CN101057221A - 超宽带通信装置和方法 - Google Patents

Abstract

提供了超宽带(UWB)通信装置和方法。在一个实施例中，超宽带发送器包括配置用以生成用于以多个超宽带脉冲或者信号的形式来发送的数据的处理器。发送器包括基于该数据生成代码字的FEC编码器。FEC包括配置用来接收和处理该数据的多个循环移位寄存器、在该多个循环移位寄存器中的每个循环移位寄存器之间的多个固定连接、以及与多个固定连接进行通信的多个XOR门。提供本摘要仅仅是为了符合如下对摘要的要求规定，即让读者快速查明这里所含公开的主题内容。提交本摘要之时有如下明确理解，即本摘要将不用来解释或者限制权利要求的范围或者含义。

Description

超宽带通信装置和方法

技术领域

本发明主要地涉及超宽带通信，并且具体地涉及使用超宽带技术的通信系统和方法。

背景技术

在广域网(WAN)级、局域网(LAN)级和专用网(PAN)级，无线通信系统正在激增。这些无线通信系统使用各种允许同时接入到多个用户的技术。这些技术中最普遍的技术是将特定频率分配给每个用户的频分多址(FDMA)、将特定时隙分配给每个用户的时分多址(TDMA)和将特定代码分配给每个用户的码分多址(CDMA)。但是这些无线通信系统和各种调制技术受困于对提供给用户的服务的容量和质量造成限制的许多问题。出于说明的目的，以下段落简洁地描述这些问题中的少数几个。

在无线通信系统中可能存在的一个问题是多径干扰。多径干扰或者多径之所以出现是因为所传输无线信号中的一些能量在信号从源行进到目的地时被比如建筑物或者山脉这样的障碍物反弹。障碍物实际上造成传输信号的反射，而障碍物越多，它们所生成的反射就越多。这些反射然后沿着它们自己的传输路径行进到目的地(或者接收器)。这些反射将包含与原始信号相同的信息；然而，由于传输路径长度不同，所以反射信号将与原始信号异相。结果，它们将常常在接收器中破坏性地与原信号相组合。这被称为衰落。为了应对衰落，当前的系统通常尝试估计多径效应，然后使用均衡器在接收器中对多径效应进行补偿。然而在实践中很难实现有效的多径补偿。可能影响无线通信系统的操作的第二问题是来自系统内相邻通信小区的干扰。在FDMA/TDMA系统中，通过频率再使用计划来防止此类干扰。在频率再使用计划之下，可用的通信频率被分配给通信系统内的通信小区，从而不会在相邻小区中使用同一频率。实质上，可用频率被分成组。组的数目被称为再使用因子。然后通信小区被分组成群，每个群包含与频率组数目相同的小区。每个频率组然后被分配给每个群中的小区。因此，如果例如使用频率再使用因子7，则特定通信频率将在每七个通信小区中仅使用一次。结果，在任一七个通信小区的组中，每个小区仅可以使用可用频率的1/7，即每个小区仅能够使用可用带宽的1/7。

在CDMA通信系统中，每个小区使用同一宽带通信信道。为了避免与相邻小区的干扰，每个通信小区使用特定的扩频代码集将小区内的通信区别于那些源于小区以外的通信。因此，CDMA系统在它们避免常规再使用计划所固有的限制这一意义上保持带宽。但是正如将要讨论的，还有限制CDMA系统中的带宽的其它问题。因此，在克服干扰时，常常牺牲系统带宽。随着无线通信系统由于增加越来越多的用户而持续扩张，带宽正在变成很宝贵的商品。因此，以带宽换取系统性能是在所有无线通信系统中虽然必要却又代价不菲的提议。上文仅仅是可能影响常规无线通信系统的诸类问题中的两个例子。这些例子也说明无线通信系统性能的许多方面可以通过例如减少干扰、增加带宽或者兼备这二者的系统和方法来改进。

超宽带(UWB)通信系统尽管在某种程度上更能抗御多径但是也受到其效应的困扰。一类UWB是脉冲式通信形式，其中传统通信的连续载波为电磁能量的离散脉冲所取代。一些UWB通信系统利用了通过精确的脉冲时序来携带数据的调制技术。如上所述，反射能量沿不同路径从发送器行进到接收器。路径长度还造成反射能量在不同时间到达接收器。由于一些UWB系统使用时序来传达数据，所以脉冲的反射副本可能干扰UWB信号的解调。

不但常规无线通信系统受到比如在先前段落中所述那样的问题所影响，而且不同类型的系统也以不同方式和在不同程度上受影响。无线通信系统可以分成三类：1)视线系统，可以包括点到点或者点到多点的系统；2)室内非视线系统；以及3)室外系统，比如无线WAN。视线系统受上述问题影响最小，而室内系统例如由于信号从建筑物墙壁反弹而所受影响较大。室外系统迄今为止是这三种系统中最受影响的。由于这些类型的问题在无线发送器和接收器的设计中是限制性的因素，所以这样的设计必须针对它将在其中操作的具体系统类型来定制。在实践中，每类系统实施特有的通信标准，这些通信标准解决特定系统类型所特有的问题。例如即使室内系统使用与室外系统相同的通信协议和调制技术，接收器设计仍然会不同，因为多径和其它问题是给定的系统类型所特有的并且必须以特有的解决方案来解决。如果可以开发既成本高效又有效的如下方法来应对如上所述那样的问题，则上述情况将并非必然，这些方法内建了可编程性以使得设备可以针对不同类型的系统来重新配置而仍然保持优良的性能。

发明内容

为了应对以上问题，这里描述的装置、系统和方法提供一种去除新颖的前向纠错(FEC)技术。在本发明的一个实施例中，超宽带发送器包括配置用以生成用于以多个超宽带脉冲或者信号的形式来发送的数据的处理器。发送器包括基于该数据生成代码字的FEC编码器。FEC包括配置用来接收和处理该数据的多个循环移位寄存器、在多个循环移位寄存器中的每个循环移位寄存器之间的多个固定连接、以及与该多个固定连接进行通信的多个XOR门。在一个实施例中，固定连接被布置为使得第一固定连接与多个XOR门中的第一XOR门进行通信、第二固定连接与多个XOR门中的第二XOR门进行通信，依此类推，直至固定连接中的最后一个固定连接与多个XOR门中的最后一个XOR门进行通信。

一般而言，FEC编码器将数据字编码成包含奇偶矩阵的代码字。在一个实施例中，基于奇偶矩阵的性质来优化编码器以便减少路由开销和尺寸。在另一实施例中，解码器被优化用以在面临当通过物理信道传输代码字时所引入的噪声之时对代码字进行接收和解码。

通过考察以下的具体实施方式部分和附图可以理解本发明的这些以及其它特征和优点，在附图中相似的参考标号用来描述这些图中数幅示图内的相同、相似或者对应部分。

附图说明

在附图的各图中通过例子而不以限制性的方式来图示这里所教导的本发明优选实施例，在附图中：

图1是图示了根据本发明划分成多个子信道的宽带信道的示例性实施例的图；

图2是图示了无线通信系统中多径效应的图；

图3是图示了根据本发明划分成多个子信道的宽带通信信道的另一示例性实施例的图；

图4是图示了将滚降因子应用到图1、图2和图3的子信道的图；

图5A是图示了根据本发明为宽带通信信道分配子信道的图；

图5B是图示了根据本发明为宽带通信信道分配时隙的图；

图6是图示了根据本发明的无线通信的示例性实施例的图；

图7是图示了根据本发明在图6的无线通信系统中使用同步代码的图；

图8是图示了可以用来在图6的无线通信系统中对同步代码进行相关的相关器的图；

图9是图示了根据本发明的同步代码相关的图；

图10是图示了根据本发明而配置的同步代码的互相关特性的图；

图11是图示了根据本发明的无线通信系统的另一示例性实施例的图；

图12A是图示了根据本发明可以如何对根据本发明的宽带通信信道的子信道进行分组的图；

图12B是图示了根据本发明来分配图12A的子信道组的图；

图13是图示了在时域中图12B的组分配的图；

图14是图示了根据本发明在图11的无线通信系统中基于SIR(信干比)测量来分配子信道的流程图；

图15是根据本发明所配置的发送器的示例性实施例的逻辑框图；

图16是用于在图15的发送器中使用的根据本发明所配置的调制器的示例性实施例的逻辑框图；

图17是图示了用于在图16的调制器中使用的根据本发明所配置的速率控制器的示例性实施例的图；

图18是图示了用于在图16的调制器中使用的根据本发明所配置的速率控制器的另一示例性实施例的图；

图19是图示了用于在图16的调制器中使用的根据本发明所配置的频率编码器的示例性实施例的图；

图20是用于在图16的调制器中使用的根据本发明所配置的TDM/FDM块的示例性实施例的逻辑框图；

图21是用于在图16的调制器中使用的根据本发明所配置的TDM/FDM块的另一示例性实施例的逻辑框图；

图22是用于在图16的调制器中使用的根据本发明所配置的频移器的示例性实施例的逻辑框图；

图23是根据本发明所配置的接收器的逻辑框图；

图24是用于在图23的接收器中使用的根据本发明所配置的解调器的示例性实施例的逻辑框图；

图25是用于在图24的解调器中使用的根据本发明所配置的均衡器的示例性实施例的逻辑框图；

图26是根据本发明所配置的无线通信设备的示例性实施例的逻辑框图；

图27是图示了根据本发明用于在无线通信网络中回收带宽的示例性方法的流程图；

图28是图示了图27的方法可以实施于其中的示例性无线通信网络的图；

图29是图示了可以在图28的网络中用来实施图27的方法的示例性发送器的逻辑框图；

图30是图示了可以在图28的网络中用来实施图27的方法的另一示例性发送器的逻辑框图；

图31是图示了图27的方法可以实施于其中的另一示例性无线通信网络的图；

图32是图示了示例性FEC编码器和示例性FEC解码器的图；

图33是图示了根据一个实施例配置的示例性FEC编码器的图；

图34是图示了根据一个实施例配置用以根据输入数据生成代码字的FEC编码器的图；

图35是更具体地图示了图34的编码器的图；

图36是图示了图34的编码器的进一步细节的图；

图37是图示了根据一个实施例在解码器中可以包括的示例性奇偶节点处理器的图；

图38是图示了图37的奇偶节点处理器的一个节点的图；

图39是更具体地图示了图37的奇偶节点处理器的图；

图40是图示了根据一个实施例配置的奇偶节点处理器的图；

图41是不同通信方法的图示；以及

图42是两个超宽带脉冲或者信号的图示。

将认识到一些或者所有图是用于说明目的的示意性表示而并非必然地描绘所示单元的实际相对尺寸或者位置。提供这些图是为了图示本发明的一个或者多个实施例，明确理解它们并不用来限制权利要求的范围或者含义。

具体实施方式

在以下段落中，将参照附图通过例子来具体地描述本发明。尽管此发明能够以许多不同形式来实施，但是在附图中示出并且这里将具体地描述特定的实施例，应当理解本公开将被视为本发明原理的例子而本意不在于将本发明限制于所示和所述的特定实施例。也就是说，在整个本说明书中应当将所示实施例和例子看作范例而不是对本发明的限制。如这里所用，“本发明”是指这里描述的本发明的任一实施例及其等效。另外，在整个文档中对“本发明”的各种特征的提及并不意味着所有要求保护的实施例或者方法都必须包括所提及的一个或者多个特征。

1.引言

为了提高无线通信系统性能并且允许单个设备在从一类系统移动到另一类系统的同时仍然保持优良性能，这里描述的系统和方法提供如下各种通信方法，这些通信方法针对困扰这些系统的各种普遍问题来增强发送器和接收器的性能、并且允许在各种系统中重新配置发送器和/或接收器以求最佳性能。因而，这里描述的系统和方法定义一种将公共宽带通信信道用于所有通信小区的信道接入协议。然而，该宽带信道于是划分成多个子信道。不同子信道然后被分配给每个小区内的一个或者多个用户。但是每个小区内的基站或者服务接入点发送一个占用宽带信道整个带宽的消息。每个用户的通信设备接收整个消息，但是仅对该消息中驻留于分配给该用户的子信道中的那些部分进行解码。对于例如点到点的系统，单个用户分配有所有子信道并且因此具有可为它们所用的全宽带信道。另一方面，在无线WAN中，可以在多个用户之中划分子信道。在下文对示例性实施例的描述中，将在尽可能的程度上指出与不同类型的系统有关的实施差异或者特有的侧重。但是应当理解这里描述的系统和方法可适用于任何类型的通信系统。此外，诸如通信小区、基站、服务接入点等术语可以互换地用来指代网络在这些不同级别的共同方面。

为了开始说明这里描述的系统和方法的优点，可以先开始考虑对于如图1中所示带宽为B的单个宽带通信信道100的多径效应。在传统无线通信系统中通过信道100所发送的通信将包括数字数据符号或者被编码和调制到RP载波上的的符号，该RP载波中心频率为f_c并且占用带宽B。一般而言，符号的宽度(或者符号持续时间)T被定义为1/B。因此，如果带宽B等于100MHz，则符号持续时间T按照如下等式来定义：T＝1/B＝1/100MHZ＝10ns.    (1)

