CN101313232A

CN101313232A - 目标测距

Info

Publication number: CN101313232A
Application number: CNA2006800435882A
Authority: CN
Inventors: 维斯瓦夫·耶日·绍纳斯克; 保罗·拉特利夫; 沃伊切赫·马霍夫斯基
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Information Technology Corp
Priority date: 2005-10-24
Filing date: 2006-10-24
Publication date: 2008-11-26
Also published as: EP1777549A1; US20090219193A1; WO2007049029A1; EP1777549B1; US8410976B2; JP2009512870A

Abstract

本发明公开了一种目标测距系统，该系统通过传输从频率扫描信号导出的脉冲并确定该频率扫描信号和它从目标的反射的组合的差拍频率来进行操作。从所述组合信号中导出二阶(或更高阶)谐波。因此，显著地增强了所述差拍频率的确定，并由此增强目标范围的确定。以这样的方式进行频率扫描，即，频率在各脉冲重复间隔的开始处的改变速率比结束处的改变速率高很多。因此，因为频率变化集中在脉冲传输的时间段内，所以即使来自其中源信号和反射之间的延时很短的较近目标的反射也将引起较高的差拍频率。

Description

目标测距

发明背景

技术领域

本发明涉及用于确定到目标的距离的方法，本发明尤其但并不排他地适用于汽车雷达系统，该汽车雷达系统具有微波传感器以使用组合有脉冲传输的调频载波来检测障碍物。

背景技术

汽车警告和避免碰撞所采用的诸如WO 03/044559A1、WO03/044560A1、US 6646587B2、JP 2000275333、JP2004333269以及JP2004144696中描述的多种系统中的一种是调频中断连续波(FMICW)雷达。在这种系统中，如图1中的框所示，在压控振荡器VCO中，使用调频器FM在预定频率范围ΔF上以周期为T_SW的周期性方式来线性扫描由振荡器OSC生成的载波的频率。通过在控制模块CM控制下的线性波形生成器LWG来提供调制图形。调频连续波(FM-CW)信号通过耦合器CPL耦合到在其中将该信号放大的功率放大器PA，并接着通过收发开关TRS进行选通(gate)，所述收发开关TRS由控制模块CM触发并以脉冲重复频率PRI进行操作。收发开关TRS周期性地将功率放大器PA的输出耦合到天线AN一段较短间隔ΔT_T，以获得导向感兴趣的障碍物OB的脉冲化RF传输信号TX。在通常为选通时段T_PRI＝1/PRI的一小段的该间隔期间，开关TRS将雷达接收机保持为与天线断开连接。由同一天线检测延迟了与目标距离D成比例的时间τ的反射信号RX，并通过收发开关TRS将该反射信号RX耦合到低噪声放大器LNA。

在下变频器DR中，从障碍物反射的脉冲信号与由从耦合器CPL接收到的发送信号的版本形成的基准信号混合。因为发送和接收的脉冲信号相互存在延迟，所以发送和接收的脉冲信号的瞬时频率不同。因此，在下变频器的输出处获得的差拍信号(beat signal)具有差动频率F_D，该频率F_D与到障碍物的未知距离D成正比。

下变频器DR的输出被递送给信号处理器模块SPM，该信号处理器模块SPM包括由来自时钟CLK的时钟脉冲驱动的模数转换器ADC和数字处理器DP。转换器ADC将来自下变频器DR的信号转换成数字信号，由数字处理器DP使用，以确定该差拍频率并由此进行目标测距。

例如，如图2a所示，由线性波形生成器LWG提供的调制图形可以遵从具有恒定斜率的周期三角波。因为采用这种特定波形还允许根据从发送和接收信号在三角波的上升和下降部分引起的差动频率偏移对计算的多普勒频率估计移动的障碍物的速度，所以采用这种特定波形通常要比其他线性调制方案(例如锯齿)更优选。

图2b示出了在图1的系统的各个点处观察到的脉冲信号。可以看出开关TRS的操作确保反射的信号仅在预定时隙ΔT_R期间被耦合到雷达接收机，该预定时隙ΔT_R在用于从发射机发送信号的时隙ΔT_T的外部。这种选通策略最小化了源自天线耦合的强信号，所述强信号可能导致在接收机中产生不期望的效应，例如接收机放大器和/或模数转换器ADC的饱和。

