CN101159410A - 响应于耦合到控制电路接线端阻抗的控制电路方法和设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种测量阻抗的电源控制器方法和设备。根据本发明的一些方面，所述设备包括耦合到检测端的检测电路。耦合到检测电路的调节电路，并且当流经检测端的电流小于第一阈值电流电平时，耦合所述调节电路，以调节检测端到第一电压电平。当流经检测端的电流达到第一阈值电流电平时，进一步耦合该调节电路以调节检测端到第二电压电平。响应电路耦合到检测电路，并且当检测端被调节到第二电压电平时，对流经检测端的电流进行响应。

Description

响应于耦合到控制电路接线端阻抗的控制电路方法和设备
技术领域
本发明通常涉及控制电路，尤其涉及对控制电路接线端的阻抗进行响应的控制电路。
背景技术
集成电路可以用于很多目的和应用。很多应用具有成本目标，为了满足这些目标从而就限制了集成电路的功能性。对于容纳集成电路的封装体来讲，其中的所述集成电路占其成本的相当大的比例。依次使用的引脚(pin)或者端子的数量影响了集成电路封装体的成本。因此用于满足成本目标的引脚的数量经常限制可以提供给使用集成电路的用户的可选或特性的数量。
可以理解的是，其中一个例子就是关于过电压保护特性，该特性通常由功率转换应用中使用的控制电路提供。依靠用户，对于过电压故障状态的预期响应可能是整流器停止操作，并且需要例如在整流器开始再次操作之前通过移除以及再应用输入电压来重置整流器。在其它实例中，客户希望响应于过电压状态以在停工期之后自动重启，这种操作通常指自动重启。
为了给用户提供这些响应于相同操作状态的不同办法，通常需要制造两个不同版本的相同集成电路，而它们唯一的不同在于对过电压状态的响应。这就产生了与只有唯一不同特性的两个集成电路类型固有清单相关的额外制造成本和开销。可替代的，相同的集成电路可以具有多个分离的端子以对操作状态进行不同的响应，这也增加了用于容纳集成电路的封装体的成本。
附图说明
参考下面的图描述了本发明非限制和非穷举性的实施例，其中在所有不同的视图中相同的数字代表相同的部分，除非有特别说明。
图1是通常示出了耦合控制器的一部分以接收流经控制器检测端的电流实例的结构图，例如电流检测电路根据本发明的教导检测电流量。
图2示出了通常根据本发明的教导，在检测端的电流和电压的波形图的实例。
图3示出了通常根据本发明的教导，对耦合到控制器电路接线端的阻抗响应的控制器的流程图的实例。
图4是通常示出了耦合控制器的一部分以接收控制器检测端的电压的结构图，例如电压检测电路根据本发明的教导检测所述检测端和参考电势之间的电压值。
图5通常示出了根据本发明的教导在检测端的电压和电流的波形。
图6通常示出了根据本发明的教导对耦合到控制器电路接线端的阻抗响应的控制器的流程图。
图7是通常示出了耦合一个电路以接收流经检测端的电流的结构图，例如电流检测电路根据本发明的教导检测流经检测端的电流量。
图8是通常示出了耦合一个电路以接收流经检测端的电流的结构图，电流检测电路根据本发明的教导检测流经检测端的电流量。
图9通常示出了使用控制器的整流器的实例示意性图，该控制器包括耦合的以接收流经检测端电流的电路，电流检测电路根据本发明的教导检测流经检测端的电流量。
图10是通常示出了耦合控制器的一部分以接收流经控制器检测端的电流的结构图，例如电流检测电路根据本发明的教导检测流经检测端的电流量。
图11通常示出了根据本发明的教导在检测端的电流和电压的波形。
图12通常示出了根据本发明教导对耦合到控制器电路接线端的阻抗响应的实例控制器的流程图实例。
图13是通常示出了耦合控制器的一部分以接收流经控制器检测端的电流的结构图，电流检测电路根据本发明的教导检测流经检测端的电流量。
图14通常示出了根据本发明的教导在检测端的电流和电压的波形。
图15通常示出了根据本发明的教导对耦合到控制器电路接线端的阻抗响应的实例控制器的流程图实例。
具体实施方式
公开了一种可以实现对控制电路接线端的阻抗进行响应的控制电路的设备和方法的实例。在下面的描述中，为了提供对本发明的彻底的理解，提供了许多特定的细节。然而显然对于本领域技术人员来说要实现本发明并不需要特定的细节。为了避免使本发明模糊不清，没有详细描述关于实现本发明的公知的方法。
整个说明书中关于“一个实施例”或者“一实施例”都指结合实施例描述的特定特征、结构或者特性包含在本发明的至少一个实施例中。因此，整个说明书中不同地方出现的短语“在一个实施例中”或者“在一实施例中”都没有必要参考相同的实施例。另外，特定特征、结构或者特性例如可以在一个或多个实施例中合并成任意合适的组合和/或子组合。
将要描述根据本发明的教导对控制电路接线端的阻抗进行响应的控制电路。本发明的实施例涉及方法和设备以生成对控制电路接线端的阻抗进行响应的控制电路。
图1通常示出了根据本发明的教导作为控制器一部分的控制电路的实例结构图。电流检测电路110检测流经检测端104的电流122的数量。在另一实例中，根据本发明的教导流经检测端104的电流122的极性方向可以被反转。如在所述实例中所示，电流122可以在电压调节电路118的任何一端107或者114被检测。根据107或者114的哪一端检测电流122，电流检测信号108或者113被提供给电流检测电路110。
