CN101228750B - Ofdm系统中降低复杂度的信道估计 - Google Patents

Abstract

在正交频分复用(OFDM)通信系统中从包括两个或两个以上不同导频载波的接收信号中产生信道响应估计。这包括为每个载波确定旋转量，该旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、信道的时延扩展以及载波在接收信号中相对于其它载波的位置的函数。接收信号采用快速傅立叶变换来处理，由此产生已处理信号。在执行作为信道估计过程的组成部分的频率内插之前，将已处理信号旋转所述旋转量。通过至少部分对旋转的已处理信号执行信道估计过程来估计信道响应。

Description

OFDM系统中降低复杂度的信道估计 

技术领域

本发明涉及采用正交频分复用(OFDM)的数字通信。更具体来说，本发明涉及OFDM通信系统中的信道估计 

背景技术

OFDM是一种越来越普遍地用于发送数字信息的方法。例如，它目前用于数字音频广播(DAB)、诸如DVB-T之类的数字视频广播(DVB)，以及用于诸如IEEE 802.11a和IEEE 802.11g之类的一些无线局域网(WLAN)标准。采用OFDM的原因之一在于，它允许在接收器侧采用适当的复杂度而实现通过高时间弥散信道的通信。 

在OFDM系统中，多个子载波(以下简单称作“载波”)各通过其自己的数据分别被调制。调制可按照多种众所周知的技术，例如正交幅度调制(QAM)或n相移键控(n-PSK)。OFDM系统中的基带信号则为这些调制后的子载波之和。然后，基带信号用来调制主射频(RF)信号。对这样一种信号进行解调(由此重新得到潜在的基带信号)的一个重要方面包括通过快速傅立叶变换(FFT)对它进行处理。 

是否应当将信道看作高度时间弥散取决于系统使用的符号率。根据经验，如果信道的均方根(rms)时延扩展(delay spread)小于符号时长的10％，则信道可能看作是非扩散的。随着所支持数据速率的增加，OFDM的这类优点变得更为显著，对于大多数新兴系统，情况完全是这样。 

处理基于OFDM的系统的大时延扩展的方式是利用保护间隔(GI)。GI(在本文献中又称作“循环前缀”或“CP”)只是在当前符号之前发送的OFDM符号的最后部分的副本。这种情况在图1中示意说明，其中示出多个符号。一个示范符号“符号101”+时间从左至右移 动)。其它保护间隔类似地由其直接后继符号的尾部形成。 

众所周知的是，对于基于OFDM的系统，只要GI的长度T_G至少与信道的脉冲响应的时长一样长，则可避免称作符号间干扰(ISI)的时间弥散信道的影响。项T_m以下在本文中用来表示最大时延扩展，例如与均方根(rms)时延扩展值相对。由于OFDM系统处理大时延扩展的能力，它非常适合于可以用于广播的所谓的单频率网络(SFN)。(在单频率网络中，地理上分隔的发射器工作于相同的频率上。为了减小干扰，它们彼此在时间上同步。) 

假定OFDM符号的信息携带部分在t＝0开始，并且保护间隔的长度为T_G。如果信道具有最大时延扩展T_m，则对FFT窗口的起始的要求表示为 

               -T_G+T_m≤t≤0                 (1) 

这样，只要T_m≤T_G，就能够在按照等式(1)来选取t时避免ISI。但是，如果T_m＞T_G，则问题在于如何选择t，以使得ISI的影响为最小。对于设计用于SFN的系统，保护间隔通常很大，使得第一种情况成为更有可能出现的情况。 

这时，如上所述，每当T_m≤T_G，无ISI接收是可行的。但是，这需要识别信号的信息携带部分的起始位置(start)。为此，OFDM接收器包括用于估计接收信号的定时(timing)和频率的装置。 

为了进一步改进性能，OFDM接收器通常包括信道估计器，它的任务是动态确定信道响应。这个信息则用于使接收器能够以补偿信道的时间弥散影响的方式来处理接收信号。 

确定OFDM接收器中的信道响应的传统方式是将载波的某些载波专用于传送导频信号。导频信号包含已知信息，所述已知信息允许信道估计器通过将实际接收信号与预计信号(即接收器在理想信道条件下预计接收的信号)进行比较来确定在特定时刻在那个载波频率上的信道响应。携带导频信号的载波在频率上间隔开，此间隔允许位于 导频载波之间的载波的信道响应能够通过内插所确定的导频载波的信道响应来准确估计。 

图2是示范OFDM接收器的框图。将通过对射频信号进行接收和下变频到基带所产生的模拟信号r(t)提供给模数(A/D)转换器201。从射频的下变频可选地可以分若干步骤来执行，以使得A/D转换器201的输入上的信号处于中频(IF)，在其中，从IF到基带的下变频正好在A/D转换器之后、在这里将描述的进一步处理之前进行。 

然后，将数字信号r(k)提供给粗略定时和频率估计单元203，它产生接收信号的定时和频率偏移的粗略估计。(频率偏移是发送信号的频率与接收信号的频率之间的差异。)将这个信息提供给频率校正单元205以及GI去除单元207。GI去除单元207还接收频率校正单元205的输出。根据可用的最佳定时和频率信息，GI去除单元207删除GI，并将接收信号的信息部分提供给FFT单元209，将FFT单元209的输出提供给接收器的其余部分、其中包括精确定时和频率估计单元211，精确定时和频率估计单元211能够从FFT输出信号中产生更准确的定时和频率信息。将更准确的频率信息反馈到频率校正单元205以改进接收器的性能。类似地将更准确的定时信息反馈到GI去除单元207以改进接收器的性能。 

还将FFT单元209的输出提供给信道估计器213，信道估计器213产生信道响应的完整估计，如上所述。 

虽然满足等式(1)的t的任何值都能确保消除符号间干扰(ISI)，但是t的选择可能仍然对接收器的性能有影响。具体来说，可以表明，如果过早ε个样本(ε≥0)设置FFT窗口的起始，则对FFT的输出上的第k个载波的影响 

