CN101305572B - 无线通信系统中信令的快速检测的方法和装置 - Google Patents

Abstract

使用快速频率跟踪(QFT)、快速时间跟踪(QTT)、以及非因果导频滤波(NCP)来检测零星传送的信令——例如寻呼指示符。为进行QFT，向输入信号施加多个假言的频率误差以获得多个经旋转的信号。计算出这些经旋转的信号的能量。提供具有最大能量的那个假言的频率误差作为频率误差估计。为进行QTT，针对第一组时间偏移——例如早、准时、或迟——对此输入信号执行相干累加。然后执行内插、能量计算、以及非相干累加以获得具有较高时间解析度的时基误差估计。为进行NCP，用非因果滤波器将导频码元滤波以在非STTD下获得针对一个天线的导频估计而在STTD下获得针对两个天线的导频估计。这些频率和时基误差估计以及导频估计用来检测此信令。

Description

无线通信系统中信令的快速检测的方法和装置

背景 

I.领域 

本公开一般涉及通信，尤其涉及用于在无线通信系统中检测零星传送的信令的技术。 

II.背景 

无线通信系统中的无线设备(例如，蜂窝电话)可被设计成在任何给定时刻在数种模式——诸如“活跃”和“空闲”——之一下操作。在活跃模式下，无线设备可主动地与系统中的一个或多个基站交换数据——例如以此进行语音或数据呼叫。在空闲模式下，无线设备可监视寻呼信道(PCH)以伺可适用于该设备的消息。此类消息可包括提醒无线设备注意有传入呼叫存在的寻呼消息以及携带给无线设备的系统信息和其他信息的开销消息。 

在空闲模式下，无线设备仍然消耗功率以维持监视系统中各基站所传送的信号所需的电路系统。无线设备可以是便携式的并由内部电池供电。无线设备在空闲模式下的功耗减少了可用的电池功率，这缩短了电池再充电与拨打或接收了呼叫的谈话时间之间的待机时间。因此，使空闲模式下的功耗最小化以延长电池寿命是非常可取的。 

在一种用于降低空闲模式下的功耗的常用技术中，在指定的时间——若有——在寻呼信道上向无线设备发送因用户而异的消息。此寻呼信道可被分成编号的帧。无线设备可被指派它可在其上接收因用户而异的消息的特定帧。有了这样一种寻呼信道，无线设备就能进入不连续式接收(DRX)操作，藉此其定期地而非连续地监视寻呼信道以伺消息。当处于DRX操作中时，无线设备在其被指派的帧之前从“休眠”状态苏醒过来，进入“苏醒”状态并处理寻呼信道以得到消息，并且若不要求有另外的通信便回返到休眠状态。无线设备在处于休眠状态中时减低尽可能多的电路系统的功率以节省电池功率。 

在另一种用于进一步降低空闲模式下的功耗的的常用技术中，使用寻呼指示符信道(PICH)来指示是否会在寻呼信道上发送给该无线设备的寻呼消息。PICH携带以二进制的开/关值传送的寻呼指示符并且可被快速地检测到。无线设备被指派在PCH上每一被指派的帧之前的一特定寻呼指示符。无线设备检测被指派的那个寻呼指示符。如果该寻呼指示符指示在寻呼信道上将不发送任何给该无线设备的消息，那么该设备就不需要处理寻呼信道并可立即进入休眠。 

无线设备在从休眠中苏醒过来之后通常需要执行某些任务以检测被指派的寻呼指示符。在休眠期间，无线设备内的时钟可能已经漂移了，无线设备可能已经移动过了，且/或信道状况可能已经改变了。无线设备通常需要重新捕获各基站所传送的信号的频率和时基以及估计信道响应。无线设备通常在被指派的寻呼指示符之前苏醒了预先确定的热身期以执行必要的任务并准备好检测寻呼指示符。使此热身期最小化以降低电池功耗并延长电池寿命是可取的。 

因此本领域中需要能以降低电池功耗的方式来检测寻呼指示符的技术。 

概要 

本文中描述了用于在无线通信系统中执行快速频率跟踪(QFT)、快速时间跟踪(QTT)、以及非因果导频滤波(NCP)以检测零星传送的信令(例如，寻呼指示符)的技术。这些技术可被无线设备用来(1)缩短空闲模式下DRX操作期间每苏醒区间的热身时间，(2)减少电池功耗并延长电池待机时间，以及(3)在某些工作情景下提供改善的检测性能。这些技术可对在无发射分集的情况下从一个天线发送的信令以及对在空时发射分集(STTD)情况下从两个天线发送的信令使用。这三种技术中的任何一种、其任何组合、或其全部可供信令检测之用。 

为进行QFT，向输入信号(例如，经解扩的导频码元或是经解扰的采样)施加多个假言的频率误差以获得多个经旋转的信号。通过例如执行相干累加继之以能量计算，这些经旋转的信号的能量被确定。这些经旋转的信号的能量当中最大的能量被标识出来，并且具有此最大能量的那个假言的频率误差作为频率误差估计被提供。 

为进行QTT，针对第一组时间偏移(例如早、准时、或迟)对此输入信号执行相干累加。在相干累加之后执行非相干累加。对这第一组时间偏移执行内插以获得时基误差估计，此估计供信令检测之用。此内插可以是线性的、抛物线的、等等，并且可以在相干累加或非相干累加之后执行。 

为进行NCP，用非因果滤波器将导频码元滤波以在非STTD下获得针对一个天线的导频估计而在STTD下获得针对两个天线的导频估计。这些导频估计供信令检测之用。 

本发明的各个方面和实施例在下面进一步具体说明。 

附图简要说明 

结合附图理解下面阐述的具体说明，本发明的特征和本质将变得更加显而易见，在附图中，相似的附图标记贯穿始终作相应标示。 

图1示出一种无线通信系统。 

图2示出W-CDMA中的一种帧格式。 

图3示出W-CDMA中的一种公共导频信道(CPICH)。 

图4A示出W-CDMA中的PICH的DRX接收。 

图4B示出属该PICH的一帧的格式。 

图4C示出非STTD和STTD下PICH的传输。 

图5示出基站和无线设备的框图。 

图6示出该无线设备内的rake接收机的框图。 

图7示出sinc²函数相对于频率误差的标绘图。 

图8A和8B各自示出针对非STTD和STTD的QFT单元。 

图9示出两倍码片率(或即码片×2)下经解扰的采样。 

图10示出针对非STTD的QTT单元。 

图11A、11B和11C示出针对非STTD和STTD执行NCP的不同实施例。 

图12A和12B各自示出针对非STTD和STTD的数据解调器。 

图13示出一种带有QFT、QTT、和NCP的PICH检测过程。 

图14示出一种用于在DRX操作期间执行QFT的过程。 

图15示出一种用于在DRX操作期间执行QTT的过程。 

图16示出一种用于在DRX操作期间执行NCP的过程。 

具体说明 

本文中使用术语“示例性的”来表示“起到示例、实例、或例示的作用”。本文中描述为“示例性”的任何实施例或设计不必被解释为优于或胜过其他实施例或设计。 

图1示出具有多个基站110和多个无线设备120的无线通信系统100。基站一般是与诸无线设备通信的固定站，并且也可以B节点、基收发机站(BTS)、接入点、或其他某个术语称之。诸无线设备120可分散在此系统中各处。无线设备可以是固定的或者移动的，并且也可以移动站、用户装备、终端、订户单元、或其他某个术语称之。无线设备在任何给定时刻可在下行链路和/或上行链路上与零个、一个、或多个基站通信。下行链路(或即前向链路)是指从基站至无线设备的通信链路，而上行链路(或即反向链路)是指从无线设备至基站的通信链路。无线设备也可以是空闲的，并可在下行链路上接收来自一个或多个基站的导频和信令。 