在该实例中，电压调节电路118调节检测端104和参考电势102之间的电压Vv103，在这个实例中电压Vv103耦合到控制器106接地电势端105。在图1的实例中，电压调节电路118是串联调节器电路。在另一实例中，根据本发明的教导可以使用并联调节器电路结构。在这个实例中，当流经检测端104的电流122的电流量低于第一阈值时，检测端电压103被调节到第一电压电平。
如所示出的，耦合在检测端104和外部偏压VBIAS101之间的是阻抗块181。在不同的实例中，根据本发明的教导，阻抗块181可以包括电阻器120、齐纳二极管119、电容器182或者它们的组合来组成检测针104和外部偏压101的源之间的阻抗。阻抗块181还可以包括一电感器，虽然出于与低成本电感器的低频阻抗结合的实际原因所述电感器不太可能使用，在此没有对它作进一步的考虑。外部阻抗的选择将参考图2进行详细的讨论。
在一实例中，其中阻抗块181包括电阻器120，如果VBIAS101电压增加，流进电阻器120的电流122也增加。如果流经检测端104的电流量达到第一阈值电流电平，所述第一阈值电流电平的值由电流检测电路110的设计确定，则信号109被提供给电压调节电路118，电压调节电路118设置第二电压调节电平。该第二电压调节电平可以高于或者低于第一调节电压电平。当电压Vv103稳定在第二电压调节电平时，电流122再一次被电流检测电路110检测。在第二电压调节电平流经检测端104的电流122的量确定了电流检测电路110的输出信号112，因此也就确定了响应电路117的输出。
在一个实例中，如果第二电压调节电平低于第一电压调节电平，并且如果在第二电压调节电平的电流122的量大于第二阈值电流电平，这就显示了齐纳二极管119耦合到检测端104而不是电阻器120，因为一旦达到额定的齐纳电压，齐纳二极管的微分电阻或者动态阻抗就会非常低。然而，如果在第二电压调节电平，电流122的量没有超过第二电流阈值电平，这也就显示使用了电阻器120而不是齐纳二极管119。上面的描述假设了电阻器120阻抗比齐纳二极管119的动态阻抗大的多。
响应电路117的响应例如可以引起控制器106不确定地关闭，或者闭锁，如果在第二电压调节电平的电流122大于第二电流阈值电平至少一个测量延迟周期。如果当电压Vv103被调节在第二电压调节电平时电流122的电流量不超过第二电流阈值电平，那么响应电路117的响应例如可能引起控制器106只在短期内关闭，然后自动重启。
在闭锁情况中，在一个实例中，控制器106不确定地被关闭，直到在提供电力给控制器106的Vcc端180的电源电压被允许下降到低于重置阈值电平，以便当电源电压被再引入时，可以重置控制器106并且允许重启。在一个实例中，根据本发明的教导，其中控制器106使用在AC/DC整流器电路中，通过在一个时间周期内移动AC输入电压到整流器，控制器106的电源电压允许达到阈值以下，从而重置控制器106。在一个实例中，可以实现重置控制器106而没有必要使Vcc端180的电压下降到重置阈值电平以下，可替代的，控制器106的另一端可以用于重置控制器106操作。
在一个实例中，VBIAS101电压的源可以是整流器电路中的变压器偏置绕组。偏置绕组电压的上升可以指示整流器操作中的故障状态。因此对这种故障状态类型来编程控制器电路的响应，这一点对于控制器106的用户受益很大。在其它实例中，产生响应的操作情况不一定是故障状态，但是可以是任何其它需要产生响应的操作情况。在一个实例中，操作情况可以是应用到控制器的外部关闭信号，其中例如可以关闭响应，直到控制器被重置或者在一固定关闭周期之后自动重启控制器。为了下面的描述，使用了故障状态的一个实例。
图2通常示出了支持上面描述的波形的实例。线图200的波形示出了Iv 201随着时间t213的变化。线图290的波形使出了Vv 204随着时间t213的变化。如所示出的，对于第一周期225，Iv 207低于第一阈值电平ITH1203。对于周期225，Vv 204被调节在第一电压电平VV1 205。
在时刻226，Iv达到第一阈值电平ITH1203，然后Vv 204被调节在第二电压电平VV2206。在示出的实例中，基本在Iv达到第一阈值电平ITH1203时，立即将Vv 204调节在第二电压电平。在另一实例中，在流经检测端的电流达到第一阈值电流电平ITH1203之后，以一延迟周期，检测端可以被调节到第二电压电平。在一个实例中，Iv 201上升到低于第二阈值电平ITH2202的新的电平211，表明图1中的电阻阻抗120包括在阻抗块181中并且耦合到检测端104。在另一实例中，Iv 201上升到比第二阈值电平ITH2202高的一更高的新电平210，这表示了更低的阻抗例如齐纳二极管119包含在阻抗块181中，并且耦合到图1中的检测端104。在实例中，电压电平VV1205和VV2 206基本上是常量。在另一实例中，电压电平VV1205和VV2206将根据流经检测端104的电流Iv 122的电流量的值有轻微的变化。图2中的信号212示出了当设置第二电压调节电平VV2 206时，随着时间的Iv 201的一种可能的实际特性。在一个实例中，这种类型特性的原因可能在于，控制器106是整流器控制器，其中图1中的响应电路117为了响应起始响应信号111，一旦超过ITH1 203就产生输出信号115，这样将停止控制器106的操作，这样依次停止了其中使用的整流器的操作。起始响应信号111(如果使用)会被应用，而不用考虑耦合到检测端104的阻抗块181的阻抗，因此并不取决于耦合到检测端104的阻抗。如果控制器106停止操作，在整流器电路中，图1中的电容器121将开始放电。Iv的值将因此开始下降，如图2中的曲线212所示。在一实际的实现中，可以包括延迟周期209，以确保在响应电路117命令控制器106不确定关闭或者闭锁之前免除噪音。因此，根据本发明的教导，确保电容器121大的足以保持Iv201大于第二阈值ITH2 202，以允许响应电路117在测量延迟周期209的末端提供正确的输出信号115是很重要的。