为 

$\hat{X}\left(k\right)=X\left(k\right)e^{-i2\mathrm{\πk\ϵ}/N}...\left(2\right)$

式中，X(k)是在ε＝0时的FFT输出，N是与一个符号的信息携带部分的时长对应的样本的数量，并且k是表示载波的位置的标号。 

这样，不同的载波将根据其位置以不同方式旋转，如标号k所表示。因此，当内插在频域中进行时(即采用包含导频的载波来估计包含数据的载波的信道响应时)，执行内插的操作将变的不必要的困难。因此，尽管即使在过早ε个样本设置FFT窗口，也可以得到同样的性能，但通常是以需要更复杂的信道估计过程为代价而达到的。 

由于过早ε个样本设置FFT窗口的影响是已知的，所以可方便地只是通过在执行信道估计之前乘以e^12πkε/N来补偿。这是众所周知的，例如在A.Palin和J.Rhine的“SFN信道的OFDM系统的增强符号同步方法”(Globecom’98，Sydney，第2788-2793页)中进行了描述。因此，众所周知的是，可以通过在进行信道估计之前适当地旋转信号来补偿FFT窗口的非最佳设置。但是，假定ε为已知，则还可将FFT窗口移动到最佳位置，并由此避免在FFT之后进行补偿时所需的额外计算。 

通过FFT窗口的最佳选取位置，用于频率上的内插的所需复杂度取决于信道的时延扩展。因此，如果估计了信道的时延扩展，则这种信息不仅可用来设计(维纳)滤波器，而且还可用来确定滤波器所需的复杂度。这在Leif Wilhelmsson等人的标题为“通过自适应内插的信道估计”的美国专利申请No.10/920928中详细进行描述。US 10/920928中得出的结论是，要设计最佳滤波器，仅估计时延扩展(例如rms时延扩展或最大时延扩展)是不够的；还需要信道的相关函数(在频率方向上)。 

由于信道估计是OFDM系统中用于获得良好性能的其中一个最关键部分，所以令内插性能具有足够高的质量是极为重要的。另外，由于信道估计占计算复杂度的相当大的部分，所以降低所使用的内插滤波器的复杂度也是重要的。 

DE 102 25 662 A1公开了时间弥散信道将在FFT的输出上产生具有不同相移的不同副载波。这个文献还公开了在FFT之后通过频率相关的相位旋转，或者在FFT之前通过偏移样本来对此进行补偿。 

发明内容

应当强调的是，在本说明中，术语“包括”用来说明存在所述特征、整数、步骤或组件；但这些术语的使用并不排除存在或附加一个或多个其它特征、整数、步骤、组件或上述各项的组合。 

根据本发明的一个方面，在正交频分复用(OFDM)通信系统中，通过从包含两个或两个以上不同的导频载波的接收信号产生信道响应的方法和装置来实现上述目的和其它目的。这包括为所述载波的每一个载波确定旋转量，该旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔(separation)、信道的时延扩展以及载波在接收信号中相对于其它载波的位置的函数。接收信号经过处理，由此产生已处理信号。这种处理包括采用快速傅立叶变换进行的处理。在执行作为信道估计过程的组成部分的频率内插之前，将已处理信号的载波分量旋转所述旋转量的相应量。通过至少部分对旋转的已处理信号执行信道估计过程来估计信道响应。 

在一些实施例中，按照下式来确定旋转量： 

                 e^{i2πk(ΔfTdscds)}

式中，k是标识接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示信道的时延扩展，以及c_ds是常数。信道的时延扩展例如可能是最大时延扩展T_m(在这种情况中c_ds等于1/2)或者是均方根时延扩展T_rms(在这种情况中c_ds等于1)。 

在备选实施例中，按照下式来确定旋转量： 

                e^{i2πk(ε/N+ΔfTdscds)}

式中，ε表示过早设置FFT窗口的量，N是与调制到接收信号上的一个符号的信息携带部分的时长对应的样本的数量，k是标识接收信号的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示信道的时延扩展，并且c_ds是常数。信道的时延扩展例如可能是最大时延扩展T_m(在这种情况中c_ds等于1/2)或者是均方根时延扩展T_rms(在这种 情况中c_ds等于1)。 

在其它实施例中，旋转量根据信道的相关函数来确定。 

在一些实施例的另一个方面，接收信号包括由符号跟随其后的保护间隔；并且该方法包括采用保护间隔的时长作为信道的时延扩展(例如最大时延扩展或均方根时延扩展)的初始估计。 

在又一些备选方案中，仅当信道的时延扩展与预定值之间的比较满足预定关系时，才执行将已处理信号旋转所述旋转量的操作。 

在又一些实施例中，确定旋转量以及将已处理信号的载波分量旋转所述旋转量的相应量的操作包括为每个载波：产生初始旋转量，所述初始旋转至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、信道的时延扩展以及载波在接收信号中相对于其它载波的位置的函数；将已处理信号的载波分量旋转所述旋转量的相应量；以及根据不同载波频率上的旋转信号的相互比较而迭代调节初始旋转量，然后将先前旋转的已处理信号再次旋转已调节的旋转量，直到满足迭代终止条件为止。 

在又一些实施例中，通过在采用快速傅立叶变换来处理接收信号的样本之前使其偏移来实现旋转。 

附图说明

通过阅读以下结合附图的详细说明，将会了解本发明的目的和优点，附图包括： 

图1是在正交频分复用(ODFM)系统中通过保护间隔所分隔的符号的示意说明。 

图2是示范OFDM接收器的框图。 

图3a是根据本发明的OFDM接收器的一个示范实施例的框图。 

图3b是根据本发明的OFDM接收器的一个示范备选实施例的框图。 

图4是说明根据DVB-T标准的信号帧结构的时序图。 

图5是针对以下情况的IQ图：取样点是理想的(即ε＝0)，频率上 的内插基于线性内插，信道是静态的，其中具有均匀时延谱(delayprofile)和T_m＝20μs的最大时延扩展，并且没有执行预先旋转。 

图6是针对以下情况的IQ图：取样点是理想的(即ε＝0)，频率上的内插基于线性内插，信道是静态的，其中具有均匀时延谱和T_m＝20μs的最大时延扩展，并且执行了理想的预先旋转(即基于信道的已知相关函数的预先旋转)。 

图7是针对以下情况的IQ图：取样点是理想的(即ε＝0)，频率上的内插基于线性内插，信道是静态的，其中具有均匀时延谱和T_m＝50μs的最大时延扩展，并且没有执行预先旋转。 

