CN101167278A - 用于在混合无线电波形中进行模拟和数字音频校准的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于在混合无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的时间校准进行检测的方法。所述方法包括步骤：对模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；对数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；以及使用滤波后的模拟音频信号和滤波后的数字音频信号计算多个相关系数，其中相关系数表示模拟音频信号与数字音频信号之间的时间校准。此外，还提供了用于执行所述方法的设备。

Description

用于在混合无线电波形中进行模拟和数字音频校准的方法

技术领域

本发明涉及信号处理，更具体地，涉及用于对带内同信道广播系统中数字和模拟音频信号的校准进行检测和控制的方法和设备。

背景技术

iBiquity Digital公司的HD Radio^TM系统用于允许从当前模拟调幅(AM)和调频(FM)无线电系统到全数字带内同信道(IBOC)系统的平滑演化。该系统在现有中频(MF)和甚高频(VHF)无线频带中将数字音频和数据服务从地面发射器传递到移动、便携式和固定接收器。广播公司在传送新的、更高质量和更强健数字信号的同时，可继续传送模拟AM和FM信号，允许他们以及他们的收听者在保持其当前频率分配的同时从模拟过渡到数字无线。

通过通过提供三种波形类型：混合、扩展混合和全数字，该系统提供了过渡到数字广播系统的灵活性设备。混合和扩展混合类型保留了模拟FM信号，而全数字类型则不这样。所有这三种波形类型遵循当前分配的频谱发送屏蔽。关于混合、扩展混合和全数字波形的细节参见美国专利申请公开No.2004/0076188，该文献在此引作参考。

数字信号通过使用正交频分复用(OFDM)进行调制。OFDM是并行调制方案，其中以数据流对大量正交副载波进行调制，这些副载波被同时传送的。OFDM具有固有灵活性，易于实现逻辑信道到不同副载波组的映射。

在从模拟到数字广播的变换期间，设想用于HD Radio^TM系统的主导传送模式将是混合模式。混合信号包括传统模拟信号(用于与现有无线电系统兼容)以及承载同样模拟音频内容但采用更高质量数字格式的数字信号副载波。数字信号相对其模拟对应物(counterpart)得以延迟，以使得该时间分集能够用于缓解短暂信号中断的影响。在这些模式中，混合兼容的数字无线电系统将具有称为“融合(blend)”的特性，其试图在最初调谐期间从输出数字音频到模拟音频的平滑过渡，否则，数字波形质量会随时跌落在可接受电平以下。融合功能在美国专利No.6,590,944和6,735,257中有所描述，其在此引作参考。

融合通常会出现在数字覆盖区的边缘以及在覆盖区轮廓内使数字波形受损的其他位置。当出现短暂中断时，如穿越桥梁时，数字音频的丢失由模拟信号来代替。当出现融合时，重要的是在时间和电平方面使模拟音频和数字音频信道上的内容校准，以确保收听者几乎不会注意到该过渡。优选是，除了在这些融合点处模拟和数字音频中可能的固有质量差异之外，收听者很少会注意到别的内容。然而，如果广播站未使模拟和数字音频信号校准，则结果将是在数字和模拟音频之间出现刺耳发声的过渡。由于在广播设施处模拟音频与数字音频路径之间的音频处理差异，可能造成未校准(misalignment)。此外，在组合输出前模拟和数字信号通常通过两个独立的信号发生路径生成。使用不同模拟处理技术和不同信号发生方法来实现这两个信号不可忽视的校准。融合必须平滑和连续，只有在模拟和数字音频得以时间和电平校准的条件下，这才会发生。

HD Radio^TM广播站的数字和模拟信号的校准目前通过人工借助处于发射器站点的检测设备实现。该校准需要使用用于测量模拟和数字信号的时间和电平差异的信号检测和频谱测量设备。此外，这还归因于施加在模拟信号路径上的人为分集延迟。此外，如果改变音频处理，则可使相对延迟偶尔发生变化，例如，如果或当广播从音乐变化到新闻时，这就可能会发生。当出现这些修改时，对信号进行人工重新校准则目前并不切合实际，或有些麻烦。因此，如果能够进行自动检测和纠正校准误差的话，则会带来明显的益处和便利。