上面描述的操作允许当流经检测端104的电流量超过阈值时，控制器106检测或者测量耦合到检测端104的阻抗。根据本发明的教导，因此由控制电路产生的响应取决于耦合到检测端的阻抗值。
在图1的实例中，或者120或者119的单一组件包括在阻抗块181中并且耦合到检测端104。然而，在其它的实例中，耦合到检测端104的阻抗可以由多于一个的组件组成。在那种情况下，根据本发明的教导，电源控制器响应可以对耦合到检测端104的阻抗块181的全部电路的阻抗进行响应或者取决于所述全部电路的阻抗。
如上所述，在一个实例中，电流检测电路110耦合第二信号111到响应电路117，作为例如已经超过第一电流阈值ITH1和检测耦合到检测端104的阻抗的第二阶段开始的指示。在一个实例中，第二信号111可以独立于耦合到检测端104的电路的阻抗，产生来自电路117的起始响应。在一个实例中，控制器106是整流器控制器，所述起始响应可以阻止能量传输到整流器的输出，从而确保当由超过第一电流阈值ITH1的事实表明的故障状态发生时可以立即保护整流器。在一个实例中，根据本发明的教导，这种起始响应信号111可以跟随有耦合到响应电路117的信号112，以确定对故障状态的最终响应。
上面描述的实例局限于单一第二电流阈值电平ITH2。然而，在一个实例中，一个或多个额外的电流检测电平可以通过电流检测电路110检测，以产生如图1中示出的多个响应输出116的多个响应电路输出。
上述的实例局限于单一第二电压调节电压电平VV2206。然而，在一个实例中，当流经检测端104的电流122超过第一阈值时，可以实现多个电压电平，其中在一个实例中可以是交流电压电平，以在检测端104提供随着时间变化的交流电压电平。在检测端104交流电压电平的出现提供了检测例如耦合到检测端104的电容性外部阻抗182的能力。通常，这种类型的电容性阻抗检测方案可以更复杂，因此在下面讨论的可替代实施例中，不讨论检测电容性阻抗。然而应当理解，通常的准则可以应用到下面讨论的任意一个实施例中。应当理解，在一个实例中，检测耦合到检测端的阻抗包括在检测端上多个电压电平处检测流经检测端的电流。
图3通常示出了根据本发明教导的实例控制器操作的实例流程图。在块301中，Vv被调节到第一调节电压电平VV1。在块302中，监控流经检测端的电流Iv以确立是否已达到第一阈值ITH1。如果流经检测端的电流Iv达到ITH1，如果控制器的应用需要的话，那么在块303中就可以实现起始响应。在块304中，Vv被调节到第二电压电平VV2。在块305中，Iv与第二电流阈值ITH2相比。如果Iv达到ITH2，块306就产生响应。
在图3中示出的实例流程图中，多个检测端阈值电流电平被用于与块307和309中示出的流进检测端中的电流相比较。其中，在块309中，Iv与第n个阈值电流值ITHn相比，分别在块310和311中产生响应(n-1)或者响应n。在图3的流程图中，多个检测端阈值电平与顺序流进检测端中的电流相比。应当理解，在电路中，这些比较可以同时进行。
虽然为了使本发明的教导清楚而未示出，但是在一个实例中，有可能使用多个电压调节阈值来监控流进检测端中的电流改变。这样，根据本发明的教导，可以在许多不同的电压调节阈值上表征耦合到检测端的电路阻抗。
图4通常示出了根据本发明的教导作为控制器一部分的实例控制电路的结构图。在实例中，电压检测电路410检测检测端404和参考电势端405之间的电压Vv403的量。当电压Vv403低于阈值时，电流422被调节到由可变电流源418确定的第一电流值，当电压Vv 403达到该阈值时，电流422被调节到由可变电流源418确定的第二电流值。检测端404和外部偏压VBIAS 401之间耦合的是阻抗块481。在不同的实例中，阻抗块481可以包括例如电阻器420、齐纳二极管419或者它们的组合，从而组成耦合在检测针404和外部偏置电压401的源之间的阻抗。
在一个实例中，当电压Vv低于第一阈值电压值时，可变电流源418导入基本上为0电流的第一值，以便Iv 422也可以基本上等于0。在这些情况下，电压Vv基本上等于VBIAS 401。在一个实例中，当电压Vv达到第一阈值电压值时，可变电流源418导入有限的第二电流值。在这些情况下，由于跨过阻抗481产生了电压降，因此电压Vv也就减少了。电压Vv的改变取决于阻抗481的值。在一个实例中，如果对于电阻器420使用了低电阻值，则当检测端电流422被调节到第二电流值时，电压的改变就小于电阻元件420使用高电阻值时的改变。
在图4示出的实例中，如果电阻元件420被齐纳二极管419代替，则电路改变的特征在于，当跨过齐纳二极管419的电压低于其额定阈值电压时，齐纳二极管基本上是开路。当跨过齐纳二极管419的电压达到其额定阈值电压时，对于跨过齐纳二极管419的电压中的任何增加来说就提供了非常低的阻抗。同样地，在图4中，根据本发明的教导，当齐纳二极管419代替电阻器420使用时，当可变电流源418调节Iv 422到第二电流电平时，电压Vv 403显示了非常小的改变。