本文中描述的信令检测技术可用于各种无线通信网络，诸如码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、以及正交FDMA(OFDMA)系统等。CDMA系统可实现诸如宽带CDMA(W-CDMA)、cdma2000等的无线电接入技术(RAT)。RAT是指用于作空中通信的技术。TDMA系统可实现诸如全球移动通信系统(GSM)等的RAT。环球移动电信系统(UMTS)是一种使用W-CDMA和GSM作为RAT的系统，并且在来自名为“第三代伙伴项目(3GPP)”的联盟的文献中描述。cdma2000在来自名为“第三代伙伴项目2(3GPP2)”的联盟的文献中描述。3GPP和3GPP2文献是公众可获取的。为清楚起见，在下面是针对W-CDMA系统来具体描述这些信令检测技术。 

图2示出W-CDMA中的一种帧格式。传输时间线被分划成帧。每一帧具有10毫秒(ms)的历时，并且被分成指派了索引0到14的15个时隙。每一时隙具有0.667ms的历时并横贯2560个码片。每一码片具有T_c＝0.260μs的历时。 

图3示出W-CDMA中的公共导频信道(CPICH)。此CPICH携带预定义的可被无线设备用于频率和时间跟踪及信道估计的调制码元。此CPICH或可(1)在无发射分集——即，非STTD——的情况下从一个天线，或可(2)在STTD的情况下从两个天线发射。对于非STTD，属天线1的码元序列是从单个基站天线发射的，在此每一个“A”表示调制码元1+j。对于STTD，图3中所示的两个码元序列是从两个基站天线发射的。无线设备对于(1)其间从这两个天线发射了调制码元“A”和“A”的每一码元周期接收到和码元“S”，并且对于(2)其间从这两个天线发射了调制码元“A”和“-A”的每一码元周期接收到差码元“D”。将CPICH用于信令检测在下面进行描述。 

图4A示出W-CDMA中的PICH的DRX接收。PICH是在10ms的帧里传送的。空闲的无线设备被指派了寻呼机会，其为在其间该无线设备能接收其寻呼指示符和寻呼消息的特定帧。给该无线设备的寻呼机会由称作DRX循环的时间间隔所分隔。DRX循环是可针对无线设备进行配置的，并且其范围可从80ms到5.12秒，或即从8帧到512帧。W-CDMA所用的DRX循环和帧各自对应于cdma2000中的时隙循环和时隙。 

图4B示出属该PICH的一帧的格式。每一PICH帧包括标记为比特b₀到b₂₉₉的300个比特。首288比特供N_pi寻呼指示符(PI)之用，末12比特保留供他用。每一PICH帧中寻呼指示符(N_pi)的数目是可由系统配置的，并可取值18、36、72、或144。每一寻呼指示符在该PICH帧中N_b＝288/N_pi个连贯比特里发送，在此N_b可取值16、8、4、或2。给每一寻呼指示符的这N_b比特在该寻呼指示符等于‘1’的情况下被置为‘1’，而在该寻呼指示符等于‘0’的情况下被置为‘0’。这N_pi个寻呼指示符是在编号从0到N_pi-1的N_pi个PI位置(图4B中未示出)上发送的。 

图4C示出非STTD和STTD下PICH的传输。对于每一PICH帧，这300个实值的比特b₀到b₂₉₉被用来形成150个复值的码元s₀到s₁₄₉的如下；s₀＝b₀+jb₁，s₁＝b₂+jb₃，依此类推，并且s₁₄₉＝b_29s+jb₂₉₉。对于非STTD，这150个码元是如图4C中所示地从天线1发射的，其中每一码元横贯66.67μs。对于STTD，这150个码元是从天线1和2两者发射的，其中属天线2的码元在时间上被重排序，求共轭(“^*”)，并且还可能被反相，如图4C中所示。 

令空闲的无线设备与每一寻呼机会中一寻呼指示符相关联。此寻呼指示符是在由散列函数决定的PI位置上被发送的，并且在诸寻呼机会之间可能会在这N_pi个可能的PI位置间改变，如图4A中所示。如果给该无线设备的寻呼指示符被置为‘1’，那么该设备就处理次级公共控制物理信道(S-CCPCH)以查收为该无线设备发送的消息。此S-CCPCH携带作为上层的传输信道的寻呼信道(PCH)。 

图5示出基站110和无线设备120的框图。在基站110处，编码器510接收话务数据(例如，属语音以及分组数据)以及来自控制器520的开销数据(例如，属寻呼及其他消息)。编码器510处理(例如，编码、交织、以及码元映射)这些不同类型的数据并生成调制码元。调制器512接收这些属数据的调制码元以及信令(例如，寻呼指示符)，对这些调制码元以及属各物理信道(PICH、CPICH、S-CCPCH等)的信令执行信道化和加扰，并提供给每一天线的数据码片流。发射机单元(TMTR)514调理(例如，转换到模拟、放大、滤波、以及上变频)每一数据码片流以生成相应的下行链路信号，此信号从相关联的天线516被发射。 

在无线设备120处，天线552接收来自基站110的下行链路信号并将接收到的信号提供给接收机单元(RCVR)554。接收机单元554调理(例如，滤波、放大、以及下变频)此收到信号，将经调理的信号数字化，并提供输入采样。解调器(Demod)560处理这些输入采样并提供码元估计。解调器560进一步如下面描述地执行针对寻呼指示符的检测。解码器562处理(例如，码元解映射、解交织、以及解码)这些码元估计并提供已解码数据。 

控制器520和570各自指导基站110和无线设备120处的操作。存储器单元522和572各自存储供控制器520和570之用的数据和程序代码。计时器574提供时间信息，此时间信息被控制器570用来确定何时要苏醒以处理DRX操作期间的PICH。 

图6示出rake接收机560a的框图，其为图5中的解调器560的一个实施例。rake接收机560a包括搜索器608，R个耙指处理器610a到610r，在此R＞1，以及码元组合器640。搜索器608搜索接收到的信号中的强信号实例(或多径)并提供每一条找到的满足一组判据的多径的强度和时基。此搜索处理在本 领域中是公知的并且在本文中不再加以描述。 

