CN101369851B - 相干光接收系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了相干光接收系统。为了减小相干光接收机的尺寸并简化其结构，相干光接收机包括：光混合器，用于耦合本地振荡器光和接收信号光；光电转换器，用于对该光混合器中耦合的光进行光电转换；接收数据处理单元，用于通过基于第一时钟的数字信号处理来提取该接收信号光中包括的接收数据，该数字信号处理用于处理被该光电转换器转换为电信号的耦合信号；以及调制器，用于利用与在该接收数据处理单元中进行数字信号处理所用的第一时钟相位同步的时钟，来分别调制输入到该光混合器的该本地振荡器光或该接收信号光。

Description

相干光接收系统

技术领域

本发明涉及用于光传输系统的光接收机，具体涉及一种与信号光的偏振状态无关的相干光接收系统的光接收机和一种光通信系统。

背景技术

为了实现40Gbps或更大的超快速光传输系统，人们开发了诸如RZ-DQPSK(归零差分正交相移键控)的基于多值相位调制的光接收机-发射机。需要进一步改进基于多值相位调制的光接收机-发射机的光噪容限，并在今后通过用强大的电信号处理代替大规模光可变色散补偿器，来减小光接收机-发射机的大小。作为实现它的手段，相干光接收系统优选地包括例如零差(homodyne)系统、内差(intradyne)系统和外差(heterodyne)系统，并且对它们的应用进行了研究(例如，参见文献：F.Derr，“Coherentoptical QPSK intradyne system：Concept and digital receiver realization”，Journal of Lightwave Technology，Vol.10，No.9，pp.1290～1296，September，1992)。对于相干光接收系统，光噪容限被提高了3dB，并且与延迟检测相比，被认为极大增加了对于光电转换后的电信号处理所造成的波长色散失真的补偿能力。

然而，相干光接收系统存在这样的根本性问题：当从为光接收机设置的本地振荡器光源输出的本地振荡器光的偏振状态与所接收的信号光的偏振状态正交时，无法进行接收。因为经由光路线(optical line)传播和接收的信号光的偏振状态总是依赖于光路线的状态而变，所以解决这个问题的系统是非常重要的。

作为用于消除相干光接收机的偏振依赖性的常规技术，下面的系统是公知的(例如参见文献：L.G.Kazovsky，“Phase-and polarization-diversitycoherent optical techniques”，Journal of Lightwave Technology，Vol.7，No.2，pp.279～292，February，1989；以及文献：A.D.Kersey et al.，“Newpolarization-insensitive detection technique for coherent optical fiberheterodyne communications”，Electronics Letters，Vol.23，pp.924～926，Aug.27，1987)。

(I)具有无限跟随自动偏振控制器的系统，利用该控制器，接收信号光的偏振状态总是与本地振荡器光的偏振状态相匹配。

(II)使用通过将相位混合电路和光电转换部分双工(duplex)而获得的偏振分集光接收前端的系统。

(III)具有偏振复用本地振荡器光的系统，其中偏振复用本地振荡器光的正交偏振分量的光频率彼此偏移了一频率差，该频率差大约等于或大于接收信号的电信号带宽的两倍，这使得能够通过光电转换后频率解复用来实现信号的每个偏振分量的相干接收。

通过将相位分集系统与数字信号处理进行组合而获得的相干光接收机不需要零差系统中所需要的光学锁相环。例如，美国专利No.7110677的说明书公开了一种通过组合相位分集系统和数字信号处理而获得的相干光接收机的结构的示例。

图15示出了美国专利No.7110677的说明书中公开的相干光接收机的结构。参照图15，相干光接收机200包括：本地振荡器(LO)201；2×4相位混合电路202；差分光电探测器(D-PD)203-1和203-2；模数转换器(ADC)204-1和204-2；数字信号处理器(DSP)205；识别电路(decision)206；充当时钟源的压控振荡器(VCO)207；以及分频器(divider)208。