在一实际的电路中，可变电流源418可能实际上包括两个电流源，根据上面的描述这两个电流源依据电压Vv的值接通或断开电路。根据本发明的教导，电压检测电路410和响应电路417的输出与图1中的电路100的操作在许多方面是共用的。
图5示出了支持上述电路400的实例波形。图表500的波形示出了Vv 501随着时间t513的变化。图表590的波形示出了Iv 504随着时间t513的变化。对于第一周期525，Vv 507低于第一阈值电平VTH1503。对于周期525，Iv 504被调节在第一电流值IV1506，其中在一个实例中实质上可以为0。在时刻526，Vv达到了第一阈值电平VTH1503，Iv 504被调节在第二电流值IV2505。在示出的实例中，在Vv达到第一阈值电平VTH1 503时，基本上立即将Iv 504调节在第二电流值。在另一实例中，在Vv达到第一阈值电压电平VTH1 503之后，以一延迟周期，可以将检测端调节在第二电流值。在一个实例中，Vv 501减少到比第二阈值电平VTH2502高的新电平511。在另一实例中，Vv 501减少到低于第二阈值电平VTH2502的更低的新电平510，表示更高的阻抗例如图4中电阻器420耦合到检测端404。范围箭头514表示了根据本发明的教导，取决于耦合到检测端的电路的阻抗，当Iv 505被调节到第二值IV2时可能得到的不同电压Vv 501的范围。
在一个实例中，图4中的控制器406是整流器控制器。在一个实例中，起始响应信号411耦合到响应电路417以产生起始响应，该起始响应例如可以阻止能量传输到整流器的输出，以保护整流器立即避免故障状况，该故障状态由达到第一阈值电平的电压Vv 403来表示。起始响应信号因此独立于耦合到端404的阻抗。图5中的图表515和516示出了在起始响应之后电压Vv 501随着时间的实例特性。因此在电压Vv 501下降的太远之前，提供响应于图4中的信号412而产生的最终响应是很重要的。在图5中的图表515的例子中，随着时间的变化电压Vv 501将下降到低于VTH2502，并且如果在时刻527之后被检测，则会因此导致不正确的响应。
图6示出了根据本发明教导的实例控制器的操作的实例流程图。在块601中，Iv被调节到第一调节电流值IV1。在块602中，监控检测端和参考电势之间的电压Vv，以确立它是否已达到第一阈值VTH1。当Vv达到VTH1，如果控制器的应用需要的话，块603就执行一个起始响应。在块604中，Iv被调节到第二电流值IV2。在块605中，Vv与第二电压阈值VTH2相比。如果Vv小于VTH2，块606就产生第一响应输出。
在图6的实例流程图中，多个检测端阈值电压电平与检测端和参考电势端之间的电压Vv相比，如块607和609中示出的。其中，在块609中，Vv与第n个阈值电压值VTHn相比，分别在块610和611中产生响应(n-1)或者响应n。在图6的流程图中，多个检测端电压电平被顺序地与检测端和参考电势端之间的电压Vv相比。应当理解，在电路中，这些比较可以同时进行。
虽然为了使本发明的教导更加清楚而未示出，但是使用多个电流调节值来监控每一个检测端的电压Vv的变化也是可能的。这样，可以在许多不同的电流调节阈值上来表征耦合到检测端的电路阻抗。因此应当理解，在一个实例中，检测耦合到检测端的阻抗包括在流经检测端的多个电流上来检测检测端的电压电平。
图7是通常示意性示出了根据本发明教导的实例控制器738的一部分。如所示出的，图7中的实例示意性图与图1的结构图实例共用其操作的许多方面。电压调节电路753耦合到检测端704，耦合检测端704以接收电流Iv 722。耦合电流检测电路754以检测流经检测端704的电流量，检测端704类似于图1中的电流检测元件114。在一个实例中，电流检测元件(作为图1中的一分离的项114示出)是作为图7中的电流检测电路754的一部分而包括在内。电流检测电路754耦合信号745和746到响应电路717，其依次耦合一个或多个响应信号715到控制器738的一部分，为了不混淆本发明的教导，这一部分未示出。在一个实例中，信号745是起始响应信号，该起始响应信号可以独立于耦合到检测端704的电路阻抗，从响应电路717产生起始响应。
在下面的描述中，所有的实例电压都相对于参考电势703表示的，除非另有说明。在正常的操作情况下，开关732被关闭，因此耦合了电压源733，从而在P沟道MOSFET 791的栅极790上施加2V电压。在操作中，MOSFET 791的源极792被调节为栅极790的电压值加上MOSFET的阈值电压，通常对于集成MOSFET来讲是1V的量级。因为源极792耦合到检测端704，因此检测端704的电压作为应用到MOSFET791的栅极790的电压的函数而被调节。
如在实例中示出的那样，流经检测端704的电流通过晶体管735和739从晶体管734镜像。在一个实例中，包括晶体管734，735和739的电流镜是一个1:1:1的电流镜，如在标签752中表示的比率那样。在其它的实例中，可以使用不同的比率来逐步降低检测端电流到更低的值，例如减少控制器738的内部消耗。
在实例中，流进晶体管735中的反射检测端电流722与使用反相器门793从内部电压干线740提供的第一阈值电流电平ITH1 737相比。只要检测端电流722小于ITH1737，节点749上的电压就是高。来自节点749的信号750被应用到开关732上，以保持象上面描述的状态。然而如果检测端电流722超过了ITH1737，节点749上的电压就变低了。开关732关闭并且反相器门793的输出信号751变高。输出信号751应用到开关730上，开关730将电压源731耦合到MOSFET 791的栅极790。