每一耙指处理器610可被指派处理一条不同的感兴趣的多径(例如，有足够强度的多径)。在每一耙指处理器610内，采样单元612接收来自接收机单元554的输入采样并基于来自时间跟踪单元632的时基误差估计提供恰当的时基上的输出采样。例如，采样单元612可接收八倍码片率(或即码片×8)下的输入采样，并可提供两倍码片率(或即码片×2)下的输出采样，如图9中所示。准时(OT)输出采样的时基可基于时基误差估计选自码片×8的八种可能的时间偏移之一。又如，采样单元612可基于时基误差估计对输入采样执行重采样以生成输出采样。旋转器614基于来自频率跟踪单元636的频率误差估计对来自采样单元612的输出采样执行相位旋转并提供经旋转的采样。如在下面描述的，这些时基和频率误差估计是在从休眠中苏醒过来之后的热身期里推导出的。时间跟踪环(TTL)和频率跟踪环(FTL)用这些时基和频率误差估计来初始化，并在寻呼指示符的检测期间被启用。解扰器616将这些经旋转的采样与属正被接收的基站的解扰序列相乘并提供经解扰的采样R_i。 

为从CPICH恢复出导频，导频解扩器618将经解扰的采样与导频信道化码C_pilot相乘，并进一步累加N_p个结果采样以得到导频码元P_n，此导频码元也可称作收到导频码元或经解扩导频码元。这些信道化码在W-CDMA中是OVSF码。N_p是导频信道化码的长度，对于W-CDMA其为256个码片。导频滤波器620将这些导频码元滤波并提供针对CPICH的导频估计 。 

为在PICH上检测寻呼指示符，数据解扩器622将经解扰的采样与属PICH的信道化码C_pich相乘，在此PICH信道化码的长度(对于W-CDMA其为256个码片)上累加结果采样，并提供数据码元D_n。数据解调器624用这些导频估计来执行对数据码元的检测并提供码元估计。码元组合器640接收并组合来自所有被指派的耙指处理器的码元估计并提供最终码元估计。rake接收机560a内有关的板块在下面描述。 

在空闲模式下的DRX操作期间，要求无线设备120监视PCH并在有给该无线设备的寻呼的情况下回应基站。为达成此目的，无线设备如图4A中所示地基于其DRX循环在有规律的间隔上苏醒，并检测PICH上的寻呼指示符以确定在接下来的S-CCPCH帧中在S-CCPCH上是否会发送给该无线设备的寻 呼消息。为可靠地检测寻呼指示符，无线设备通常执行频率跟踪以估计并跟踪出频率误差，执行时间跟踪以估计并跟踪出时基误差，并执行导频滤波以获得质量充分高的导频估计。执行频率和时间跟踪是为使搜索器和耙指处理器保持锁存到当前信道状况。 

无线设备可使用各种技术来执行频率跟踪、时间跟踪、以及导频滤波。在这些任务的历时期间，接收机单元554内的射频(RF)电路系统通常被接通。执行这些任务所需的时间量取决于对这些任务使用的具体技术，并且对于每一苏醒区间而言可能会占总RF苏醒时间里相当的部分。RF苏醒时间对空闲模式下的电池功耗有很大影响。对于每一苏醒区间，较长的RF苏醒历时导致较高的功耗，并因而导致较短的电池待机时间。电池待机时间对无线设备的可接受性和商业成功性有很大影响。由此，在尽可能最短的时间量里执行这些任务是极为可取的。 

表1列出了频率跟踪、时间跟踪、和导频滤波可使用的三种技术。 

Table 1 

技术	描述
		快速频率跟踪(QFT)	用于估计频率误差的开环技术。
快速时间跟踪(QTT)	用于估计时基误差的开环技术。
		非因果导频滤波(NCP)	使用非因果有限冲激响应(FIR)滤波器来推导高质量的导频估计

QFT、QTT和NCP可对来自解扰器616的经解扰采样或对来自导频解扩器618的导频码元执行。为清楚起见，下面描述基于导频码元的QFT、QTT、和NCP。在下面的说明中，相干累加是指复值的累加，并且复值的相位影响累加结果。非相干累加是指例如能量等的实值的累加。 

1.快速频率跟踪(QFT)

QFT是一种无论频率误差量和信道状况如何均能在固定量的时间里提供频率误差估计的开环频率估计技术。这与对于较大的频率误差和/或不良的信道状况要求较长时间的闭环频率估计技术形成对比。QFT可用于在每一苏醒区间提供快速的单触发频率误差估计。为进行QFT，以不同的假言频率误差来旋转导频码元，为每一假言的频率误差计算导频能量，并且提供具有最大导频能量的那个假言的频率误差作为频率误差估计。 

来自导频解扩器618的复值的导频码元可被表达为： 

$P_n=P_{I,n}+{\mathrm{jP}}_{Q,n}$ 式(1) 

$=(S_p\·\sin c(\mathrm{\Δf}\·T_p)\·\cos \mathrm{\θ}+S_w\·w_I^P)+j(S_p\·\sin c(\mathrm{\Δf}\·T_p)\·\sin \mathrm{\θ}+S_w\·w_Q^P)$

在此P_n是属导频码元周期n的导频码元； 

P_I，n和P_Q，n各自是同相(I)和正交(Q)导频分量； 

$S_p=N_p\·\sqrt{{2E}_c/I_0}$ 并且 $S_w=\sqrt{N_p}\·\sqrt{{2N}_t/I_0};$

E_c/I₀是每码片导频能量与总噪声之比； 

N_t＝I₀-I_0r是总噪声减去导频加扰码上的噪声； 

Δf是导频码元中的实际频率误差； 

T_p＝N_p·T_c是一个导频码元的历时； 

θ是导频码元的相位；并且 

w_I ^p和w_Q ^p各自是I和Q导频分量的具有零均值和单位方差的高斯噪声。相位项θ可被表达为： 

θ＝2π·Δf·N_p·T_c+φ＝Φ+φ，式(2) 

在此φ是导频码元的随机相位；并且 

Φ是由频率误差Δf引起的每导频码元周期的相移。 

式(1)指出在存在频率误差Δf的情况下由导频解扩器618对经解扰的采样作相干累加导致在I和Q导频分量两者中皆出现sinc(Δf·T_p)项。此sinc(Δf·T_p)项代表了因该频率误差而导致的I和Q导频分量幅值的退化。 

导频码元可被相干地累加，并且导频能量E_p可被计算如下： 

$E_p={\left[\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{fc}}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{I,n}\right]}^2+{\left[\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{fc}}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{Q,n}\right]}^2,$ 式(3) 