发明内容

本发明提供了在混合无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的时间校准进行检测的方法。该方法包括步骤：对模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；对数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；以及使用滤波后的模拟音频信号和滤波后的数字音频信号计算多个相关系数，其中相关系数表示模拟音频信号与数字音频信号之间的时间校准。

本发明还包括用于在无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的时间校准进行检测的设备。所述设备包括：第一滤波器，用于对模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；第二滤波器，用于对数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；以及处理器，用于使用滤波后的模拟音频信号和滤波后的数字音频信号计算多个相关系数，其中相关系数表示模拟音频信号与数字音频信号之间的时间校准。

在另一方面，本发明提供了在混合无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的电平校准进行检测的方法。该方法包括步骤：对模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；对数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；计算音频段的模拟音频信号的信号功率和数字音频信号的信号功率；以及使用模拟音频信号的信号功率与数字音频信号的信号功率的比率，生成表示模拟音频信号与数字音频信号的电平校准的信号。

本发明还包括用于在混合无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的电平校准进行检测的设备。所述设备包括：第一滤波器，用于对模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；第二滤波器，用于对数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；以及处理器，用于计算音频段的模拟音频信号的信号功率和数字音频信号的信号功率；以及使用模拟音频信号的信号功率与数字音频信号的信号功率的比率，生成表示模拟音频信号与数字音频信号的电平校准的信号。

附图说明

图1示意了具有时间/电平监视器和反馈的带内同信道广播系统的框图；

图2示意了时间校准测量方法的框图；

图3示意了相关系数的相关向量图；

图4示意了电平校准算法的框图；

图5示意了HD Radio^TM监视器的框图；

图6示意了模拟/数字音频校准监视器的框图；

图7、8和9示意了可在用户界面上显示出的校准测量结果的曲线图。

具体实施方式

HD Radio^TM波形的模拟音频和数字音频之间的时间和电平校准关键在于确保在HD Radio^TM系统中进行从数字到模拟的平滑融合。本发明提供了用于验证适当站模拟/数字校准(在时间和电平方面)的方法和设备。此外，本发明可用于反馈设计中，以自动纠正在广播设施处模拟音频和数字音频的未校准。

图1示意了包括有用于监视模拟和数字信号的设备和反馈路经的带内同信道广播系统的框图。音频信源12向模拟音频处理器14和数字音频处理器16提供音频信号。模拟处理器在线路18上生成模拟音频信号，该模拟音频信号被传递到激励器/发射器20。数字处理器在线路22上生成数字音频信号，该数字音频信号被传递到激励器/发射器20。激励器/发射器将模拟和数字音频信号组合，然后由高功率放大器24放大，并采用混合波形传送到接收器26。混合波形包括由模拟音频信号调制的载波信号和由数字音频信号调制的多个副载波，如美国专利No.6,735,257所示的。尽管也能通过其他数字信号对副载波进行调制，不过该描述仅涉及数字音频信号。

接收器将模拟和数字音频信号分离。采用与数字音频信号同样的速率对模拟音频信号进行采样。监视器28接收来自接收器的模拟和数字音频信号，确定模拟与数字音频信号之间的时间和电平校准，并在线路30上生成调节信号，可将该调节信号反馈到广播站并用于调节模拟音频和数字音频信号的相对时序和电平。在图1所示示例中，调节信号被传递到模拟音频信号处理器，并用于调节模拟音频信号的延迟和电平。然而，调节信号同样可馈送到数字音频处理器，并用于调节数字音频信号的时序和电平。

本发明提供了用于对模拟音频和数字音频在时间和电平方面的相对校准进行检测的方法。该方法无需传送测试波形。可将该方法合并到对广播站的混合波形进行监视的系统中。此外，利用在接收机中使用的融合算法的特定知识，可利用所测量校准信息将反馈路径延伸到广播站，以便当音频处理在站中的模拟与数字路径之间变化时，能够将表示相对校准的信号反馈到该站，以保持模拟和数字音频内容校准，从而保证接收机能够在模拟和数字音频之间的平滑融合。