在一个实例中，电压源731具有1.5V的值。与电压源733相比，这个结果导致了检测端704上的电压下降了近0.5V。这与图2的实例中的VV2 206相符。当反相器门793的输出信号751变高时，开关750也被接通。然后流进晶体管739的电流与使用了反相器门742的第二阈值电流电平ITH2 741相比。如果流进检测端704的电流大于第二阈值电流电平ITH2 741，那么反相器门742的输出变高。逻辑门744的输出也变高并且信号746被应用到响应电路717，如参考图1和图2中的实例电路和图表所描述的。
图8通常示出了根据本发明教导的实例控制器800的一部分的详细示意图。实例电路与上面图7中所述的实例示意性图的操作在许多方面是共用的。在下面的描述中，所有的实例电压都参考参考电势802进行表示，除非另有说明。
如所示出的，响应电路817通过电流检测电路810和电压调节电路818的操作耦合到检测端804。在实例中，当流经检测端804的电流822超过阈值时，耦合响应电路817以响应于耦合到检测端804的外部电路的阻抗。当流经检测端804的电流低于阈值时，开关856关闭。然后检测端804的电压调节到基本上等于电压源858的电压。
在实例中，为了消除开关阈值电压的影响，图8中示出的耦合开关856到检测端804的电路比图7中耦合开关732到检测端704的实例电路更复杂。然而，受益于本发明的教导，该电路的操作对于控制器来讲不是必须的，因此为了不混淆本发明的教导，在这里没有描述。
延续图8中示出的实例，信号813耦合在电压调节电路818和电流检测电路810之间，如图1中示出的耦合到电流检测电路110的信号113。流经检测端804的电流被镜像到晶体管862。一个实例中，该电流镜的比率使检测端电流减低了如标签865所示的6倍，以限制控制器800的内部电流消耗。电流源864设置了一个可以流进晶体管861中的最大电流电平。
流进晶体管862的电流通过由晶体管854和852组成的电流镜被镜像。在一个实例中，为了改进电路的抗噪音性能，这个电流镜还包括耦合的电阻器850和电容器851，以过滤流进晶体管852的电流。电流源855具有与图7中的电流源737类似的功能，并且设置了第一阈值电流电平。
在操作中，如果流经检测端804的电流导致流进晶体管852的电流超过了电流源855中的电流，那么反相器门886的输出就会从高变到低。信号809耦合到开关856和857，从而当反相器门886的输出从高变到低时，调节检测端804上的电压电平基本上等于电压源859。在一个实例中，电压源859具有2.5V的值。在一个实例中，耦合到开关856和857的信号809与信号812相同，将电流检测电路810耦合到响应电路817，作为流经检测端804的电流超过第一电流阈值电平的表示。信号812提供信息到响应电路817，以启动对流经检测端804的电流达到第一电流阈值电平的这一事实的起始响应。因此应用该信号812，而不必考虑耦合到检测端804的外部电路的阻抗。
在一个实例中，信号809被应用到反相器门867的输入端，这样就开启了开关K2 866。另外，在一个实例中，信号809也被应用到延迟电路853上，这样当信号809从高到低持续一个延迟周期时，就将输出信号871耦合到开关K1 868上以达到开启状态，而该延迟周期由下面描述的反相器门872的输出确定。如所示出的，延迟电路853和开关868之间的电路包括锁存器，该锁存器包括耦合到NOR门的交叉耦合NAND门。因此在一个实例中，当流经检测端804的电流达到如上述的电流源855的值确定的第一电流阈值时，开关K1 868就被开启。
在所述实例中，流进开关K1 868的电流被设为电流源870的值，在一个实例中是250μA。开关868包含在一个实例中的原因是，关于可能耦合到检测端804的外部电路的性质。在一个实例中，类似于图1中的119的齐纳二极管耦合在检测端804和例如图1中101的外部偏压之间，当如上述的开关856关闭并且开关857开启，检测端804的调节电压改变时，流经检测端804的电流增加可能增加的很大。在这种情况下，在一个实例中，根据本发明的教导，需要额外的电流源870来确保电压调节电路818中的晶体管860流经更少的电流，以避免检测端804上的电压增长太多，检测端804上的电压增长太多会破坏当检测端804上的电压调节电平由电压源859设置时将要执行的阻抗测量。
在所述实例中，当开关866开启，晶体管863直接耦合到电流源869。因此电流源869和电流源870设置了第二电流电平的阈值，如果超过了第二电流电平的阈值，反相器门872的输出极性会从低变到高。如标签873所标出的，从反相器门872输出的高电平或者“1”将延迟电路853的延迟周期设为无穷大，在一个实例中这将导致开关868变为不确定的，因为这种情况表示了耦合到检测端804的外部电路具有低阻抗。然而如果流进检测端804的电流低于第二阈值电流，延迟电路853就会在一个延迟周期之后关闭开关868，在一个实例中该延迟周期为500纳秒。