当接收器接收通信、对它进行解调、然后对它进行解码时，接收器将重新创建如图2中所示数据符号106的流104。但是接收器也将接收同一数据流的多径版本108。由于多径数据流108相对于数据流104在时间上延迟了例如延迟d1、d2、d3和d4，所以它们可能破坏性地与数据流104相组合。延迟扩展d_s被定义为从数据流104的接收到对数据流104的接收有干扰的最后多径数据流108的接收之间的延迟。因此，在图2所示例子中，延迟扩展d_s等于延迟d4。延迟扩展d_s将根据不同环境而变化。具有大量障碍物的环境将产生大量多径反射。因此，延迟扩展d_s将较长。实验已经表明：对于室外WAN型环境，延迟扩展d_s可以长达20μs。使用等式(1)的10ns符号持续时间，这变换成2000个符号。因此，对于很大的带宽如100MHz，多径干扰可能在符号级造成显著数量的干扰，很难为之实现足够补偿。这即使对于室内环境也是成立的。对于室内LAN型系统，延迟扩展d_s明显地较短，通常约为1μs。对于10ns的符号持续时间，这相当于100个符号，这就更容易管理但是仍然显著。通过将带宽B分段成多个子信道200，如图3中所示，并且为每个子信道生成截然不同的数据流，多径效应可以减少到管理起来容易得多的水平。例如，如果每个子信道200的带宽B是500KHz，则符号持续时间是2μs。因此，对于每个子信道的延迟扩展d_s相当于仅10个符号(室外)或者半个符号(室内)。因此，通过将占用整个带宽B的消息分解成各占用子信道200的带宽B的离散消息，产生受到相对较小的多径效应困扰的真正宽带信号。

在对使用被分段成所述多个子信道的宽带通信信道的更多特征和优点进行讨论之前，将更具体地说明子信道的某些方面。回到图3，总带宽B被分段成中心频率为f₀至f_N-1的N个子信道。因此，紧靠于f_C以右的子信道200从f_C偏移b/2，其中b是每个子信道200的带宽。下一子信道200偏移3b/2，再下一子信道偏移5b/2，依此类推。在f_C以左，每个子信道200偏移-b/2、-3b/2、-5b/2等。优选地，子信道200不重叠，因为这允许在接收器中独立地处理每个子信道。为了实现这一点，优选地在脉冲整形步骤中将滚降因子应用于每个子信道中的信号。通过每个子信道200中脉冲的非矩形形状在图3中图示这种脉冲整形步骤的效果。因此，每个子信道的带宽B可以按照比如以下这样的等式来表示：

              b＝(1+r)/T；               (2)

其中r＝滚降因子，而T＝符号持续时间。在无滚降因子即b＝1/T时，脉冲形状在频域中将是矩形的，这对应于时域中的函数(sin x)/x^2。在图4中示出对于信号((sin x)/x)^2信号400的时域信号以便说明与矩形脉冲形状相关联的问题和使用滚降因子的必要。正如所见，主瓣402包含几乎所有的信号400。但是该信号的一些也驻留于从主瓣402在两个方向无限地伸展的旁瓣404中。旁瓣404使处理信号400困难得多，这增加了接收器的复杂度。应用如等式(2)中所示的滚降因子使信号400衰减得更快，减少了旁瓣404的数目。因此，增大滚降因子会减少信号400的长度，即信号400在时间上变得更短。但是包含滚降因子也减少了每个子信道200中的可用带宽。因此，必须选择r以便将旁瓣404的数目减少到充分的数目如15，同时仍然使每个子信道200中的可用带宽最大化。因此，对于通信信道200的总带宽B按照以下等式来给出：

    B＝N(1+r)/T；           (3)

    OrB＝M/T；              (4)

其中M＝(1+r)N.              (5)

出于有关于发送器设计的效率的目的，优选的是选择r使得等式(5)中的M为整数。选择r使得M为整数会允许使用例如逆傅立叶变换(IFFT)技术的发送器设计更为高效。由于M＝N+N(r)且N总为整数，这意味着必须选择r使得N(r)为整数。一般而言，优选的是r在0.1与0.5之间。因此，如果N例如是16，则可以选择r为0.5使得N(r)为整数。可选地，如果在上例中选择r的值使得N(r)不为整数，则可以使B略宽于M/T以求补偿。在这一情况下，仍然优选的是选择r使得N(r)近似地为整数。

2.无线通信系统的示例性实施例

在上文所述了然于心的情况下，图6图示了包括多个小区602的示例性通信系统600，每个小区使用公共宽带通信信道来与每个小区602内的通信设备604通信。该公共通信信道是如上所述的宽带通信信道。每个通信小区602被定义为小区内基站或者服务接入点606的覆盖区域。在图6中示出一个这样的基站606作为说明。出于本说明书和所附权利要求书的目的，术语基站将被用来一般地指代一种为多个通信设备提供到无线通信系统的无线接入的设备，无论该系统是视线、室内或者室外系统都是如此。由于每个小区602使用同一通信信道，所以一个小区602中的信号必须可区别于相邻小区602中的信号。为了区别来自一个小区602的信号和来自另一小区602的信号，相邻的基站606根据代码重用规划来使用不同的同步代码。在图6中，系统600使用同步代码重用因子4，然而重用因子可以根据应用而变化。优选地，同步代码如图7中所示定期地插入到从基站606到通信设备604的通信中。在预定数目(在这一情况下为两个)的数据分组702之后，将特定的同步代码704插入到每个基站606所正在发送的信息中。同步代码是基站606和它正在与之通信的任何通信设备604这二者所已知的数据位序列。同步代码允许这样的通信设备604将自己的时序同步到基站606的时序，该时序又允许设备604对数据恰当地进行解码。因此，在例如小区1(参见图6中的浅阴影小区602)中，同步代码1(SYNC1)在每两个分组702之后被插入到小区1中的基站606所生成的数据流706中；在小区2中，SYNC2在每两个分组702之后被插入；在小区3中，SYNC3被插入；而在小区4中，SNYC4被插入。下文更具体地讨论对同步代码的使用。

在图5A中，用于在通信系统600中使用的示例性宽带通信信道500划分成中心频率为f₀至f₁₅的16个子信道502。在每个通信小区602的中央处的基站606发送占用宽带信道500的全部带宽B的单个分组。这样的分组在图5B中以分组504来图示。分组504包含利用与子信道502之一相对应的频移来编码的子分组506。子分组506实际上定义了分组504中的可用时隙。类似地，可以认为子信道502定义了通信信道500中的可用频率仓。因此，通信小区602中的可用资源是可以分配给每个小区602内不同通信设备604的时隙506和频率仓502。因此，如图5B中所示，例如频率仓502和时隙506可以分配给小区602内的4个不同通信设备604。每个通信设备604接收整个分组504，但是仅处理给它分配的那些频率仓502和/或时隙506。优选地，如图5B中所示，每个设备604分配有非相邻的频率仓502。这样，如果干扰破坏了通信信道500的一部分中的信息，则这些效应扩展遍及小区602内的所有设备604。有希望的是，通过以此方式扩展开干扰效应，可以使效应最小化，而且仍然可以根据在其它频率仓中接收的未受影响的信息来重新创建向每个设备604发送的完整信息。例如，如果比如衰落这样的干扰破坏了仓f₀-f₄中的信息，则每个用户1-4丢失一个数据分组。但是每个用户潜在地从给它们分配的其它仓接收三个未受影响的分组。有希望的是，在其它三个仓中的未受影响的数据提供用于为每个用户创建整个消息的足够信息。因此，频率分集可以通过将非相邻的仓分配给多个用户中的每个用户来实现。确保给一个用户分配的仓的间隔大于相干带宽就确保了频率分集。正如上文所讨论的，相干带宽近似地等于1/d_s。对于d_s通常为1μs的室外系统，1/d_s＝1/1μs＝1兆赫(MHz)。因此，给用户分配的非相邻频带优选地间隔以至少1MHz。然而，甚至更为优选的是，如果相干带宽加上某一保护频带则确保充分的频率分集将分配给每个用户的非相邻仓分离开。例如，在某些实施中优选的是确保至少5倍于相干带宽或者在上例中为5MHz将非相邻仓分离开。另一种用以提供频率分集的方式是在间隔大于相干带宽的向特定用户分配的频率仓中重复数据块。换而言之，如果4个子信道200分配给用户，则可以在第一和第三子信道200中重复数据块a，而可以在第二和第四子信道202中重复数据块b，这里假设子信道在频率上充分地相分离。在这一情况下，可以认为该系统使用分集长度因子2。该系统可以类似地被配置用以实施其它分集长度，例如3，4，....1。

应当注意，根据实施例也可以包括空间分集。空间分集可以包括发送空间分集、接收空间分集或者这二者。在发送空间分集中，发送器使用多个分立发送器和多个分立天线来发送每个消息。换而言之，每个发送器并行地发送同一消息。然后在接收器中从发送器接收并且组合这些消息。由于并行发送沿不同路径行进，所以如果一个路径受衰落影响，则其它路径将可能不受影响。因此，当在接收器中组合它们时，即使其它传输路径中的一个或者多个传输路径经历严重的衰落却仍然应当可以恢复消息。接收空间分集使用多个分立接收器和多个分立天线来接收单个消息。如果足够的距离将天线分离开，则天线所接收的信号的传输路径将不同。同样，传输路径的这一差异将在来自接收器的信号被组合时提供不受衰落影响的性质。发送和接收空间分集也可以在比如系统600这样的系统内组合，从而两个天线用来发送而两个天线用来接收。因此，每个基站606的发送器可以包括用于发送空间分集的两个天线，而每个通信设备604的接收器可以包括用于接收空间分集的两个天线。如果仅发送空间分集实施于系统600中，则它可以实施于基站606中或者通信设备604中。类似地，如果仅接收空间分集包含于系统600中，则它可以实施于基站606中或者通信设备604中。每个小区602中分配有频率仓502和/或时隙506的通信设备604的数目优选地是可实时编程的。换而言之，面对有变化的外部条件即多径或者相邻小区干扰以及有变化的要求即对于小区内各种用户的带宽要求，通信小区602内的资源分配优选地是可编程的。因此，例如如果用户1要求整个带宽来下载大型视频文件，则可以调整仓502的分配以向用户1提供更多甚至所有仓502。一旦用户1不再要求如此大数量的带宽，则可以在所有用户1-4之中重新调整仓502的分配。也应当注意，给特定用户分配的所有仓可以用于前向链路和反向链路。可选地，根据具体实施，可以分配一些仓502作为前向链路，而可以分配一些仓用于在反向链路上使用。为了增加容量，优选地在每个通信小区602中重用整个带宽B，其中每个小区602通过唯一同步代码(参见下文的讨论)来区分。因此，系统600提供了对多径和衰落有所提高的抗扰性并且由于消除频率重用要求而提供了增加的频带宽。

3.同步

图8图示了同步代码相关器800的示例性实施例。当例如小区1中的设备604(参见图6)从小区1的基站606接收传入通信时，它在相关器800中将传入数据与SYNC1进行比较。实质上，该设备扫描传入数据，试图将数据与在这一情况下为SYNC1的已知同步代码相关。一旦相关器800将传入数据匹配到SYNC1，它就在输出处生成相关峰804。数据的多径版本也将生成相关峰806，虽然这些峰806一般小于相关峰804。该设备然后可以使用相关峰来执行信道估计，这允许该设备使用例如均衡器针对多径进行调节。因此，在小区1中，如果相关器800接收包含SYNC1的数据流，则它将生成相关峰804和806。另一方面，如果数据流包含例如SYNC2，则将不生成峰而该设备将实质上忽略传入通信。

即使包含SYNC2的数据流将不创建任何相关峰，但是它仍可能在相关器800中引起可能防止对相关峰804和806的检测的噪声。可以采取数个步骤来防止这一点发生。一种用以最小化来自相邻小区602的信号在相关器800中引起的噪声的方式是配置系统600使得每个基站606同时发送。这样，同步代码可以优选地以如下方式来生成：相对于在例如流708、710和712这样的相邻小区数据流内的分组702而言，只有这些相邻小区数据流内的同步代码704才会干扰对正确同步代码704如SYNC1的检测。于是可以进一步配置同步代码以消除或者减少干扰。例如，不正确的同步代码所引起的噪声或者干扰是那一同步代码相对于正确代码的互相关的函数。这二者之间的互相关越良好，噪声电平就越低。当互相关理想时，噪声电平将事实上为零，如图9中噪声电平902所示。因此，系统600的优选实施例使用表现出理想互相关即零的同步代码。优选地，同步代码的理想互相关覆盖如下时段1，该时段足以允许对多径相关峰906以及相关峰904进行准确的检测。这一点如此重要以至于可以实现准确的信道估计和均衡。在时段1以外，噪声电平908上升，因为分组702中的数据是随机的并且将表现出与同步代码如SYNC1的较低互相关。优选地，时段1实际上略长于多径长度以便确保可以检测多径。

a.同步代码生成

常规系统使用正交代码来实现相关器800中的互相关。在例如系统600中，分别与小区1-4(参见图6的浅阴影小区602)相对应的SYNC1、SYNC2、SYNC3和SYNC4将全部需要以它们将具有与彼此之间的理想互相关这样的方式来生成。在一个实施例中，如果涉及到的数据流包含高数据位和低数据位，则值“1”可以分配给高数据位而“-1”可以分配给低数据位。因此正交数据序列是当它们在相关器800中一起异或时产生“0”输出的数据序列。下例针对正交序列1和2说明了这一点：

序列1：1 1-1 1

序列2：1 1 1-1

       1 1-1-1＝0

因此，当每个位对的异或结果相加时结果为“0”。但是在例如系统600中，每个代码必须具有与在相邻小区602中使用的每个其它代码之间的理想或者零互相关。因此，在用于生成表现出上述性质的同步代码的方法的一个示例性实施例中，该过程开始于选择将要作为用于这些代码的基础的“理想序列”。理想序列是在与本身相关时产生与序列中位的数目相等的数字的序列。例如

理想序列1：1 1-1 1

           1 1-1 1

           1 1 1 1＝4

但是每当理想序列循环地移位一位时，新序列与原始序列正交。因此，例如如果理想序列1循环地移位一位、然后与原始序列相交，则该相关会如下例中那样产生“0”：

理想序列1：1 1-1 1

           1 1 1-1

           1 1-1-1＝0

如果理想序列再次循环地移位一位并且再次与原始序列相关，则它将产生“0”。一般而言，可以将理想序列循环地移位最多可达其长度的任意多个位，并且将移位的序列与原始序列相关以获得“0”。一旦选择了正确长度的理想序列，在一个实施例中优选地通过将序列重复4次来生成第一同步代码。因此，如果使用理想序列1，则第一同步代码y将如下所示：

y＝11-11 11-11 11-11 11-11.