图8是针对以下情况的IQ图：取样点是理想的(即ε＝0)，频率上的内插基于线性内插，信道是静态的，其中具有均匀时延谱和T_m＝50μs的最大时延扩展，并且执行了理想的预先旋转(即基于信道的已知相关函数的预先旋转)。 

图9是针对以下情况的IQ图：取样点是理想的(即ε＝0)，频率上的内插基于线性内插，信道是静态的，其中具有均匀时延谱和T_m＝100μs的最大时延扩展，并且没有执行预先旋转。 

图10是针对以下情况的IQ图：取样点是理想的(即ε＝0)，频率上的内插基于线性内插，信道具有均匀时延谱和T_m＝100μs的最大时延扩展，并且执行了理想的预先旋转(即基于信道的已知相关函数的预先旋转)。 

图11是在以下情况中产生的IQ图：频域中的内插基于线性内插，T_m＝100μs，采取理想取样点，并且根据本发明的预先旋转基于相关函数的估计(下面对这个方面进行更详细说明)。 

图12是在以下情况中产生的IQ图：频域中的内插基于三次内插，T_m＝100μs，采取理想取样点，并且没有执行预先旋转。 

图13是一个示范实施例的流程图，其中，根据本发明的一个方面、执行迭代以确定适当的预先旋转量。 

图14是IQ图，说明在以下情况中产生的示范信号：频域中的内插基于三次内插，最大时延扩展T_m＝100μs，采取理想取样点，并执行了最佳预先旋转。 

图15是IQ图，说明在以下情况中产生的示范信号：频域中的内插基于三次内插，最大时延扩展T_m＝100μs，采取理想取样点，并且执行了错误估计的预先旋转。 

图16是IQ图，说明在以下情况中产生的示范信号：频域中的内插基于三次内插，最大时延扩展T_m＝100μs，采取理想取样点，以及迭代更新先前产生的预先旋转结果，采用导频信号来估计应当如何更新预先旋转，以便使不同载波之间的旋转为最小。 

具体实施方式

现在参照附图来说明本发明的各种特征，附图中，相似部分采用相同参考标号来标识。 

现在结合多个示范实施例更详细地描述本发明的各个方面。为了便于理解本发明，根据将由计算机系统组件执行的动作序列来描述本发明的多个方面。大家知道，在每个实施例中，可通过专用电路(例如经过互连以执行特殊功能的分立逻辑门)、一个或多个处理器运行的程序指令或者它们两者的组合来执行各种动作。此外，本发明还可以考虑完全在包含使处理器执行本文所述技术的计算机指令的适当集合的诸如固态存储器、磁盘、光盘或载波(例如射频、音频频率或光频率载波)之类的任何形式的计算机可读载体中来实现。因此，本发明的各个方面可按照不同的形式来体现，并且所有这些形式均被认为处于本发明的范围之内。对于本发明的各个方面中的每一个方面，任何这种形式的实施例在本文中可称作“逻辑--配置用于”执行所述动作，或者称作执行所述动作的“逻辑”。 

本发明公开了信道估计的一种改进方法，它使得能够例如显著降低用于OFDM接收器的信道估计的内插滤波器的复杂度。根据本发明 的实施例可获得改进，而无需估计信道的脉冲响应的外表特征。但是，要获得最大增益，优选的是信道的相关函数是已知的。由于估计信道的相关函数是相当复杂的操作，因此公开了多种备选方法，各增加了很小的附加复杂度。 

在一个方面，公开了用于OFDM系统中以降低的复杂度来执行信道估计的方法和装置。在一些实施例中，这通过估计FFT之后的信道的脉冲响应的起始和时延扩展来实现。通过考虑起始以及时延扩展，信号可经过旋转，使得频率方向上的内插能够以尽可能小的复杂度来完成。还公开了备选实现，其中，旋转由FFT之前的样本的重新排序来替代。现在来更详细地描述本发明的这些方面及其它方面。 

为了帮助理解本发明的各个方面，以下描述提供示范实施例，其数据摘自数字地面广播标准(DVB-T)的数据。参见ETSI EN 300 744V.1.4.1(2001-01)，数字视频广播(DVB)；数字陆地电视的组帧结构(framing structure)、信道编码和调制。但是，示范实施例中的具体数字并非是限制性的。相反，本领域的技术人员能够方便地将本发明的各个方面应用于不兼容于陆地DVB的标准的其它系统。 

然后假定，OFDM符号的信息携带部分的时长T_u等于896μs，以及GI的长度为T_u/4＝224μs。 

假定将信道建模为二分支(tap)信道，在其中，随机信道分支具有相等(平均)强度，以及两个分支之间的(时间上的)距离等于T_m。虽然在许多情况中，这是过于简化的信道模型，但是，在涉及单频率网络(SFN)时，它可能是相当实际的，因为在这类网络中，接收信号可能来自与接收器截然不同距离的两个不同的发射器。另外，信道模型简化了所公开概念的描述。这个信道(在频域中)的相关函数则可写作 

$r\left(\mathrm{\Δf}\right)=\cos (\mathrm{\π\Δf}{T}_m)\·e^{-\mathrm{i\π\Δf}{T}_m}...\left(3\right)$

式中，Δf是对其估算相关函数的两个载波之间的频率间隔。 

这时，如果采用间隔Δf Hz的导频、通过低通滤波器来确定其间 的频率上的信道的外表特征，则可能表明， $T_m\≤\frac{1}{\mathrm{\Δf}}$ 是避免混叠的必要条件。参见F.Classen、M.Speth和H.Meyr的“适合于移动通信的OFDM系统的信道估计单元”(in ITG Conference on Mobile Radio，Neu-Ulm，Germany，1995年9月)。 

现在观测到，信道的时延扩展效应对FFT的输出上的信号的影响与FFT窗口的过早设置对FFT输出信号的影响相似，即，不同的载波将根据其位置以不同方式进行旋转(由标号k表示)。因此，通过与补偿FFT窗口的过早设置的相似方式，在本发明的一个方面，可通过在信道估计之前旋转信号来降低频域中所需的内插滤波器的复杂度，这里的旋转量基于两个相邻载波之间的频率间隔、信道的时延扩展以及载波在接收信号中相对于其它载波的位置。毫无疑问，在实际实施例中，能够(但不是实施本发明必要的)将信号旋转能够实现两个目标的某个量：内插滤波器复杂度的降低以及对FFT窗口的过早设置的补偿。 

