CN100385826C - 采用多路复用接收链处理的降低复杂度的天线系统 - Google Patents

Abstract

一种在信号处理链中处理信号的多个副本的方法及相关系统(图6)，所述方法包括接收在对应多个天线元件(602、604)之一的信号的每一个副本，以及正交多路复用(608)所述信号的副本到一个信号处理链。所述多路复用副本从RIF降频到基带，并从模拟信号转换为数字多路复用信号(634和636)。然后所述数字多路复用副本分离(638)为多个独立信号，所述独立信号对应于在各天线之一处接收的信号的副本。在不同变化中，正交多路复用包括根据复杂沃尔什编码将信号的副本频率发送到信号处理链。在其他变化中，信号副本相位偏移90度(见图20中的90度)以及在信号处理链上时间多路复用。

Description

采用多路复用接收链处理的降低复杂度的天线系统

技术领域

本发明涉及用于无线电通信系统的天线分集接收器，特别涉及利用联合分集接收器的信号处理链来降低复杂度的天线装置。

背景技术

最近有提议现有的无线系统的性能和容量通过使用所谓的“智能”天线技术可以得到提高。特别的，结合时空信号处理这样的技术已经有提出，可以用于抵抗想要得到的引入信号的多路径衰减的有害的效应，以及用于抑制干扰信号。这样在现有的或将要展开的(例如，以CDMA为基础的系统、TDMA为基础的系统、WLAN系统和OFDM为基础的系统这样的IEEE802.11a/g系统)数字无线系统的性能以及容量可以得到提高。

可以预期的，智能天线技术将会越来越多的应用到连接蜂窝系统中的基站设施的配置以及移动用户个体(例如手机)，为了定位配置在这样的系统中的增长的需求。这些需求部分起因于使用中的从当前的以声音为基础的服务转换成下一代的无线多媒体服务，以及在声音、图像和数据传送模式之间的差异附随的模糊。用户个体利用这样的下一代系统将必须展示相对于现有的蜂窝移动无线电标准更高的声音质量以及提供高速的数据服务(例如10Mbits/s的高速)。然而，要获得高速和高质量的服务是复杂的，因为移动用户个体想要得到小巧和轻便，以及在各种环境下(例如蜂窝/百分之一蜂窝/兆分之一蜂窝，市内/郊区/乡下以及室内/室外)稳定的运行能力。此外，除了提供高质量的通讯和覆盖外，下一代系统期望得到更多有效的使用可用带宽以及可接受的价格以保证广泛的市场采纳。

在一些无线系统中，三个主要的因数往往占用大半的性能和降低容量：多路径衰减，在接收到多路径信号元件之间延时传播，以及同频干扰(CCI)。众所周知的，多路径衰减由于一个发射的信号到达接收天线的途中来回穿行多个路径而产生。从这些路径来的具有不同相位的信号叠加到一起，导致接收到的信号的振幅和相位随着天线的位置、方向和偏振，以及时间(如在环境中穿行导致的)而改变。为了消除多路径衰减的影响而提高质量或者减少有影响的错误率已经被证明是非常的困难的。虽然，通过利用更高的发生能量或者增加带宽来减少多路径衰减的影响在理论上是可行的，但是，这些方法通常与下一代系统的要求是相矛盾的。

如上所述，“延时传播”或者在接收多路径信号的复合元件中的传播延时的差异趋向于构成提高无线通讯系统的容量和性能的主要的阻碍。有报道，当延时传播的超过符号周期的大约百分之十(10％)，因而发生的重要的码间干扰(ISI)通常限制最大的数据速度。已经注意到这类型的麻烦频繁发生在窄带宽系统，例如全球移动通讯系统(GSM)。

同频干扰的存在同样对蜂窝系统的性能和容量有不利的影响。现有的蜂窝系统的运作是通过划分可用的频道为频道组，每一单元用一个频道组，频率复用。时分多路复用访问(TDMA)系统使用一个使用因子为7的频率复用，而大多码分多路(CDMA)系统使用一个使用因子为1的频率复用。这些频率复用导致了CCI，在频道组减少(比如，每一单元的容量增加)时CCI增加。在TDMA系统中，CCI主要来自一个或两个不同使用者；而在CDMA系统中，可能在单元内和来自相邻单元存在一些强干扰。对于一个给定的CCI水平，容量可以通过缩短单元的大小来提高，但是增加了增加基站的成本。

上面描述的蜂窝系统的性能的损害可通过使用设计引入分集增益到信号接收处理的多元件天线系统来部分的改善。至少存在三种主要的实现分集增益通过每一天线元件的接收信号的抗相关干扰的方法：空间分集、极化分集和角度分集。为了了解空间分集，天线元件充分的分离而能够得到较低的衰减关联。分离的要求取决于角展度，角展度是指信号到达接收天线的角度。

在移动用户单元(例如手机)被其他散开的物体包围的情况下，天线的间隔只有四分之一波长通常充分的获得较低的衰减关联。这样允许多个空间分集天线合成到一个手机上，特别的更高的频率(由于天线尺寸的减少是提高频率的函数)。更进一步的，双极化天线可以靠近放置到一起，具有较低的衰减关联，可以看作天线具有不同的式样(为角度或方向分集)。然而，每一天线元件配置在无线电话中需要一个单独的电子处理信号的链，从而提高了手机的成本和消耗的能量。