应该在预期的距离范围上保持差拍频率和目标距离之间的关系。这要求发送信号具有较高的频率扫描线性度，这对雷达发射机中的压控振荡器VCO强加了严格的要求。

已经以各种方式来处理与雷达中频率扫描的线性化相关的问题。已经提出了几种改善方法，所述方法或者通过改善雷达发射机的操作来获得较高的频率扫描线性度，或者最小化由于这种非线性导致的效应。

在美国专利4,539,565中提供了可能的解决方案的例子。在图3中示出了该所提出的方法的硬件实现，其目的在于补偿发射机中引起的频率扫描的非线性。将这样的数据应用于线性化器，该数据表示经历了由于在发送信号中的频率扫描中出现非线性所导致的相位旋转的接收信号。在该线性化器中，数据采样在时间上被偏移，以与线性扫描应出现的数据采样重合。另选的是，数据信号可以与其频率考虑了发送信号中的非线性的时间相关纠正信号(time-dependent correction signal)进行混合，来获得频率被归一化了的差拍信号。该经归一化了的差拍信号被应用于处理器以建立它的频谱并将该频谱划分成多个频率盒(frequency bin)，以使得落入所述盒中的信号指示到被测距障碍物的对应距离。该提出的方法可以获得0.1-0.5％的线性控制。对于包括用于中长范围的避免碰撞的FMICW雷达在内的大多数应用来说，这是足够的了，在所述大多数应用中，仅需要在比频率扫描的持续时间T_SW短很多的时间间隔上维持线性。

在FMICW雷达中，从单个频率扫描持续时间T_SW期间所观察的接收到的脉冲串估计信号的包络，并由此估计信号的频率F_D。为了使这种估计准确，需要保证在不短于持续时间T_SW的时间间隔内观察接收到的信号。然而，因为对于比特定临界值短的距离来说，差拍信号的周期T_D＝1/F_D随测量的距离D减小，所以不能满足该条件。在图2c中呈现了该具体情况。

上面描述的由开关TRS执行的选通策略导致了FMICW雷达的短距离性能的另一限制。如图2b中所示，对于比发送脉冲的持续时间ΔT_T短的延时τ，递送到下变频器DR的脉冲的持续时间ΔT_DR减少(并由此减少了递送到下变频器DR的脉冲的能量)。由于例如放大器LNA和下变频器DR中的噪音和带宽限制，导致这种被缩短的脉冲的形状更可能失真。结果，转换器ADC中以由时钟CLK管理的速率执行的采样处理可能未正确地确定脉冲的幅度。这可能引起在根据数字处理器DP中执行的计算进行差拍频率估计时产生误差，并由此引起关于障碍物距离的错误指示。

从上面可以看出，采用所描述的信号处理策略的FMICW雷达系统在短距离方面存在性能损失。因此特别是在用于避免碰撞或/和警告系统的应用中，期望开发新的信号处理方法和装置，来以比现有技术所提供的更有效的方式改善FMICW雷达尤其在短距离方面的性能。

发明内容

在所附权利要求中阐述了本发明的各方面。

根据本发明的进一步的独立方面，在通过以下步骤操作的目标测距系统中：发送从频率扫描信号导出的脉冲并确定所述频率扫描信号和该频率扫描信号从目标的反射的组合的差拍频率，从所述组合信号中导出二阶(或更高阶)谐波。因此，显著地增强所述差拍频率的确定，并由此增强了目标距离的确定。

根据本发明的另一独立方面，所述方面可以与前一段中描述的方面一起使用或分开使用，在通过以下步骤操作的目标测距系统中：发送从频率扫描信号导出的脉冲并确定该频率扫描信号和该频率扫描信号的从目标的反射的组合的差拍频率，以这样的方式进行该频率扫描，即，频率在各脉冲重复间隔的开始处的改变速率比结束处改变速率高很多。在现有技术系统中，因为差拍频率与目标距离成比例，所以在计算该差拍频率时的任何误差在较近范围处都具有成比例的大的影响。因此，因为对于目标距离而言，目标越近，差拍频率的变化越大，所以本发明的本方面至少部分补偿了这种影响。