或者一般形式：y＝x(0)x(1)x(2)x(3)x(0)x(1)x(2)x(3)x(0)x(1)x(2)x(3)x(0)x(1)x(2)x(3).

对于长度为L的序列：y＝x(0)x(1).x(L)x(0)x(1).x(L)x(0)x(1).x(L)x(0)x(1)...x(L).

重复理想序列会允许相关器800有用以检测同步代码的更佳机会，并且还允许生成其它非相关频率。重复具有在频域中采样的效果。此效果通过图10中的曲线来图示。因此，在与同步代码y相对应的迹线1中，每第四采样仓1000就生成采样1002。每个采样仓的间隔是1/(4LxT)，其中T是符号持续时间。因此在L＝4的上例中，每个采样仓在频域中的间隔是1/(16xT)。迹线2-4图示了接下来的三个同步代码。正如所见，用于每个后续同步代码的采样相对于用于前一序列的采样移位一个采样仓。因此，序列都互不干扰。为了生成与迹线2-4相对应的后续序列，序列y必须在频率上移位。这一点就r＝1至L(序列的编号)和m＝0至4*L-1(时间)而言可以使用如下等式来实现：

z^r(m)＝y(m)*exp(j*2*π*r*m/(n*L))，           (6).

其中：z^r(m)＝每个后续序列；y(m)＝第一序列；n＝序列被重复的次数。将理解到在时域中与exp(j2π(r*m/N))因子相乘会在频域中产生移位，其中N等于序列被重复的次数(n)与基本理想序列L的长度的乘积。等式(6)为每个同步代码2-4产生如图10中所示相对于同步代码1的所需移位。在生成每个同步代码中的最后步骤是将最后M个采样的副本附加到每个代码的前方，其中M为多径的长度。完成这一点是为了进行与多径循环的卷积并且允许多径检测更容易。

应当注意，可以使用同一方法从多个理想序列生成同步代码。例如，可以生成和多次重复理想序列、然后生成第二理想序列并对其进行四次重复以获得等于八的因子n。所得序列然后可以如上所述那样移位以创建同步代码。

b.使用同步代码的信号测量

因此，当通信设备在小区的边缘处时，它将从多个基站接收信号，因此将同时对数个同步代码进行解码。这可以借助图11来图示，该图图示了无线通信系统1100的另一示例性实施例，该无线通信系统1100包括通信小区1102、1104和1106以及通信设备1108，该通信设备与小区1102的基站1110通信、但是也分别从小区1104的基站1112和小区1106的基站1114接收通信。如果来自基站1110的通信包含同步代码SYNC1，而来自基站1112和1114的通信分别包含SYNC2和SYNC3，则设备1108将有效地接收这三个同步代码之和。这是因为基站1110、1112和1114如上所述那样被配置为同时进行发送。另外，同步代码几乎同时到达设备1108，因为它们是根据上文所述来生成的。同样如上所述，同步代码SYNC1、SYNC2和SYNC3表现出理想的互相关。因此，当设备1108将代码SYNC1、SYNC2与SYNC3之和x相关时，后二者将不干扰设备1108对SYNC1的恰当检测。重要的是，和x也可以用来确定重要的信号特征，因为和x根据如下等式而等于同步代码信号之和：

            x＝XYNC1+SYNC2+SYNC3.       (7)

因此，当去除SYNC1时留下SYNC2与SYNC3之和，如下所示：

            x-SYNC1＝SYNC2+SYNC3.       (8)

根据和(SYNC2+SYNC3)所计算的能量等于设备1108所见噪声或者干扰。由于在设备1106中将同步代码进行相关的目的在于提取SYNC1中的能量，所以设备1108也具有来自基站1110的信号中的能量，即SYNC1所代表的能量。因此，设备1106可以使用SYNC1的和(SYNC2+SYNC3)的能量以针对它正在用来与基站1110通信的通信信道来执行信号-干扰测量。该测量的结果优选地是信干比(SIR)。出于下文将讨论的目的，SIR测量结果然后可以传送回到基站1110以便根据相关器800所产生的相关来执行对信道冲激响应(CIR)或者信道估计的极为准确的确定。这允许使用低成本、低复杂度的均衡器来实现高度准确的均衡，由此克服常规系统的显著缺点。

4.子信道分配

如上所述，如设备1108所确定的SIR可以传送回基站1110以供在分配时隙502时使用。在一个实施例中，由于独立地处理每个子信道502这一事实，可以测量每个子信道502的SIR并且将其传送回基站1110。因此，在这样的实施例中，子信道502可以被划分成组，而对于每个组的SIR测量结果可以被发送回基站1110。在图12A中图示了这一点，该图示出了分段成子信道f₀至f₁₅的宽带通信信道1200。子信道f₀至F₁₅然后分组成8个组G1至G8。因此，在一个实施例中，设备1108和基站1110通过比如信道1200这样的信道来通信。同一组中的子信道优选地间隔以尽可能多的子信道以便确保分集。例如在图12A中，同一组内的子信道间隔以7个子信道，例如组G1包括f₀和f₈。设备1102报告对于每个组G1至G8的SIR测量结果。这些SIR测量结果优选地与阈值做比较以确定哪些子信道组可为设备1108所用。此比较可以出现在设备1108或者基站1110中。如果它出现在设备1108中，则设备1108可以向基站1110简单地报告哪些子信道组可为设备1108所用。SIR报告将同时针对小区1102内的多个设备而出现。因此，图12B图示了如下情形：与用户1和用户2相对应的两个通信设备报告了在用于组G1、G3、G5和G7的阈值以上的SIR水平。然后基站1110优选地基于如图12B中所示的SIR报告将子信道组分配给用户1和用户2。当将“良好”子信道组分配给用户1和用户2时，基站1110也优选地基于频率分集的原理来分配它们。因此，在图12B中，用户1和用户2交替地分配有每隔一个的“良好”子信道。子信道在频域中的分配等效于时隙在时域中的分配。因此，如图13中所示，用户1和用户2这两个用户接收通过通信信道1200来传输的分组1302。图13也图示了图12B的子信道分配。尽管图12和图13图示了为两个用户基于SIR来分配子信道/时隙，但是所示原理也可以延及任何数目的用户。因此，在小区1102内的分组可以由3个或者更多用户接收。不过，随着可用子信道的数目由于高的SIR而减少，可用带宽也减少。换而言之，随着可用子信道减少，可以获得对通信信道1200的接入的用户数目也减少。

不良的SIR可能由于各种原因而造成，但是它常常归因于设备在小区的边缘处从相邻小区接收通信信号。由于每个小区在使用同一带宽B，所以相邻小区信号将对于某些子信道最终地升高噪声电平并且使SIR降级。因此，在一些实施例中，可以在比如图11中的小区1102、1104和1106这样的小区之间协调子信道分配，以便防止来自相邻小区的干扰。因此，如果通信设备1108在小区1102的边缘附近而设备1118在小区1106的附近，则这两个设备可能相互干扰。结果，设备1108和设备1118分别向基站1110和1114报告回的SIR测量结果将指示干扰电平过高。因此通过协调方式，基站1110可以被配置用以仅给设备1108分配奇数组，即G1、G3、G5等，而基站1114可以被配置用以给设备1118分配偶数组。于是两个设备1108和1118由于子信道组的协调式分配而不会相互干扰。以这一方式分配子信道就减少了分别可为设备1108和1118所用的总带宽。在这一情况下，带宽按照因子二而减少。但是应当记住，分别更靠近每个基站1110和1114来操作的设备如果需要则将仍然能够使用所有子信道。因此，只有在小区的边缘附近的比如设备1108这样的设备才会使可用带宽减少。例如，将这一点与CDMA系统相对比，在CDMA系统中所有用户的带宽由于在这些系统中使用的扩频技术总是按照约为10的因子减少。因此可以看出，使用多个子信道的在宽带信道上进行无线通信的系统和方法不仅提高服务质量而且可以显著地增加可用带宽。

当有三个设备1108、1118和1116在它们的相应相邻小区1102、1104和116的边缘附近时，子信道可以一分为三。因此，例如设备1108可以分配有组G1、G4等等，设备1118可以分配有组G2、G5等，而设备1116可以分配有组G3、G6等。在这一情况下，用于这些设备(即在小区1102、1104和1106的边缘附近的设备)的可用带宽按照因子3而减少，但是这仍然优于例如CDMA系统。子信道的这种协调式分配能够起作用的方式通过图14中的流程图来图示。首先在步骤1402中，通信设备如设备1108报告对于所有子信道组G1至G8的SIR。然后在步骤1404中将所报告的SIR与阈值相比较以确定SIR对于每个组是否充分地低。可选地，设备1108可以进行该判断并且简单地报告哪些组在SIR阈值以下或者以上。如果SIR水平对于每个组均是良好的，则基站1110可以在步骤S1406中使每个组可为设备1108所用。以定期方式，设备1108优选地测量SIR水平并且更新基站1110以防SIR恶化。例如，设备1108可以从在小区1102的中央附近朝着边缘移动，其中来自相邻小区的干扰可能影响对于设备1108的SIR。如果在步骤1404中的比较表明SIR水平不佳，则基站1110可以被预先编程用以仅给设备1108分配奇数组或者偶数组，它将在步骤S1408中实现这一点。设备1108然后报告对于它在步骤1410中分配有的奇数组或者偶数组的SIR测量结果，并且在步骤1412中再次将它们与SIR阈值进行比较。假设不良的SIR水平归因于设备1108在小区1102的边缘处操作并且因此受比如设备1118这样的设备所干扰这一事实。但是设备1108将同时干扰设备1118。因此，在步骤中分配奇数组或者偶数组优选地对应于基站1114给设备1118分配相对的组。因而，当设备1108报告对于给它分配的无论是奇数组还是偶数组的SIR测量结果时，在步骤1410中的比较应当表明SIR水平现在在阈值水平以下。因此，基站1110在步骤1414中使分配的组可为设备1108所用。同样，通过返回到步骤1402，设备1108优选地定期地更新SIR测量结果。步骤1410的比较有可能表明SIR水平仍然在阈值以上，这应当指示第三设备如设备1116仍然在干扰设备1108，在这一情况下基站1110可以被预先编程用以在步骤1416中将每第三组分配给设备1108。这应当分别对应于基站1114和1112将非干扰信道对应地分配给设备1118和1116。因此，设备1108应当能够在分配的子信道组即G1、G4等上操作而无不适当的干扰。同样，通过返回到步骤1402，设备1108优选地定期地更新SIR测量结果。任选地，第三比较步骤(未示出)可以在步骤1416后实施以确保分配给设备1408的组拥有用于恰当操作的足够SIR水平。另外，如果有更多相邻小区，即如果在第4或者甚至第5相邻小区中的设备有可能干扰设备1108，则图14的过程将继续下去，而子信道组甚至将进一步被划分以在给设备1108分配的子信道上确保足够的SIR水平。

即使图14的过程减少可为小区1102、1104和1106的边缘处的设备所用的带宽，仍然能够以这样一种方式使用SIR测量结果以便增加数据速率并且因此回收或者甚至增加带宽。为了实现这一点，分别在基站1102、1104和1106中以及在与之通信的设备如设备1108、1114和1116中使用的发送器和接收器必须能够动态地改变用于一些或者所有子信道的符号映射方案。例如，在一些实施例中，符号映射方案可以在BPSK、QPSK、8PSK、16QAM、32QAM等之中动态地改变。随着符号映射方案变得更高，即朝着32QAM改变，恰当操作所需SIR水平变得更高，即可以经受越来越少的干扰。因此，一旦为每个组确定SIR水平，例如基站1110这样的基站就可以确定对于每个子信道组可以支持什么符号映射方案，并且相应地改变调制方案。设备1108必须也改变符号映射方案以对应于基站的符号映射方案。该改变可以针对所有的组统一地来实现，或者它可以针对单独的组来实现。另外，符号映射方案可以根据实施例而仅在前向链路上、仅在反向链路上或者在这二者上改变。因此，通过保持用以动态地分配子信道和动态地改变用于所分配的子信道的符号映射方案这一能力，这里描述的系统和方法相较于常规系统提供了用于以更高的性能水平保持更高的可用带宽的能力。然而，为了完全实现上述益处，迄今为止所述系统和方法必须能够以既成本有效又便利的方式来实施。另外，该实施必须包括可重新配置性，从而根据这里描述的系统和方法单个设备可以在不同类型的通信系统之间移动而仍然保持最佳性能。以下描述具体举例说明被配置用于以提供上文刚描述过的能力这一方式根据这里描述的系统和方法来操作的硬件实施的高级实施例。