在此N_fc是以导频码元数目计的相干累加长度。导频能量E_p包括代表因频率误差Δf而导致的从峰值导频能量的退化的sinc²(Δf·N_fc·T_p)项。 

图7示出对于不同的N_fc值，作为频率误差的函数的退化项sinc²(Δf·N_fc·T_p)的标绘。标绘710是关于N_fc＝8个导频码元的相干累加长度，标绘712是关于N_fc＝16的，而标绘714是关于N_fc＝30的。对于给定的N_fc 值，导频能量在没有频率误差(Δf＝0)的情况下最大，并随频率误差增大而基于sinc函数减小。较大的N_fc值对应于sinc²(Δf·N_fc·T_p)项有较窄的曲线，这允许更易基于导频能量来检测到零或低频率误差，因为sinc项对于较大的频率 误差降落得更为陡峭。较大的N_fc值允许不同频率误差的导频能量间有更大的区别性。 

图8A示出针对非STTD的QFT单元638a的一个实施例的框图。QFT单元638a可如图6中所示地用于属一个耙指处理器610的频率跟踪单元636。QFT单元638a包括K个导频处理器810a到810k，在此K＞1，以及频率误差检测器820。每一导频处理器810针对一不同的假言频率误差执行处理。 

来自导频解扩器618的导频码元被提供给所有K个导频处理器810a到810k。在每一处理器810内，乘法器812将每一导频码元P_n与相矢S(Δf_k)＝exp(-j2π·Δf_k·n·T_p)相乘并提供经旋转的导频码元P_k，n，在此Δf_k是该处理器810的假言频率误差。将导频码元旋转此假言的频率误差Δf_k导致经旋转的导频码元的频率误差变成Δf-Δf_k并且旋转之后式(1)中的sinc项变成sinc((Δf-Δf_k)·T_p)。相干累加器814累加N_fc个经旋转的导频码元如下： 

$P_{I,k,\mathrm{acc}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{fc}}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{I,k,n},$ 以及    式(4) 

$P_{Q,k,\mathrm{acc}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{fc}}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{Q,k,n},$

在此P_k，n＝P_I，k，n+jP_Q，k，n。相干累加长度N_fc可以是固定值或者是基于预计的信道状况来确定的可配置值。能量计算单元816计算导频能量如下： 

$E_k=P_{I,k,\mathrm{acc}}^2+P_{Q,k,\mathrm{acc}}^2.$ 式(5) 

由于旋转了exp(-j2π·Δf_k·n·T_p)，因此导频能量的退化项变成sinc²((Δf-Δf_k)·N_fc·T_p)。因频率误差而导致的导频能量退化随假言的频率误差Δf_k逼近实际频率误差Δf而减小。频率误差检测器820接收来自所有K个导频处理器810a到810k的导频能量并标识出最大的导频能量。检测器820然后提供对应于此最大导频能量的那个假言的频率误差Δf_k，max——即最接近于实际频率误差的那个假言——作为频率误差估计，或即 $\mathrm{\Δ}\hat{f}=\mathrm{\Δ}{f}_{k,\max }.$

图8B示出针对STTD的QFT单元638b的一个实施例的框图。QFT单元638b包括K个导频处理器850a到850k以及频率误差检测器860。每一导频处理器850针对一不同的假言频率误差执行处理。导频码元被提供给所有K个导频处理器850a到850k。在每一处理器850内，乘法器852将每一导频码元P_n 与一相矢S(Δf_k)相乘并提供经旋转的导频码元。来自乘法器852的经旋转的导 频码元被提供给属两个基站天线的两个相干累加器854x和854y。累加器854x如方程组(4)中所示地累加N_fc个经旋转的导频码元。累加器854y累加N_fc个经旋转的导频码元如下： 

$P_{2,I,k,\mathrm{acc}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{fc}}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{I,k,n}\·K_n,$ 以及    式(6) 

$P_{2,Q,k,\mathrm{acc}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{fc}}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{Q,k,n}\·K_n,$

在此K_n是对于图3中的“S”导频码元等于+1而对于“D”导频码元等于-1的增益。方程组(6)执行针对CPICH的STTD解码以及相干累加两者。相干累加周期N_fc 对于STTD是偶数个导频码元。 

能量计算单元856x和856y如式(5)中所示地各自为累加器854x和854y的输出计算导频能量。组合器858合计来自单元856x和856y的导频能量并提供该假言频率误差的导频总能量。频率误差检测器860接收所有K个假言频率误差的总导频能量并提供对应于最大总导频能量的那个假言的频率误差作为频率误差估计。 

QFT的复杂度和处理时间取决于三个参数：相干累加长度(N_fc)，频率误差假言的数目(K)，以及假言的频率误差的范围。频率误差范围是由从一个苏醒区间到下一个苏醒区间预计最坏情形的频率漂移(例如，由于多普勒效应和温度变化)决定的。频率误差范围可基于DRX循环、振荡器设计等来确定。对较长的DRX循环可假定较大的频率误差范围，反之亦然。假言的数目(K)可基于频率误差范围、合需的频率误差估计精度、以及为QFT分配的时间量来选择。一般而言，以较多的假言可在频率误差估计中获得较大的精度和较小的标准偏差。这K个假言可以(1)跨整个频率误差范围均匀分布，或(2)在包含实际频率误差的似然性较高的任何子范围中使用较小频率误差间隔地来不均匀分布。较长的累加长度能以慢速度为代价减小(1)AWGN信道和(2)瑞利(Rayleigh)衰落信道的峰值残余频率误差和此残余误差的标准偏差。残余频率误差是实际频率误差与频率误差估计之差，或即 $\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{res}}=\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}\hat{f}.$

图8A和8B示出为一个耙指处理器作频率误差估计的推导。可指派多个耙指处理器来处理多个信号实例或多径。可用各种方式来为所有被指派的耙指处理器计算一公共频率误差估计。 

在一个实施例中，如图8A中所示地为每一被指派的耙指处理器确定频率误差估计。然后可基于所有被指派的耙指处理器的频率误差估计来计算公共频率误差估计如下： 

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{com}}=\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_r\·C_r,$ 式(7) 

在此 

是耙指处理器r的频率误差估计； 

C_r是耙指处理器r的权重；并且 

Δf_com是所有被指派的耙指处理器的公共频率误差估计。 

每一耙指处理器的权重C_r可以等于E_c/I₀或是该耙指处理器的其他某个质量度量。 

在另一个实施例中，首先跨所有被指派的耙指处理器为每一假言的频率误差累加导频能量如下： 

$E_{k,\mathrm{total}}=\underset{r=1}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}{E}_{r,k},$ 式(8) 

在此E_r，k是对于假言的频率误差Δf_k而言耙指处理器r的导频能量；并且 

E_k，total是在Δf_k下所有被指派的耙指处理器的总导频能量。对应于最大总导频能量的那个假言的频率误差随后作为公共频率误差估计被提供。 

频率跟踪可用各种方式来执行。在一个实施例中，将此公共频率误差估计施加于一决定下变频使用的本机振荡器(LO)信号的频率的振荡器。每一耙指处理器基于为该耙指处理器确定的残余频率误差来执行频率跟踪。在另一个实施例中，每一耙指处理器基于为该耙指处理器推导出的频率误差估计来执行频率跟踪。在又一个实施例中，频率跟踪是基于此公共频率误差估计跨所有耙指处理器来执行的。 