非线性频率扫描例如可以包括在所有各脉冲重复间隔中的对数变化，或者在各脉冲重复间隔内以不同速率进行的多个线性变化。

附图说明

现在将参照附图借助实施例来描述实施本发明的构造。

图1是用于汽车避免碰撞的常规FMICW雷达系统的框图。

图2a示出了用于FMICW雷达系统的线性调制图形。

图2b例示了在FMICW雷达系统的各个点处观察到的脉冲信号。

图2c例示了重建差拍信号的包络以估计它的频率的处理。

图3是用于补偿根据现有技术构建的频率扫描中的非线性的网络的硬件实现的框图。

图4例示了频率和距离确定中的有限观察时间的效应。

图5a示出了在根据本发明的雷达系统中使用的波形的一部分的频率/时间特性段的实施例。

图5b示出了所述波形的另一部分的频率/时间特性段的实施例。

图5c示出了波形的形成周期性“波状”三角图案的频率上扫描和下扫描的交替周期。

图6是用于生成图5a到图5c的波形的非线性频率扫描生成器的简化的功能框图。

图7a和图7b例示了在根据本发明的另一系统中使用的波形的分段线性频率/时间特性的实施例。

图8是用于生成图7a和图7b的波形的分段线性频率扫描生成器的简化的功能框图。

图9示意性示出了在本发明的系统中获取采样和生成值的时间图。

图10示意性示出了具有正弦包络的主脉冲序列和通过在本发明的实施方式中使用的方波整形操作获得的所得脉冲序列。

图11是根据本发明的FMICW雷达系统的框图。

具体实施方式

为了完全领会本发明提供的益处和优点，将在实施例1中考虑具有理论参数的汽车FMICW雷达的基本性能。

实施例1

假设在微波范围内操作的汽车FMICW雷达具有以下参数：

线性频率扫描的持续时间T_SW，T_SW＝4ms；

扫描期间的频移(excursion)ΔF，ΔF＝80MHz；

脉冲重复间隔T_PRI＝2μs。

图2a针对所分析的理论汽车雷达示意性示出了时间和频率之间的关系(频率/时间特性)。

在这种情况中，因为脉冲重复间隔T_PRI等于2μs，所以距离测量的明确范围将延伸至300m。在采用线性频率扫描的雷达中，根据两个频率之间的差F_D来确定到障碍物的距离D，所述两个频率为发送的波形的频率和障碍物反射的波形的频率，其中

F_{D} = \frac{2 D}{c} S_{FT}

其中c是光速；S_FT是频率/时间特性的斜率，该斜率由下式给出：

S_{FT} = \frac{ΔF}{T_{SW}} = 20 [\frac{Hz}{ns}]

因此，在考虑的情况中，在距离D＝3m处的障碍物将引起400Hz的频率差(差拍)F_D。

如果差拍频率F_D的测量(由此，距离确定)在等于频率扫描的持续时间T_SW的时间间隔内完成，则频谱分析的频率台阶(“盒”)的宽度等于1/T_SW＝250Hz。3-dB带宽和主波瓣的基分别等于0.9/T_SW和2/T_SW。

如本领域技术人员所熟知的，当持续时间T_SW的适当形状的观察窗口被应用于接收到的信号以抑制不期望的频率的侧瓣时，该3-dB带宽将增加。例如，对于汉明窗，主瓣的3-dB带宽将等于1.3/T_SW。