发明内容

在一个实施例中，本发明的表现为一种接收信号的方法以及实现该方法的装置。所述方法包括以下步骤：通过对应的多数天线元件的每一个来接收多个副本中的每一个，使得从而生成多个接收信号副本；正交多路复用所述多个接收信号副本到一个供给信号处理链的多路复用信号；在信号处理链中，变换多路复用信号为多个单独的信号，其中每一单独信号与所述信号的副本之一相对应。

可替换的，正交多路复用根据复杂沃尔什编码调度来实现。其他可替换的，各自的将信号转换为多路复用信号副本，信号副本相互之间偏移90度。

在另一实施例中，本发明表现为一种用于接收信号的方法，包括步骤：通过对应的天线元件的一个接收大量信号副本的每一个，从而生成多个接收信号副本；从多个天线元件的第一子网中的天线交换信号能量以生成一个第一信号，所述第一信号包括来自多个天线元件的第一子网的每一天线的信号能量；从多个天线元件的第二子网中的天线交换信号能量以生成一个第二信号，所述第二信号包括来自多个天线元件的第二子网的每一天线的信号能量；将第二信号从第一信号的相位偏移；将第二信号与第一信号合并，以形成一个包括信号的每一独立副本的信息表达的多路复用信号；以及在信号处理链中将所述多路复用信号变换为多个独立的信号，其中每一独立信号与所述信号的副本之一对应。

在再一实施例中，本发明可以表现为一种用于接收信号的装置，包括：多个天线元件被作空间排列以接收信号的对应多个副本之一，从而可生成多个接收信号副本；信号处理链；以及正交多路复用器，其连接在多个天线元件以及信号处理链之间，其中所述正交多路复用器用于接收所述多个接收信号副本以及正交地多路复用所述多个的接收信号副本，作为信号处理链上的多路复用信号；其中所述信号处理链包括用于将多路复用信号转换为多个独立信号的信号分离器，其中每一独立信号与信号的副本之一对应。

在再一实施例中，本发明可以表现为一种用于正交复用信号的方法，包括以下步骤：生成多个正交信号；通过对应的多个信号副本的一个复用所述多个正交信号的每一个，从而生成多个编码信号副本，其中每一多个信号副本通过对应的多个天线元件的一个来接收；以及结合多个编码信号副本成为一个多路复用信号。

附图说明

在附图中：

图1是传统的分集接收器的框图，其中通过多个天线元件接收的信号加权和组合以产生输出信号；

图2是传统的空间时间(spatial-temporal，st)滤波装置的框图；

图3是在无线通讯系统中多路输入/多路输出天线装置的示意图；

图4是描述现有在RF领域的多路接收天线系统的结构的框图；

图5是表现等同于图4的电路形式的数字形式的框图；

图6是依照本发明第一实施例的多个元件的天线处理模组的框图；

图7是依照本发明第一实施例接到信号时通过图6的多个元件的天线处理模组通过步骤(steps traversed)的流程图；

图8A和图8B是表现了依据一个实施例各自在时域和频域中的如图6中的多个元件的天线处理模组的多路转换输出的曲线图；

图9是表现依据一个实施例如图6中的多个元件的天线处理模组的多路转换输出的波形曲线图；

图10是描绘当转换音调和下一个谐波准入时，如图6的多个元件的天线处理模组的一个低通滤波器的输出的曲线图；

图11是描绘当只有基本的转换音调准入时，如图6的多个元件的天线处理模组的一个低通滤波器的输出的曲线图；

图12A和图12B是描绘各自在时域和频域中的如图6中的多个元件的天线处理模组的可仿效执行匹配滤波器的脉冲形状曲线图；

图13A和图13B是描绘各自在时域和频域中的如图6中的多个元件的天线处理模组的可仿效执行匹配滤波器的输出的曲线图；

图14是描绘当转换图6中的多个元件的天线处理模组实现每个符号进行五次转换操作的一群预算(constellation estimate)曲线图；

图15是描绘当转换图6中的多个元件的天线处理模组实现每个符号进行二十次转换操作的另一群预算的曲线图；

图16是描绘当转换图6中的多个元件的天线处理模组实现每个符号进行五十次转换操作的再一群预算的曲线图；

图17是描绘单独天线系统的平均比特误差率的曲线图；

图18是描绘图6中的天线处理模组在可用符号速率(symbol rate)的20倍(20X)的转换频率fs下运作的平均比特误差率的曲线图；

图19是描绘图6中的天线处理模组在可用符号速率的2倍(2X)的转换频率fs下运作的平均比特误差率的曲线图；

图20是配置具有多于两个天线元件运作的天线处理模组的另一实施例；

图21是描绘依照本发明一个实施例在接收到信号时，通过图20中的多个元件天线处理模组通过步骤的流程图；

图22是依照一个实施例将转换信号应用于图6和图21中的两个天线元件的时间矢量图；

图23是依照一个实施例将转换信号应用于图6和图21中的两个天线元件的时间矢量图；

图24是配置具有多于两个天线元件运作的天线处理模组的再一实施例；

图25A和图25B是依照一个实施例的复杂沃尔什编码矩阵和联合时间矢量图，用于提供转换信号到图24中的天线处理模组的混频器中；以及

图26A和图26B依照另一个实施例的复杂沃尔什编码矩阵和联合时间矢量图，用于提供转换信号到图24中的天线处理模组的混频器中。

具体实施方式

在下面的说明中，将会描述本发明的多个不同的方面(aspects)。然而，对本技术领域的技术人员显而易知的是，本发明可以只是实施本发明的一些或全部方面。为了说明的目的，特殊的数字、材料和外形的说明是为了提供本发明的透彻理解。然而，对本技术领域的技术人员显而易知的本发明没有特别的细节也可以实现。在另一实例中，为了不使本发明变得模糊，省略或简化公知的特征。