在一个实例中，用于控制开关868的信号811还耦合到响应电路817。在一个实例中，根据耦合到检测端804的外部电路的阻抗，信号811确定控制器800的响应。在一个实例中，如果信号811保持为高而持续比由延迟电路888设置的延迟周期更长的周期，则控制器800就会被锁定到关闭状态，需要对控制器提供循环动力，这在一个实例中是在Vcc端880提供，从而重启操作。在一个实例中，如果信号811比由延迟电路853设置的延迟周期低，则控制器800在第一周期时间内被关闭并且在第一个周期后自动重启，并且至少在第二周期时间内开启。
图9通常示出了根据本发明的教导使用控制器906的AC到DC整流器电路的实例示意性图900。如所示出的，耦合整流器以接收AC输入电压993并且输出DC电压992。实例示意性图900示出了逆向整流器(nyback power converter)结构。偏压VBIAS901应用到电容器921上。任选的输出过电压保护(OVP)电路991耦合在电容器921和控制器906的检测端904之间。
在所述实例中，包括了检测电路991，它使用了类似于图1中齐纳二极管119的齐纳二极管919。然而，在该实际实施中，增加了电阻器940。在所述实例中，齐纳二极管919被用作在正常操作情况下，将检测端904和电容器921上的电压隔离。这一点是必须的，因为电阻器941还耦合到检测端904，并且提供关于输入电压993的信息给控制器906，而这些会被流经OVP电路991的电流破坏。只有当允许电容器921上的电压增加到齐纳二极管919达到的稳压阈值电压的电平而发生故障情况时，齐纳二极管919才会导通。因此在所述实例中，使用了齐纳二极管919，而不需考虑必需的响应，选择电阻器901的值来确定控制器906所需要响应的类型。当检测端904电流Iv 922低于第一阈值电流值时，检测端904被调节到与参考电势端905相关的第一电压电平。当检测端电流Iv922达到第一阈值时，检测端904被调节到与参考电势端905相关的第二电压电平。
在该实例中，当检测端904被调节到与参考电势端905相关的第二电压电平时，就检测检测端电流Iv 922的值。当检测端904被调节到与参考电势端905相关的第二电压电平时，根据检测端电流Iv 922的值，耦合控制器906以进行响应。
因此和上面描述的以前实例电路一样，根据本发明的教导，当流经检测端904的电流量达到一阈值时，控制器906测量耦合到检测端904的电路的阻抗。然后根据本发明的教导，控制器906的响应取决于耦合到检测端904的电路的测量阻抗。
在一个实例中，一个响应可能是关闭控制器906操作，以便能量可以不再传递到整流器输出992，直到移除AC输入电压993，从而当AC输入电压993被再次引入时，允许控制器906重置和重启操作。在一个实例中，另外一个响应可能是关闭控制器906的操作，以便能量在一个时间周期内不再被传递到整流器输出992，然后在不必移除AC输入电压993的情况下，自动重启控制器906操作。顾名思义，该过电压保护可以使用在整流器电路中，以保护将耦合到DC输出992的负载电路由于整流器故障状态导致的破坏，该故障状态导致在DC输出992处出现的电压上升到它的正常调节电压之上。
不确定地关闭控制器906，或者闭锁关闭直到AC输入电压993被移除和重新引入或者在关闭周期后自动重启，通常需要两个分离的控制器端或者是分离的控制器设计，这一点必须由用户选择，这两者都在控制器和整流器的制造上增加了成本。
应当注意，在图9中示出的实例的实际实施中，额外电阻器941耦合到检测端904。在该实例中，电阻器941被用作检测整流器的输入电压，和使检测端904也提供被称作输入或者线过电压关闭的保护特性。根据本发明的教导，单一的检测端904可以用于检测AC输入电压993中的过电压故障状态以及检测输出电压992的输出过电压故障状态。虽然控制器906因此有效地测量了耦合到包括该额外电阻器941的检测端904的阻抗，但与输出OVP电路991的情况相比，电阻器941阻抗的值通常还是非常高，因此根据本发明的教导它对控制器906的操作具有很小的影响。
图10示出了根据本发明的教导作为控制器一部分的实例控制电路的结构图。图10中的实例电路与图1中的实例结构图在操作的许多方面是共用的。然而，当流经检测端1004的电流超过第一阈值时，检测端电压Vv 1003的值没有被调节到第二电压电平。可替代的电流检测电路1010包括定时器，它可以在流经检测端1004的电流达到第一阈值时定时一个测量延迟周期。一旦完成测量延迟，就检测流经检测端1004的电流。在该实例中，一旦完成测量延迟周期，就只有信号1012应用到响应电路1017。因此在一个实例中，图1中的起始响应信号111在图10中再也不需要。
在控制器1006是应用在整流器电路中的整流器控制器的一个实例中，当流经检测端1004的电流Iv1022达到第一电流阈值电平时，电源控制器将会继续操作。在一个实例中，例如图9中示出类型的整流器电路，当流进检测端904中的电流Iv超过第一阈值电平时，上述操作将会导致VBIAS901电压连续上升，这是因为整流器不能实施起始响应，并且持续操作直到完成测量延迟周期。
图11通常示出了支持上述图10的结构图的实例波形图。图表1100的波形示出了Iv1101随着时间1113的变化。图表1190的波形示出了Vv1104随着时间1113的变化。如所示出的，对于第一周期1125，Iv 1101低于第一阈值电平ITH1 1103。在时刻1126，Iv达到了第一阈值电平ITH11103。在一个实例中，Vv 1104没有发生变化，这就保持了VV1的调节，因此VV1和VV2基本上是相等的。在一个实例中，Iv 1101根据耦合到图10中检测端1004的外部电路的阻抗，在一定比率连续增加。在测量延迟周期1109之后，在时刻1128检测电流Iv。