图4例示了频率和距离确定处理中有限观察时间的效应。如所看到的，由于频率分析的恒定带宽，使得距离测量中的相对误差在较短距离处增加，引起显著的性能降低。

在本发明的实施例中，与理论的现有系统的线性扫描相比较，FMICW雷达采用的频率扫描被设计为获得基本单调但非线性的频率扫描，它具有以下特性：

1.整体频移ΔF保持不变，或者甚至可以被减小；

2.各脉冲重复间隔T_PRI内的(部分)频移保持不变，或者甚至可以被减小；

3.频率扫描的持续时间T_SW保持不变；

4.相邻脉冲重复间隔中的频率/时间特性是被适当地彼此偏移了的副本；

5.在各脉冲重复间隔T_PRI内，频率/时间特性是时间的单调函数，对于越小的时间值，斜率越陡峭。

优选的是，在各脉冲重复间隔T_PRI内，频率/时间特性的形状将遵从对数“软限幅器(soft limiter)”的形状，在对应于感兴趣的最大距离的偏置(offset)时间值处达到它的稳定水平(plateau level)。一般来说，因为此距离将始终比系统的明确范围小，所以将在比脉冲重复间隔T_PRI的持续时间短的偏置时间处达到稳定水平。频率/时间特性的对数形状将趋向于减轻雷达性能在较短距离处的降低。

图5a示出了频率/时间特性段的实施例，所述特性表示根据本发明构建的非线性频率上扫描(up-sweep)。完整的上扫描包括多个相同的非下降扫描段，各段的起点与各自发送的雷达脉冲的触发时间重合。以下，对应于此触发时间的频率将被称为触发频率。因此，非线性频率扫描将保持基本线性扫描(underlying linear sweep)中发生的所有触发时间和触发频率的值具有相同扫描持续时间T_SW、相同的整体频移ΔF以及相同的脉冲重复间隔T_PRI。

类似地，完整的下扫描将包括多个非上升扫描段；在图5b中示出了适当的扫描段的实施例。

在实际应用中，汽车FMICW雷达将重复并交替地产生频率上扫描和频率下扫描，形成图5c中示出的周期“波状”三角图案。

图11例示了根据本发明的汽车障碍物检测系统。该系统除下面所描述的内容外，类似于图1的系统，并且相同的标号表示相同的整件。

图11的实施例具有非线性频率扫描生成器NFSG，而不是图1中所示的汽车FMICW雷达的框CM、LWG以及VCO。图6是非线性频率扫描生成器NFSG的简化的功能框图。非线性频率扫描生成器NFSG包括耦合器CPL、频率电压转换器FVC、差分放大器DIF、环路滤波器LPF、压控振荡器VCO以及非线性波形生成器NWG。

非线性波形生成器NWG包括定时/控制单元TCU、数字阶梯波生成器STR、数字扫描段生成器SWT、数字加法器ADD以及数模转换器DAC。

非线性波形生成器NWG的功能和操作可以概述如下：

1.响应于定时/控制单元TCU提供的触发脉冲TR的时间序列，可以是“升序/降序”(可反向)计数器的数字阶梯波生成器STR以交替的方式按升序或降序产生连续二进制数ST。阶梯波形的各“台阶”的持续时间等于脉冲重复间隔T_PRI。

2.在各脉冲重复间隔T_PRI期间，数字扫描段生成器SWT从定时/控制单元TCU接收M个脉冲的序列MT，以产生对对数扫描段的数字近似SW；产生的扫描段的类型(“升序”或“降序”)直接对应于该数字阶梯波生成器STR提供的上升或下降数字阶梯图案。

3.在数字加法器ADD中将各扫描段SW适当地重叠到阶梯图案的各个台阶ST上，以产生图5b的“波状”三角图案的数字表示的要素CS；接着，在数模转换器DAC中将各数字表示CS转换成各电压值AS。

例如，数字扫描段生成器SWT可以被实现为使用合适的计数器，所述计数器的输出被用作充当“查找”表的只读存储器的地址。该存储器存储对对数函数的数字近似；如本领域技术人员已知的，例如被称为“美国mu-law”和“欧洲A-law”的两种合适的近似被广泛用于数字语音压缩中。

配置为“闭环”控制系统的非线性频率扫描生成器NFSG的功能和操作可以概述如下：

1.输出频率扫描FS的电压的一部分被耦合器CPL转向馈送到频率电压转换器FVC，以产生与信号FS的瞬时频率成比例的电压信号FV。

2.在差分放大器DIF中将两个信号相减以产生表示实际产生的频率图案和所要求的频率图案这两个频率图案之间的差异的时变误差电压ER，所述两个信号为：表示压控振荡器VCO的瞬时频率的轨迹的FV，和表示要求的“波状”阶梯频率图案的AS。