两输入四输出的90度相位混合电路202在一个输入端子处接收来自LO 201的本地振荡器光，还利用消除偏振依赖性的手段在另一个输入端子处接收其偏振状态与来自LO 201的本地振荡器光的偏振状态校准的接收信号光，并且输出一对相位差为90度的耦合光输出。这里，每个耦合的光输出都有两个差分输出端口，因此总共有四个输出端子。然而，没有差分输出的结构也是公知的，并且在此情况下输出端子的数量可以是两个。

两个差分光电探测器203-1和203-2中的每一个分别对来自2×4相位混合电路202的相应端子的耦合光输出进行差分接收，它们将光转换成电信号，并将转换后的信号输出到ADC 204-1和204-2。ADC 204-1和204-2在由来自VCO 207的时钟频率所定义的采样定时，将来自差分光电探测器203-1和203-2的电信号转换为数字信号，并将转换后的数字信号发送到数字信号处理器205。

数字信号处理器205对从ADC 204-1和204-2输入的数字信号进行数字信号处理，以获得包括实数部分和虚数部分的信息，从而估计与原始接收信号光的电场的幅度和相位有关的信息。然后，识别电路206利用作为数字信号处理205估计与幅度和相位有关的信息的结果而获得的数字信号，根据发送侧采用的光调制格式来进行识别处理，从而再现接收数据。

顺带提及，数字信号处理器205通常运行在比接收信号光中所包括的接收数据的比特率低的运行时钟频率下。分频器208生成从VCO 207提供的时钟信号的次谐波(subharmonic)时钟，并将次谐波时钟作为运行时钟输出到数字信号处理器205。结果，数字信号处理器205利用与次谐波阶数相对应的并行处理，对来自ADC 204-1和204-2的数字信号进行数字信号处理。

然而，用来消除偏振依赖性的常规技术在以高比特率处理信号光的灵活性方面或者在实现与偏振无关的小型相干光接收机方面存在问题。即，(I)中的系统需要无限跟随自动偏振控制器并且尺寸不能减小。此外，当传输线路的偏振模式色散和非线性光学效应使信号光的偏振程度劣化时，信号光的偏振状态不能完全与本地振荡器光的偏振状态校准。因此，接收性能可能劣化。此外，(II)中的系统需要两倍或更多倍的大规模的光接收前端电路，因此其尺寸无法减小。此外，(III)中的系统需要具有信号带宽三倍或更多倍的宽频带的电路和光电转换元件，并且不能使用高比特率的信号光。

这里，将对(III)中的系统的问题进行描述。

图16示出了使用(III)中的系统的相干光接收机的结构。在常规相干光接收机100中，本地光(local light)生成器101经由光隔离器(ISO)112将从光源(LS)111输出的光角频率为ω_L的光传输到偏振分束器(PBS)113，将光分为正交的偏振分量。而且，一个偏振分量被输入到声光调制器(AOM)14，并且光角频率被偏移了ω₀。光角频率ω_L+ω₀的偏振分量和由PBS 113分出的另一偏振分量通过偏振合束器(PBC)115组合，从而生成通过将光角频率ω_L的偏振分量(图17中的Ex(t)分量)和与光角频率ω_L的偏振分量正交的光角频率ω_L+ω₀的偏振分量(图17中的Ey(t)分量)进行偏振复用而获得的本地振荡器光E_LO，如图17中所示的概念图所示。

光耦合器102将从本地光生成器101输出的本地振荡器光E_LO与光角频率为ω_s的接收信号光E_s进行耦合。此后，光探测器103接收复用光，并将接收光转换为电信号。该电信号包括由于本地振荡器光E_LO中包括的光角频率为ω_L的偏振分量与接收信号光E_s之间的差拍(beat)造成的中频ω_i的信号分量A₁，以及由于本地振荡器光E_LO中包括的光角频率为ω_L+ω₀的偏振分量与接收信号光E_s之间的差拍造成的中频ω_i+ω₀的信号分量A₂。因此，来自光探测器103的输出被传输到带通滤波器(BPF)104和105，从而分离出依赖于频率的中频信号A₁和A₂。此外，中频信号A₁和A₂被输入到信号处理电路106并进行预定信号处理，从而再现接收数据DATA。