在由图表1107示出的一个实例中，在时刻1128的Iv低于第二阈值电平ITH21102，这表示了阻抗块1081包括图10中的耦合到检测端1004的电阻性阻抗1020。在由图表1127示出的另一实例中，Iv 1101上升到比第二阈值电平ITH2 1102更高的新电平，这就表示了更低的阻抗，例如齐纳二极管1019耦合到图10中的检测端1004。这样，根据本发明的教导，检测了图10中耦合到检测端1004的外部电路的阻抗。在一个实例中，电容器1150可以耦合在检测端1004和参考电势端1005之间。在一个实例中，电容器1150被用于设立时间常数来随着时间影响检测端电流1022的特性。参考以前描述的实例，控制器1006的响应取决于耦合到检测端1004的外部电路的被测阻抗值。
图12示出了参考图10和图11中描述的受益于本发明教导的实例控制器的流程图。在块1201中，Vv被调节到第一调节电压电平VV1。在块1202中，监控流进检测端的电流Iv以确立其是否已超过第一阈值ITH1。如果流进检测端的电流Iv达到ITH1，在块1203中就实现了测量延迟。在块1204中，一旦完成测量延迟周期，Iv就与第二电流阈值ITH2相比。如果Iv大于ITH2，块1205就产生第一响应。
在图12的流程图中，多个检测端阈值电流电平用来和流进如在块1206和1208中描述的检测端中的电流相比。其中，在块1208中，Iv与第n个阈值电流值ITHn相比，分别在块1209和1210中产生响应(n-1)或者响应n。
图13通常示出了根据本发明的教导作为控制器一部分的实例控制电路的结构图。实例电路与图0的实例结构图在操作的许多方面是共用的。然而，电流检测电路1310包括定时延迟周期dt的定时器，该延迟周期dt为从流经端1304的电流达到第一阈值的时间到流经端1304的电流达到第二阈值ITH2的时间。延迟周期然后与一个或多个阈值相比，以确定响应电路1317的响应。在该实例中，一旦流经检测端1304的电流Iv 1322达到第二阈值ITH2，信号1312就只被应用到响应电路1317。
在控制器1306是应用在整流器电路中的整流器控制器的一个实例中，流经检测端1304的电流Iv1322超过第一电流阈值电平时，电源控制器将会继续操作。在例如图9中示出类型的整流器电路中，当流进端904中电流Iv超过第一阈值电平时，上述操作将会导致VBIAS901电压连续上升，这是因为整流器不能实施起始响应，并且持续操作直到流进端904中的电流大于第二阈值电流值ITH2。
图14通常示出了支持图13中示出的结构图的实例波形图。图表1400的波形示出了Iv 1401随着时间1413的变化。图表1490的波形示出了Vv 1404随着时间1413的变化。在第一周期1425，Iv 1401低于第一阈值电平ITH1 1403。在时刻1426，Iv达到第一阈值电平ITH1 1403。在一个实例中，Vv 1404没有发生改变，它保持了在VV1 1405的调节，因此VV1和VV2基本上相等。
在一个实例中，根据图13中耦合到检测端1304的外部电路的阻抗，Iv 1401以一定比率持续增加。在一个由图表1407示出的实例中，Iv花费时间dtHIGHIMPEDANCE 1429达到表示高阻抗的第二阈值电平ITH2 1402，例如图13中的电阻性阻抗1320耦合到检测端1304。在另一实例中，由图表1427所示，Iv花费更短时间dtLOWIMPEDANCE 1430达到表示低阻抗的第二阈值电平ITH21402，例如图13中的齐纳阻抗1319耦合到检测端1304。
因此，根据本发明的教导，检测图13中的耦合到检测端1304的外部电路的阻抗。在一个实例中，电容器1350用于设立时间常数来随着时间影响检测端电流1322的特性。参考以前描述的实例，控制器1306的响应取决于耦合到检测端1304的外部电路的被测阻抗值。
图15示出了参考上述图13和图14的根据本发明教导的控制器操作的流程图。在块1501中，Vv调整到第一调整电压电平VV1。在块1502中，监控流经检测端的电流Iv，以确立其是否已达到第一阈值ITH1。如果流经检测端的电流Iv达到ITH1，则在块1503中就开始时间测量。在块1504中，Iv与第二电流阈值相比。如果Iv达到ITH2，则块1505测量消逝时间dt，也就是电流Iv达到第一阈值电流ITH1和达到第二阈值电流电平ITH2之间的时间。在块1506中，消逝时间dt与第一时间消逝阈值相比。如果消逝时间dt大于第一时间消逝阈值dtTH1，则产生第一响应。
在图15的流程图中，多个时间消逝阈值与测量的消逝时间dt相比，如在块1508和1510中示出的那样。其中在块1510中，dt与第n个时间消逝阈值dtTHn相比，在块1511和1512中分别产生响应n或者响应(n+1)。
图10到图15示出了检测流经检测端的电流以产生响应的实例。在这方面，图10和图13的实例结构图类似于图1中的实例结构图。然而应当注意，在图10至15中讨论的技术都同等应用到图4中引入的技术，在图4中检测检测端处的电压以产生响应。在这样的情况下，根据本发明的教导，图10至图15的第一和第二电流阈值可以被第一和第二电压阈值代替，以确定对检测端的电压超过第一阈值电压电平的响应。
在前述的详细描述中，本发明的方法和设备可以参考其中特定的优选实施例进行描述。然而显而易见的是，在不偏离本发明更宽泛的精神和范围的情况下可以对其进行任何修改和变化。因此本说明书以及附图都是例证性的而不是限制性的。