具体来说，假定信道的相关函数由等式(3)表示，其中，T_m是已知的，以及过早某个量ε设置FFT窗口。则不是将信号的各载波k旋转 

                  e^i2πkε/N                             (4) 

它仅补偿错误设置的FFT窗口，而是将信号的各载波k旋转 

                  e^{i2πk(ε/N+ΔfTm/2)}                   (5) 

它不仅补偿FFT窗口的过早设置，而且还实现内插滤波器复杂度的降低。更一般来说，通过在信道估计之前将信号旋转某个量来实现内插滤波器复杂度的降低，其中的所述量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、信道的时延扩展以及载波在接收信号中相对于其它载波的位置的函数。例如，如果不关心对FFT窗口的设置的补偿但仍然希望实现内插滤波器复杂度的降低，则旋转量为e^{i2πk(ΔfTm/2)}，它至少部分作为Δf(两个相邻载波之间的频率间隔)、T_m(信道的时延扩展)以及k(载波在接收信号中相对于其它载波的位置)的函数。 

如前面所述，以上论述与二分支信道的情况有关，在其中，随机信道分支具有相等(平均)强度，以及两个分支之间的(时间上的)距离等于T_m。如果现在考虑更一般的情况，则发现，要补偿FFT窗口的过早设置，并且除此之外还能实现内插滤波器复杂度的降低，信号的各载波k在信道估计之前应当经过的旋转量为： 

                e^{i2πk(ε/N+ΔfTdscds)}                  (5’) 

式中，k是标识接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示信道的时延扩展(例如最大时延扩展或rms时延扩展)，以及c_ds是取决于在该函数中采用什么类型的时延扩展的常数。例如，在采用最大时延扩展T_m的情况下，c_ds等于1/2。这在上文中由等式(5)表示。作为另一个实例，如果采用rms时延扩展T_rms，则c_ds等于1，以及所需旋转量为： 

                     e^{i2πk(ε/N+ΔfTrms)}                     (5”) 

在所有情况中，信号在信道估计之前应当经过的旋转量由一个表达式来表示，所述表达式至少部分作为载波之间的频率间隔(Δf)、时延扩展(例如T_ds、T_m和T_rms中的任一个)以及载波的位置(k)的函数。 

取样误差将导致可获得完全补偿的确定性的载波相关旋转，而信道的时延扩展则将引起随机旋转，但其中可补偿旋转的预计值。 

图3a是根据本发明的OFDM接收器的一个示范实施例的框图。将通过对射频信号进行接收和下变频到基带所产生的模拟信号r(t)提供给模数(A/D)转换器301。从射频的下变频可选地能够分成若干步骤来执行，以使得A/D转换器301的输入上的信号处于中频(IF)，在其中，从IF到基带的下变频正好在A/D转换器301之后进行，并且位于将要描述的进一步处理之前。 

然后，将数字信号r(k)提供给粗略定时和频率估计逻辑303，它产生接收信号的定时和频率偏移的粗略估计。(频率偏移是发送信号的频率与接收信号的频率之间的差异。)将这个信息提供给频率校正逻辑 305以及GI去除逻辑307。GI去除逻辑307还接收频率校正逻辑305的输出。根据可用的最佳定时和频率信息，GI去除逻辑307能够去除GI，并将接收信号的信息部分提供给FFT逻辑309，FFT单元309的输出被提供给接收器的其余部分、其中包括精确定时和频率估计逻辑311，精确定时和频率估计逻辑311能够从FFT输出信号中产生更准确的定时和频率信息。将更准确的频率信息反馈到频率校正逻辑305以改进接收器的性能。类似地将更准确的定时信息反馈到GI去除逻辑307以改进接收器的性能。 

还将FFT逻辑309的输出提供给信号旋转逻辑312，信号旋转逻辑312将信号旋转某个量，所述量至少部分作为载波之间的频率间隔(Δf)、时延扩展(例如T_ds、T_m和T_rms中的任一个)以及载波标号(k)的函数。例如，在一些实施例中，信号旋转逻辑312可设计成按照等式(5)执行信号旋转。由于等式(5)需要信道的时延扩展的估计，所以还包括时延扩展估计器313来产生和提供这种信息。 

将旋转信号(又称作“预先旋转”信号，因为在执行作为信道估计过程的组成部分的频率内插之前执行旋转)提供给导频提取逻辑(pilotextraction logic)315，导频提取逻辑315的输出包括在接收信号r(t)中包含的预先旋转的导频信号。然后将预先旋转导频信号提供给时间内插逻辑317，时间内插逻辑317产生与接收导频信号关联的那些载波的内插导频信号。然后将导频信号(实际的以及时间内插的)集提供给频率内插逻辑319，频率内插逻辑319应用频率方向上的内插，以便为那些没有携带任何导频信号的载波产生内插导频信号的完整集。要执行其功能，频率内插逻辑319还依靠来自时延扩展估计器313的输出。 

同样在这个实施例中具有信道均衡器321，它接收来自信号旋转逻辑312的预先旋转信号，并且还接收来自频率内插逻辑319的信道估计的完整集。信道均衡器321产生在所有载波上发送的符号的估 计。通过绘制所有载波的这些估计，得到所谓的I-Q图。由于信号旋转逻辑312提供的预先旋转，相比于图2所示的传统信道估计器213中包括的频率内插逻辑(未示出)，频率内插逻辑319可设计为具有更小的复杂度。 

图3a所示的信道估计策略中固有的是，在改变所应用的旋转量之后，时间内插逻辑317在产生适当输出之前需要某个时间。通过观测根据若干OFDM符号计算的时间上的内插，易于看到这种情况。如果这些符号并非全部预先旋转相同量，则内插不会正常工作。因此，一旦改变预先旋转量，则需要某个时间让接收器“稳定”并再次正常工作，在其中，稳定时间取决于时间内插中使用的OFDM符号的量。如果迭代技术用来确定要施加的适当预先旋转量(下面参照图13更详细描述)，则各迭代所需的时间量取决于时间内插滤波器(interpolation-in-time filter)的大小。这种“记忆”效应的问题不会大到使得需要略微更长的时间让接收器找到适当的预先旋转量，而是更多地使接收器的跟踪能力受到限制。也就是说，假定在FFT之后会发生有效信道的缓慢漂移。则这种漂移可通过相应地调节预先旋转来补偿。但是，由于这种情况中的补偿意味着连续更新所应用的预先旋转量，所以这必须足够缓慢地进行，以便避免导致任何降级。 