多样的运转将被描述为按顺序执行的多个不连续的步骤，从而更有助于理解本发明，然而，描述的顺序不会进行解释，意味着这些运转必须依赖顺序，特别的，体现步骤的顺序。更进一步的，词组“在一个实施例中”将会重复的被用到，然而这个词组不是指定为相同的实施例，尽管可能是指相同的。

为了配置移动装置来处理从多个天线元件而来的信号，在装置内的联合的电子元件的成本和消耗的能量期望通过有成本效益的方法来执行。在这点上本发明致力于一个系统和方法为了实现以潜在的减低成本的手段在移动装置内设置多个天线元件，特别是多元件天线装置。本发明不限于移动装置，也可以应用于基础设施元件(例如基站和接入点)。另外，本发明可以应用于几乎所有已知的无线标准和调制装置(例如，GSM、CDMA2000、WCDMA、WLAN、固定无线标准、OFDM和CDMA)。如下面所述，本发明提供的多个优点来源于接收来自多个天线元件的信号到普通的接收链处理路径的多路技术，为了减少消耗的能量和成本。

例如，根据本发明的多个实施例提供降低复杂度、设计能够实现低成本的多个元件天线装置和联合接收器。在一些实施例中，天线装置和接收器的设计相对于单个元件的方法没有在本质上提高消耗的能量，因而表现出其能够很好的在无线手机中应用。

根据本发明的一个方面，多个天线元件的例子是使用正交转换函数时分多路到一单个RF处理路径上。然后伴随着信道选择和空间和时间的处理，在数字域内执行解多工。

为了容易正确评价本发明的主要任务，简短的纵览多种设计用于减短延时传播、干扰和衰减的影响的现有的多元件天线系统，请参阅图1至图4。

首先请参阅图1，示出了现有分集接收器100的框图，其中为了产生输出信号，通过多个天线元件接收的信号进行加权和组合。图中现有的分集接收器100为M形天线元件102的集合、和连接于每一个单独的天线元件平行的包括加权部分110、112、114的接收链104、106、108。所述接收链104、106、108全部连接于组合器116和从连接起116伸出的混合信号118。

设有M形天线元件，这样的安排通常在天线元件之间的关联衰减上提供对抗多路径衰减的“M”的天线增益和分集增益。在上下文中天线增益定义为用于给定平均输出信噪比(SNR)的所需接收信号能量中的缩减量；而分集增益定义为在用于给定具有衰减的比特误差率(BER)的所需平均输出信噪比的缩减量。

为了缓解干扰，每一M形天线元件102在各自的加权部分110、112、114中加权，并且结合到组合器116中以使信号与干扰及噪声比(SINR)最大化。这个加权过程通常通过(minimizes mean squared error，MMSE)的方法和利用相关的干扰来减少干扰的能量。

现请参阅图2，框图示出了现有的空间时间(spatial-temporal，st)滤波装置200。图中所示第一天线202和第二天线204分别连接第一线性均衡器206和第二线性均衡器208。每个第一和第二均衡器206、208的输出端连接到组合器210，以及组合器210的输出端连接到MLSE/DFE部分212。

图2的过滤装置设计为利用联合的实时空间处理来消除延时传播。通常，由于CCI不被接收器、最理想的实时空间(ST)均衡器知晓，或者被最小化中误差(MMSE)或信号与干扰及噪声比(SINR)感知，典型的包括一个白化过滤器(whitening filter)，例如线性均衡器(LE)206、208在时间和空间上白化CCI，和图2中的过滤装置是典型的这样一个系统。如图2所示，紧接着线性均衡器(LE)206、208为一个非线性的过滤器，表现为MLSE/DFE部分212，使用决策回馈等化器(DFE)或者最大概似序列评估器(MLSE)来实现。

在本领域中知道一种普通的技术，具有较高性能的涡轮原理(TurboPeinciple)也可以用于替代非线性过滤器，但是需要更高的计算复杂度。使用ST处理(STP)技术，SNR增益达到4dB和SINR增益达到21dB已经报到具有适中数量的天线元件可以得到。

接着请参阅图3，示出了一般的在无线通讯系统中多路输入/多路输出的天线装置。图中的发报机(TX)302连接到多个发射天线304，并且多个发射天线304通过时间变化排障器(time varying obstructions)306发射信号到连接到接收器(RX)310的多个接收天线308。如图示，多个天线元件配置在无线通讯系统的发报机(TX)302和接收器(RX)310上。