5.采样发送器实施例

图15是图示了根据上述系统和方法配置用于无线通信的发送器1500的示例性实施例的逻辑框图。该发送器例如可以在比如基站606这样的基站内或者比如设备604这样的通信设备内。提供发送器1500以图示在根据这里描述的系统和方法所配置的发送器中可以包含的逻辑部件。本意不在于将使用多个子信道在宽带信道进行无线通信的系统和方法限制于任何特定发送器配置或者任何特定无线通信系统。

在了解了这一点的情况下，可以看出发送器1500包括串行到并行转换器1504，该转换器被配置用以接收包含数据速率R的串行数据流1502。串行到并行转换器1504将数据流1502转换成N个并行数据流1520，其中N是子信道200的数目。应当注意，尽管以下讨论假设了使用单个串行数据流，但是如果需要或者希望则也可以使用多个串行数据流。在任何情况下，每个并行数据流1502的数据速率于是为R/N。每个数据流1520然后被发送到扰频器、编码器和交织器块1506。扰频、编码和交织是在许多无线通信发送器中实施的普遍技术并且有助于提供鲁棒、安全的通信。将出于说明性的目的而简短地说明这些技术的例子。扰频分解将要发送的数据以便平滑发送数据的谱密度。例如，如果数据包含长串的“1”，则在谱密度中将有尖峰。此尖峰可能在无线通信系统中造成较大干扰。通过分解该数据，可以平滑谱密度以避免任何这样的尖峰。经常通过将数据与随机序列异或来实现扰频。对并行位流1520进行编码，例如可以提供前向纠错(FEC)。FEC的目的在于通过将一些悉心设计的冗余信息添加到通过通信信道所传输的数据来提高该信道的容量。添加此冗余信息的过程称为信道编码。卷积编码和块编码是两种主要的信道编码形式。卷积代码每次对一位或者数位的串行数据进行操作。块代码对相对大的(通常多至两百个字节)消息块进行操作。有各种有用的卷积代码和块代码，并且有各种算法用于对接收的编码信息序列进行解码以恢复原始数据。例如，具有Viterbi解码的卷积编码或者Turbo编码是对于传输信号在其中主要受添加性白高斯噪声(AWGN)所破坏的信道或者甚至仅经历衰落的信道特别适合的FEC技术。卷积代码通常使用两个参数来描述：代码速率和约束长度。代码速率k/n被表达为在给定的编码器循环中进入卷积编码器中的位的数目(k)与卷积编码器所输出的信道符号的数目(n)之比。公共代码速率是1/2，这意味着对于输入到编码器中的每1位产生2个符号。约束长度参数K表示卷积编码器的“长度”，即有多少k-位级可用来馈给产生输出符号的组合逻辑。与K密切有关的是参数m，该参数指示了在输入位首次在对卷积编码器的输入处出现之后在多少编码器循环中保留该输入位并且将它用于编码。m参数可以被考虑为编码器的存储器长度。交织被用来减少衰落效应。交织混淆数据的次序，从而如果衰落干扰了传输信号的一部分，则整个消息将不受影响。这是因为一旦在接收器中对该消息进行解交织和解码，丢失的数据将包含整个消息的非邻接部分。换而言之，衰落将干扰该交织消息的邻接部分，但是当对该消息进行解交织时，受干扰的部分扩展遍布整个消息。使用比如FEC这样的技术，则可以填充遗失的信息，或者丢失数据的影响恰是可以忽略的。

在块1506之后，每个并行数据流1520被发送到符号映射器1508。符号映射器1508将诸如BPSK、QPSK等必要符号映射应用到每个并行数据流1520。符号映射器1508优选地是可编程的，从而可以例如响应于针对每个子信道202而报告的SIR来改变对并行数据流所应用的调制。也优选的是，每个符号映射器1508可分别地编程为使得可以选择用于每个子信道的最佳符号映射方案并且将之应用于每个并行数据流1520。在符号映射器1508之后，并行数据流1520被发送到调制器1510。下文描述调制器1510的示例性实施例的重要方面和特征。在调制器1510之后，并行数据流1520被发送到求和器1512，该求和器被配置用以将并行数据流求和并且由此生成包含每个单独处理的并行数据流1520的单个串行数据流1518。串行数据流1518然后被发送到无线电发送器1514，它在这里根据已知技术利用RF载波来调制、加以放大并且经由天线1516来发送。下文描述可以与这里描述的系统和方法结合使用的无线电模块实施例。传输信号占用通信信道100的整个带宽B，并且包含如下每个离散并行数据流1520，这些数据流被编码到它们在带宽B内的相应子信道102上。将并行数据流1520编码到适当的子信道102上要求每个并行数据流1520在频率上被移位适当的偏移。这是在调制器1510中实现的。

图16是根据这里描述的系统和方法的调制器1600的示例性实施例的逻辑框图。重要的是，调制器1600获取并行数据流1602，对每个数据流1602执行时分调制(TDM)或者频分调制(FDM)，使用滤波器1612对它们进行滤波，然后使用频移器1614在频率上对每个数据流进行移位，从而它们占用适当的子信道。滤波器1612应用所需的脉冲急变(snapping)，即它们应用在部分1中描述的滚降因子。经频移的并行数据流1602然后被求和并且发送。调制器1600也可以包括速率控制器1604、频率编码器1606和插补器1610。图6中所示的所有部件都在以下段落中并且结合图17-23来具体地描述。

图17图示了根据这里描述的系统和方法的速率控制器1700的一个示例性实施例。速率控制器1700被用来控制每个并行数据流1602的数据速率。在速率控制器1700中，例如通过重复数据流d(0)至d(7)将数据速率减半从而产生其中a(0)与a(8)相同、a(1)与a(9)相同等的流a(0)至a(15)。图17图示了以这种方式重复数据流的效果是获取被编码到前8个子信道1702上的数据流，并且在接着8个子信道1702上复制它们。正如所见，7个子信道对包含相同或者复制的数据流的子信道1702进行分离。因此，例如如果衰落影响一个子信道1702，则携带相同数据的其它子信道1702可能不会受影响，即在复制的数据流之间有频率分集。因此通过牺牲数据速率，在这一情况下是将数据速率减半，来实现更鲁棒的传输。另外，通过复制数据流d(0)至d(8)来提供的鲁棒性可以通过经由扰频器1704向复制的数据流施加扰频来进一步增强。应当注意，数据速率可以减少一半以上，例如减少四或者更多。可选地，数据速率也可以按照除一半以外的数量而减少。例如n个数据流的信息被编码到m个子信道上，其中m＞n。因此，为了将速率减少2/3，来自一个数据流的信息可以在第一子信道上被编码，来自第二数据流的信息可以在第二数据信道上被编码，而两个数据流之和或者之差可以在第三信道上被编码。在这一情况下，需要对第三信道中的功率应用恰当的缩放。否则，第三信道中的功率可以例如两倍于前两个信道中的功率。优选地，速率控制器1700是可编程的，从而可以响应于某些操作因子来改变数据速率。例如，如果针对子信道1702而报告的SIR较低，则速率控制器1700可以被编程用于以重复的方式来提供更鲁棒的传输以确保没有数据因干扰而丢失。此外，例如室内、室外、视线这样不同类型的无线通信系统可能要求改变鲁棒性的等级。因此，速率控制器1700可以被调节用来为特定类型的通信系统提供最小的所需鲁棒性。此类可编程性不但确保鲁棒的通信，它也可以用来允许单个设备在通信系统之间移动并且保持优良的性能。

图18图示了根据这里描述的系统和方法的速率控制器1800的可选示例性实施例。在速率控制器1800中增加而不是减少数据速率。这是使用串行到并行转换器1802将例如每个数据流d(0)至d(15)转换成两个数据流来实现的。延迟电路1804然后将每个串行到并行转换器1802所生成的两个数据流之一延迟1/2个符号时段。因此，数据流d(0)至d(15)被变换成数据流a(0)至a(31)。特定串行到并行转换器1802和关联延迟电路1804所生成的数据流然后必须被求和并且编码到适当的子信道上。例如，数据流a(0)和a(1)必须被求和并且编码到第一子信道上。优选地，这些数据流在每个数据流由滤波器1612脉冲整形之后被求和。因此，速率控制器1604优选地是可编程的，从而如特定类型的无线通信系统所要求的那样，或者如通信信道条件或者子信道条件所要求的那样，可以如在速率控制器1800中那样增加数据速率或者如在速率控制器1700中那样减少数据速率。在增加数据速率的情况下，滤波器1612也优选地是可编程的，从而它们可以被配置用以向例如数据流a(0)至a(31)应用脉冲整形，然后对适当的流求和以生成适当数目的并行数据流以便发送到频移器1614。以图18中所示方式来增加数据速率的优点在于实质上可以实现较高的符号映射速率而不改变符号映射器1508中使用的符号映射。一旦对数据流求和，就在频率上对求和的流进行移位，从而它们驻留于适当的子信道中。但是由于每一个符号的位的数目已经加倍，所以符号映射速率已经加倍。因此，例如4QAM符号映射可以被转换成16QAM符号映射，即使SIR对于以别的方式所应用的16QAM符号映射而言过高仍然如此。换而言之，对速率控制器1800进行编程以便以图18中所示方式来增加数据速率可以增加符号映射，即使在信道条件在别的情况下不允许这一点时仍然如此，这又可以允许通信设备无论通信系统的类型如何都保持足够的或者甚至优良的性能。如图18中所示那样增加数据速率的缺点在于增加干扰和接收器复杂度。前者归因于增加的数据数量。后者归因于每个符号由于1/2符号重叠而不能独立地加以处理这一事实。因此，在实施比如速率控制器1800这样的速率控制器时必须针对增加的符号映射能力来权衡这些问题。

图19图示了根据这里描述的系统和方法的频率编码器1900的一个示例性实施例。类似于速率编码，频率编码优选地用来提供增加的通信鲁棒性。在频率编码1900中，多个数据流之和或者之差被编码到每个子信道上。这通过以下方式实现：使用加法器1902分别将数据流d(0)至d(7)与数据流d(8)至d(15)求和，而加法器1904分别从数据流d(8)至d(15)中减去数据流d(0)至d(7)。因此，加法器1902和1904所生成的数据流a(0)至a(15)包含与多个数据流d(0)至d(15)有关的信息。例如，a(0)包含d(0)与d(8)之和，即d(0)+d(8)，而a(8)包含d(8)-d(0)。因此，例如如果a(0)或者a(8)由于衰落而未收到，则仍然可以从数据流a(8)中取回数据流d(0)和d(8)这二者。实质上，数据流d(0)至d(15)与a(0)至a(15)之间的关系是矩阵关系。因此，如果接收器知道所要应用的正确矩阵，则它可以从a(0)至a(15)中恢复d(0)至d(15)之和以及之差。优选地，频率编码器1900是可编程的，从而可以在需要时启用和禁用它以便提供鲁棒性。优选地，加法器1902和1904也是可编程的，从而可以向d(0)至d(15)应用不同矩阵。在频率编码(如果包括它)之后，数据流1602被发送到TDM/FDM块1608。TDM/FDM块1608如特定实施例所要求的那样对数据流执行TDM或者FDM。图20图示了配置用以对数据流执行TDM的TDM/FDM块2000的示例性实施例。提供TDM/FDM块2000以说明在配置用以对数据流执行TDM的TDM/FDM块中可以包括的逻辑部件。根据实际的实施，可以包括或者可以不包括这些逻辑部件中的一些逻辑部件。TDM/FDM块2000包括子块重复器2002、子块扰频器2004、子块终止器2006、子块重复器2008和SYNC插入器2010。子块重复器2002被配置用以接收数据子块，比如包含例如位a(0)至a(3)的块2012。子块重复器然后被配置用以重复块2012以提供重复，这又促成更鲁棒的通信。因此，子块重复器2002生成包含2个块2012的块2014。子块扰频器2004然后被配置用以接收块2014并且对它扰频，由此生成块2016。一种扰频方法可以是如在块2016中所示那样反转块2014的一半。但是根据实施例也可以实施其它扰频方法。子块终止器2006获取子块扰频器2004所生成的块2016，并且将终止块2034添加到块2016的前方以形成块2018。终止块2034确保可以在接收器中独立地处理每个块。没有终止块2034，一些块可能例如由于多径而延迟，而它们将因此与下一数据块的部分重叠。但是通过包含终止块2034，可以防止所延迟的块与下一块中的任何实际数据重叠。终止块2034可以是循环前缀终止2036。循环前缀终止2036简单地重复块2018的最后数个符号。因此，例如如果循环前缀终止2036长为三个符号，则它将简单地重复块2018的最后三个符号。可选地，终止块2034可以包含发送器和接收器均已知的符号序列。对使用什么类型的块终止2034的选择可以影响在接收器中使用什么类型的均衡器。因此，当确定在TDM/FDM块2000中使用什么类型的终止块2034时必须考虑接收器复杂度和均衡器的选择。在子块终止器2006之后，TDM/FDM块2000可以包括配置用以执行第二块重复步骤的子块重复器2008，在该步骤中重复块2018以形成块2020。在某些实施例中，子块重复器可以被配置用以还执行第二块扰频步骤。在子块重复器2008(如果包括)之后，TDM/FDM块2000包括SYNC插入器2010，该SYNC插入器2010被配置用以在预定数目的块2020之后定期地插入适当的同步代码2032和/或将已知符号插入到每个块中。在部分中讨论同步代码2032的目的。