要避免这个问题，可采用一个备选方法。图3b是利用备选方法的OFDM接收器的一个示范备选实施例的框图。参考标号301、303、305、307、309和311表示的块按照以上结合图3a所述的方式进行操作。因此，在此无需重复这种描述。 

在图3b的布置中，还将FFT逻辑309的输出提供给第一信号旋转逻辑351，第一信号旋转逻辑351将信号旋转某个量，所述量至少部分作为载波之间的频率间隔(Δf)、时延扩展(例如T_ds、T_m和T_rms中的任一个)以及载波标号(k)的函数。例如，在一些实施例中，信号旋转逻辑351可设计成按照等式(5)执行信号旋转。由于等式(5)需要信道的 时延扩展的估计，所以还包括时延扩展估计器313来产生和提供这种信息。 

另外还将FFT逻辑309的输出提供给导频提取逻辑353，导频提取逻辑353的输出包括在接收信号r(t)的选择载波上发送的导频信号。然后将导频信号提供给时间内插逻辑355，时间内插逻辑355产生与接收导频信号关联的那些载波的内插导频信号。然后将导频信号(实际的以及时间内插的)集提供给第二信号旋转逻辑357，它将导频信号旋转与由第一预先旋转逻辑351所进行的相同的量。 

然后将预先旋转导频信号提供给频率内插逻辑359，频率内插逻辑359应用频率方向上的内插，以便为没有携带任何导频信号的那些载波产生内插导频信号的完整集。要执行其功能，频率内插逻辑359还依靠来自时延扩展估计器313的输出。 

然后，将来自频率内插逻辑359的预先旋转导频信号以及来自第一预先旋转逻辑351的预先旋转信号提供给信道均衡器361，它采用这些信号来产生已发送符号的完整估计。 

现在描述图3b的示范实施例的运行原理。在这里，直到已经执行时间上的内插之后才执行预先旋转。由于旋转对这个操作没有影响，因此，时间方向上的性能完全不受预先旋转量的任何变化的影响。由于频率方向上的内插仅对于一个OFDM符号进行，所以没有记忆效应，并且我们可改变预先旋转量，并且直接应用频率方向上的(可能不同的)内插滤波器。但是要注意，由于用来估计信道的信号经过旋转，所以实际符号也必须旋转相同量；因而存在通路中第一和第二预先旋转逻辑351、357的使用。 

在假定DVB参数有效时(即N＝8192以及Δf＝1116Hz)，则易于估计，由具有T_m＝100μs的二分支信道所引起的旋转具有与ε＝457个样本的取样误差相同的影响。 

要提供对可得到的增益的了解，现在以同相/正交相位(IQ)图的形 式来提供基于数字地面广播标准(DVB-T)标准的一些实例。 

图4是说明根据DVB-T的标准的帧结构的时序图。频域沿水平轴延伸，以及时域沿垂直轴延伸。各正方形表示发送数据；正方形的垂直位置表示它的传送时间，以及正方形的水平位置表示它在哪一个载波频率上发送。黑色正方形表示导频数据。从图中可以看到导频数据如何以已知模式在时间以及频率上散布。 

在DVB-T中，常见的是通过首先执行时间方向上的内插、然后再执行频率方向上的内插来执行信道估计。首先执行时间上的内插的原因在于，这允许估计具有较大时延扩展的信道，因为在执行时间上的内插之后，每三个载波就包含一个导频，与首先执行频率上的内插的情况相反，其中每十二个载波才包含一个导频。 

图5和图6是针对以下情况的IQ图：取样点是理想的(即ε＝0)，频率上的内插基于线性内插，信道是静态的，其中具有均匀时延谱和T_m＝20μs的最大时延扩展。图5所示的数据是针对没有执行预先旋转的情况，而图6所示的数据则针对执行了理想预先旋转(即基于信道的已知相关函数的预先旋转)的情况。可以看出，差异很难看到。这是由于时延扩展与理论上可处理的相比是极小的。 

图7和图8是能够进行相同比较的IQ图，但这次具有T_m＝50μs。在这种情况中，可以清楚地看到增益，因为预先旋转已经将来自各个载波的每个数据点的IQ位置移动到更为接近其理想位置的位置(比较图8与图5的相似程度，其中图8说明了使用根据本发明的预先旋转所产生的IQ图，而图5说明了理想取样点(即ε＝0)情况的IQ图)。 

将测试条件保持为相同但将T_m增加到100μs，有和没有预先旋转的情况之间的差异也可分别在图9和图10中清楚地看到。在LeifWilhelmsson等人的标题为“通过自适应内插的信道估计”的上述美国专利申请No.10/920928中看到，通过采用对复值信号进行操作的内插滤波器来代替仅对实值信号进行操作的滤波器，可处理的最大时延扩展可增加一个为二的因子。比较图7和图10的IQ图可以看到，通 过采用预先旋转，可得到相似的结果，因为当采用根据本发明的预先旋转时，在获得相似解调误差性能的情况下，能够处理两倍的时延扩展。这种相似性的原因在于，预先旋转实质上具有将信号向下混频到基带的作用，在基带上，最佳内插滤波器是实数滤波器(real)。 

再参照图7和图10，因此断定，本发明允许设计人员对时延扩展处理能力与滤波器复杂度进行折衷。例如，可选择采用给定内插滤波器来处理较大的时延扩展。或者，本文描述的预先旋转可用作一种对于给定的时延扩展处理能力来降低内插滤波器的预计复杂度的方法。 

例如，考虑图11和图12所示的IQ图。图11是在以下情况中产生的IQ图：频域中的内插基于线性内插，T_m＝100μs，采取理想取样点，以及根据本发明的预先旋转基于相关函数的估计(下面对这个方面进行更详细说明)。为了进行比较，图12是在以下情况中产生的IQ图：频域中的内插基于三次内插，T_m＝100μs，采取理想取样点，以及没有执行预先旋转。从这两个图的比较可以看到，与没有预先旋转的更复杂滤波器(例如三次内插滤波器)相比，具有低复杂度的滤波器(例如线性内插滤波器)与预先旋转结合可得到同样的或者更好的性能。由于执行旋转的计算复杂度远远低于必须采用更为计算密集的滤波器所引起的附加复杂度，因此，预先旋转是用于降低信道估计的整体复杂度的有效手段。 