除了多个输入/多个输出天线(MIMO)装置外，其他天线装置可以基于“输入”和“输出”到连接发射机和接收器的信道的数量而加以分类，如下：

●单独的输入/单独的输出(SISO)系统，包括具有用于上行和下行通讯的单独的天线的收发器(例如移动单元和基站)。

●多个输入/单独的输出(MISO)系统，包括一个或多个接收器，通过多个天线输入下行，和一个或多个发射机，通过单独的天线输出上行。

●单独的输入/多个输出(SIMO)系统，包括一个或多个接收器，通过单个天线输入下行，和一个或多个发射机，通过多个天线输出上行。

特别是MIMO系统中，多个元件天线装置最吸引人的一个方面在于可以通过使用这些配置来获得系统容量的显著提高。在发射机和接收器的可用信道的优越的评价可以得到，在一个具有M接收天线的MIMO系统中接收到的信号分解到M独立的信道。M形折叠的结果使得SISO系统的容量增加。为了一个固定的所有发射能量，MIMO系统提供的容量按比例用于增大SNR，不过实际中，受限于天线元件的M形的数量。

在多路径信道衰减的特殊情况下，发现使用MIMO装置允许由用于在SNR中每增加3dB的差不多M的额外比特/周波来限制容量。这个MIMO范围特性和基线配置对比的，当M＝1时，通过香农经典方程依每提高3dB的SNR改变一个或多个比特/周波。注意得到MIMO系统的容量的增加无需任何的相关单独元件的基线装置的额外带宽即可得到。

然而，在无线通讯系统(特别在无线手机中)广泛地配置的多个元件天线装置由于复杂度的提高、和相关消耗的能量、成本和尺寸的提高而受到制约。在一些由每一天线元件提供分离接收链的推荐结构的需求导致至少一部分这些参数的提高。

例如，图4描绘了现有在RF领域的多路接收天线系统。如图所示，图4的执行包括对应于每一M形天线元件的分开的接收链402、404、406，和每一接收链402、404、406包括执行放大、过滤和混合的元件。因而，实现这样结构的系统的成本高于只有一个接收链的系统的成本。

这样的方法进一步的缺点由于模拟相位调整器和变增益放大器的使用，致使相对的昂贵和受到由于老化、温度的变化和背离指定的公差带来的性能退化的影响。另外，由于图4的执行利用接收和发射天线元件的相位关系(例如，通道的差分延时贯穿在每一接收处理链中)，在每一RF处理链中需要硬性黏附到公差和精确校准。

下面请参阅图5，示出了等同于图4的电路形式的数字形式的框图。通常，图5中的数字电路装置的性能的退化与上面结合图4所描述的原因基本相同。就是说，整个接收链(例如从RF到基带)的加倍器相关的每一天线元件导致相对于单个天线方法的尺寸、成本、复杂度和消耗的能量的增加。因而，多个元件天线结构到目前为止不适合展开应用于在无线通讯系统中使用的手机和其他移动终端。

综述和系统结构

如以下的详细描述中，提出了本发明的几个降低复杂度的天线装置和接收器的实施例，以将与每一天线单元关联的射频处理合并到信号处理链中，在某些实施例中射频处理一旦可用，就被合并到信号处理链中。

在一些实施例中，该合并通过将样本多路复用到一个单射频处理链上实现，所述样本来自与一对天线元件连接的交换器元件。一旦单射频处理链完成射频处理，关联信号穿过匹配的过滤器，所述过滤器用于减少适当的基带比率的可用样本频率。一旦数字域中每一天线元件最初接收的信号恢复，则恢复信号被做常规的空间处理。该结构可通过改变多路复用器/信号分离器及提供给匹配过滤器(与每一天线关联)的信号流的样本间隔，被推广到使用多于一对天线元件的系统。

图6为一个框图，其例示了依据本发明的一个实施例的结合一个复数元件(plural-element)天线处理模块600的接收器前端。复数元件天线处理模块600包括第一及第二天线元件602和604，所述第一及第二天线元件602和604通过多路复用器交换器608连接到射频处理链610。参考图6时，同时参考图7，其中图7为例示通过复数元件天线处理模块600执行步骤的流程图。

在操作中，第一及第二天线元件602和604首先从两个空间位置接收信号。这样，第一及第二天线元件602和604中的每一个接收到信号的副本(replica)(步骤702)。在一些实施例中，第一及第二天线元件602和604接收的副本为信号的无关联的副本。

然后，第一及第二天线元件602和604接收的信号的副本被正交地多路复用到处理链610(步骤704)。在一些实施例中，通过将第一接收信号乘以接收的信号的一个副本(如第一天线602)，以及将第二交换信号乘以接收的信号的另一个副本(如第二天线604)实现正交多路复用，其中第二交换信号与第一交换信号的相位相差90度。

简要参考图23，示出了两方波，相位相距90度，其为根据本发明的一个实施例的用于第一和第二天线602、604接收的多个信号副本的交换信号的示例性方波。如图23所示，每一方波在每一循环期间倒转极性。然而公知地，交换方波在每一循环期间无需倒转，而通过使用在每一循环周期内倒转极性的方波(即与正弦波更接近)，在多路复用处理时产生较少的谐波，从而仅需要要求较低的多路复用信号的过滤。

在一些实施例中(其将参考图24和25进一步描述)，将根据复杂沃尔什编码规则(complex Walsh coding principals)进行频率传播。

作为本技术领域人员公知的，多路复用器608可以使用不同的硬件和软件/固件(firmware)实现。例如在一个实施例中，使用单刀双掷(Single-PoleDouble-Throw，SPDT)交换器连同频率偏移技术，以正交多路复用信号的副本。或者，如将在图24中详细描述地，使用混频器提供交换信号到接收信号的副本。