另一方面，图21图示了配置用于FDM的TDM/FDM块2100的示例性实施例，该TDM/FDM块2100包括子块重复器2102、子块扰频器2104、块编码器2106、子块变换器2108、子块终止器2110和SYNC插入器2112。子块重复器2102重复块2114并且生成块2116。子块扰频器然后对块2116进行扰频从而生成块2118。子块编码器2106获取块并且生成符号b。这要求接收器中更鲁棒但是更复杂的联合解调。子块变换器2108然后对块2120执行变换从而生成块2122。优选地，该变换是对块2120进行的IFFT，这允许在接收器中使用更高效的均衡器。接着，子块终止器2110终止块2122从而生成块2124，而SYNC插入器2112在某一数目的块2124之后定期地插入同步代码2126和/或将已知符号插入到每个块中。优选地，子块终止器2110仅使用如上所述的循环前缀终止。这同样允许更高效的接收器设计。提供TDM/FDM块2100以说明在配置用以对数据流执行FDM的TDM/FDM块中可以包括的逻辑部件。根据实际的实施，可以包括或者可以不包括这些逻辑部件中的一些逻辑部件。另外，TDM/FDM块2000和2100优选地是可编程的，从而可以如特定实施所要求的那样包括适当的逻辑部件。这允许一种并入有块2000或者2100之一的设备在具有不同要求的不同系统之间移动。另外，优选的是，图16中的TDM/FDM块1608是可编程的，从而它可以被编程用以如特定通信系统所要求的那样执行比如结合块2000所述那样的TDM或者比如结合块2100所述那样的FDM。在图16中的TDM/FDM块1608之后，并行数据流优选地被传递到插补器1610。在插补器1610之后，并行数据流被传递到滤波器1612，这些滤波器应用了结合第1部分中等式(2)的滚降因子所述的脉冲急变。然后，并行数据流被发送到频移器1614，该频移器1614被配置用以将每个并行数据流移位与特定并行数据流所关联到的子信道相关联的频率偏移。

图22图示了根据这里描述的系统和方法的频移器2200的示例性实施例。正如所见，频移器2200包括乘法器2202，该乘法器2202被配置用以将每个并行数据流乘以适当的指数以实现所需频移。每个指数的形式为exp(j2πfcnT/nM)，其中c是对应的子信道，例如c＝0至N-1，而n是时间。优选地，图16中的频移器1614是可编程的，从而可以针对各种不同系统来提供各种信道/子信道配置。可选地，IFFT块可以取代频移器1614，而滤波可以在IFFT块之后完成。此类实施可以根据实施而更加高效。在并行数据流被移位之后，例如在图15的求和器1512中对它们求和。然后使用所用通信信道的整个带宽B来传输求和的数据流。但是传输的数据流也包含每个如下并行数据流，这些并行数据流在频率上被移位为使得它们占用适当的子信道。因此，每个子信道可以分配给一个用户，或者每个子信道可以携带去往不同用户的数据流。在第3b部分中描述了对子信道的分配。然而，无论如何分配子信道，每个用户将接收包含所有子信道的整个带宽，但是将仅对分配给该用户的那些子信道进行解码。

6.采样接收器实施例

图23图示了可以根据本发明来配置的接收器2300的示例性实施例。接收器2300包括配置用以接收比如发送器1500这样的发送器所发送的消息的天线2302。因此，天线2302被配置用以接收宽带消息，该宽带消息包含被划分成带宽B的子信道的宽带信道的整个带宽B。如上所述，该宽带消息包含各自编码到每个对应子信道上的多个消息。所有子信道可以分配给或者可以不分配给包括接收器2300的设备；因此，可以要求或者可以不要求接收器2300对所有子信道进行解码。在该消息由天线2300接收之后，它被发送到无线电接收器2304，该接收器被配置用以去除与宽带通信信道相关联的载波并且提取包含发送器所发送的数据流的基带信号。下文具体地描述示例性无线电接收器实施例。基带信号然后被发送到相关器2306和解调器2308。相关器2306被配置用以与如在第3部分中所述那样在数据流中插入的同步代码相关。它也优选地被配置用以执行如在第3(b)部分中所述的SIR和多径估计。解调器2308被配置用以从分配给包括接收器2300的设备的每个子信道中提取并行数据流并且从中生成单个数据流。

图24图示了根据这里描述的系统和方法的解调器2400的示例性实施例。解调器2400包括频移器2402，该频移器2402被配置用以将频率偏移施加到基带数据流，从而包含基带数据流的并行数据流可以在接收器2300中独立地被处理。因此，频移器2402的输出是多个并行数据流，其然后优选地由滤波器2404进行滤波。滤波器2404向每个并行数据流应用与在例如发送器1500这样的发送器中应用的脉冲整形相对应的滤波器。可选地，FFT块可以取代频移器2402，而滤波可以在FFT块之后完成。此类实施可以根据实施而更加高效。接着，解调器2400优选地包括被配置用以抽取并行位流的数据速率的提取器(decimator)2406。以较高速率进行采样有助于确保对数据的准确的重新创建。但是数据速率越高，均衡器2408就变得越大和越复杂。因此，采样率以及因此采样数目可以由提取器2406减少到允许较小和较廉价的均衡器2408的适当水平。均衡器2408被配置用以减少接收器2300中的多径效应。下文将更完全地讨论它的操作。在均衡器2408之后，并行数据流被发送到解扰频器、解码器和解交织器2410，其执行扰频器、编码器和交织器1506的相对操作以便再现发送器中生成的原始数据。并行数据流然后被发送到从并行数据流生成单个串行数据流的并行到串行转换器2412。均衡器2408使用相关器2306所提供的多径估计来均衡接收器2300中的多径效应。在一个实施例中，均衡器2408包括在解调器2400中对每个并行数据流进行操作的单入单出(SISO)均衡器。在这一情况下，包括均衡器2408的每个SISO均衡器接收单个输入并且生成单个均衡输出。可选地，每个均衡器可以是多入多出(MIMO)或者多入单出(MISO)均衡器。例如当在发送器中包括频率编码器或者速率控制器如频率编码器1900时可能要求多个输入。由于频率编码器1900将来自多个并行数据流的信息编码到每个子信道上，所以包括均衡器2408的每个均衡器需要均衡多个子信道。因此，例如如果解调器2400中的并行数据流包含d(1)+d(8)，则均衡器2408将需要一起均衡d(1)和d(8)。均衡器2408然后可以生成与d(1)或者d(8)相对应的单个输出(MISO)，或者它可以生成d(1)和d(8)这二者(MIMO)。均衡器2408也可以根据实施例而是时域均衡器(TDE)或者频域均衡器(FDE)。一般而言，如果发送器中的调制器对并行数据流执行TDM则均衡器2408是TDE，而如果调制器执行FDM则均衡器2408是FDE。但是即使在发送器中使用TDM，均衡器2408仍然可以是FDE。因此，在判决在发送器中使用什么类型的块终止时应当将优选的均衡器类型纳入考虑之中。鉴于功率要求，经常优选的是在无线通信系统中在前向链路上使用FDM而在反向链路上使用TDM。与发送器1500一样，包括解调器2400的各种部件优选地是可编程的，从而单个设备可以在多个不同系统中操作而仍然保持优良性能，这是这里描述的系统和方法的主要优点。因而，上文的讨论提供了用于实施信道接入协议的系统和方法，该信道接入协议允许发送器和接收器硬件根据通信系统来稍加重新编程。因此，当设备从一个系统移动到另一系统时，它优选地按照要求重新配置硬件即发送器和接收器，并且切换到与新系统相对应的协议栈。重新配置接收器的一个重要部分是对均衡器重新配置或者进行编程，因为多径是针对各类系统的主要问题。然而，多径根据系统类型而变化，这在前文中已经意味着对于不同类型的通信系统而言要求不同的均衡器。然而，在先前部分中描述的信道接入协议允许使用只需针对在各种系统中的操作来稍加重新配置的均衡器。

a.采样均衡器实施例

图25图示了一种说明了根据这里描述的系统和方法配置均衡器2506的方式的接收器2500的示例性实施例。在讨论接收器2500的配置之前，应当注意，一种用以配置均衡器2506的方式是简单地对于每一信道包括一个均衡器(对于这里描述的系统和方法，信道等效于如上所述的子信道)。比如相关器2306(图23)这样的相关器然后可以为均衡器2506提供对存在的任何多径直至某一最大数目的多径的数目、幅度和相位的估计。这也称为信道冲激响应(CIR)。多径的最大数目基于对于特定实施的设计标准来确定。CIR中所含多径越多，接收器所具有的路径分集就越多而系统中的通信就越鲁棒。下文更完全一些地讨论路径分集。如果对于每一信道有一个均衡器2506，则优选地从相关器(未示出)直接地向均衡器2506提供CIR。如果使用这样的相关器配置，则均衡器2506可以慢速地运行，但是整个均衡过程相对快速。对于信道数目相对少的系统，这样的配置因此是优选的。然而，问题在于在不同类型的通信系统中使用的信道的数目有很大差异。例如，室外系统可以具有多达256个信道。这将要求256个均衡器2506，这会使得接收器的设计过于复杂和昂贵。因此，对于具有大量信道的系统，图25中所示配置是优选的。在接收器2500中，多个信道共用每个均衡器2506。例如，每个均衡器可以由4个信道共用，例如如图25中所示为CH1-ch4、Ch5-CH8等。在这一情况下，接收器2500优选地包括被配置用以存储在每个信道上到达的信息的存储器2502。存储器2502优选地被划分成子部分2504，各子部分2504被配置用以存储用于特定信道子集的信息。用于每个子集中每个信道的信息然后交替地被发送到适当的均衡器2506，该均衡器2506基于针对那一信道所提供的CIR来均衡该信息。在这一情况下，每个均衡器必须比其在每一信道仅有一个均衡器时运行得快得多。例如，与1个信道相较而言，均衡器2506将需要运行4倍或者更多倍那样快以便有效地均衡4个信道。此外，要求额外的存储器2502以缓存信道信息。但是总而言之，由于有较少的均衡器，所以接收器2500的复杂度减少。这应当也降低用以实施接收器2500的总成本。优选地，存储器2502以及向特定均衡器所发送的信道的数目是可编程的。以这一方式，可以重新配置接收器2500以求对于给定系统的最佳操作。因此，如果将接收器2500从室外系统移动到具有较少信道的室内系统，则可以优选地重新配置接收器2500，从而对于每一均衡器有较少信道、甚至少至1个信道。均衡器2506运行的速率也优选地是可编程的，从而可以在对于所均衡的信道的数目而言最佳的速率来运行均衡器250。此外，如果每个均衡器2506在均衡多个信道，则对于那些多个路径的CIR必须交替地提供给每个均衡器2506。因此优选地，也包括存储器(未示出)以缓存用于每个信道的CIR信息。适当的CIR信息然后在对应的信道信息被均衡时从CIR存储器(未示出)发送到每个均衡器。CIR存储器(未示出)也优选地是可编程的，以便无论接收器2500正在其中进行操作的系统类型如何都确保最佳操作。

回到路径分集这一问题，均衡器2506所用路径的数目必须考虑到系统中的延迟扩展d_s。例如，如果系统是在5GHz范围中工作的室外系统，则通信信道可以包含125MHz的带宽，即该信道可以从5.725GHz延伸到5.85GHz。如果该信道被划分成滚降因子r为.125的512个子信道，则每个子信道将具有约215KHz的带宽，这提供约4.6μs的符号持续时间。由于最差情况的延迟扩展d_s是20μs，所以均衡器2504所用路径的数目可以设置为最大值5。因此将在0μs有第一路径P1、在4.6μs有第二路径P2、在9.2μs有第三路径P3、在13.8μs有第四路径P4和在接近延迟扩展d_s的18.4μs有第五路径P5。在另一实施例中，可以包括第六路径以便完全地覆盖延迟扩展d_s；然而20μs是最差情况。事实上，3μs的延迟扩展d_s是更典型的值。因此在多数实例中，延迟扩展d_s将实际上较短并且不需要额外路径。可选地，可以使用较少的子信道，由此提供较大的符号持续时间而不是使用额外路径。但是这同样通常将是不需要的。如上所述，均衡器2506是优选地可配置的，从而可以针对各种通信系统来重新配置它们。因此，例如所用路径的数目无论通信系统如何都必须充足。但是这也依赖于所用子信道的数目。例如如果接收器2500从在上述室外系统中操作变为在延迟扩展d_s为1μs量级的室内系统中操作，则可以优选地针对32个子信道和5个路径来重新配置接收器2500。假设相同的125MHz总带宽，每个子信道的带宽约为4MHz而符号持续时间约为250ns。因此，将在零有第一路径P1以及分别在250ns、500ns、750ns和1μs有后续路径P2至P5。因此，对于室内环境应当覆盖延迟扩展d_s。同样1μs d_s是最差情况，因此在上例中提供的1μs d_s将经常多于实际所需。然而，这对于室内系统是优选的，因为它可以允许操作延及室内环境以外，例如恰在室内环境在其中进行操作的建筑物以外。对于用户有可能在建筑物之间行进的校园型环境，这可以是有利的。