到现在为止，假定信道的相关函数是完全已知的，实际实施例中的情况肯定不是这样。估计相关函数的一种方式是采用逆FFT(IFFT)，如M.Speth、S.Fechtel、G.Flock和H.Meyr的“基于OFDM的宽带传输的最佳接收器设计-第II部分：案例研究”(IEEE Trans.Commun，vol 49，第571-578页，2001年4月)中所述。采用这个方案来估计信道的脉冲响应的长度，假定时延谱是均匀的，然后基于这点来计算适当的预先旋转，得到图11所示的结果。通过比较图11与图10可以看到，在采用最佳预先旋转得到的IQ图(图10)与基于所估计预先旋转的IQ图(图11)之间实际上没有差异。 

在另一个方面，由于时延扩展的长度通常比实际相关函数(它还取决于时延谱的形状)更易于估计，因此，现在参照图13所示的示范实施例的流程图来描述确定适当预先旋转量的一种方式。首先估计信道的时延扩展(框1301)。例如，这可能是最大时延扩展。或者，它也可能是信道的均方根(rms)时延扩展。 

存在确定信道的时延扩展的许多已知方式。估计信道的最大时延扩展的一种方式是采用IFFT，如以上参照Speth等人的论文所述。或者，最大时延扩展可在FFT之前来估计，其方式如与此申请同一日期提交的Leif Wilhelmsson等人的标题为“OFDM系统中的初始参数估计”的美国专利申请(Attorney Docket No.0110-016)中所述。 

采用已估计时延扩展，然后以先前所述方式来确定预先旋转量(框1303)。信号(包含多个载波)则根据所确定预先旋转量进行预先旋转(框1305)。 

然后根据以下事实采用迭代方式：如果预先旋转是理想的，则两个载波之间的预计旋转为零。在示范实施例中，这通过采用导频来实现。两个或两个以上预先旋转导频信号相互进行比较(框1307)。根据它们相互接近的程度(例如通过比较所比较载波之间的旋转接近零的程度)，确定是否需要更多预先旋转(判定框1309)。如果需要更多预先旋转(判定框1309的“是”分支)，则根据载波之间的旋转来计算新的预先旋转量(框1311)，以及处理返回到框1305，在其中再次执行包括预先旋转在内的循环。框1307和1309可在执行最后一个预先旋转之后根据已知导频的平均旋转来执行。 

如果两个或两个以上预先旋转导频信号的比较结果表明不需要进一步预先旋转(判定框1309的“否”分支)，则过程终止。 

如果已经进行了取样时间的不良估计，则这种迭代方法也会起作用，因为它将确保这能够通过适当的预先旋转来补偿。对这个迭代方法的性能质量的了解可通过比较图14、图15和图16的示范IQ图来 获得。图14是IQ图，说明在以下情况中产生的示范信号：频域中的内插基于三次内插，最大时延扩展T_m＝100μs，采取理想取样点，以及执行最佳预先旋转。图15是IQ图，说明在以下情况中产生的示范信号：频域中的内插基于三次内插，最大时延扩展T_m＝100μs，采取理想取样点，以及执行了错误估计的预先旋转。图15的IQ图通过有意不采用T_m的实际估计值进行预先旋转而产生。图16是IQ图，其说明了在以下情况中产生的示范信号：频域中的内插基于三次内插，最大时延扩展T_m＝100μs，采取理想取样点，以及迭代更新图15的预先旋转结果，采用导频信号来估计应当如何更新预先旋转，以便减小不同载波之间的旋转。 

在图16所示的实例中，采用导频信号来确定原始预先旋转是否需要被调节的过程基于在执行第一预先旋转之后(其结果如图15所示)的已知导频的平均旋转。假定导频设置在载波k上，其中k＝0，3，6，...，6816。则载波之间的平均旋转基本上可通过考虑载波0与载波6816之间的旋转来获得。但是，由于相位值处于-π与π之间，以及上述旋转可能明显较大，因此，这个附加预先旋转量通过考虑任何两个相邻导频之间的所有相位差(在初始预先旋转之后)、然后对这些差值求和来估计。 

在涉及预先旋转的备选实施例中，预先旋转可在FFT之前通过适当偏移输入样本来进行，其方式与可通过FFT之后的适当旋转来补偿FFT之前的取样误差相似。 

在又一些备选实施例中，能够利用预先旋转而无需实际估计信道的脉冲响应的外表特征。例如，我们可能最初假定信道的脉冲响应的长度等于GI的长度，以及采用对应的预先旋转量。虽然这在T_m很小的情况中具有不利影响，但是它能够增加可由给定滤波器处理的T_m 的最大值。然后，通过迭代方式，可能更新所施加的预先旋转。 

在又一些备选实施例中，预先旋转可根据信道的时延扩展是否超过预定值而有选择地应用。 

已经参照具体实施例描述了本发明。然而，本领域的技术人员非常清楚，能够按照不同于上述实施例的具体形式来实现本发明。所述的实施例只是说明性的，而决不应当看作是限制性的。本发明的范围由所附权利要求书、而不是由上述说明来提供，并且落入本权利要求书的范围之内的所有变更及等效方案均要包含在其中。 

Claims (48)

1.一种在正交频分复用(OFDM)通信系统中从包括两个或更多不同载波的接收信号中估计信道响应的方法，所述方法包括：

为所述载波的每一个载波确定旋转量(312，351，357)，所述旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、所述信道的时延扩展以及所述载波在所述接收信号中相对于其它载波的位置的函数；

处理所述接收信号，由此产生已处理信号，其中所述处理包括采用快速傅立叶变换的处理；

在执行作为信道估计过程的组成部分的频率内插之前，将所述已处理信号的载波分量旋转(312，351，357)所述旋转量的相应量；以及

通过至少部分对所旋转的已处理信号执行所述信道估计过程来估计所述信道响应(315，317，319，353，355，359)，

其特征在于，确定所述旋转量以及将所述已处理信号的载波分量旋转所述旋转量的相应量的步骤包括：

为所述载波的每一个载波产生初始旋转量，所述初始旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、所述信道的时延扩展以及所述载波在所述接收信号中相对于其它载波的位置的函数；