2.快速时间跟踪(QTT)

QTT是一种无论时基误差量和信道状况如何均能在固定量的时间里提供时基误差估计的开环时基估计技术。这与对于较大的时基误差和/或不良的信道状况要求较长时间的闭环时基估计技术形成对比。QTT可用于在每一苏醒区间提供快速的单触发时基误差估计。 

图9示出给一个耙指处理器610的在码片×2下的经解扰采样。对于每一 码片周期i，准时(OT)采样是在码片时基上的经解扰采样，早(E)采样是早了1/2码片的经解扰采样，而迟(L)采样是迟了1/2码片的经解扰采样。早、准时、和迟采样由此间隔1/2码片。码片周期i的迟采样也即为码片周期i+1的早采样。 

解扰器616可提供码片×2下的经解扰采样。导频解扩器618可对码片×2下的经解扰采样执行解扩并提供早(E)、准时(OT)、和迟(L)导频码元。对于每一导频码元周期，导频解扩器618可累加N_p个准时采样以获得准时导频码元，累加N_p个早采样以获得早导频码元，并累加N_p个迟采样以获得迟导频码元。早、准时、和迟导频码元间隔1/2码片，并可被用来估计时基误差。 

图10示出针对非STTD的QTT单元634a的一个实施例的框图。QTT单元634a可如图6中所示地用于属一个耙指处理器610的时间跟踪单元632。在QTT单元634a内，分用器1012接收来自导频解扩器618的早、准时、和迟导频码元，将早导频码元提供给相干累加器1014a，将准时导频码元提供给相干累加器1014b，并将迟导频码元提供给相干累加器1014c。每一累加器1014在一相干累加长度N_tc上累加其导频码元并提供属该周期的导频值。内插器1016接收属每一相干累加周期的各自来自累加器1014a、1014b、和1014c的早导频值Y_E、准时值Y_OT、以及迟导频值Y_L。在一个实施例中，内插器1016对早、准时、和迟导频值执行线性内插如下： 

Y_E+1/8＝(51/64)·Y_E+(17/64)·Y_OT，Y_OT+3/8＝(51/64)·Y_L+(17/64)·Y_OT，  式(9) 

Y_E+1/4＝(35/64)·Y_E+(35/64)·Y_OT，Y_OT+1/4＝(35/64)·Y_L+(35/64)·Y_OT， 

Y_E+3/8＝(17/64)·Y_E+(51/64)·Y_OT，Y_OT+1/8＝(17/64)·Y_L+(51/64)·Y_OT。 

在方程组(9)中，这些权重是针对线性内插被选择成提供良好性能的。其他权重也是可使用的。 

对于每一相干累加周期，内插器1016为一个码片周期的八个不同的时间偏移——或即码片×8时间偏移——提供八个导频值。能量计算单元1018计算从内插器1016接收到的每一导频值的能量，并且对于每一相干累加周期，提供属这八个不同时间偏移的八个能量值。非相干累加器1020累加每一时间偏移的N_tnc个能量值并提供该时间偏移的累加能量值。时基误差检测器1022接收属这八个时间偏移的八个累加能量值，标识出最大的累加能量值，确定对应 于此最大累加能量值的那个时间偏移，并提供此时间偏移与准时位置之差作为时基误差估计。 

在另一个实施例中，QTT单元执行抛物线内插来获得时基误差估计。对于此实施例，来自累加器1014a、1014b、和1014c的每一导频值的能量被计算。属早导频码元的N_tnc个能量值被累加以获得早能量值E_E，属准时导频码元的N_tnc个能量值被累加以获得准时能量值E_OT，属迟导频码元的N_tnc个能量值被累加以获得迟能量值E_L。然后计算时基误差估计如下： 

$\mathrm{\Δ}\hat{t}=\frac{E_L-E_E}{{2E}_{\mathrm{OT}}-E_E-E_L}.$ 式(10) 

抛物线内插尝试拟合出一条通过三点E_E、E_OT和E_L的抛物线。此抛物线的峰值位置即作为时基误差估计被提供。 

对于线性和抛物线内插两者，相干累加长度N_tc和非相干累加长度N_tnc均可被选择成提供合需的性能。QTT可与QFT并行地执行。在此情形中，经解扰的采样以及导频码元很可能会有尚未被跟踪出的频率误差。因此，相干累加长度应被限制。QTT所要求的总时间可被选择成大致匹配QFT所要求的总时间。在此情形中，QTT所用的总累加长度可近似等于QFT所用的相干累加长度，或即N_tc×N_tnc≈N_fc。针对不同信道状况评价(N_tc，N_tnc)的各种组合。(5，6)和(3，10)的组合对于所测试的信道状况提供良好的性能。(N_tc，N_tnc)的其他组合也是可使用的，并且这落在本发明的范围之内。 

对于使用线性内插的STTD，是分别为两个基站天线执行相干累加来为每一天线获得一组早、准时、和迟导频值。对属每一天线的早、准时、和迟导频值执行线性内插以获得属该天线的八个时间偏移上的一组八个导频值。为属每一天线的这八个导频值中的每一个计算能量。属这两个天线的导频值的能量针对这八个时间偏移中的每一个被非相干地累加。然后基于最大的累加能量值的时间偏移来得到时基误差估计。 

属每一天线的导频值可推导如下： 

$Y_{1,\mathrm{tos}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{tc}}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{\mathrm{tos},n},$ 以及    式(11) 

$Y_{2,\mathrm{tos}}=\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{tc}}}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{\mathrm{tos},n}\·K_n,$

在此“tos”标示时间偏移，其可以是早(E)、准时(OT)、或迟(L)； 

P_tos，n是在导频码元周期n里指定的时间偏移上的导频码元； 

K_n对于“S”导频码元等于+1而对于“D”导频码元等于-1；并且 

Y_1，tos和Y_2，tos是分属天线1和2的在指定时间偏移上的导频值。方程组(11)执行针对CPICH的STTD解码以及相干累加两者。对于每一相干累加周期，方程组(11)提供属天线1的第一组导频值Y_1，E、Y_1，OT和Y_1，L，以及属天线2的第二组导频值Y_2，E、Y_2，OT和Y_2，L。 

第一组中的这三个导频值如方程组(9)中所示地被内插以获得第一组八个导频值。第二组中的这三个导频值也被内插以获得第二组八个导频值。为每一天线计算每一组中的这八个导频值的能量。属这两个天线的这两组中的八个导频值的能量针对每一时间偏移地被组合。然后如上面针对非STTD所描述地那样执行非相干累加和时基误差检测。对于STTD，N_tc是一偶数值，并且(4，7)和(6，5)的组合对于所测试的信道状况提供良好的性能。 

对于非STTD和STTD两者并且对于线性和抛物线内插两者，相干累加长度N_tc和非相干累加长度N_tnc均可基于预计的信道状况来选择。对于良好的信道状况可使用较短的累加长度从而使得执行QTT所需的时间能被缩短。 