7.无线通信设备的采样实施例

图26图示了根据这里描述的系统和方法的无线通信设备的示例性实施例。设备2600例如是配置用于在多个室内和室外通信系统中操作的便携式通信设备。因此，设备2600包括用于通过无线通信信道2618来发送和接收无线通信信号的天线2602。可以包括双工器2604或者开关，从而发送器2606和接收器2608可以在相互隔离的同时均使用天线2602。用于这一目的的双工器或者开关是众所周知的并且将不在这里加以说明。发送器2606是配置用以实施上述信道接入协议的可配置发送器。因此，发送器2606能够对包含多个子信道的宽带通信信号进行发送和编码。另外，发送器2606被配置为使得可以如在第5部分中所述那样对包括发送器2606在内的各种子部件重新配置或者进行编程。类似地，接收器2608被配置用以实施上述信道接入协议，并且因此也被配置为使得可以如在第6部分中所述那样对包括接收器2608在内的各种子部件重新配置或者重新编程。发送器2606和接收器2608与可以包括各种处理控制器和/或数字信号处理(DSP)电路的处理器2610进行对接。处理器2610控制设备2600的操作，包括对发送器2606所要发送的信号进行编码和对接收器2608所接收的信号进行解码。设备2610也可以包括存储器2612，该存储器可以被配置用以存储由处理器2610用来控制设备2600的操作的操作指令，例如固件/软件。处理器2610也优选地被配置用以如设备2600在其中进行操作的无线通信系统所要求的那样分别地经由控制接口2614和2616对发送器2606和接收器2608进行重新编程。因此，例如设备2600可以被配置用以定期地查明优选通信系统的可用性。如果检测到该系统，则处理器2610可以被配置用以从存储器2612加载对应的操作指令并且重新配置发送器2606和接收器2608以便在优选系统中操作。例如，可以优选的是将设备2600切换到室内无线LAN(如果它是可用的)。因此设备2600可以在无线LAN不可用的无线WAN中操作，同时定期地搜寻适当无线LAN的可用性。一旦检测到无线LAN，处理器2610将加载用于无线LAN环境的操作指令，例如适当的协议站，并且将相应地对发送器2606和接收器2608进行重新编程。以这一方式，设备2600可以从一类通信系统移动到另一类通信系统，同时保持优良的性能。应当注意，根据这里的系统和方法所配置的基站将以与设备2600相似的方式操作；然而，由于基站没有从一类系统移动到另一类系统，所以通常无需配置处理器2610以重新配置发送器2606和接收器2608以便根据用于不同类型的系统的操作指令来操作。但是处理器2610仍然可以被配置用以如与基站通信的通信设备所报告的系统内的操作条件所要求的那样对发送器2606和/或接收器2608的子部件进行重新配置或者重新编程。另外，这样的基站可以根据这里描述的系统和方法来配置用以实施多个操作模式。在这一情况下，控制器2610可以被配置用以对发送器2606和接收器2608进行重新编程以实施适当的操作模式。

8.带宽恢复

如上文结合图11-14所述，当比如设备1118这样的设备在通信小区1106的边缘附近时，它可能经历来自相邻通信小区1104的基站1112的干扰。在这一情况下，设备1118将向基站1114报告低的SIR，这将造成基站1114减少给设备1118分配的子信道的数目。如结合图12和图13所述，此减少可以包括基站1114向设备1118仅分配偶数子信道。优选地，基站1112对应地向设备1116仅分配奇数子信道。以这一方式，基站1112和114执行给设备1116和1118分配的信道的互补性减少以便防止设备1116和1118的干扰并且提高这些设备的性能。分配信道的减少会减少可为设备1116和1118所用的总带宽。但是如上所述，一种实施这种子信道互补性减少的系统仍然将保持高于常规系统的带宽。仍然优选的是响应于报告的低SIR来回收因子信道的减少而产生的未用子信道或者未用带宽。在图27的流程图中描述一种用于回收未用带宽的方法。首先在步骤2702中，基站1114如上所述那样从设备1118接收对于不同子信道组的SIR报告。如果组SIR报告良好，则基站1114可以在步骤2704中给设备1118分配所有子信道。然而，如果在步骤2702中接收的一些组SIR报告不良，则基站1114可以在步骤S2706中例如通过仅分配偶数子信道来减少给设备1118分配的子信道的数目。同时，基站1112优选地例如通过仅分配奇数子信道来执行给设备1116分配的子信道的互补性减少。在这一点，每个基站就设备1116和1118而言具有未用带宽。为了回收此带宽，基站1114可以在步骤2708中将未用的奇数子信道分配给相邻小区1104中的设备1116。应当注意，即使小区1102、1104和1106被图示为在地理上成形的非重叠覆盖区，但是实际的覆盖区并不类似于这些形状。这些形状实质上是用来规划和描述无线通信系统1100的虚构。因此，基站1114实际上可以与设备1116进行通信，即使设备1116是在相邻小区1104中。一旦基站1114已经在步骤2708中给设备1116分配奇数子信道，基站1112和1114就在步骤2710中同时地通过这些奇数子信道来与设备1116进行通信。优选地，基站1112也给设备1118分配未用的偶数子信道以便也回收小区1104中的未用带宽。

实质上，通过使基站1114和1112这二者通过同一子信道与设备1116(和1118)进行通信来实现空间分集。当同时通过在统计上独立的通信路径向同一接收器传输同一消息时出现空间分集。两个路径的独立性提高了系统对衰落的总抗扰性。这是因为两个路径将经历不同的衰落效应。因此，如果接收器由于衰落而不能通过一个路径接收信号，则它将可能仍然能够通过另一路径接收信号，因为影响第一路径的衰落将不会影响第二路径。结果，空间分集通过提高接收器中的误码率(BER)来提高总的系统性能，这有效地增加了可递送到接收器的数据速率，即增加了带宽。为求有效的空间分集，基站1112和1114理想地通过同一子信道同时发送相同信息。如上所述，系统1100中的每个基站被配置为同时进行发送，即系统1100是具有同步基站的TDM系统。基站1112和1114也在步骤2708中给设备1106分配相同的子信道。因此，剩下的就是确保基站1112和1114发送相同信息。因而，由基站1112和1114向设备1116传送的信息优选地被协调为使得同时发送相同信息。下文更完全地讨论用于实现此协调的机制。然而，这样的协调也允许如下编码，该编码可以在系统1100内提供更多性能增强并且允许回收较大比例的未用带宽。就与设备1116进行的通信而言可以在基站1112与1114之间实施的一种示例性协调式编码方案是空间-时间-编码(STC)分集。通过图28中的系统2800来图示STC。在系统2800中，发送器2802通过信道2808发送消息到接收器2806。同时，发送器2804通过信道2810发送消息到接收器2806。由于信道2808和2810是独立的，所以系统2800就从发送器2802和2804到接收器2806的通信而言将具有空间分集。然而除此之外，可以对每个发送器2802和2804所发送的数据进行编码以便也提供时间分集。以下等式说明了在比如系统2800这样的STC系统中对数据进行编码和解码的过程。首先，信道2808可以记作h_n而信道2810可以记作g_n，其中：

h_n＝α_he^jθh；和            (1)

g_n＝α_ge^jθg。              (2)

其次，如图28中所示可以看到两个数据块2812a和2812b要由发送器2802发送。块2812a包含记作a₀，a₁，a₂，…，a_N-1或者a(0：N-1)的N个符号。块2812b发送记作b(0：N-1)的N个数据符号。发送器2804同时发送两个数据块2814a和2814b。块2814a是块2812b的负逆共轭并且因此可以描述为-b^*(N-1：0)。块2814b是2812a的逆共轭并且因此可以描述为a^*(N-1：0)。应当注意，前述中的每个数据块将优选地包含上文所述的循环前缀。当在接收器2806中接收块2812a、2812b、2814a和2814b时，以如下方式对它们进行组合和解码。首先，在丢弃循环前缀之后，将在接收器中组合这些块以形成以下块：

              Block1＝A_n*H_n-B_n ^**G_n；和                  (3)

              Block2＝b(0：-N-1)h_n+a^*(N-1：0)g_n.     (4)

其中符号代表循环卷积。其次，通过获取块的IFFT，这些块可以描述为：

              Block1＝A_n·H_n-B_n ^*·G_n；和                (5)

              Block2＝B_n·H_n-A_n ^*·G_n.                   (6)

其中n＝0至N-1。在等式(5)和(6)中，H_n和G_n将是已知的或者可以估计。但是为了求解这两个等式并且确定A_n和B_n，优选的是将等式(5)和(6)转换成具有两个未知项的两个等式。这可以使用估计信号X_n和Y_n实现如下：

             X_n＝A_n ^*H_n-B_n ^*·G_n；和                      (7)

             Y_n＝B_n*H_n+A_n ^*·G_n                          (8)

为了生成两个等式和两个未知项，Y_n的共轭可以用来生成以下两个等式：

             X_n＝A_n ^*H_n-B_n ^*·G_n；和                     (9)

             Y_n ^*＝B_n ^*·H_n ^*+A_n·G_n ^*.                   (10)

因此，这两个未知项是A_n和B_n ^*，而等式(9)和(10)就这些未知项而言定义矩阵关系如下：

$\left[\begin{array}{c}{X}_n\\ Y_n^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_n-G_n\\ G_n^{*}{H}_n^{*}\end{array}\right]*\left[\begin{array}{c}{A}_n\\ B_n^{*}\end{array}\right]---\left(11\right)$

这可以改写成：

$\left[\begin{array}{c}{A}_n\\ B_n^{*}\end{array}\right]=\frac{1}{{\left|H_n\right|}^2+{\left|G_n\right|}^2}*\left[\begin{array}{c}{H}_n^{*}{G}_n\\ -G_n^{*}{H}_n\end{array}\right]*\left[\begin{array}{c}{X}_n\\ Y_n^{*}\end{array}\right]---\left(12\right)$

信号A_n和B_n可以使用等式(12)来确定。应当注意，刚描述的过程并不是用以实施STC的唯一方式。根据这里描述的系统和方法也可以实施其它方法。然而重要的是，通过向使用基站1112和1114同时与设备1116进行通信所已经实现的空间分集添加比如在先前等式中所述那样的时间分集，可以甚至进一步减少BER以回收甚至更多带宽。在图29中图示了根据这里描述的系统和方法配置用来使用STC进行通信的示例性发送器2900。发送器2900包括块存储设备2902、串行到并行转换器2904、编码器2906和天线2908。之所以在发送器中包括块存储设备2902是因为1个块延迟对于实施图28中所示编码是必要的。这是由于发送器2804先发送b_n ^*(n＝N-1至0)。但是b_n是第二个块，所以如果发送器2900要先发送-b_n ^*，则它必须存储两个块如a_n和b_n，然后生成块2814a和2814b(参见图28)。串行到并行转换器2904从块a_n和b_n的位生成并行位流。编码器2906然后按照要求对位流进行编码，例如编码器2906可以生成-b_n ^*和a_n ^*(参见图28中的块2814a和2814b)。编码的块然后如上所述那样组合进单个发送信号并且经由天线2908来发送。发送器2900优选地使用TDM来发送消息到接收器2806。发送器3000也包括被配置用于以与发送器2900中的对应部件相同的方式来执行操作的块存储设备3002、串行到并行转换器3004、编码器3006和天线3008。但是除此之外，发送器3000包括用以获取编码器2906所生成的块的IFFT的IFFT 3010。因此，发送器3000相对于-b_n ^*和a_n ^*而言发送-B_n ^*和A_n ^*，这提供了空间分集、频率分集和时间分集。

图31图示了也使用FDM但是消除与发送器2900和3000相关联的一个块延迟的可选系统3100。在系统3100中，发送器3102通过信道3112向接收器3116进行发送。发送器3106通过信道3114向接收器3116进行发送。与发送器2802和2804一样，发送器3102和3106实施一种被设计用来回收系统3100中的带宽的编码方案。然而在系统3100中，在符号级而不是块级出现协调式编码。因此，例如发送器3102可以发送包含符号a₀，a₁，a₂和a₃的块3104。在这一情况下，发送器3106将发送包含符号-a₁ ^*，a₀ ^*，-a₃ ^*和a₂ ^*的块3108。正如所见，这是发送器2082和2804所用同一编码方案，但是在符号级而不是块级实施的。这样就无需在发送之前延迟一个块。然后可以获取每个块3104和3108的IFFT并且使用FDM来发送该IFFT。出于说明的目的而在图31中示出块3104的IFFT 3110。信道3112和3114可以分别通过H_n和G_n来描述。因此，在接收器3116中将形成以下符号：

                (A₀·H₀)-(A₁ ^*·G_n)

                (A₁·H₁)+(A₀ ^*·G₁)

                (A₂·H₂)-(A₃ ^*·G₂)

                (A₃·H₃)+(A₂ ^*·G₃)

在时间上，每个符号a_n(n＝0至3)占用略有不同的时间位置。在频率上，每个符号A_n(n＝0至3)占用略有不同的频率。因此，每个符号A_n通过略有不同的信道即H_n(n＝0至3)或者G_n(n＝0至3)来发送，这造成上述组合。正如所见，在接收器中形成的符号组合具有与等式(5)和(6)相同的形式，并且因此可以用同一方式来求解但是没有一个块延迟。

为了实施如上所述的STC或者空间频率编码(SFC)分集，基站1112和1114必须能够协调对向比如设备1116或者1118同时发送的符号的编码。幸运的是，基站1112和1114优选地与公共网络接口服务器进行对接。例如在LAN中，基站1112和1114(它们在LAN的情况下将实际上是服务接入点)与将LAN连接到较大网络如公共交换电话网络(PTSN)的公共网络接口服务器进行对接。类似地，在无线WAN中，基站1112和1114通常与公共基站控制中心或者移动交换中心进行对接。因此，可以经由与网络接口服务器的公共连接来实现对编码的协调。基站1112和1114然后可以被配置用以通过这一与在小区1104和1106的边缘处的设备的通信有关的公共连接来共享信息。信息的共享又允许如上所述的时间或者频率分集编码。应当注意，在根据这里描述的系统和方法所设计的通信系统中也可以将比如极化分集或者延迟分集这样其它形式的分集与空间分集相组合。目的在于将形式可选的分集与空间分集相组合以便回收较大数量的带宽。应当注意，无论涉及到的基站、设备和通信小区的数目如何都可以应用所述系统和方法。简而言之，延迟分集可以优选地根据这里所述的系统和方法通过对所发送的块进行循环移位来实现。例如，一个发送器可以发送依次包含A₀，A₁，A₂和A₃的块，而其它发送器以A₃，A₀，A₁和A₂这样的次序发送这些符号。因此，可以看出第二发送器发送第一发送器所发送的块的循环移位版本。另外，被移位的块可以被循环地移位特定实施所需的多个符号。