尽管可实现专用测量设备来测量时间和电平校准，更便利的是，使用现有HD Radio^TM接收器，该接收器拥有校准测量所需的大部分功能。HD Radio^TM接收器的一种操作模式(用于开发对信号校准进行检测的系统较为重要)称为分路操作模式。运行在分路模式中的无线电设备在一个信道上输出左、右或单声道模拟音频，而在另一信道上输出左、右或单声道数字音频。在本发明中，对于有关测量而言，单声道分路模式优于立体声模式，这是由于模拟和数字音频信号中的立体图像可以不同。在以高压缩比运行的某些数字音频编码器中，可对立体图像和立体分离保真度进行折衷。在分路模式中，可将个人计算机中的标准音频卡用作为测量设备，以便对来自HD Radio^TM接收器输出的信息进行处理，确定模拟和数字音频的相对校准。

本发明使用包含有同样音频信息的模拟和数字音频信号。例如，每个信号表示左、右，或单声道音频信息，不过单声道模式最有益于该测量/校准。此处假设同时对模拟和数字音频流采样，并将其输入到测量设备中。用于估计模拟和数字音频信号的时间校准的度量是被实现为归一化交叉相关函数的相关系数函数，假设去除了模拟和数字音频信号的dc分量。相关系数函数具有当使两个信号时间校准且相同时其接近1的特性，除有可能任意标量因子不同以外。随着时间校准误差增大，从统计学角度而言，系数变得更小。

由于HD Radio^TM系统在发射器处对模拟信号路径施加人为分集延迟(例如，4.5秒)，接收器在数字音频的路径上必须匹配该延迟。然后，在接收器输出处匹配模拟/数字音频延迟，以便进行随后的校准处理。如果校准测量指示时间误差(由于发射器未校准，假设预校准的接收器是正确的)，则能够将该误差传送回发射器组件，以便对分集延迟进行重新调节。

图2示意了用于时间校准测量方法的处理序列的一个实施例。使用无限脉冲响应滤波器52对在线路50上的模拟音频信号输入进行滤波，以便在线路54上生成滤波后的模拟信号。使用无限脉冲响应滤波器58对在线路56上的数字音频信号输入进行滤波，以便在线路60上生成滤波后的数字信号。在处理器62中对滤波后的模拟信号和滤波后的数字信号进行处理，以便在线路64上生成相关系数信号。处理器包括多个输入66，68和70，用于设置每次输出相关系数计算的采样数量、输出相关点的数量和用于求平均的采样数量。由峰值搜索IIR滤波器72使用移动平均对线路64上的相关系数信号进行滤波，以便在线路74上生成表示未校准的采样数量的输出信号。峰值搜索滤波器包括输入76和78，用于设置求平均的采样数量和相关值下限。

算法假定对同样采样(例如，使用44,100Hz采样速率)的模拟和数字音频信号通过同样的数字无线脉冲响应(IIR)滤波器进行处理。例如，用于模拟和数字音频流的IIR滤波器可为具有约600Hz与约1600Hz之间通带的相同10极椭圆滤波器。滤波器用于缩减音频信号的带宽。这减弱了在更有可能出现音频处理差异的情形中在部分音频频谱中出现的测量校准模糊性。例如，模拟信号将有可能具有比数字信号更低的带宽，对高和低频流的滤波可导致组延迟差异。已确定出大致在600至1600Hz之间的滤波器带宽用于校准带宽是最有益的。

可使用统计期望将由x和y表示的模拟和数字信号之间的相关系数ρ_x，y定义为：

${\mathrm{\ρ}}_{x,y}=\frac{E\{(x-{\mathrm{\μ}}_x)\·(y-{\mathrm{\μ}}_y)\}}{{\mathrm{\σ}}_x\·{\mathrm{\σ}}_y}$

其中μ为均值，σ对x或y的标准偏差。上式表示模拟一般化；然而，实际上模拟音频(例如，x)和数字音频(例如，y)的采样必须相同采样(例如，仅对于单声道信号的44100Hz)，以便于后面的计算。在该计算中使用模拟音频(x)和数字音频(y)在时间段上的均值和标准偏差。均值是平均值(即，dc分量)，标准偏差是在时间段上采样方差的平方根。