在此情况下，输入到信号处理电路106的中频信号A₁和A₂具有如图18的示意图所示的电频谱。具体来讲，中频信号A₁具有与以频率ω_i为中心周围的信号带宽的两倍相对应的谱宽，中频信号A₂具有与频率ω_i+ω₀周围的信号带宽的两倍相对应的谱宽。而且，中频信号A₁和A₂之间的功率差ΔP随接收信号光的偏振状态而变。因此，需要将信号处理电路106的带宽设置为图18中所示的示例的信号带宽的四倍或更多。顺带提及，在设置本地振荡器光的光角频率ω_L使得中频ω_i接近于0Hz时，信号处理电路106的带宽接近于信号带宽的三倍。

因此，系统(III)中的常规相干光接收机需要带宽为40Gbps的信号光的信号带宽的三倍或更多(即，120Gbps或更多)的电路，无法实现40Gbps或更大的快速信号光。

发明内容

本发明的一个方面提供了一种相干光接收机，该相干光接收机包括：光混合器，用于耦合本地振荡器光和接收信号光；光电转换器，用于对光混合器中耦合的光进行光电转换；接收数据处理单元，用于通过基于第一时钟的数字信号处理来提取该接收信号光中包括的接收数据，该数字信号处理用于处理被光电转换器转换为电信号的耦合信号；以及调制器，用于利用与在接收数据处理单元中用于数字信号处理的第一时钟相位同步的时钟，来分别调制输入到光混合器的本地振荡器光或接收信号光。

如上所述，所接收的多值信号光可转换为具有一组简单光分量的电信号，从而实现与高速率相对应的尺寸减小和结构简化。

附图说明

图1示出了根据第一实施方式的相干光接收机；

图2是根据第一实施方式的输入到光耦合器的本地振荡器调制光和接收信号光的示意图；

图3示出了根据第一实施方式应用了相干光接收机的光通信系统；

图4示出了根据本发明第一实施方式的变型例；

图5是第一实施方式的变型例的说明图；

图6示出了根据本发明第二实施方式的相干光接收机；

图7示出了根据第二实施方式的相干光接收机的主要结构；

图8是根据第二实施方式的相干光接收机的操作和优点的说明图；

图9是根据第二实施方式的相干光接收机的操作和优点的说明图；

图10示出了本发明第二实施方式的一个变型例；

图11示出了第二实施方式的另一个变型例；

图12示出了根据本发明第三实施方式的相干光接收机；

图13示出了根据第三实施方式的一个变型例；

图14示出了根据本发明第三实施方式的另一个变型例；

图15示出了常规相干光接收机的示意性结构；

图16示出了常规相干光接收机的结构的示例；

图17是示出常规相干光接收机中的本地振荡器光的正交偏振分量的概念图；

图18示意性示出了常规相干光接收机中的中频信号的电频谱；

图19是示出根据本发明第四实施方式的相干光接收机的框图；而

图20是示出根据本发明第五实施方式的相干光接收机的框图。

具体实施方式

以下将参照附图描述本发明的实施方式。在附图中相同的标号表示相同的部件。

顺带提及，本发明并不限于下面的实施方式。而且，在下面的实施方式中的公开内容中，不仅目的，而且其他技术问题、用于解决问题的手段以及其操作和优点将显而易见。

[A]第一实施方式

图1示出了根据第一实施方式的相干光接收机10。图1中示出的相干光接收机10可以被应用为图3中示出的光通信系统300中的光接收机306。这里，在图3所示的光通信系统300中，波分复用发射装置301经由光网络310连接到波分解复用接收装置302。