简要参考图8A和图8B，示出了作为一个例示实施例的多路复用交换器608分别在时间域和频率域的输出的表达，其中信号的副本没有相位偏移，而实现交换处理的振荡所需的基本音调则从载波fc偏移218kHz。在图8A的时间域表达中，接收自射频处理链610的第一和第二天线元件602、604的信号的时间多路复用是明显的，且在本例中需弄清楚所接收的信号主要仅强度不同。由于多路复用器608的操作而由天线元件602和604接收的信号的发射通过图8B中的能量频谱图清楚显示。图8B的能量频谱图中的高阶谐波也是清晰的，且总的说来仅中心频率和那些218kHz中的每一偏移传送到ADC(模数转换器)634、636。

多路复用可用数学方式表示为交换信号s1(t)和s2(t)到由第一天线元件602“Ant1”接收的信号能量r1(t)的应用，以及到第二天线元件604“Ant2”接收的信号能量r2(t)的应用，结果是：

m(t)＝r1(t)s1(t)+r2(t)s2(t)

其中：

s1(t)＝1+cos(2πfs/2t)

s2(t)＝1+cos(2πfs/2t+π)

r1(t)＝sin(2πfct+p1(t))

r2(t)＝sin(2πfct+p2(t))

p1(t)＝Ant1上接收的基带相位过程

p2(t)＝Ant2上接收的基带相位过程

上述数学表达中需注意的是，正弦波而不是方波用作交换函数。结果是，由于正弦曲线波相对于方波的低谐波含量，使得计算简化。

如前所述的，在某些实施例中，在每一循环周期内倒换极性的交换信号(比如方波)通常更接近地逼近正弦波。其充分地减少或者消除了潜在生成地假谐波能量

再次返回到数学表达式，m(t)输出的展开：

m(t)＝r1(t)+r2(t)

      +sin(2π(fc-fs/2)t   +p1(t))/2

      +sin(2π(fc-fs/2+π)t+p2(t))/2

      +sin(2π(fc+fs/2     +p1(t))/2

      +sin(2π(fc+fs/2+π)t+p2(t))/2

信号m(t)的频谱显现为在载波频率fc的中心波峰，并且具有在fc的两边的fs/2的恒等的副瓣(side lobe)偏移。

在一个示例性的实施例中，多路复用器608以至少20倍于天线元件602和604接收的信息的符号率的速率进行交换。然而，在天线的实施例中，正交多路复用器608的交换率的涵盖从大约两倍于可用符号率到超过20倍符号率的范围。

接着，来自多路复用器608的多路复用信号从射频频率降频转换(步骤706)。本技术领域的普通技术人员可知，单个上述的副瓣包括带有π弧度的相位偏移信号的两兴趣信号(signal ofinterest)的总和，并且一个副瓣使可用表达减少到两正弦曲线相位偏移的总和，为：

sin(2π(fc-fs/2)t+p1(t))/2+sin(2π(c-fs/2+π)t+p2(t)/2

当p1(t)＝p2(t)时，则该部分为零，且不可实际使用。这样，在一些实施例中，由于m(t)为兴趣信号，因此接收的信号能量被向下混合到载波频率。

在一个实施例中，例如图6中所示，射频处理链610包括相位内(in-phase)(I)分支614和正交相位(quadrature-phase)(Q)分支618，其分别包括第一混合装置620和第二混合装置624。如图所示，提供混合信号cos(fc)给第一混合装置620，其中fc表示接收的载波信号的频率。类似地，提供混合信号sin(fc)给第二混合装置624。混合装置620及624用于向下混合接收信号能量到载波频率fc，其导致在DC的中心波峰的生成，以及在多路复用器608的交换频率的一半处(fs/2)一对副瓣互相在顶点“叠加”。

如图6所示，来自第一混合装置620和第二混合装置624的信号能量被分别提供到第一低通过滤器630及第二低通过滤器632，而在一个实施例中，在相位内(I)分支614和正交相位(Q)分支618中的信号能量在fs的分离点(cut-off)被过滤。

在fs的分离点低通过滤后(其保持s1(t)和s2(t)完整)，获得如下的所述m(t)的I和Q部分：

m_b_I(t)＝m(t)*cos(2πfc t)

        ＝s1(t)r1(t)cos(2πfc t)+s2(t)r2(t)cos(2πfc t)

        ＝s1(t)sin(p1(t)+s2(t)sin(p2(t))

m_b_Q(t)＝m(t)*sin(2πfc t)

     ＝s1(t)r1(t)sin(2πfc t)+s2(t)r2(t)sin(2πfc t)

     ＝s1(t)cos(p1(t))+s2(t)cosp2(t))

这些结果是所期望的，因为函数s1(t)和s2(t)可被认为是方形。

图9-11提供了存在的最接近低通过滤器630和632的不同信号的示例性表达。特别地，图9表示在多路复用交换器608的输出在被低通过滤器630和632之一过滤前的波形。

图10描述在交换音调(tone)和下一谐波被接纳的情况下，低通过滤器630和632之一的输出。

相反地，图11表示在仅有基础交换音调被接纳的情况下，低通过滤器之一的输出处的信号。

来自第一和第二低通过滤器630和632的过滤信号通过第一模拟到数字转换器(ADC)634和第二ADC 636被提供到信号分离器638，在ADC中过滤信号被从模拟信号转换为数字信号(步骤708)。然后，来自第一模拟到数字转换器(ADC)634和第二ADC 636的数字信号被通过信号分离器638分离。