上面的说明是关于为一个耙指处理器推导时基误差估计。可指派多个耙指处理器来处理多个信号实例。可为每一耙指处理器推导一时基误差估计，并且在执行检测之前基于此时基误差估计来移动耙指处理器的时基。 

3.非因果导频滤波(NCP) 

非因果导频滤波(NCP)提供寻呼指示符检测所用的导频估计。任何导频码元周期里的寻呼指示符(PI)传输被称作一PI码元。寻呼指示符可横贯1、2、4或8个导频码元周期，并由此可包括1、2、4或8个PI码元。NCP在(1)非STTD的情况下对每一PI码元提供一导频估计，并且在(2)STTD的情况下对每一对PI导频提供针对两个基站天线的两个导频估计。 

图11A示出针对非STTD的对一个PI码元执行NCP的一个实施例。使用以该PI码元为中心的L+1个导频码元来推导针对该PI码元的码元估计。导频估计可基于FIR滤波器推导如下： 

${\hat{P}}_n=\underset{l=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{n+l}\·W_l,$ 式(12) 

在此W_l是第l个FIR滤波器抽头的系数；并且 

是属PI码元周期n的导频估计。 

FIR滤波器长度L+1和系数可被选择成针对不同信道状况提供良好的性能。FIR滤波器长度5、7、和9对于所测试的信道状况提供良好的性能，但是其他FIR滤波器长度也是可以使用的。这些系数可以被选择成全1，在此情形中导频估计是通过简单地累加以该PI码元为中心的L+1个导频码元来得到的。这些系数也可以使用其他值。 

对于STTD，寻呼指示符可从两个天线以1、2、或4个PI码元对来发射。对于每一PI码元对，从天线1发射了码元s_a和s_b，并从天线2发射了码元-s_b ^* 和s_a ^*，正如图4C中所示的那样。 

图11B示出针对STTD的对一个PI码元对执行NCP的一个实施例。PI码元对可在任何导频码元周期里开始传送。需要针对每一天线的导频估计才能执行PI码元对的STTD解码。针对每一天线的导频估计可通过将相等数目个“S”和“D”导频码元滤波来获得。回到图3，天线2的导频模式在CPICH帧边界上具有非连续性，其使得(1)在CPICH帧的末尾在两个“A”码元之间传送了单个“-A”码元，并且(2)在该CPICH帧的开头在两个“-A”码元之间传送了单个“A”码元。因此，取决于PI码元对相对于CPICH帧而言的起始位置，可使用不同的FIR滤波器长度来确保对于该PI码元对，相等数目个“S”和“D”导频码元被滤波，正如图11B中所示的那样。每一CPICH帧里的这150个导频码元周期可被给予索引0到149。FIR滤波器长度L可(1)在该PI码元对在偶索引的导频码元周期上起始(图11B中未示出)的情况下被选择为L＝2，6，10或其他某个值，以及(2)在该PI码元对在奇索引的导频码元周期上起始(正如图11B中所示)的情况下被选择为L＝4，8或其他某个值。 

针对这两个天线的导频估计可基于FIR滤波器来推导如下： 

${\hat{P}}_{1,n}=\underset{l=-L/2}{\overset{L/2+1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{n+l}\·W_l,$ 以及    式(13) 

${\hat{P}}_{2,n}=\underset{l=-L/2}{\overset{L/2+1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{n+l}\·W_l\·K_{n+l},$

在此K_n对于“S”导频码元等于+1而对于“D”导频码元等于”-1；并且 

和 

各自是针对天线1和2的对在PI码元周期n里起始的PI码元对的导频估计。 

权重W_l可被选择成是全1或其他某些值。式(13)示出对两个天线使用的两个非因果FIR滤波器。每一非因果FIR滤波器由一组权重W_l和一组增益K_n定义，在此这些增益是取决于天线和码元周期n的。 

图11C示出针对STTD的对不同PI码元对执行NCP的另一个实施例。对于此实施例，每一CPICH帧里的这150个导频码元被编排成标示为对1到对75的75个导频码元对。给定的PI码元对可与导频码元对时间对齐或可横跨两个导频码元对。例如，图11C中的PI码元对X与导频码元对1时间对齐，而图11C中的PI码元对Y横跨前一CPICH帧里的导频码元对75和当前CPICH帧里的导频码元对1。 

如果PI码元对与导频码元对时间对齐，那么可使用围绕此PI码元对的那些导频码元对来执行NCP以例如像式(13)中所示那样等地来获得针对这两个天线的导频估计。以图11C中所示为例，导频码元对74、75、1、2、3可被用来获得对PI码元对X的导频估计。用来推导导频估计的导频码元对的数目可以是可配置的。 

如果PI码元对横贯两个导频码元对，那么可使用围绕此PI码元对的诸导频码元对的各种组合来执行NCP。以图11C中所示为例，对PI码元对Y的导频估计可基于以下各种方案中的任何一者来获得。 

1.使用导频码元对74、75和1来如式(13)中所示那样地获得针对这两个天线的导频估计。 

2.使用导频码元对75、1和2来如式(13)中所示那样地获得针对这两个天线的导频估计。 

3.使用导频码元对74、75和1来获得针对这两个天线的两组导频估计，使用导频码元对75、1和2来获得针对这两个天线的另两组导频估计，并联用针对这两个天线的这四组导频估计来执行该PI码元对的STTD解码。 

4.使用导频码元对74、75和1来获得针对这两个天线的两组导频估计，使用导频码元对75、1和2来获得针对这两个天线的另两组导频估计，将针对每一天线的那两组导频估计求均以获得针对该天线的一组平均的导频估计，并使用针对这两个天线的这两组平均导频估计来执行该 PI码元对的STTD解码。 

对于上面的情形1和2，针对这两个天线的非因果FIR滤波器关于该PI码元对是非对称的并且在该PI码元对的左右两侧上对不等数目个导频码元作运算。例如，如果使用了导频码元对74、75和1，那么在该PI码元对的左侧上有两个导频码元对74和75，而在该PI码元对的右侧上有一个导频码元对。 

对于上面的情形3和4，两个非因果FIR滤波器对第一组导频码元(例如，导频码元对74、75和1)作运算以生成针对这两个天线的两组导频估计，并且另两个非因果FIR滤波器对第二组导频码元(例如，导频码元对75、1和2)作运算以生成针对这两个天线的另两组导频估计。对于这两个天线获得了四组导频估计，在此每一组包含一个或多个导频估计。针对每一天线的这两组导频估计可被求均，并且这两组平均的导频估计可如下面描述地供STTD解码之用。替换地，针对这两个天线的这四组导频估计可亦如下面描述地供联合STTD解码之用。 