波分复用发射装置301包括：输出具有不同波长的光信号的多个光发射机(T)303；以及波长复用器304。光发射机303利用诸如DQPSK、QPSK和QAM(正交幅度调制)的多值相位调制来调制光，并将调制后的光作为光信号输出。波长复用器304在波长域对来自光发射机303的光信号进行复用，并将复用后的光发射到光网络310。

此外，波长解复用接收装置302包括：波长解复用器305，用于针对每个波长来分离通过光网络310传播的波长复用光信号；以及具有如相干光接收机10的结构的多个接收机(R)306。即，接收机306将波长解复用器305分离出的以波长为单位的光信号相干地接收为光，并进行与发射侧的光调制相对应的接收数据识别处理。

此外，光网络310包括光传输线路311和光插/分复用器(OADM)312，以及光线路311上的诸如波长交叉连接(WXC)和光子交叉连接(PXC)的交叉连接设备(XC)313和光放大中继器314。OADM 312和交叉连接设备313可适应与为波分复用发射装置301和波分解复用接收装置302提供的相类似的发射机303和接收机306。

顺带提及，光网络310上的终端站301和302以及设备312到314可包括波长色散补偿器(未示出)。

顺带提及，图3中示出的光通信系统300是应用了根据第一实施方式的相干光接收机10的光通信系统的示例，并且可包括没有终端站的另一结构(如光环或光网)、没有图3中示出的OADM 312或交叉连接设备313的点对点结构、没有WXC的线性OADM或OADM环的结构，或没有光放大中继器314的结构的光通信系统。

这里，图1中示出的相干光接收机10不使用图15中示出的相位分集结构，并且通过与相位分集基本相同的信号处理来执行数据的提取处理(解调)。即，与图15中示出的相位分集结构不同，不需要90度相位混合电路(图15中的标号202)，并且差分光电探测器4和ADC 5位于一个系统上。因此，解决了上述图15中的问题。因此，相干光接收机10包括：本地振荡器(LO)1；相位调制器2；两输入两输出的光耦合器3；差分光电探测器(D-PD)4；ADC 5；数字信号处理器(DSP)6；识别电路7；压控振荡器(VCO)8a；重复模式生成器8b；相移调节器8c；以及分频器9。

LO 1生成充当本地振荡器光的连续光以接收相干光，并且光频率被设置为类似于接收信号光(然而，取决于数字信号处理器6的设计，可允许七分之一或更小的符号速率误差)。此外，相位调制器2经由重复模式生成器8b和相移调节器8c接收从VCO 8a生成的时钟信号得到的时钟信号，下面将对其进行描述。基于该时钟信号，相位调制器2以基本上90度的相位摆动对来自LO 1的光的光相位进行调制。

即，从相位调制器2输出的光具有如图2所示的恒定光强(c)。然而，如图2所示，光相位(d)与来自VCO 8a的时钟信号同步地在“0”和“π/2”之间交替重复。而且，从相位调制器2输出的光被输出到光耦合器3，使之与接收信号光耦合，作为相位调制的本地振荡器光(本地振荡器调制光，参见图1和图2中的B)。

如图2中的光强(a)和光相位(b)所示，在接收到经过RZ-DQPSK调制的光信号作为接收信号光时，交替重复的相位状态能够以与接收信号光的符号频率的四倍相对应的频率且与符号速率同步地进行切换。具体来讲，来自相位调制器2的本地振荡器调制光对于1符号速率以相位状态“0”和“π/2”进行切换。具体来讲，在输出具有与来自LO 1的本地振荡器光的相位分量相同的相位分量的光的定时，相位状态为“0”，而在输出具有与来自LO 1的本地振荡器光的相位正交的相位的光的定时，相位状态为“π/2”。