3.在低通“环路”滤波器LPF中处理时变误差电压ER以产生控制电压CV，所述控制电压CV以这样的方式修改压控振荡器VCO的频率，即，使该压控振荡器VCO的频率遵从要求的“波状”阶梯频率图案。

在实际硬件实现中，非线性频率扫描生成器NFSG采用的压控振荡器VCO例如可以在2-GHz频带中进行操作，这是因为可便宜地购得商用现货RF设备。随后，如从现有技术已知的，可以通过后随合适的带通滤波器的RF混合器的常规组合来将VCO信号“上变频”到期望的操作频率(例如，77GHz或95GHz)。

图7a示出了本发明的修改实施方式中使用的不同的非线性频率扫描的频率/时间特性的实施例。在这种情况中，完整的上扫描包括多个相同的斜坡扫描段。因为各扫描段在触发时间和到达下一触发频率的结束时间TR之间具有恒定的斜率，所以最大雷达范围将对应于所述结束时间的值确定的范围。这种构造使得在较短距离处有增强的性能，并因此在诸如巡航控制和“走走停停”行进的汽车雷达的短距离应用中具有特别的重要性。

图7b示出了用于构建频率下扫描的扫描段的实施例。

下面的实施例2分析了当用本发明的本实施方式的分段线性频率扫描替换常规线性频率扫描时，在汽车FMICW雷达的短距离性能方面的潜在改善。

实施例2

再次考虑实施例1的理论汽车FMICW雷达，并假设线性扫描段的持续时间从2μs减小到400ns。在这种情况中，最大操作距离降低到60m，但是频率/时间特性的局部斜率从理论值20Hz/ns增加到100Hz/ns。结果，对于在3m距离处的障碍物，差拍频率FD将从400Hz增加到2000Hz。因此，在时间间隔T_SW＝4ms和频率分辨率1.3/T_SW＝325Hz(当使用汉明窗时)内通过频谱分析确定距离的任务现在将简单得多。

图8是在图11的构造中使用以生成图7a和图7b的波形的非线性(但是是分段线性的)频率扫描生成器NFSG的简化功能框图。

非线性频率扫描生成器NFSG包括压控振荡器VCO、频率扫描线性化器FSL、模数转换器ADC、数模转换器DAC、合适的存储器MEM、开关SWC以及定时/控制单元TCU。

频率扫描线性化器FSL可以是用于常规FMCW和FMICW雷达的一种已知系统。线性化器FSL产生扫描电压SV，该扫描电压SV被成形为用以获得压控振荡器VCO的频率的线性改变。

图8中示出的系统的功能和操作可以概述如下：

1.系统以两种模式操作：

标准(全范围)模式，其中压控振荡器VCO通过开关SWC从线性化器FSL接收控制电压SV；

小范围(缩放)模式，其中压控振荡器VCO通过开关SWC从数模转换器DAC接收控制电压CV。

2.当系统以标准模式操作时，模数转换器ADC以定时/控制单元TCU确定的采样时间SA对控制电压SV采样。将电压SV的采样的二进制值储存在存储器MEM中、定时/控制单元TCU提供的位置AD处。在经过扫描间隔T_SW后，该存储器MEM将包含引起压控振荡器VCO线性频率改变的扫描电压波形SV的离散时间二进制表示。

3.当系统以小范围(缩放)模式操作时，数模转换器DAC在定时/控制单元TCU确定的时刻SD处从该存储器MEM接收控制电压SV的储存采样的二进制值BC。然而，在脉冲重复间隔T_PRI期间，以这样的方式加速“重放”处理，即，在比脉冲重复间隔T_PRI短的时间间隔T_R内到达下一触发频率。结果，频率/时间特性的局部斜率S_FT将增加因子T_PRI/T_R，引起频率的显著改善，由此引起距离确定的显著改善。

图9示意性示出了以下两种处理的时间图：

获得样本SV；

生成值CV。

在汽车FMICW雷达中，操作的两种模式可以交替。例如，为了探测目的而扫描整个范围并记录潜在障碍物可以采用标准模式，而小范围(缩放)模式可以被用来检查更靠近雷达的障碍物。