信号分离器638用于将样本从第一天线元件602路由到第一槽缓冲器(slot buffer)642，以及将样本从第二天线元件604路由到第二槽缓冲器644。这样，信号分离器638提供独立的信号，所述独立的信号为第一和第二天线元件602、604接收的信号副本的代表。然后，来自第一槽缓冲器642和第二槽缓冲器644的缓冲样本被分别通过第一匹配过滤器650和第二匹配过滤器654进行脉冲匹配过滤(步骤712)。在脉冲匹配过滤后，来自第一和第二脉冲匹配过滤器650、654的独立信号被通过空间处理模块660进行空间处理(步骤714)。在一个示例性的实施例中，空间处理模块660在数据域中执行已知的空间操作算法。

图12A和图12B描述了匹配过滤器650和654分别在时间域和频率域的一个示例性操作的脉冲形状。图13A和图13B描述了匹配过滤器650和654在时间域和频率域的输出。

在一个实施例中，脉冲匹配过滤器650和654不以考虑在独立的信号分离器信号中中断的方式被配置，所述中断为由多路复用交换器608在执行多路复用操作期间的接收信号r1(t)及r2(t)的采样的结果。当交换频率fs增长为次序大小超过接收能量的符号频率时，然而，在该有效采样处理期间出现的任何损失趋于可忽略。

例如，图14-16描述了分别以基于操作的每信号5、20和50的交换操作生成的基带组估算。如图所示，当交换频率提高时，由于采样处理的丢失变得可忽略。

在其他实施例中，脉冲匹配过滤器650、654被以考虑在独立的信号分离器信号中中断的方式被配置，所述中断为由多路复用交换器608在执行多路复用操作期间的接收信号r1(t)及r2(t)的采样的结果。在这些实施例中的脉冲匹配过滤器650、654合成来自第一槽缓冲器642和第二槽缓冲器644的缓冲样本(即低通过滤、信号分离、缓冲后的分散低通信号)，以在采样瞬间集中最大数量的能量。这通过与独立的低通信号匹配的过滤器650、654实现，作为独立的低通信号的复杂共轭。

带有处理模块(如配置有两诸如第一和第二天线元件602、604的处理模块600)的接收器的信号到噪音的特性被与使用包括仅单个天线元件接收器获得的特性作比较。总体上，可发现由本发明配置形成的空间相异性的输出上级导致信号衰落的出现。在这种具有线性独立空间符号差的干涉存在的情况下，可发现本发明的用于为信号到噪音特性中提供实质的改进的配置。

接着参考图17-19，例如，分别描述了模拟情况(1)单个天线，(2)配置有两个天线并以20倍(20X)于可用符号率的交换频率fs运行的天线操作模块600，以及(3)配置有两个天线并以2倍(2X)于可用符号率的交换频率fs运行的天线操作模块600中的平均错误率。

接着参考图18，可观察到，在20X符号率的中等交换频率fs中的显著优点可通过单一天线情况获得(图17)。相反，图19表示在2X符号率的交换频率fs中，性能相对于图18中的情况会下降。尽管如此，在2X符号率的交换频率fs中的性能呈现比单个天线情况(图17)高。需注意的是，每一匹配过滤器650、654的适当设计可实质减少或消除性能中的任何不同，所述性能为交换频率fs的函数。

接着参考图20，示出了天线处理模块2000的另一实施例，天线处理模块2000配置有超过两个的天线元件。如图所示，多元件天线处理模块2000包括连接到多路复用器2001的第一、第二、第三和第四天线元件2002、2004、2006及2008，其中多路复用器2001连接到射频处理链2016。在参考图20时，同时参考图21，其中图21为例示通过天线处理模块2000执行步骤的流程图。

在操作中，天线2002、2004、2006及2008在不同空间位置接收信号，且结果是，每一天线2002、2004、2006及2008接收信号的各副本(步骤2102)。在一些实施例中，天线2002、2004、2006及2008被调整，从而每一个接收信号的无关联的副本。

在一些实施例中，如图20所示，多路复用器2001包括第一和第二多路复用交换器2010、2012，其作为单刀双掷交换器操作。第一和第二天线2002、2004作为四个天线2002、2004、2006及2008的第一子网(subnet)连接到第一多路复用交换器2010，而第三第四天线2006、2008作为四个天线2002、2004、2006及2008的第二子网连接到第二多路复用交换器2012。

在当前实施例中，第一多路复用交换器2010在第一和第二天线元件2002、2004间以fs/2的速率交换，以生成第一信号2014(步骤2104)。类似地，第二多路复用交换器2012在第三和第四天线元件2006、2008间以相同的fs/2的速率交换，以生成第二信号2016(步骤2106)。然后第二信号2016进行相位漂移，从第一信号漂移90度(步骤2108)。

简要参考图22，示出了一个实施例中的两个交换信号，所述交换信号用于在第一和第二天线元件2002、2004(以及在第三和第四天线元件2006、2008间)提供交换，以分别形成图20中的第一和第二信号2014、2016。在本实施例中，第一信号的格式通过将在第一天线2002接收的信号副本乘以第一方波，以及将第二天线2004接收的信号副本乘以第二方波实现，其中第二方波与第一方波的相位相差180度。将同一交换调度应用到第二和第三天线，以形成第二信号，然后如上所述，第二信号2016从第一信号偏移90度。