两输入两输出的(2×2)光耦合器3是对图1中的本地振荡器光和图2中要输入的接收信号光A进行耦合的光混合器。即，光耦合器3耦合来自相位调制器2的本地振荡器调制光和接收信号光，并将差分输出信号输出到差分光电探测器4。具体来讲，如图2中的光相位(b)所示，对于用于将具有对接收信号光进行调制的符号相位“π”的分量输入到光耦合器3的时段(参见时间t1到t4)，与处于后级的ADC 5中的采样时间t1到t4相对应地将具有调制相位“0”、“π/2”、“0”和“π/2”的本地振荡器调制光输入到光耦合器3。因此，光耦合器3将时间t1和t3处相位为“0”的接收信号光和本地振荡器光的耦合光，以及时间t2和t4处相位为“π/2”的接收信号光和本地振荡器光的耦合光，输出为差分输出信号。顺带提及，相位“0”可以是“0”+θ，而相位状态“π/2”可以是“π/2”+θ，其中θ是任意值。即，时间t1，t3，...，tn和时间t2，t4，...，tn+1之间的相对相位差可以是π/2。

差分光电探测器4是对耦合信号的光进行光电转换的光电转换器，该耦合光是通过利用作为光混合器的光耦合器3进行耦合而获得的。即，差分光电探测器4从光耦合器3接收耦合光的差分光，将接收到的光转换为模拟电信号，并将转换后的信号输出到ADC 5。

ADC 5是一种A/D转换器单元，其在与第一时钟同步的采样定时，将通过作为光电转换器的差分光电探测器4转换为电信号的耦合信号转换为数字信号。即，ADC 5在基于来自VCO 8a的时钟信号(第一时钟)的采样定时，将信号转换为数字信号，并将该数字信号输出到数字信号处理器6。

此时，规定ADC 5的采样定时的第一时钟和利用相位调制器2来调制相位的第二时钟是从VCO 8a得到的，并且可以在相位上彼此同步。即，在相位调制的切换定时，从相位调制器2以相位状态“0”相位调制了的本地振荡器调制光和接收信号光的耦合光得到的数字信号与从接收信号光和以相位状态“π/2”相位调制了的本地振荡器调制光的耦合光得到的数字信号同步，并且这两个数字信号都被输入到ADC 5。ADC 5一定可以在与来自VCO 8a的第一时钟同步的采样定时来采样数字信号。

顺带提及，从VCO 8a到ADC 5和相位调制器2的时钟信号线的布线长度被调节为与要输入到此的第一时钟和第二时钟的相位彼此匹配。而且，电路(未示出)可以进行仲裁以调节到ADC 5和相位调制器2的任何时钟信号的相位。

这里，在图15中所示的相干光接收机200中，光90度相位混合电路202设置具有接收信号光和本地振荡器光两种系统的耦合光，并且生成通过以与输入定时的相位正交的相位来耦合具有两种系统的耦合光中的任何一个(例如，本地振荡器光)而获得的光。此外，两个差分光电探测器203-1和203-2以及两个ADC 204-1和204-2被设置用于将从具有两个系统的耦合光得到的数字信号导向数字信号处理器205。

另一方面，在根据图1所示的第一实施方式的相干光接收机10中，来自相位调制器2的本地振荡器调制光以用于将相位状态设定为与之正交的相位摆动(phase swing)来交替切换。从光耦合器3作为差分输出的耦合光可以类似于通过将具有由光90度相位混合电路202(见图15)输出的两种系统的耦合光进行时分并且交替输出时分耦合光而获得的光。因此，可以设置一个差分光电探测器4和一个ADC 5来将从具有两种系统的耦合光得到的数字信号导引至数字信号处理器6(可以实现相位分集结构)。而且，具有基于时分的两种系统的相位状态的本地振荡器调制光可以耦合到接收信号光，而无需利用像90度相位混合电路202这样的特殊电路来生成具有彼此正交的相位的两种系统的光。因此，作为用于耦合的光器件，可以应用结构比90度相位混合电路的结构更简单的电路(这里为光耦合器)。