Claims (30)

1.一种电源控制器，包括：
耦合到检测端的检测电路；
调节电路，耦合到检测电路，并且当流经检测端的电流小于第一阈值电流电平时耦合所述调节电路以调节检测端到第一电压电平，当流经检测端的电流达到第一阈值电流电平时，进一步耦合所述调节电路以调节检测端到第二电压电平；以及
响应电路，耦合到检测电路，并且当检测端被调节在第二电压电平时，对流经检测端的电流进行响应。
2.根据权利要求1的电源控制器，其中在流经检测端的电流达到第一阈值电流电平之后以一延迟周期将检测端调节到第二电压电平。
3.根据权利要求1的电源控制器，其中第二电压电平小于第一电压电平。
4.根据权利要求1的电源控制器，其中第二电压电平大于第一电压电平。
5.根据权利要求1的电源控制器，其中第二电压电平实质上等于第一电压电平。
6.根据权利要求5的电源控制器，其中在流经检测端的电流量达到第一阈值电流电平之后，耦合检测电路以一测量延迟周期检测流经检测端的电流。
7.根据权利要求1的电源控制器，其中耦合响应电路以闭锁电源控制器直到电源控制器被重置。
8.根据权利要求1的电源控制器，其中耦合响应电路以自动重启电源控制器以响应检测电路。
9.根据权利要求1的电源控制器，其中当检测端被调节在第二电压电平时，如果流经检测端的电流大于第二阈值电流电平，则耦合响应电路以闭锁电源控制器。
10.根据权利要求1的电源控制器，其中当检测端被调节在第二电压电平时，如果流经检测端的电流小于第二阈值电流电平，则耦合响应电路以自动重启电源控制器。
11.一种电源控制器，包括：
耦合到检测端的检测电路；
调节电路，耦合到检测电路，并且当检测端的电压小于第一阈值电压电平时，耦合所述调节电路以调节流经检测端的电流到第一电流值，当检测端的电压达到第一阈值电压电平时，进一步耦合调节电路以调节流经检测端的电流到第二电流值；以及
响应电路，耦合到检测电路，并且当流经检测端的电流被调节在第二电流电平时，对检测端的电压进行响应。
12.根据权利要求11的电源控制器，其中在检测端的电压达到第一阈值电压电平之后，以一延迟周期检测端被调节到第二电流值。
13.根据权利要求11的电源控制器，其中第二电流电平小于第一电流电平。
14.根据权利要求11的电源控制器，其中第二电流电平大于第一电流电平。
15.根据权利要求11的电源控制器，其中第二电流电平实质上等于第一电流电平。
16.根据权利要求15的电源控制器，其中在检测端的电压达到第一阈值电压电平之后，耦合检测电路以一测量延迟周期来检测检测端的电压。
17.根据权利要求11的电源控制器，其中耦合响应电路以闭锁电源控制器，直到电源控制器被重置。
18.根据权利要求11的电源控制器，其中耦合响应电路来自动重启电源控制器，以响应检测电路。
19.根据权利要求11的电源控制器，其中当检测端被调节在第二电流电平时，如果检测端的电压大于第二阈值电压电平，则耦合响应电路以闭锁电源控制器。
20.根据权利要求11的电源控制器，其中当检测端被调节在第二电流电平时，如果检测端的电压小于第二阈值电压电平，则耦合响应电路以自动重启电源控制器。
21.一种电源控制器，包括：
检测电路，耦合到检测端；
定时电路，耦合所述定时电路以测量流经检测端的电流一旦达到第一电流阈值电平而从所述第一阈值电流电平改变到第二阈值电流电平的所花费时间；以及
响应电路，耦合到检测电路，并且对流经检测端的电流从第一阈值电流电平改变到第二阈值电流电平的所花费时间进行响应。
22.根据权利要求21的电源控制器，其中耦合响应电路以闭锁电源控制器直到电源控制器被重置。
23.根据权利要求21的电源控制器，其中耦合响应电路来自动重启电源控制器，以响应检测电路。
24.根据权利要求21的电源控制器，其中如果流经检测端的电流从第一阈值电流电平改变到第二阈值电流电平的所花费时间小于一阈值时间周期，则耦合响应电路以闭锁电源控制器。
25.根据权利要求21的电源控制器，其中如果流经检测端的电流从第一阈值电流电平改变到第二阈值电流电平的所花费时间大于一阈值时间周期，则耦合响应电路以自动重启电源控制器。
26.一种用于控制电源的方法，包括：
检测电源控制器的检测端；
当流经检测端的电流小于第一阈值电流电平时，调节检测端到第一电压电平；
当流经检测端的电流达到第一阈值电流电平时，测量耦合到检测端的阻抗；以及
为了响应耦合到检测端的阻抗，产生一电源控制器响应。
27.根据权利要求26的方法，其中测量耦合到检测端的阻抗包括在检测端的多个电压电平检测流经所述检测端的电流。
28.一种用于控制电源的方法，包括：
检测电源控制器的检测端；
当检测端的电压小于第一阈值电压电平时，调节流经检测端的电流到第一电流值；
当检测端的电压达到第一阈值电压电平时，测量耦合到检测端的阻抗；和
为了响应耦合到检测端的阻抗，产生一电源控制器响应。
29.根据权利要求28的方法，其中测量耦合到检测端的阻抗包括在流经检测端的多个电流处检测所述检测端的电压电平。
30.一种用于控制电源的方法，包括：
检测电源控制器的检测端；
测量流经检测端的电流一旦达到第一电流阈值电平，从所述第一阈值电流电平改变到第二阈值电流电平的所花费时间；
为了响应流经检测端的电流从第一阈值电流电平改变到第二阈值电流电平的所花费时间，生成一电源控制器响应。
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