4.寻呼指示符检测

图12A示出针对非STTD的数据解调器624a的一个实施例的框图。NCP导频滤波器620用非因果FIR滤波器将导频码元P_n滤波并提供对每一PI码元的导频估计 

在解调器624a内，相位旋转器1212将每一导频估计与1-j1相乘并提供相应的信道增益估计H_n。与1-j1相乘使该导频估计旋转-45°并移除了导频调制——因为A＝1+j1。乘法器1214接收来自数据解扩器622的PI码元和来自旋转器1212的信道增益估计。乘法器1214将每一PI码元与相关联的信道增益估计相乘并提供复值的已解调码元。PICH上的每一比特在QPSK调制码元的或I分量或Q分量上传送。组合器1216合计每一已解调码元的实部和虚部并提供关于对应的PI码元的检出寻呼指示符。 

码元组合器640接收并组合来自所有被指派的耙指处理器的属每一PI码元的检出值。码元组合器640还累加属该寻呼指示符的所有PI码元上的检出值并提供该寻呼指示符的最终检出值。可将此最终检出值比对预先确定的阈值来确定所传送的寻呼指示符原是被置为‘1’还是‘0’。 

图12B示出针对STTD的数据解调器624b的一个实施例的框图。NCP导频滤波器620用非因果FIR滤波器将导频码元P_n滤波并提供各自针对天线1 和2的对每一PI码元对的导频估计 

和 在解调器624b内，相位旋转器1252接收导频估计 

和 

将每一导频估计旋转-45°，并提供各自针对天线1和2的对每一PI码元对的信道增益估计H_1，n和H_2，n。STTD解码器1254接收来自数据解扩器622的PI码元以及信道增益估计并执行STTD解码如下： 

${\hat{S}}_n=H_{1,n}^{*}\·D_n+H_{2,n}\·D_{n+1}^{*},$ 以及    式(14) 

${\hat{S}}_{n+1}=-H_{2,n}\·D_n^{*}+H_{1,n}^{*}\·D_{n+1},$

在此D_n和D_n+1各自是属PI码元周期n和n+1的PI码元； 

和 各自是PI码元周期n和n+1所传送的PI码元的估计；并且“^*”标示复共轭。 

组合器1256合计 

和 的实部与虚部并提供该PI码元对的检出值。码元组合器640组合来自所有被指派的耙指处理器且跨该寻呼指示符的所有PI码元对的检出值并提供该寻呼指示符的最终检出值。 

可用各种方式以针对这两个天线的四组导频估计来执行联合STTD解码。例如，可将这D_nPI码元与从自第一组导频码元推导出的这两组导频增益估计获得的信道增益估计相乘，并将D_n+1 PI码元与从自第二组导频码元推导出的另两组导频估计获得的信道增益估计相乘。 

图13示出一种执行带有QFT、QTT、和NCP的PICH检测的过程1300。在前一苏醒区间里于进入休眠之前，基于预计的信道状况确定了在当前苏醒区间里执行频率跟踪所需的时间量。对于良好的信道状况(例如，如果E_c/I₀在一预先确定的阈值以上)，QFT所用的相干累加长度N_fc以及QTT所用的相干和非相干累加长度N_tc和N_tnc可被缩短以减少为QFT和QTT分配的时间量。在任何情形中，无线设备均比当前苏醒区间里的寻呼指示符提前了一在前一苏醒区间里确定的时间量地苏醒。 

对于当前苏醒区间，无线设备在此确定的时间苏醒并搜索强信号实例和/或重新捕获在前一苏醒区间里标识出的强信号实例(框1310)。来自前一苏醒区间的公共频率误差估计被用于当前苏醒区间里的搜索/重新捕获。搜索器提供每一找到的满足一组判据的信号实例的强度和时基(例如，到码片×2的解析度)。每一感兴趣的信号实例有一耙指处理器被指派对其作处理。 

为进行频率跟踪，每一被指派的耙指处理器内的旋转器被设置为来自前一 苏醒区间的公共频率误差估计(框1312)。然后执行QFT以获得每一耙指处理器的频率误差估计并更新所有耙指处理器的公共频率误差估计(框1314)。每一耙指处理器的频率误差等于由QFT为该耙指处理器提供的频率误差估计减去公共频率误差估计并且就是该耙指处理器的残余频率误差。用此公共频率误差估计来缓慢地更新振荡器。每一耙指处理器的基于反馈的频率跟踪环用该耙指处理器的频率误差估计来初始化并被启用(框1316)。每一耙指处理器的频率跟踪环此后持续地估计导频码元的相位并更新该耙指处理器的频率误差估计。 

为进行时间跟踪，执行QTT以获得每一耙指处理器的时基误差估计(框1322)。每一耙指处理器的时间跟踪环用此时基误差估计来初始化并被启用(框1324)。此时间跟踪环此后持续估计导频码元的时基并更新时基误差估计。QTT可与QFT如由图13中频率和时间跟踪这两条路径所指示的那样被并行执行以缩短苏醒历时。 

在框1316和1324之后，对于每一耙指处理器，旋转器是基于来自频率跟踪环的输出被操作的，而采样单元是基于时间跟踪环的输出来操作的，正如图6中所示的那样。寻呼指示符的检测是以在每一耙指处理器中运行的频率和时间跟踪环并使用NCP来执行的(框1330)。在进入休眠之前，公共频率误差估计的最新值被保存(框1332)。基于预计的信道状况确定在下一苏醒区间里执行频率和时间跟踪所要求的时间量(框1334)。恰适地设置定时器，并且无线设备进入休眠直至此定时器到期。 

已评价了用NCP情况下的检测性能并将其比对了用因果无限冲激响应(IIR)滤波器情况下的检测性能。可以显示NCP对于包括高速在内的某些工作情景提升了检测性能。使用能有效地应对潜在可能来自QFT的大残余频率误差的NCP，检测性能对于频率误差的回弹能力更好。对频率误差的这种回弹能力还可被利用以缩短为频率跟踪分配的时间量或者还可能消除在执行检测之前作频率跟踪的必要。 

QFT、QTT和NCP可被无线设备用来缩短在空闲模式下的DRX操作期间每苏醒区间的RF苏醒时间。与常规的频率跟踪、时间跟踪、和导频滤波方案相比，QFT、QTT和NCP各自花费较少的时间来执行并且提供较好的性能。 QFT、QTT和NCP的一个关键优势在于电池功耗减小并且电池待机时间延长。从使用NCP得到的其他优势包括在高频率动态下检测性能的提升以及可在寻呼指示符检测之后(而非之前)执行频率跟踪的灵活性。 

为清楚起见，上面已描述了QFT、QTT和NCP的特定实施例。QFT、QTT和NCP也可用其他方式来执行，并且这是落在本发明的范围之内的。例如，QFT、QTT和NCP可基于经解扰的采样而非导频码元来执行。在此情形中，相干累加和非相干累加是对采样执行的。可对PICH检测使用这三种技术中的任何一种、其任何组合、或其全部。 

为清楚起见，以针对W-CDMA中寻呼指示符的检测具体描述了QFT、QTT和NCP。一般而言，这些技术可用于诸如指示符、位、码元、确认、请求等等各种类型信令的检测。这些技术可用于W-CDMA以及其他无线通信系统。 