数字信号处理器6利用来自形成A/D转换单元的ADC 5的数字信号，来执行提取与包括在接收信号光中的接收数据有关的信息的运算处理。此时，数字信号处理器6可以捕获具有第一数据序列的数字信号(I)和具有第二数据序列的数字信号(Q)，第一数据序列是从接收信号光的每个符号的相位状态都为“0”的本地振荡器调制光和该接收信号光的耦合光得到的，而第二数据序列是从接收信号光的每个符号的相位状态都为“π/2”的本地振荡器调制光和该接收信号光的耦合光得到的。结果，数字信号处理器6可以获得包含实数部分和虚数部分的信息，其涉及运算处理后的接收信号光的光场的幅度信息和相位信息。

识别电路7基于来自数字信号处理器6的运算结果，对接收数据进行识别处理。即，识别电路7基于运算处理的结果(信号矢量：参见下面将描述的表达式(9))对接收数据进行识别处理，该运算处理用于根据接收信号光的发射侧装置的光调制系统，从数字信号处理器6提取与接收数据有关的信息，从而恢复出接收数据。这里，光调制系统可以包括例如BPSK(二进制相移键控)、诸如QPSK的M进制相移键控、诸如差分编码的M进制差分相移键控、M进制幅度和相移键控、M进制正交幅度调制和其光强波长的RZ脉冲。

而且，VCO 8a生成用于规定ADC 5的采样定时的第一时钟。然而，在数字信号处理器6中，VCO 8a生成的第一时钟基于提取该接收数据的操作结果的结果而得到最好地控制。

此外，相位调制器2基本上与ADC 5的采样同步地以相位状态“0”或“π/2”交替重复地对来自LO 1的光进行相位调制。因此，重复模式生成器8b生成通过将来自VCO 8a的第一时钟信号分频为两个信号而获得的时钟信号，并生成用于相位调制器2的相位调制的重复模式(第二时钟)。

此外，在基于数字信号处理器6的数字运算处理的结果的控制下，相移调节器8c利用相位调制器2的调制，对来自重复模式生成器8b的用于相位调制的第二时钟进行调节，使得来自LO 1的光的相位摆动更接近适当值(90度)。因此，重复模式生成器8b和相移调节器8c形成了调制时钟供应单元，它根据来自VCO 8a的第一时钟生成与第一时钟相位同步、频率为第一时钟的几分之一(这里为一半)的第二时钟，并将生成的第二时钟供应给相位调制器2。

此外，VCO 8a、重复模式生成器8b和相移调节器8c形成了时钟供应单元，它将(来自VCO 8a的)第一时钟供应给用于形成该接收数据处理单元的ADC 5，并且还向相位调制器2供应与第一时钟相位同步的时钟。

此外，分频器9对来自VCO 8a的时钟信号(第一时钟)进行分频，并将分频后的时钟信号作为运行时钟输出到数字信号处理器6。结果，数字信号处理器6以与分频数相对应的并行处理对来自ADC 5的数字信号进行数字运算处理。顺带提及，分频器9设置分频比，以将ADC 5的采样频率设置为至少是数字信号处理器6的运行时钟的两倍，从而数字信号处理器6能够基于具有来自第一数据序列和第二数据序列的每符号一对数据的数字信号为单位，来进行运算处理。

此外，分频器9的分频数是(2×N)，其中N是整数。于是，在将具有第一数据序列(I)的数字信号的操作和具有第二数据序列(Q)的数字信号的操作设置为一组时，数字信号处理器6以N路并行(parallel)来执行并行运算处理。

顺带提及，ADC 5和数字信号处理器6预先被一体地构成为单个模块。然后，因为在模块中预先设计了ADC 5和数字信号处理器6的连接布线，所以有利的是设备的尺寸减小，并且布线负载也减小了。因此，ADC 5和数字信号处理器6形成了接收数据处理单元，它基于由形成光电转换器的差分光电探测器4转换为电信号的耦合信号的第一时钟，执行经由数字信号处理(A/D转换处理和数字运算处理)提取包括在接收信号光中的接收数据的处理。