简要参考图13，示出了另一实施例中的两个交换信号，所述交换信号用于在第一和第二天线元件2002、2004，以及在第三和第四天线元件2006、2008间提供交换，以分别形成图20中的第一和第二信号2014、2016。如图23所示，两个交换信号转换为彼此相位相差90度且在每一循环周期转换极性的方形波。

在本实施例中，第一信号的格式通过将在第一天线2002接收的信号副本乘以第一方波，以及将第二天线2004接收的信号副本乘以第二方波实现，其中第二方波与第一方波的相位相差90度。应用到第二和第三天线以形成第二信号的同一交换调度从第一信号偏移90度。

接着，第一和第二信号2014、2016被合并形成处理链2016上的一个正交多路复用信号(步骤2110)。通过这种方式，四个天线元件被多路复用到一个具有理想带宽的通用接收器链，如在一个两天线元件实施例。从而，当前实施例能以相对其他设计更低的成本实现。

例如，相对于一个包括单刀四掷(single-pole four-throw)交换器以在四个天线间提供交换，当前实施例使用半带宽，从而当前实施例更为合算。

然后多路复用信号通过混合装置2018进行降频转换(步骤2112)，并在被由数字转换器2022从模拟信号转换为数字信号之前通过低通过滤器2020被过滤。

在转换为数字表达后，多路复用信号被一个信号分离器2024分为四个独立的信号，每一信号代表一个对应的信号的副本，所述副本被四个天线元件2002、2004、2006和2008中对应的一个所接收(步骤2114)。然后，四个独立的信号在被空间处理部分2034接收前被各脉冲匹配过滤器2026、2028、2030、2032脉冲匹配过滤。

参考图24，示出了天线处理模块2400的另一实施例，所述天线处理模块2400使用两个以上的天线元件操作。如图所示，多元件天线处理模块2400包括与多路复用器2410连接的第一、第二、第三和第四天线元件2402、2404、2406、2408，多路复用器2410与射频处理链2016连接。

在操作中，天线2402、2404、2406及2408在不同空间位置接收信号。结果是，每一天线2402、2404、2406及2408接收信号的各副本(步骤2102)。在一些实施例中，天线2402、2404、2406及2408被调整，从而每一个天线接收信号的无关联的副本。

如图24所示，多路复用器2410包括分别与天线2402、2404、2406、2408连接的第一、第二、第三及第四混合单元2412、2414、2416、2418。混合单元2412、2414、2416、2418用于将交换信号注入每一由各天线2402、2404、2406、2408接收的信号副本。在一些实施例中，由每一混合器提供的交换信号是正交交换信号。

例如在一个实施例中，交换信号根据一个复杂沃尔什编码调度执行。例如简要参考图25A和25B，分别示出了一个复杂沃尔什编码矩阵以及一个对应的信号时序图。需注意的是，图25的复杂编码矩阵中的每一元素为一个复数，单在本实施例中，为了简化的原因，每一元素的虚部为零。需注意的是，在本实施例中，矩阵中的元素可以是零或一，分别对应“关”或“开”状态。

在操作中，复杂沃尔什矩阵中的每一行被诸如CPU(未示出)解译，且生成相应的交换信号，如图25B所示，其提供给一个对应的混合单元2412、2414、2416、2418。然后混合单元2412、2414、2416、2418使用天线2402、2404、2406及2408接收的各信号副本混合交换信号。例如，图25A的复杂沃尔什矩阵中的第一行为0，0，0，1，结果在第一个三个循环周期中(如图25B所示)，混合器2412通过第一天线2402接收的信号副本混合出一个“关”信号。

参考图26A和26B，分别示出了复杂沃尔什编码矩阵和对应的信号时序图的另一个实施例。如图26A所示，复杂沃尔什编码矩阵的元素为1或-1，结果是，对应信号(如图26B所示)从循环周期到循环周期倒转极性。结果，当混合如图26B所示的信号时，生成相对于图25B的信号少的谐波。

在来自天线信号2402、2404、2406及2408的信号副本被通过个交换信号(如参考图25B和26B描述的交换信号)混合后，编码信号副本2420、2422、2424、2426被信号合成器2428合并，以产生一个处理链2430上的正交多路复用信号。

需注意的是，本实施例的正交多路复用调度是一个实现图7中步骤704的实施例。

在多路复用后，在一些实施例中，多路复用信号通过混合器2430被降频，通过低通滤波器2432过滤，通过模拟到数据转换器2434转换为数字信号，然后通过信号分离器2436分离为天线2402、2404、2406、2408接收的四个原始信号副本的表达。然后独立信号在被通过空间处理单元2446作空间处理前被通过各脉冲匹配过滤器2438、2440、2442、2444作脉冲匹配过滤。

描述的和其他实施例可在包括但不限于时分多路访问(TDMA)、码分多路方位(CDMA)、频分多路访问(FDMA)、正交频分多路复用访问(OFDMA)或任何这些合成的系统中使用。其还可包括使用任何类型调制以编码数据信号的系统。

前述的描述，围了解释，使用了特定术语以提供一个完整的对本发明的理解。然而，对于熟知本技术领域的人员来说明显的是，为实现本发明的特定的细节是不需要的。在其他实例中，公知的电路和设备显示为框图，以避免对发明本质的不必要的干扰。因此，本发明前述特定实施例的描述用于例示和描述的目的。它们不用于穷举或限制本发明到揭露的精确形式，显然根据上述的教授可作许多修改和变化。选出和描述的实施例用于最好地解释本发明的原理和它的实际应用，从而使其他熟知本领域的人员最好地使用本发明和具有不同修改的不同实施例，以适应特定使用目的。