9.前向纠错

前向纠错(FEC)用来控制通信系统中的错误。当包括FEC时，额外的位与数据一起发送，这些位可以由接收器用来检验收到的数据中的错误。根据实施，如果检测到过多错误，则接收器然后可以要求重发数据。可选地，接收器可以包括某种机制，它利用该机制尝试纠正检测到的错误。因而，正如图32中可见，FEC编码器3202向输入数据流3204添加位以创建输出数据流3206，该输出数据流3206必然地由于添加的位而具有较高的数据速率。在图32的例子中，FEC编码器3202是1/2速率的FEC编码器，这意味着对于每一输入位d_n，FEC编码器3202添加可以在数据流3206被解码时用来检测错误的位。因此，输出3206的数据速率两倍于输入3204的数据速率。数据流3206然后可以被调制和发送到接收器。在接收器中，FEC解码器3208可以用来去除额外的位并且检测原始数据中的错误。因此在上例中，FEC解码器3208应当匹配于FEC编码器3202，即FEC解码器3208应当是1/2速率的FEC解码器。常规FEC编码器和解码器的问题在于数据速率对于常规技术而言可能过高。这一点例如在数据速率可能极高的超宽带应用中可能尤其成立。在描绘了发送器链3300的一部分的图33中图示了根据这里描述的系统和方法来克服此问题的一种方式。在图33的例子中，具有数据速率(R)的数据流3302首先在串行到并行转换器3304中分成各自具有较低数据速率(R/n)的多个并行数据流3306，其中n是并行数据流3306的数目。然后使用多个FEC编码器对并行数据流3306进行编码。这里图示了两个编码器3308和3310。因此，每个FEC编码器3308和3310可以根据实施来处理一半数量的数据并且以比在常规系统中所需更低的速度进行操作。一般而言，FEC编码器3308和3310可以被配置为彼此辅助进行FEC编码并且减少系统中各FEC编码器的总负荷。当然，这要求在两个FEC编码器之间的一些协调和消息传递。FEC编码器3308和3310的输出然后可以例如通过并行到串行转换器3312和3314来传递，并且经由组合器3316组合成具有FEC编码的单个数据流。然后可以在调制和发送之前经由例如任选块3318来可选地对该单个数据流进行滤波和/或脉冲整形。

在根据这里描述的系统和方法所配置的FEC编码器的另一示例性实施例中，如图34中所示，通过向输入数据字添加奇偶位来根据该输入数据字生成代码字。在这一示例性实施例中，称为LDPC的FEC编码器3402获取数据字3404并且生成输出代码字3406。正如所见，以矩阵形式图示了数据字和代码字。由此，例如，数据字是包括箭头和1列的矩阵。在LDPC 3402的一个实施例中，可以使用如以下等式所示的生成器矩阵来生成代码字：

          C_N×1＝G_N×K* d_K×1              (13)

其中：G_N×K是生成器矩阵；N＝M+k；R＝k/N；如果R＝¹/₂，则M＝k。又可以如以下等式中所示根据恒等矩阵和奇偶校验矩阵来生成生成器矩阵：

                G＝[I；P]                (14)

其中：I＝恒等矩阵；而P是奇偶矩阵。可选地，奇偶矩阵H可以用来根据以下等式生成代码字C：

                H_M×N* C_N×1＝ 0_M×1       (15)

奇偶矩阵H然后可以定义如下：

                H_M×N＝[H^P _M×MH^D _M×K]    (16)

因而，为求简洁而略去下标：

$\left[H^P{H}^D\right]*\left[\frac{\stackrel{\‾}{p}}{\stackrel{\‾}{d}}\right]=0,\mathrm{or}---\left(17\right)$

                (H^P* P)+(H^D· d)＝0        (18)

由于 d已知，即它是输入数据，所以现在的目标是求解 P。在一个实施例中为了便于找到 P，H^P被配置为M行和M列的双对角线矩阵。双对角线矩阵是众所周知的并且将不在这里对其进行描述，然而下面例示了一个示例性的双对角线矩阵：

$H^P=\left[\begin{array}{cccccc}1& 1& 0& 0& ...& 0\\ 0& 1& 1& 0& ...& 0\\ 0& 0& 1& 1& ...& 0\\ 0& 0& 0& 1& ...& \\ & & & & & 1\\ 0& 0& 0& ...& 0& 1\end{array}\right]---\left(19\right)$

另外，根据实施例，可以根据矩阵中的一个矩阵来形成H^D。在一个实施例中，此矩阵中的一个矩阵本身是块循环。例如，在一个实施例中，可以如下所示使用4个矩阵A、B、C和D：

$H^D=\left[\begin{array}{cccc}A& B& C& D\\ B& C& D& A\\ C& D& A& B\\ D& A& B& C\end{array}\right]---\left(20\right)$

这里，每个矩阵A、B、C和D将具有k/4行和k/4列。因此，如下所述，可以针对双对角线H^P和块循环H^D来优化根据这里描述的系统和方法所配置的编码器和解码器。许多方法可以用来生成与这里描述的方法和系统相一致的矩阵A、B、C和D。然而，将在以下段落中描述一个示例性方法。此示例性方法将暂时假设k＝16并且因此k/4＝4。然后，可以使用比如以下所示的恒等矩阵I：

$I=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right]---\left(21\right)$

然后可以根据此恒等矩阵来生成每个矩阵A、B、C和D。例如，在这一例子中长度为4的排列矢量可以用来生成A。当然，用于生成矩阵A、B、C和D的其它方法可以与这里所描述的系统和方法相一致地加以使用。因此，一旦使用适当的排列矢量来修改恒等矩阵I，矩阵A就可以例如具有以下形式：

$A=\left[\begin{array}{cccc}0& 0& 0& 1\\ 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right]---\left(22\right)$

基本上正如所见，排列矢量可以用来将恒等矩阵I中1的位置移位。在一个实施例中，可以需要单个排列矩阵。一旦使用单个排列矢量来生成第一矩阵A，就可以通过将矩阵A移位来生成其它矩阵B、C和D。例如，在一个实施例中，通过从A开始将前一矩阵移位90°来生成每个后续矩阵B、C和D。因此，B将如下所示：

$B=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\\ 0& 1& 0& 0\end{array}\right]---\left(23\right)$

但是正如所见，在如上所述用于生成矩阵A、B、C和D的示例性实施例中，每行仅有单个1。在一个实施例中，伽罗瓦域代数(GF(2))可以用来定义用于在求解 P时使用的以下等式：

            1+1＝0；

            1-1＝0；

            1+0＝1；

            0+1＝1；

            0+1＝1；and

            0-1＝-1＝1.                   (24)

因此，偶数结果等于0，而奇数结果等于1。现在回到讨论中的如下等式：

         (H^P* P)+(H^D* d)＝0                   (18)

这可以改写成：(H^P* P)＝(H^D* d)                (25)

但是使用等式(24)，-1＝1，因此：(H^P* P)＝(H^D* d)         (26)

在一个实施例中，可以使用以下等式：(H^D* d)＝ u           (27)

因而：(H^P* P)＝ u                                       (28)

如果可以高效地生成 u，则可以有效地实施等式(28)。在一个实施例中，基于上述例子，如果k＝6，则可以确定 u如下：

$\left[\begin{array}{cccccc}1& 1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 1& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& 1& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 1& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& 1\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1\end{array}\right]*\left[\begin{array}{c}{p}_5\\ p_4\\ p_3\\ p_2\\ p_1\\ p_0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{u}_5\\ u_4\\ u_3\\ u_2\\ u_1\\ u_0\end{array}\right]---\left(29\right)$

这将获得以下等式：

    p₀＝u₀；

    p₁+p₀＝u₁；

    p₂+p₁＝u₂；                                        (30)

    p₃+p₂＝u₃；

    p₄+p₃＝u₄；

    p₅+p₄＝u₅；

等式(30)定义如下通式：

    p_n＝u_n-p_n-1                                        (31)

此等式然后暗示了用于LDPC编码器3500的配置，比如图35中所示。正如所见， u值被馈送到异或(XOR)3502中，其输出通过延迟器3504馈送并回到XOR 3502的另一输入。然而，余留的问题是 u项的生成。换而言之，也应当以可能的最高效方式来实现如块3506所实施的等式(H^P* P)＝ u。在上例中，HD被以4s来分割，因此也应当如下所示以4分割 d：

$\stackrel{\‾}{u}=\left[\begin{array}{cccc}A& B& C& D\\ D& A& B& C\\ C& D& A& B\\ B& C& D& A\end{array}\right]*\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{d}}_A\\ {\stackrel{\‾}{d}}_B\\ {\stackrel{\‾}{d}}_C\\ {\stackrel{\‾}{d}}_D\end{array}\right]---\left(32\right)$

例如使用比如图36中所示的示例性电路那样的电路来高效地实施以上等式。针对其中k＝128这一最现实的情形将图36的电路一般化；然而，将认识到这里所描述的示例性实施例不限于任何特定的长度或者配置。正如所见，图36的电路使用成组的循环移位寄存器3606来实施 d。移位寄存器3606的输出然后可以如图所示被传递到多个XOR 3602。因此，XOR 3202收集来自移位寄存器3606的适当输出以便生成 u项。但是由于在上例中已知每个循环移位寄存器的输出将由于A、B、C和D在每行中仅有一个1的事实而仅有一个1，所以循环移位寄存器3606的输出可以被重排和固定为使得例如各第一输出去往第一XOR 3202、第二输出去往第二XOR 3202等。因而，高效的固定连接3608可以用来减少LDPC 3500的复杂度。 u项然后可以如图所示被寄存和馈送到XOR 3502。

因而，如果如上例中所示以4s对所有项和矩阵进行分段，则循环移位寄存器3606可以被移位k/4次。在每个时钟循环，将生成该求解的k/4，从而需要k/4个循环来获得整个求解。对于高速操作，这可以获得比如图36中所示那样的高度并行编码器。其结果也可以是低成本的编码器，因为可以通过部件的再使用将所需硬件减少到常规电路所需的1/4。数字3600的LDPC编码器因此可以用来生成可加以调制和发送的代码字 C。但是接收器将接收如下所示受噪声破坏的 C：

           x＝(1-2 C)+(noise)                    (33)

解码器的工作然后是从等式(33)所代表的信号中提取 d。在一个实施例中，这一点可以这样来实现：进行关于 x的值的软判决，并且将它与涉及符号 x的的硬判决相组合，从而然后可以准确地确定d。软判决可以基于多级可能性。例如，如果在2进制补码(complement)中使用4位，则可以有多至16级。在一个实施例中，这些级例如可以从-8到7。可选地，使用偏移2进制补码，这些级可以从-7.5到7.5。后者的优点在于这些级并未例如朝着负数偏置。然而，前者的优点在于它包括0级。当然，可以使用任何级方案，只要它允许对 d的准确确定即可。这些级可以用来确定 x的值的概率并且最终确定 d的值的概率。例如，如果为 x所确定的级是7或者7.5，则解码器可以被配置为将此看成值为1的高概率。如果为 x所确定的级是-8或者-7.5，则这可以被看成值为-1的高概率。然后根据下式来生成奇偶检验等式：

$\left[\begin{array}{cccccc}1& 1& 0& 0& ...& 0\\ 0& 1& 1& 0& ...& 0\\ 0& 0& 1& 1& ...& 0\\ 0& 0& 0& 1& ...& \\ & & & & & 1\\ 0& 0& 0& ...& 0& 1\end{array}\right]*\left[\begin{array}{cccc}A& B& C& D\\ B& C& D& A\\ C& D& A& B\\ D& A& B& C\end{array}\right]*\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ x_1\\ x_2\\ \\ x_{n-1}\end{array}\right]---\left(34\right)$

这将是奇偶等式集，其中：基于上例，除末项之外将有6项，因为在A、B、C和D的每行中恰有一个1。基于上例，这些奇偶等式中的第一个然后例如将具有以下形式：

           S₀＝x₀+x₁+x₂+x₃+x₄+x₅                  (35)

然后，如果S₀＝+1，则运算可以视为通过。另一方面，如果S₀是-1，则它可以视为失败。奇偶节点处理器3702可以用来实施等式(35)，如图37中所描绘的示例性实施例所示。消息传递算法可以用来允许每个这样的节点3702进行最终估计。图39是图示了根据这里描述的系统和方法来配置多个奇偶节点处理器3702的示例性实施例的图。因此，每个节点3702接收与值x₀、x₁、…x_N被认为是何值有关的信息。给定的节点3702然后可以处理此信息，并且产生与该节点认为其它节点的输出应当为何有关的估计，而且以对于向其它节点的后续输入进行修改这样的方式来反馈此信息。因此应当注意，在这样的实施例中，节点没有产生将要向它自己的输入进行反馈的与它认为它自己的输出应当为何有关的信息。在图38中针对在时间＝0处的单个节点处理器图示了这一点。正如所见，向节点3702提供对于每一位的信息，该节点3702处理该信息并且产生与它确定每一位应当为何有关的信息。这些输入和输出可以称为沿(edge)(E)。每个输出沿被反馈到相关的输入位。节点处理器3702因此将包括用于存储向它馈送的并且根据要求来处理的信息的存储器。结果，存储器开销和路由开销都有可能过量。例如，当关于位x₀的信息被馈送到节点S₀时，来自每个其它节点的关于x₀的信息也被添加到向S₀提供的信息中。