将所述已处理信号的载波分量旋转(1305)所述旋转量的相应量；以及

根据不同导频频率上的已旋转信号的相互比较(1307)而迭代调节所述初始旋转量(1311)，然后再次将先前旋转的已处理信号旋转所调节旋转量，直到满足迭代终止条件为止。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述旋转量按照下式来确定：

$e^{i2\mathrm{\πk}\left(\mathrm{\Δf}{T}_{\mathrm{ds}}{c}_{\mathrm{ds}}\right)}$

式中，k是标识所述接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示所述信道的时延扩展，并且c_ds是常数。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，T_ds表示所述信道的最大时延扩展T_m，并且c_ds等于1/2。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，T_ds表示所述信道的均方根时延扩展T_rms，并且c_ds等于1。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述旋转量按照下式来确定：

$e^{i2\mathrm{\πk}(\mathrm{\ϵ}/N+\mathrm{\Δf}{T}_{\mathrm{ds}}{c}_{\mathrm{ds}})}$

式中，ε表示过早设置FFT窗口的量，N是与调制到所述接收信号上的一个符号的信息携带部分的时长对应的样本的数量，k是标识所述接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示所述信道的时延扩展，并且c_ds是常数。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，T_ds表示所述信道的最大时延扩展T_m，并且c_ds等于1/2。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，T_ds表示所述信道的均方根时延扩展T_rms，并且c_ds等于1。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述旋转量根据所述信道的相关函数来确定。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道的时延扩展是所述信道的最大时延扩展。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道的时延扩展是所述信道的均方根时延扩展。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述所接收信号包括由符号(101)跟随其后的保护间隔(105)；以及

所述方法包括采用所述保护间隔的时长作为所述信道的时延扩展的初始估计。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，仅在所述信道的时延扩展与预定值之间的比较满足预定关系时，才执行旋转所述已处理信号的载波分量的步骤。

13.一种在正交频分复用(OFDM)通信系统中从包括两个或更多不同载波的接收信号中估计信道响应的方法，所述方法包括：

为所述载波的每一个载波确定旋转量(312，351，357)，所述旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、所述信道的时延扩展以及所述载波在所述接收信号中相对于其它载波的位置的函数；

在采用快速傅立叶变换处理所述接收信号之前，根据所述旋转量使所述接收信号的样本偏移某个量；

采用快速傅立叶变换来处理所述偏移信号，由此产生根据所述旋转量进行旋转的经过旋转的已处理信号；以及

根据所旋转的已处理信号来估计所述信道响应(315，317，319，353，355，359)，

其特征在于，确定所述旋转量、根据所述旋转量使所述接收信号的样本偏移某个量以及采用快速傅立叶变换来处理所述偏移信号的步骤包括：

为所述载波的每一个载波产生初始旋转量，所述初始旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、所述信道的时延扩展以及所述载波在所述接收信号中相对于其它载波的位置的函数；

根据所述旋转量使所述接收信号的样本偏移某个初始量；

采用快速傅立叶变换来处理所述偏移信号，由此产生被旋转了所述初始旋转量的初始旋转的已处理信号；以及

根据不同导频频率上的已旋转信号的相互比较(1307)而迭代调节所述初始旋转量(1311)，然后再次根据所调节旋转量使所述接收信号的样本偏移某个量，并且采用快速傅立叶变换来处理所述偏移信号，直到满足迭代终止条件为止。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述旋转量按照下式来确定：

$e^{i2\mathrm{\πk}\left(\mathrm{\Δf}{T}_{\mathrm{ds}}{c}_{\mathrm{ds}}\right)}$

式中，k是标识所述接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示所述信道的时延扩展，并且c_ds是常数。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，T_ds表示所述信道的最大时延扩展T_m，并且c_ds等于1/2。

16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，T_ds表示所述信道的均方根时延扩展T_rms，并且c_ds等于1。

17.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述旋转量按照下式来确定：

$e^{i2\mathrm{\πk}(\mathrm{\ϵ}/N+\mathrm{\Δf}{T}_{\mathrm{ds}}{c}_{\mathrm{ds}})}$

式中，ε表示过早设置FFT窗口的量，N是与调制到所述接收信号上的一个符号的信息携带部分的时长对应的样本的数量，k是标识所述接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示所述信道的时延扩展，并且c_ds是常数。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，T_ds表示所述信道的最大时延扩展T_m，并且c_ds等于1/2。

19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，T_ds表示所述信道的均方根时延扩展T_rms，并且c_ds等于1。

20.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述旋转量根据所述信道的相关函数来确定。

21.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述信道的时延扩展是所述信道的最大时延扩展。

22.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述信道的时延扩展是所述信道的均方根时延扩展。

23.如权利要求13所述的方法，其特征在于：

所述所接收信号包括由符号(101)跟随其后的保护间隔(105)；以及

所述方法包括采用所述保护间隔的时长作为所述信道的最大时延扩展的初始估计。

24.如权利要求13所述的方法，其特征在于，仅当所述信道的时延扩展与预定值之间的比较满足预定关系时，才执行根据所述旋转量使所述接收信号的样本偏移某个量的步骤。

25.一种在正交频分复用(OFDM)通信系统中从包括两个或更多不同载波的接收信号中估计信道响应的装置，所述装置包括：

为所述载波的每一个载波确定旋转量(312，351，357)的逻辑单元，所述旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、所述信道的时延扩展以及所述载波在所述接收信号中相对于其它载波的位置的函数；

处理所述接收信号且由此产生已处理信号的逻辑单元，其中所述处理包括采用快速傅立叶变换的处理；

在执行作为信道估计过程的组成部分的频率内插之前将所述已处理信号的载波分量旋转(312，351，357)所述旋转量的相应量的逻辑单元；以及

通过至少部分对所旋转的已处理信号执行所述信道估计过程来估计所述信道响应(315，317，319，353，355，359)的逻辑单元，

其特征在于，确定旋转量的所述逻辑单元以及将已处理信号的载

波分量旋转所述旋转量的相应量的所述逻辑单元包括：

为所述载波的每一个载波产生初始旋转量的逻辑单元，所述初始旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、所述信道的时延扩展以及所述载波在所述接收信号中相对于其它载波的位置的函数；

将所述已处理信号的载波分量旋转所述旋转量(1305)的相应量的逻辑单元；以及

根据不同导频频率上的已旋转信号的相互比较(1307)而迭代调节所述初始旋转量(1311)、然后再次将先前旋转的已处理信号旋转所调节旋转量、直到满足迭代终止条件为止的逻辑单元。