带通滤波器丢弃任何dc分量，以及在该计算中有关频带之外的高频。均值(平均值)为零，这是由于此处将dc丢弃。由于在带通滤波之后以及在相关系数计算之前模拟和数字音频信号的均值为零，从而能够将表达式简化。对于离散N采样，零均值序列x和y，具有滞后k的相关系数ρ的表达式变为：

$\mathrm{\ρ}\left(k\right)=\frac{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\·y(n-k)}{\sqrt{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}^2\left(n\right)\·\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}^2(n-k)}}$

其中k表示两个序列之间滞后采样的数量。滞后是x和y信号之间的相对时间偏移量。该滞后允许对相对时序的调节，以便我们能够确定在特定滞后处哪里出现的相关峰值。那么，该峰值滞后就是我们正在试图找出/测量的时序偏移量。

通过时间校准误差的最大可能值来确定k的范围。该滞后最大值表示搜索窗口的大小。显然，在计算中存在一些时间/存储器限制，可以假设由实现方式将滞后范围限制到某个实际值。采样数量N应足够大，以避免在短的段上可能出现的组延迟异常。此外，最好使用比相关系数函数的平均值更大的N值。使用较大N值的一种方式是，在更小时间段上分别计算分子和分母，然后，在相关系数函数计算之前对时间期间一起求平均。所述时间期间是进行测量的时间段。然后，可将多个时间期间求平均，以提高在任何单个时间期间上的测量精度/可靠性。具体而言，使得

$Z_j\left(k\right)={\left\{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)y(n-k)\right\}}_j$

其中将z_j(k)定义为x和y在第j个时间期间上的交叉相关。可将进行测量的时间期间与其他时间期间断开。使得

$v_j\left(x\right)={\left\{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}^2\left(n\right)\right\}}_j$ 以及

$v_j(y,k)={\left\{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}^2(n-k)\right\}}_j.$

然后，对于任何j(时间期)，可将ρ(k)表示为：

$\mathrm{\ρ}\left(k\right)=\frac{z_j\left(k\right)}{\sqrt{v_j\left(x\right)v_j(y,k)}}$

如果要使用有损积分技术在时间期间上求平均，则可定义：

$\stackrel{\‾}{z_j\left(k\right)}=(1-\mathrm{\α})\stackrel{\‾}{z_{j-1}\left(k\right)}+\left(\mathrm{\α}\right)z_j\left(k\right)$

$\stackrel{\‾}{v_j\left(x\right)}=(1-\mathrm{\α})\stackrel{\‾}{v_{j-1}\left(x\right)}+\left(\mathrm{\α}\right)v_j\left(x\right)$

$\stackrel{\‾}{v_j(y,k)}=(1-\mathrm{\α})\stackrel{\‾}{v_{j-1}(y,k)}+\left(\mathrm{\α}\right)v_j(y,k)$

其中α的值＞0(对于无限平均)且＜1(对于非平均)，其中α为允许调节有效时间跨度以便进行连续平均的参数。这是单极有损积分器。有损积分器允许校准“忽略”过去足够长的测量，其间音频处理参数可以是不同的。通过包括关于采样之间时间的信息，可使得该滤波更为高级，以便在保持合适滤波器系数的同时，以不规则方案执行测量。

现在，可计算

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{\ρ}}_j\left(k\right)}=\frac{\stackrel{\‾}{z_j\left(k\right)}}{\sqrt{\stackrel{\‾}{v_j(y,k)}}\sqrt{\stackrel{\‾}{v_j\left(x\right)}}}.$

相关系数函数计算在IIR滤波之后，通常在50毫秒那样较短至3秒那样较长的数据上进行处理。通常来讲，100至300毫秒的数据足以计算相关系数函数。结合0.1的α，获得合理的估计。对于在其范围上的每个滞后值计算相关系数。计算的滞后数量将取决于每个站的实际校准。例如，可在搜索范围上选择1000(或最大搜索范围)离散滞后值，计算对于每个值的相关，以便搜索具有最大相关的滞后。