这通过下式来说明：x_D+E¹⁺¹(s₁→x₀)+E^1-1(S₂→x₀)+...       (36)

同样如上所述，在这一实施例中，节点S₀所产生的沿没有反馈回到位x0。图40是图示了根据这里描述的系统和方法的一个实施例可以配置用来减少存储器开销和路由开销的示例性解码器4000的图。在解码器4000背后的基本前提是，可以添加从奇偶节点处理器4002产生的所有沿，然后可以针对每个节点减去由该节点所产生的末沿。因此，在图40的右手侧，可以针对所有沿来更新给定的行，然后在移位寄存器4004中将该行移位。然后，可以使用从寄存器4014提供的数据，针对各行来减去适当的沿，与操作各行相对，存储结果并且以来自其它节点的信息来更新它。应当注意，可以重排和固定移位寄存器4004的输出以减少路由开销。也应当注意，此过程提供了对正确数据的近似；然而，这些结果收敛并且最终提供同一答案。在解码器4000的左手侧，每个移位寄存器4008例如经由寄存器4010和4012仅从两个节点3702获得信息。

参照图41和图42，现在将描述本发明的附加实施例。下文所述实施例利用超宽带通信技术。参照图41和图42，一类超宽带(UWB)通信技术利用了例如以纳秒或者皮秒的间隔(持续时间一般为数十皮秒至数百纳秒)发射的电磁能量离散脉冲。出于这一原因，此类超宽带常常称为“冲激无线电”。也就是说，与常规载波通信技术不同的是，UWB脉冲可以不经调制地发送到正弦波或者正弦曲线载波上。因此，UWB一般既不要求分配的频率也不要求功率放大器。

在图41中图示了正弦曲线载波通信技术的另一例子。IEEE802.11a是无线局域网(LAN)协议，该协议发送中心频率为5GHz、射频扩展约为5MHz的正弦曲线射频信号。正如这里定义的，载波是由无线电发射器发射以便携带信息的具有指定频率和幅度的电磁波。802.11协议是载波通信技术的一个例子。载波包含其持续时间范围可能从秒到分钟的具有特定窄射频(5MHz)的基本上连续的正弦曲线波形。

在图41中图示了正弦曲线载波通信技术的另一例子。IEEE802.11a是无线局域网(LAN)协议，该协议发送中心频率为5GHz、射频扩展约为5MHz的正弦曲线射频信号。正如这里定义的，载波是由无线电发射器发射以便携带信息的具有指定频率和幅度的电磁波。802.11协议是载波通信技术的一个例子。载波包含其持续时间范围可能从秒到分钟的具有特定窄射频(5MHz)的基本上连续的正弦曲线波形。

不同的是，超宽带(UWB)脉冲可以如图示了两个典型UWB脉冲的图42中所示那样具有2.0GHz的中心频率、约4GHz的频率扩展。图42图示了UWB脉冲在时间上越短，它的频谱的扩展就越宽。这是因为带宽与脉冲的持续时间成反比。600皮秒的UWB脉冲可以具有约1.8GHz的中心频率、约1.6GHz的频率扩展，而300皮秒的UWB脉冲可以具有约3GHz的中心频率、约3.2GHz的频率扩展。因此，UWB脉冲一般如图41中所示那样不在特定频率内操作。此外，图42中所示任一脉冲都可以例如通过使用外差来频移以具有实质上相同但是居中于任何所需频率的带宽。另外由于UWB脉冲扩展遍布极宽的频率范围，所以UWB通信系统允许以比如100兆位每秒或者更大的很高数据速率进行通信。

另外，由于UWB脉冲扩展遍布极宽的频率范围，所以例如在一兆赫带宽中采样的功率很低。例如，一纳秒持续时间和一毫瓦平均功率(0dBm)的UWB脉冲在脉冲所占用的整个一兆赫频带之上扩展功率。所得功率密度因此是1毫瓦除以1,000MHz脉冲带宽或者0.001毫瓦每赫兹(-30dBm/MHz)。

一般而言，在无线通信的情况下，可以在相对低的功率密度(毫瓦/兆赫)发送多个UWB脉冲或者信号。然而，可选的UWB通信系统也可以以较高功率密度发送。例如，可以在30dBm到-50dBm之间发送UWB脉冲或者信号。

已经提出数种不同的超宽带(UWB)通信方法。就美国的无线UWB通信而言，所有这些方法都必须满足联邦通信委员会(FCC)在它们于2002年4月22日发布的Report and Order(ET摘要号98-153)中最近建立的约束。目前，FCC正在允许有限的UWB通信，但是随着UWB系统的部署以及对于这一新技术的额外经验的获得，FCC可以拓展对UWB通信技术的使用。将认识到本发明可以应用于当前各种形式的UWB通信以及UWB通信技术的将来变体和/或种类。

例如，4月22日的Report and Order要求UWB脉冲或者信号占用大于在20％的部分带宽或者500兆赫这二者中的较小者。部分带宽被定义为高10dB截止频率与低10dB截止频率之差除以高10dB截止频率与低10dB截止频率之和的商的2倍。然而，在美国对于无线UWN通信的这些要求在将来可以变化。

与国际电气和电子工程师协会(IEEE)相关联的通信标准委员会正在考虑多种满足FCC所建立的当前约束的超宽带(UWB)无线通信方法。一种UWB通信方法可以发送在7.5GHz FCC分配(从3.1GHz到10.6GHz)内占用500MHz频带的UWB脉冲或者信号。在这一通信方法的一个实施例中，UWB脉冲具有与约500MHz带宽相对应的约2纳秒持续时间。可以改变UWB脉冲的中心频率以将它们置于7.5GHz分配内的任何所需位置处。在这一通信方法的另一实施例中，对并行数据执行逆傅立叶变换(IFFT)以产生122个载波，每个约4.125MHz宽。在也称为正交频分复用(OFDM)的这一实施例中，所得UWB脉冲或者信号约506MHz宽并且具有242纳秒持续时间。它之所以满足针对UWB通信的FCC规则是因为它是许多相对窄频带载波的聚集而不是因为每个脉冲的持续时间。

IEEE标准委员会所正在评估的另一UWB通信方法包括发送占用大于500MHz频率谱的离散UWB脉冲。例如，在这一通信方法的一个实施例中，UWB脉冲持续时间可以从占用约500MHz带宽的2纳秒变化到占用约7.5GHz带宽的约133皮秒。也就是说，单个UWB脉冲可以占用基本上所有的整个通信分配(从3.1GHz到10.6GHz)。

IEEE标准委员会所正在评估的又一UWB通信方法包括发送可以在持续时间上约为0.7纳秒或者更少而码片速率约为每秒1.4千兆个脉冲的脉冲或者信号序列。使用称为DS-UWB的直接序列调制技术来调制这些脉冲或者信号。预想了在两个频带中的操作，一个频带居中于4GHz附近、具有1.4GHz宽的信号，而第二频带居中于8GHz附近、具有2.8GHz宽的UWB信号。可以在任一或者两个UWB频带进行操作。预想了在约28兆位/秒到多达1,320兆位/秒之间的数据速率。

由此在上文中描述了三种不同的无线超宽带(UWB)通信方法。将认识到可以使用上述方法、上述方法的变体或者有待开发的其它UWB通信方法中的任何方法来运用本发明。

本发明的某些特征可以在超宽带(UWB)通信系统中用来提供前向纠错(FEC)。例如，在一个实施例中，超宽带发送器包括配置用以生成用于以多个超宽带脉冲或者信号的形式来发送的数据的处理器。发送器包括基于该数据生成代码字的FEC编码器。FEC包括配置用来接收和处理该数据的多个循环移位寄存器、在多个循环移位寄存器中的每个循环移位寄存器之间的多个固定连接、以及与多个固定连接进行通信的多个XOR门。在一个实施例中，固定连接被布置为使得第一固定连接与多个XOR门中的第一XOR门进行通信、第二固定连接与多个XOR门中的第二XOR门进行通信，依此类推，直至固定连接中的最后一个固定连接与多个XOR门中的最后一个XOR门进行通信。一般而言，FEC编码器将数据字编码成包含奇偶矩阵的代码字。在一个实施例中，基于奇偶矩阵的性质来优化编码器以便减少路由开销和尺寸。

本发明可以运用于任一类型网络中，该网络可以是无线、有线或者是有线介质和无线部件的混合。也就是说，网络可以既使用有线介质如同轴线缆又使用无线设备如卫星或者蜂窝天线。正如这里所定义的，网络是通过通信路径来连接的点或者节点的群组。通信路径可以使用有线或者它们可以是无线的。如这里所定义的网络可以与其它网络互连并且包含子网络。如这里所定义的网络可以将空间距离作为其特征，除其它网络之外例如还有局域网(LAN)、专用网(PAN)、城域网(MAN)、广域网(WAN)和无线专用网(WPAN)。如这里所定义的网络可以将该网络所用数据传输技术的类型作为其特征，除其它网络之外例如还有传输控制协议/网际协议(TCP/IP)网络、系统网络架构网络。如这里所定义的网络可以以其所传送的是语音信号、是数据信号还是这两种类型的信号来作为其特征。如这里所定义的网络可以将该网络的用户作为其特征，除其它网络的用户之外例如还有公共交换电话网络(PTSN)或者其它类型的公共网络以及专有网络(比如在单个房间或者住宅)的用户。如这里所定义的网络可以将它的连接的通常性质作为其特征，除其它网络之外例如还有拨号网络、交换网络、专用网络和非交换网络。如这里所定义的网络也可以将它所用物理链路的类型作为其特征，除其它物理链路类型之外例如还有光纤、同轴线缆、这二者的混合、无屏蔽双绞线和屏蔽双绞线。本发明可以运用于比如无线PAN、LAN、MAN或者WAN这样的任一类型无线网络中。此外，本发明可以运用于有线介质中，因为本发明显著地增加了比如混合型光纤-同轴线缆网络或者CATV网络这样利用有线介质的常规网络的带宽，却仍然可以用低廉的成本对它进行部署而无需对现有的有线介质网络有大范围的修改。

因此了解到提供了超宽带通信系统和方法。本领域技术人员将认识到本发明可以通过除上述实施例以外的实施例来实现，在本说明书中提出上述实施例是为了进行说明而没有限制性。说明书和附图的本意不在于限制本专利文件的排他范围。注意到在本说明书中讨论的特定实施例的各种等效实施例也可以实现本发明。也就是说，尽管已经结合特定实施例来描述本发明，但是不言而喻，许多替代、修改、置换和变化在先前描述的启发下对于本领域技术人员将是显然的。因而，本意在于使本发明涵盖所有这样落入所附权利要求的范围内的替代、修改和变化。产品、过程或者方法表现出与一个或者多个上述示例性实施例有所不同这一事实并不意味着该产品或者过程在所附权利要求的范围(文字范围和/或其它在法律上认可的范围)以外。

Claims (12)

1.一种超宽带发送器，包括：

处理器，配置用以生成要由所述发送器以超宽带信号的形式来发送的数据；以及

前向纠错编码器，配置用以基于所述数据生成代码字，所述前向纠错编码器包括：

配置用以接收和处理所述数据的多个循环移位寄存器；

在所述多个循环移位寄存器中的每个循环移位寄存器之间的多个固定连接；

与所述多个固定连接进行通信的多个XOR门，所述固定连接被布置为使得第一固定连接与所述多个XOR门中的第一XOR门进行通信，第二固定连接与所述多个XOR门中的第二XOR门进行通信，依此类推，直至所述固定连接中的最后一个固定连接与所述多个XOR门中的最后一个XOR门进行通信。

2.根据权利要求1所述的超宽带发送器，其中所述超宽带信号的持续时间的范围可以从约10皮秒到约1微秒。

3.根据权利要求1所述的超宽带发送器，其中所述超宽带信号占用射频频谱中的至少500兆赫。

4.根据权利要求1所述的超宽带发送器，其中所述超宽带信号包含具有大于20％的部分带宽的基本上连续的载波。

5.根据权利要求1所述的超宽带发送器，还包括配置用以存储所述多个XOR门中的每个XOR门的输出的寄存器。

6.根据权利要求5所述的超宽带发送器，还包括与所述寄存器进行通信的寄存器XOR门，所述寄存器XOR门被配置用以将所述寄存器的输出与所述寄存器的所述输出的延迟版本相异或。

7.根据权利要求1所述的超宽带发送器，其中所述代码字使用奇偶矩阵来生成。

8.根据权利要求7所述的超宽带发送器，其中所述奇偶矩阵包括双对角线矩阵。

9.根据权利要求7所述的超宽带发送器，其中所述奇偶矩阵包括循环矩阵的矩阵。

10.根据权利要求9所述的超宽带发送器，其中所述循环矩阵中的每个循环矩阵根据恒等矩阵和排列矢量来生成。

11.根据权利要求9所述的超宽带发送器，其中所述循环矩阵中的第一循环矩阵根据恒等矩阵和排列矢量来生成，而每个后续循环矩阵通过旋转前一循环矩阵来生成。

12.根据权利要求1所述的超宽带发送器，其中所述多个固定连接基于双对角线矩阵和循环矩阵来布置。

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