在图2中的光强(a)或(c)和光相位(b)或(d)的情况下，例如对于接收信号光的一个符号，本地振荡器调制光的相位状态分别以相位差“0”和“π/2”切换两次。至少接收数据可以通过相位状态的一次切换而再现。然而，在一个码元的时间内切换两次的本地振荡器调制光的使用还使得能够进行用于在后级使用数字信号处理器6来改进信号质量的处理，例如，利用信号处理进行色散补偿。

假设参数X表示信号光的传输比特率，参数m表示信号光的多值调制的信号状态数，[标号log₂m(比特/符号)表示每符号的信息量，在图2的光强(a)和光相位(b)的情况下m＝4]，参数k表示每符号具有第一系统(I)和第二系统(Q)的数字信号的获得次数[在图2的光相位(d)的情况下k＝2]，而参数N表示在数字信号处理器6中基于成对的第一数据序列和第二数据序列的数字信号的运算单元的并行扩展数。于是，VCO 8a生成触发频率为2kX/log₂m的第一时钟信号，并且ADC 5与第一时钟信号同步地采样信号。

此外，相位调制器2从重复模式生成器8b接收时钟频率(kX/log₂m)为第一时钟的几分之一或几倍(这里为一半)的第二时钟作为用于相位调制的时钟，并生成和输出具有两个相位状态、根据来自LO 1的光而获得的相位调制光，该相位调制光与第二时钟同步地交替切换。

因此，LO 1和相位调制器2形成了调制器，它使用与第一时钟相位同步的时钟，将要输入到作为光混合器的光耦合器3的本地振荡器光设置为调制光，该第一时钟用于在形成重复数据处理单元的ADC 5和数字信号处理器6中进行数字信号处理。此外，根据第一实施方式的LO 1和相位调制器2形成了调制本地光生成器，它生成基于与第一时钟相位同步的第二时钟而调制的本地振荡器调制光，并将生成的调制光输出到光耦合器3。

顺带提及，标号20表示偏振控制器(偏振控制单元)，并且偏振控制器(POL-CONT)20将要输入到光耦合器3的接收信号光的偏振状态(参见图1和图2中的接收信号光)与来自相位调制器2的本地振荡器调制光的偏振状态相匹配。偏振控制器20包括无限跟随自动偏振控制器。

在具有上述根据第一实施方式的结构的相干光接收机10中，相位调制器20将相位状态交替切换到“0”和“π/2”的本地振荡器调制光输出到光耦合器3。结果，光耦合器3输出具有用于相位分集的两种系统的时分耦合光，作为与接收信号光的耦合光。

此时，利用与用于在ADC 5中进行处理的第一时钟相位同步的第二时钟将要输入到光耦合器3的本地振荡器调制光设置为调制光。因此，ADC 5必定会对从具有用于相位分集的两种系统的耦合光得到的数字信号进行采样。数字信号处理器6执行用于提取该接收数据的处理。

如上所述，根据本发明的第一实施方式，作为调制器的LO 1和相位调制器2使得能够利用相位分集系统而不使用图15中所示的相位分集结构来进行相干光接收。因此，有利的是可以简化相干光接收机的结构。

顺带提及，根据第一实施方式，重复模式生成器8b将来自VCO 8a的第一时钟分频为两个信号部分，并且将分频后的信号设置为相位调制器2的第二时钟。然而，ADC 5可以构造为，在来自VCO 8a的第一时钟的上升沿和下降沿对信号进行采样，从而生成第二时钟而无需将在VCO 8a中生成的时钟信号分频为两个信号部分。因此，图1中所示的重复模式生成器8b可被省略。

[A1]第一实施方式的变型例

作为根据第一实施方式的调制本地光生成器的LO 1和相位调制器2是独立的部件。然而，根据本发明，LO 1和相位调制器2显然可以集成为一台设备。根据本发明，本地振荡器调制光可以通过调制频率来替代调制相位而生成，然后驱动LO 1的可以是本地振荡器调制光。