Claims (10)

1.一种接收信号的方法，其特征在于，包括：

接收信号的多个副本，所述多个副本中的每一个通过一个对应的天线元件接收从而生成多个接收信号副本；

将所述多个接收信号副本正交多路复用为一个多路复用信号，所述多路复用信号用于提供给信号处理链；

在信号处理链中将所述多路复用信号转换为多个独立的信号，其中每一独立信号与所述多个接收信号副本之一对应。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述正交多路复用多个接收信号副本包括：

将所述多个接收信号副本在包括多个天线元件的第一子网间进行交换，以生成第一信号，所述第一信号为来自所述第一子网的多个天线元件的信号的副本；

将所述多个接收信号副本在包括多个天线元件的第二子网间进行交换，以生成第二信号，所述第二信号为来自所述第二子网的多个天线元件的信号的副本；

将第二信号的相位相对第一信号偏置；以及

将所述偏置后的第二信号与第一信号合并，以形成多路复用信号。

3.一种接收信号的方法，其特征在于：包括：

接收信号的多个副本，所述多个副本中的每一个通过一个对应的天线元件接收从而生成多个接收信号副本；

在包括多个天线元件的第一子网中的天线间交换信号能量，以生成一个第一信号，所述第一信号包含来自第一子网中的每一天线的信号能量；

在包括多个天线元件的第二子网中的天线间交换信号能量，以生成一个第二信号，所述第二信号包含来自第二子网中的每一天线的信号能量；

将第二信号的相位相对第一信号偏置；

将偏置后的第二信号与第一信号合并，以形成一个包括信号的每一独立副本的信息表达的多路复用信号；以及

在信号处理链中将所述多路复用信号转换为多个独立的信号，其中每一独立信号与所述接收信号的多个副本之一对应。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：在包括多个天线元件的第一子网中的天线间交换信号能量步骤包括在第一组多个天线元件间交换信号能量以生成第一信号，在包括多个天线元件的第二子网中的天线间交换信号能量步骤包括在第二组多个天线元件间交换信号能量交换以生成第二信号。

5.一种接收信号的装置，其特征在于：包括：

多个天线元件，其中所述多个天线元件被作空间排列以分别接收信号的对应多个副本之一，从而可生成多个接收信号副本；

信号处理链；以及

正交多路复用器，其连接在多个天线元件以及信号处理链之间，其中所述正交多路复用器用于接收所述多个接收信号副本以及正交地多路复用所述多个接收信号副本，作为信号处理链上的多路复用信号；

其中所述信号处理链包括用于将多路复用信号转换为多个独立信号的信号分离器，其中每一独立信号与信号的多个副本之一对应。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于：其中正交多路复用器包括：

与包括多个天线元件的第一子网连接的第一交换器，其中所述第一交换器用于在所述包括多个天线元件的第一子网间交换信号副本以在第一交换器的输出端生成第一信号，所述第一信号为来自第一子网的信号的各副本；

与包括多个天线元件的第二子网连接的第二交换器，其中所述第二交换器用于在所述包括多个天线元件的第二子网间交换信号副本以在第二交换器的输出端生成第二信号，所述第二信号为来自第二子网的信号的各副本；

与所述第二交换器的输出连接的相位偏移部分，其中相位偏移部分用于在偏移输出生成偏移信号，所述偏移信号的相位相对第一信号偏置；以及

与第一交换器的输出及偏移输出连接的信号合成器，其用于接收和合并所述第一信号和偏移信号以形成信号处理链上的多路复用信号。

7.根据权利要求5所述的装置，其特征在于：所述正交多路复用器包括：

多个用于提供混合信号的混合器，其中所述多个混合器中的每一个连接到多个天线元件之一，其中每一混合器用于将多个正交交换信号之一与多个天线元件的每一个接收的信号的对应多个副本之一混合，生成多个混合信号之一；以及

与所述多个混合器连接的合成器，其用于接收和合并所述多个混合信号，从而形成所述多路复用信号。

8.一种接收信号的装置，其特征在于：包括：

接收信号的多个副本的装置；

信号处理链；

用于将所述接收信号的多个副本正交多路复用为多路复用信号的装置，所述多路复用信号提供给信号处理链；

用于在信号处理链中将所述多路复用信号转换为多个独立信号的装置，其中每一所述独立信号对应于接收信号的多个副本之一。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于：所述正交多路复用多个副本的装置包括：

将所述接收信号的多个副本在包括多个天线元件的第一子网间进行交换，以生成第一信号的装置，所述第一信号为来自所述第一子网的多个天线元件的信号的副本；

将所述接收信号的多个副本在包括多个天线元件的第二子网间进行交换，以生成第二信号的装置，所述第二信号为来自所述第二子网的多个天线元件的信号的副本；

将第二信号的相位相对第一信号偏置的装置；

将所述偏置后的第二信号与第一信号合并以形成多路复用信号的装置。

10.一种正交多路复用信号的方法，其特征在于：包括

生成多个正交信号；

将所述多个正交信号的每一个乘以信号的多个副本中对应的一个，以生成多个编码信号副本，其中所述信号的多个副本中的每一个由多个天线元件中对应的一个接收；以及

将所述多个编码信号副本合并以形成一个正交多路信号。

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