在校准向量上的后处理在跟随有相关系数下限的所有相关系数上，执行峰值搜索。校准向量是在搜索范围上的滞后值向量(集)。如果对于任何一个时间期间的峰值相关都未超过良好阈值，则对于随后在多个时间期间上的平均将其去除。该“设限”防止对异常值求平均。一般而言，可使用0.92至0.95作为下限，以确保随后的平均值建立更可靠的相关。如果存在模拟和数字信号之间相关性不强的坏音频部分，则相关系数通常会低于0.5，在确定平均值中将不会使用该值。另一单极积分器可用于将通过限幅器标准的采样累加。该估计器通常会生成非常好的估计或没有任何估计。无估计条件可能由范围(未对准达多个采样)外的模拟数字滞后(±)所导致。在此情形中，应增大相关范围(滞后数量增加)，并再次运行相关。由于在广播设施处对于模拟音频和数字音频可能存在不同的处理，需要限幅器和后检测平均。这些不同处理将导致对于不同音频带具有不同的组延迟。从而，将存在相关会相当差的情形。如果对这些段进行检查，它们通常对模拟音频具有信道效应，或者在数字与模拟音频流之间具有较大处理组延迟。从而，使用限幅器和单极滤波器极大地稳定了对未校准的估计。

图3表示相关系数的相关向量，该图显示出152采样的未校准。图3显示出对于特定音乐段的1639个输出相关系数的示意图。每个点表示16384个模拟和数字音频采样的相关。对于偏离中心152个采样处的最大峰值，相关系数为.9953，这表明模拟音频和数字音频未校准达152个音频采样的高度置信度。

音频增益电平校准算法简单使用分路模式输入的同一IIR滤波，并对滤波后的模拟音频信号与滤波后的数字音频信号的计算的平方值之和进行比较。图4表示电平校准算法的框图。通过使用无限脉冲响应滤波器92对线路90上的模拟音频信号输出进行滤波，以便在线路94上生成滤波后的模拟信号。通过使用无限脉冲响应滤波器98对线路96上的数字音频信号输入进行滤波，以便在线路100上生成滤波后的数字信号。在处理器102中对滤波后的模拟信号和滤波后的数字信号进行处理，以便在线路104上生成表示模拟和数字信号的信号功率的信号。处理器包括用于设置求平均的采样数量的输入106。如方框108所示，计算信号功率比，以便在线路110上生成表示未校准的信号。

计算在数秒内的信号功率，以及计算所述比率，可选性地采用dB为单位，得出电平未校准的稳定估计。比率1或0dB将表示模拟和数字信号是电平校准的，即便是任何振幅，正或负将表示出电平未校准。以dB为单位的比率为：

$\mathrm{ratio}=10\·\log \left[\frac{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}^2\left(n\right)}{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}^2(n-k)}\right].$

平方和的计算必须通过使用滞后值k实现，其中模拟和数字音频信号时间校准的。具体而言，一定在相同音频信号段上对信号功率进行估计。出于高效考虑，有益的是，在相关系数处理中已计算的、进行时间校准且具有高相关系数值的N个采样的范围上，对平方的采样进行累加。

图5和6示意了表示先前讨论的时间和电平校准算法的具体实现方式的附加细节。图5表示实现时间和电平校准算法的系统120的框图。平台是具有HD Radio^TM开发电路板122和调谐器124的PC。IDM 350 HD Radio^TM开发电路板通过PC中的USB接口126进行控制。分路模式音频从IDM350开发电路板输出，并输入到PC的音频卡128中。如方框130所示且运行在PC上的java应用还向用于监视的音频卡输出分路模式音频。此外，在显示屏132上，同相关函数随可选择的滞后数量变化的示意图一起，还可以显示音频。可显示模拟和数字流的快速傅里叶变换(FFT)的幅度，以验证正确的频带选择。除这些输出外，还具有能够对作为部分控制图形接口的处理进行控制的多个可选择的参数。可提供网络接口136，以便允许与网络交换信息。使得校准信息用于用户接口。

图6表示HD Radio^TM监视器的框图。音频卡138接收该模拟和数字音频信号，如箭头140所示，并在线路142上提供模拟音频信号，以及在线路144上提供数字音频信号。箭头145示出用于可选音频监视的连接。这些信号被传递到显示器146。IIR滤波器148和150对模拟音频和数字音频信号进行滤波，以便在线路152和154上生成滤波后的模拟音频信号和滤波后的数字音频信号。如方框156所示，对这些滤波信号应用时序和电平校准算法。显示出计算的相关系数，如方框158所示。相关系数的快速傅里叶变换(FFT)160用于生成频谱显示162。图形用户界面164便于用户对处理和文件进行控制，如方框166所示。