图14示出一种用于在无线通信系统中执行QFT以接收零星传送的信令(例如，寻呼指示符)的过程1400。起初，无线设备在DRX操作期间从休眠中苏醒以接收信令(框1412)。向输入信号(例如，导频码元或是经解扰的采样)施加多个假言的频率误差以获得多个经旋转的信号(框1414)。通过例如执行相干累加继之以能量计算，这些经旋转的信号的能量被确定(框1416)。基于这些经旋转信号的能量，频率误差估计被确定(框1418)并供信令检测之用(框1420)。 

图15示出一种用于在无线通信系统中执行QTT以接收零星传送的信令的过程1500。起初，无线设备从休眠中苏醒以接收信令(框1512)。针对第一组时间偏移(例如早、准时、和迟)对此输入信号执行相干累加(框1514)。可对第一组时间偏移的相干累加的输出执行内插以获得第二组时间偏移上(例如，在码片×8的解析度下)的中间值(框1516)。这些中间值的能量可被计算(框1518)并可对第二组时间偏移的中间值的能量执行非相干累加(框1520)。基于非相干累加的输出，时基误差估计被推导出来(框1522)并供信令检测之用(框1524)。 

图16示出一种用于在无线通信系统中执行NCP以接收零星传送的信令的过程1600。起初，无线设备从休眠中苏醒以接收信令(框1612)。用非因果 滤波器将导频码元滤波以在非STTD下获得针对一个天线的导频估计而在STTD下获得针对两个天线的导频估计(框1614)。然后如上面描述地基于这些导频估计来执行信令的检测(框1616)。 

本文中描述的这些技术可藉由各种手段来实现。例如，这些技术可在硬件、软件、或其组合中实现。对于硬件实现，用于执行这些技术(例如，图6中的导频滤波器620、图8A中的QFT单元638a、图8B中的QFT单元638b、图10中的QTT单元634a等)中的任何一个、其任何组合、或其全部的处理单元可在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子器件、设计成执行本文中描述的功能的其他电子单元、或其组合内实现。 

对于软件实现，本文中描述的技术可用执行本文中描述的功能的模块(例如，过程、函数等等)来实现。这些软件代码可被存储在存储器单元(例如，图5中的存储器单元572)中，并由处理器(例如，控制器570)执行。该存储器单元可被实现在处理器内，或可外置于处理器。 

本文中包括小标题以便参考并协助定位某些章节。这些小标题并非旨在限定文中在其下描述的概念的范围，并且这些概念在贯穿整篇说明书始终的其他章节中也可具有适用性。 

提供前面对所公开的实施例的描述是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他实施例而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本发明并非旨在被限定于本文中示出的实施例，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。 

Claims (16)

1.一种用于检测信令的装置，包括：

控制器，作用于在非连续接收(DRX)操作期间从休眠中苏醒以接收信令；

处理器，作用于并行向输入信号施加多个假言的频率误差以获得多个经旋转的信号，确定所述多个经旋转信号的多个能量，并基于所述多个经旋转信号的多个能量来确定频率误差估计；以及

解调器，作用于将所述频率误差估计用于所述信令的检测；

其中所述处理器作用于标识出所述多个经旋转信号的所述多个能量当中最大的能量并提供与所述最大能量相对应的假言频率误差作为所述频率误差估计。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述处理器作用于将每一经旋转的信号在预先确定的一段时间上作累加以获得该经旋转信号的累加值并计算该累加值的能量。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述控制器作用于基于预计的信道状况来选择所述预定的一段时间。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述控制器作用于将所述多个假言的频率误差均匀分布在可能频率误差的范围上。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述控制器作用于将所述多个假言的频率误差非均匀地分布在可能频率误差的范围上，并且对包含实际频率误差的似然性较高的至少一个子范围的频率误差使用较小的频率误差间隔。

6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述控制器作用于基于预计的信道状况确定可能频率误差的范围，并基于所述可能频率误差的范围选择所述多个假言的频率误差。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述解调器作用于执行针对在预先确定的时间间隔上发送的寻呼指示符的检测。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述处理器作用于接收属所述输入信号的导频码元。

9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述处理器作用于接收属所述输入信号的经解扰采样。

10.一种用于检测信令的方法，包括：

在非连续接收(DRX)操作期间从休眠中苏醒以接收信令；

并行向输入信号施加多个假言的频率误差以获得多个经旋转的信号；

确定所述多个经旋转信号的多个能量；

基于所述多个经旋转信号的所述多个能量来确定频率误差估计；以及

将所述频率误差估计用于所述信令的检测；

其中所述确定频率误差估计包括：

标识出所述多个经旋转信号的所述多个能量当中最大的能量，以及

提供与所述最大能量相对应的假言频率误差作为所述频率误差估计。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述确定多个经旋转信号的多个能量包括

将每一经旋转信号在预先确定的一段时间上作累加以获得该经旋转信号的累加值，以及

计算每一经旋转信号的所述累加值的能量。

12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，进一步包括：

执行针对在预先确定的时间间隔上发送的寻呼指示符的检测。

13.一种用于检测信令的装置，包括：

用于在非连续接收(DRX)操作期间从休眠中苏醒以接收信令的装置；

用于并行向输入信号施加多个假言的频率误差以获得多个经旋转的信号的装置；

用于确定所述多个经旋转信号的多个能量的装置；

用于基于所述多个经旋转信号的所述多个能量来确定频率误差估计的装置；以及

用于将所述频率误差估计用于所述信令的检测的装置；

其中所述用于确定频率误差估计的装置包括：

用于标识所述多个经旋转信号的所述多个能量当中最大的能量的装置，以及

用于提供与所述最大能量相对应的假言频率误差作为所述频率误差估计的装置。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述用于确定多个经旋转信号的所述多个能量的装置包括

用于将每一经旋转信号在预先确定的一段时间上作累加以获得该经旋转信号的累加值的装置，以及

用于计算每一经旋转信号的所述累加值的能量的装置。

15.一种用于检测信令的方法，包括：

并行向输入信号施加多个假言的频率误差以获得多个经旋转的信号；

确定所述多个经旋转信号的多个属第一发射天线的能量；

确定所述多个经旋转信号的多个属第二发射天线的能量；

确定所述多个经旋转信号的多个属所述第一和第二发射天线的总能量；以及

基于所述多个经旋转信号的所述多个总能量来确定频率误差估计；

其中所述确定频率误差估计包括：

标识出所述多个经旋转信号的所述多个总能量当中最大的总能量，以及

提供与所述最大总能量相对应的假言频率误差作为所述频率误差估计。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，进一步包括：

分别将所述多个经旋转信号在预先确定的一段时间上作累加以获得用于确定所述多个经旋转信号的所述多个属第一发射天线的能量的第一多个累加值；

用所述第二发射天线的比例定标序列将所述多个经旋转信号比例定标以获得多个经比例定标的信号；以及

分别将所述多个经比例定标的信号在所述预先确定的一段时间上作累加以获得用于确定所述多个经旋转信号的所述多个属第二发射天线的能量的第二多个中间值。

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