图11的实施方式还包括当仅存在一个障碍物时尤其是在非常短距离处可以改善汽车FMICW雷达的性能的进一步特征。信号处理器模块SPM加入频率加倍电路FD，来在进行频谱分析之前对处理的信号的频率加倍。结果，差拍频率的值将被加倍，引起频率的显著改善，由此引起距离确定的显著改善。

频率加倍电路FD可以被安排为执行信号方波整形操作。图10示意性示出了具有表示差拍频率F_D的正弦包络的主脉冲序列，和在方波整形电路的输出处观察到的由此产生的脉冲序列。该产生的脉冲序列的包络也是正弦的，但是它以频率2F_D变化。

汽车FMICW雷达中的非线性频率扫描和/或频率加倍(通过方波整形)的应用将导致测量的差拍频率和被确定的距离之间的非线性关系。结果，合适的频率/范围变换将必须被包括在信号处理算法中。

方波整形电路可以具有各种替代物。例如，电路FD可以被设置为导出递送给该电路的信号的绝对值。可以使用导出高阶谐波的电路来代替使用设置为产生信号的二次谐波的频率加倍电路。

出于示例和描述的目的，已经呈现了对本发明的优选实施方式的前面的描述。这些描述并非穷尽性的并且不希望其将本发明限制在公开的精确形式。根据前面的描述，很明显，许多修改、变型以及变化将使本领域技术人员能够在适合于能想到的具体使用的各种实施例中利用本发明。

Claims

1.一种确定到目标的距离的方法，该方法包括：

生成主调频信号；

从该主信号中导出基准信号和询问信号，该询问信号包括不同频率的离散脉冲；

发送所述询问信号；

获得接收信号，该接收信号包括该询问信号从目标的反射；以及

将该基准信号与该接收信号进行组合，以导出指示到该目标的距离的差拍频率；

其特征在于，

导出该差拍频率的谐波的步骤，所述谐波至少为二次谐波，并根据所述谐波确定到该目标的距离。

2.如权利要求1所述的方法，其中通过获得将该基准信号和该接收信号进行组合所得的信号的绝对值来导出所述谐波。

3.如权利要求1所述的方法，其中通过对将该基准信号和该接收信号进行组合所得的信号进行方波整形来导出所述谐波。

4.如前述的权利要求中的任意一个所述的方法，其中各脉冲在脉冲重复间隔开始处被发送，并且所述主信号的频率在各脉冲重复间隔的较早部分期间的速率改变比在较晚部分期间的速率改变更大。

5.一种确定到目标的距离的方法，该方法包括：

生成主调频信号；

从该主信号导出基准信号和询问信号，该询问信号包括不同频率的连续脉冲，在各个脉冲重复间隔的开始处发送各脉冲；

发送所述询问信号；

获得接收信号，所述接收信号包括该询问信号从目标的反射；以及

将该基准信号与该接收信号进行组合，以导出指示到所述目标的距离的差拍频率；

其特性在于，所述主信号的频率在各脉冲重复间隔的较早部分期间的改变速率比较晚部分期间的改变速率更大。

6.如权利要求4或权利要求5所述的方法，其中在各脉冲重复间隔内，所述主信号的频率以连续的非线性方式改变，该频率以非连续的方式在该脉冲重复间隔的边界处改变。

7.如权利要求6所述的方法，其中，在各脉冲重复间隔内，该主信号的频率以对数方式改变。

8.如权利要求4或权利要求5所述的方法，其中，在各脉冲重复间隔内，该主信号的频率以非连续的线性方式改变。

9.如权利要求4到8中的任一个所述的方法，其中各脉冲重复间隔内的所述主信号的频率/时间特性是其他脉冲重复间隔内的特性的偏移版本。

10.如权利要求4到9中的任一个所述的方法，该方法包括在第一模式和第二模式之间切换的步骤，在该第一模式中该主信号的频率在各脉冲重复间隔的较早部分期间的改变速率比较晚部分期间的改变速率更大，在所述第二模式中所述主信号的频率在多个脉冲重复间隔中线性改变。

11.被构造为根据如前面的权利要求中的任意一个所述的方法进行操作的装置。