图7，8和9表示在滞后范围上的典型相关。

以上所述各函数可使用已知的滤波和处理硬件实现。

尽管根据数个实施例描述了本发明，本领域技术人员显然知道，在不偏离如后面权利要求所给出的本发明的范围的条件下，可对所述的实施例进行多种变化。

Claims (19)

1.一种用于在混合无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的时间校准进行检测的方法，所述方法包括步骤：

对所述模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；

对所述数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；以及

使用所述滤波后的模拟音频信号和所述滤波后的数字音频信号计算多个相关系数，其中所述相关系数表示所述模拟音频信号与所述数字音频信号之间的时间校准。

2.根据权利要求1的方法，还包括步骤：

根据所述相关系数，调节所述模拟音频信号和/或所述数字音频信号的时序。

3.根据权利要求1的方法，以相同采样速率对所述模拟音频信号和所述数字音频信号进行采样。

4.根据权利要求1的方法，其中：

使用归一化交叉相关函数确定所述相关系数。

5.根据权利要求1的方法，其中：

在确定所述相关系数之前，去除所述模拟和数字音频信号的dc分量。

6.根据权利要求1的方法，其中：

当所述模拟和数字音频信号被进行时间校准时，所述相关系数接近1，并且随着时间校准误差增大，所述相关系数变得更小。

7.根据权利要求1的方法，还包括步骤：

在跟随有相关系数下限的相关系数上，执行峰值搜索。

8.根据权利要求1的方法，其中：

所述滤波步骤使用具有约600Hz与约1600Hz之间通带的滤波器。

9.根据权利要求1的方法，还包括步骤：

使用移动平均对所述相关系数进行滤波，以生成表示未校准的采样数量的输出信号。

10.一种在混合无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的电平校准进行检测的方法，所述方法包括步骤：

对所述模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；

对所述数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；

计算音频段的模拟音频信号的信号功率以及数字音频信号的信号功率；以及

使用所述模拟音频信号的信号功率与所述数字音频信号的信号功率的比率，生成表示所述模拟音频信号与所述数字音频信号的电平校准的信号。

11.根据权利要求10的方法，还包括步骤：

根据所述表示电平校准的信号调节所述模拟音频信号和/或所述数字音频信号的电平。

12.一种用于在无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的时间校准进行检测的设备，所述设备包括：

第一滤波器，用于对所述模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；

第二滤波器，用于对所述数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；以及

处理器，用于使用所述滤波后的模拟音频信号和所述滤波后的数字音频信号计算多个相关系数，其中所述相关系数表示所述模拟音频信号与所述数字音频信号之间的时间校准。

13.根据权利要求12的设备，还包括：

用于根据所述相关系数，对所述模拟音频信号和/或所述数字音频信号的时序进行调节的处理器。

14.根据权利要求12的设备，还包括：

峰值检测器，用于检测所述相关系数中的峰值。

15.根据权利要求12的设备，其中：

所述第一和第二滤波器具有在约600Hz与约1600Hz之间的通带。

16.根据权利要求12的设备，还包括：

第三滤波器，用于使用移动平均值对所述相关系数进行滤波，以生成表示未校准的采样数量的输出信号。

17.一种用于在混合无线电系统中对模拟音频信号和数字音频信号的电平校准进行检测的设备，所述设备包括：

第一滤波器，用于对所述模拟音频信号进行滤波，以生成滤波后的模拟音频信号；

第二滤波器，用于对所述数字音频信号进行滤波，以生成滤波后的数字音频信号；以及

处理器，用于计算音频段的模拟音频信号的信号功率以及数字音频信号的信号功率，以及使用所述模拟音频信号的信号功率与所述数字音频信号的信号功率的比率，生成表示所述模拟音频信号与所述数字音频信号的电平校准的信号。

18.根据权利要求17的设备，还包括：

用于根据所述表示电平校准的信号表示对所述模拟音频信号和/或所述数字音频信号的电平进行调节的处理器。

19.根据权利要求17的设备，其中：

所述第一和第二滤波器具有约600Hz与约1600Hz之间的通带。

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