26.如权利要求25所述的装置，其特征在于，所述旋转量按照下式来确定：

$e^{i2\mathrm{\πk}\left(\mathrm{\Δf}{T}_{\mathrm{ds}}{c}_{\mathrm{ds}}\right)}$

式中，k是标识所述接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示所述信道的时延扩展，并且c_ds是常数。

27.如权利要求26所述的装置，其特征在于，T_ds表示所述信道的最大时延扩展T_m，以及c_ds等于1/2。

28.如权利要求26所述的装置，其特征在于，T_ds表示所述信道的均方根时延扩展T_rms，并且c_ds等于1。

29.如权利要求25所述的装置，其特征在于，所述旋转量按照下式来确定：

$e^{i2\mathrm{\πk}(\mathrm{\ϵ}/N+\mathrm{\Δf}{T}_{\mathrm{ds}}{c}_{\mathrm{ds}})}$

式中，ε表示过早设置FFT窗口的量，N是与调制到所述接收信号上的一个符号的信息携带部分的时长对应的样本的数量，k是标识所述接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示所述信道的时延扩展，并且c_ds是常数。

30.如权利要求29所述的装置，其特征在于，T_ds表示所述信道的最大时延扩展T_m，并且c_ds等于1/2。

31.如权利要求29所述的装置，其特征在于，T_ds表示所述信道的均方根时延扩展T_rms，并且c_ds等于1。

32.如权利要求25所述的装置，其特征在于，所述旋转量根据所述信道的相关函数来确定。

33.如权利要求25所述的装置，其特征在于，所述信道的时延扩展是所述信道的最大时延扩展。

34.如权利要求25所述的装置，其特征在于，所述信道的时延扩展是所述信道的均方根时延扩展。

35.如权利要求25所述的装置，其特征在于：

所述所接收信号包括由符号(101)跟随其后的保护间隔(105)；以及

所述装置包括采用所述保护间隔的时长作为所述信道的时延扩展的初始估计的逻辑单元。

36.如权利要求25所述的装置，其特征在于，仅当所述信道的时延扩展与预定值之间的比较满足预定关系时，旋转所述已处理信号的载波分量的所述逻辑单元才进行操作。

37.一种在正交频分复用(OFDM)通信系统中从包括两个或更多不同载波的接收信号中估计信道响应的装置，所述装置包括：

为所述载波的每一个载波确定旋转量(312，351，357)的逻辑单元，所述旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、所述信道的时延扩展以及所述载波在所述接收信号中相对于其它载波的位置的函数；

在采用快速傅立叶变换处理所述接收信号之前根据所述旋转量使所述接收信号的样本偏移某个量的逻辑单元；

采用快速傅立叶变换来处理所述偏移信号、由此产生根据所述旋转量进行旋转的经过旋转的已处理信号的逻辑单元；以及

根据所旋转的已处理信号来估计所述信道响应(315，317，319，353，355，359)的逻辑单元。

其特征在于，确定所述旋转量的所述逻辑单元、根据所述旋转量使所述接收信号的样本偏移某个量的所述逻辑单元以及采用快速傅立叶变换来处理所述偏移信号的所述逻辑单元包括：

为所述载波的每一个载波产生初始旋转量的逻辑单元，所述初始旋转量至少部分作为两个相邻载波之间的频率间隔、所述信道的时延扩展以及所述载波在所述接收信号中相对于其它载波的位置的函数；

根据所述旋转量使所述接收信号的样本偏移某个初始量的逻辑单元；

采用快速傅立叶变换来处理所述偏移信号、由此产生被旋转所述初始旋转量的初始旋转的已处理信号的逻辑单元；以及

根据不同导频频率上的已旋转信号的相互比较(1307)而迭代调节所述初始旋转量(1311)、然后再次使所述接收信号的样本偏移以及采用快速傅立叶变换来处理所述偏移信号直到满足迭代终止条件为止的逻辑单元。

38.如权利要求37所述的装置，其特征在于，所述旋转量按照下式来确定：

$e^{i2\mathrm{\πk}\left(\mathrm{\Δf}{T}_{\mathrm{ds}}{c}_{\mathrm{ds}}\right)}$

式中，k是标识所述接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示所述信道的时延扩展，并且c_ds是常数。

39.如权利要求38所述的装置，其特征在于，T_ds表示所述信道的最大时延扩展T_m，以及c_ds等于1/2。

40.如权利要求38所述的装置，其特征在于，T_ds表示所述信道的均方根时延扩展T_rms，并且c_ds等于1。

41.如权利要求37所述的装置，其特征在于，所述旋转量按照下式来确定：

$e^{i2\mathrm{\πk}(\mathrm{\ϵ}/N+\mathrm{\Δf}{T}_{\mathrm{ds}}{c}_{\mathrm{ds}})}$

式中，ε表示过早设置FFT窗口的量，N是与调制到所述接收信号上的一个符号的信息携带部分的时长对应的样本的数量，k是标识所述接收信号中包含的载波的位置的标号，Δf是两个相邻载波之间的频率间隔，T_ds表示所述信道的时延扩展，并且c_ds是常数。

42.如权利要求41所述的装置，其特征在于，T_ds表示所述信道的最大时延扩展T_m，以及c_ds等于1/2。

43.如权利要求41所述的装置，其特征在于，T_ds表示所述信道的均方根时延扩展T_rms，并且c_ds等于1。

44.如权利要求37所述的装置，其特征在于，所述旋转量根据所述信道的相关函数来确定。

45.如权利要求37所述的装置，其特征在于，所述信道的时延扩展是所述信道的最大时延扩展。

46.如权利要求37所述的装置，其特征在于，所述信道的时延扩展是所述信道的均方根时延扩展。

47.如权利要求37所述的装置，其特征在于：

所述所接收信号包括由符号(101)跟随其后的保护间隔(105)；以及

所述装置包括采用所述保护间隔的时长作为所述信道的最大时延扩展的初始估计的逻辑单元。

48.如权利要求37所述的装置，其特征在于，仅当所述信道的时延扩展与预定值之间的比较满足预定关系时，根据所述旋转量使所述接收信号的样本偏移某个量的逻辑单元才进行操作。

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