可以采用诸如DFB激光器和DBR激光器的半导体激光器作为LO 1。例如，通过调制半导体激光器的驱动电流来调制频率的技术在文献(Ishidat et al.，“Pure Frequency Modulation of a MultielectrodeDistributed-Bragg-Reflector(DBR)Laser Diode”，IEEE PhotonicsTechnology Letters，Vol.1，No.7，pp.156～158，July 1989)和文献(Goodbarand Schiess，“Characterization of the Modulation and Noise Properties of aThree-Electrode DFB Laser，”IEEE Photonics Technique Letters，Vol.4，No.5，pp.414～416，May 1992)中已被公开。

即，参照图4，来自重复模式生成器8b的时钟信号被设置为角频率为ω_m的正弦波。然后，幅度调节器8d调节正弦信号的幅度，并将频率偏移的最大量的幅度为πω_m/4的正弦信号(第二时钟)设置为LO 1’的驱动信号。因此，能够输出本地振荡器调制光，光耦合器3可以输出基本等于图1中的光的耦合光。

对于光角频率为ω_c的LO 1’，用幅度为A_m角频率为ω_m的正弦信号来调制频率。然后，从LO 1’输出的光的光场作为时间t的函数而变，如表达式(A)中所示。顺带提及，参数C表示光场的幅度，标号φ_c表示t＝0时的相位。

[表达式1]

y(t)＝Csin((ω_C+A_mω_mcos(ω_mt))t+φ_C)

＝Csin(ω_Ct+A_msin(ω_mt)+φ_C)...(A)

如图5中的光频率所示，从LO 1’输出的光与重复模式生成器8b生成光频率的第二时钟同步地偏离。如表达式(A)中所示，在用幅度为A_m角频率为ω_m的正弦信号来调制频率后，偏移量可类似于幅度为2A_m调制频率为ω_m的相位调制。此外，相位摆动的量2A_m基本上是π/2(2A_m＝π/2，A_mω_m＝πω_m/4)。然后，如图5中的光相位(b)所示，从LO 1’输出的光可以被设置为基本上等于图1中示出的相位调制器2的光的用于相位分集的本地振荡器调制光。

[B]第二实施方式

图6是示出根据本发明第二实施方式的相干光接收机10A的框图。图6中示出的相干光接收机10A可以被应用为图3中示出的接收机306，并且包括与图15中所示的相干光接收机(见标号200)不同的调制本地光生成器11。

参照图6，相干光接收机10A包括：识别电路7；VCO 8a；以及分频器9，它们与根据第一实施方式的那些部件基本相同。此外，相干光接收机10A还包括：调制本地光生成器(LL GEN)11；作为光混合器的2×4相位混合电路12；作为光电转换器的差分光电探测器(D-PD)13-1和13-2；ADC 14-1和14-2；数字信号处理器15；以及重复模式生成器8e。

调制本地光生成器11将用于相干光接收的本地振荡器光输出为具有两个不同的正交偏振分量的偏振调制光，这两个正交偏振分量的频率是来自VCO 8a的第一时钟的几分之一。具体来讲，调制本地光生成器11生成通过对光角频率为ω_L的偏振分量和与其正交的光角频率为ω_L+ω_O的偏振分量进行偏振复用而获得的本地振荡器光E_LO。偏振调制的本地振荡器光的使用使得接收信号光与本地振荡器光之间的偏振状态能够匹配，而无需在图1中所示的相干光接收机10中提供偏振控制器20。

用于提供本地振荡器光E_LO的正交偏振分量之间的光角频率差ω₀的频率信号是从重复模式生成器8e输入的，并且具有小于光接收机10A接收到的信号光E_s的带宽的两倍的带宽。此外，该频率信号大于在光发射机(未示出)(参见图3中的标号303)中用于生成信号光E_s的光源的谱宽(最大值一半处的全宽度)和用于生成本地振荡器光E_LO的光源的谱宽(最大值一半处的全宽度)的频率信号，并且与VCO 8a生成的ADC 14-1和14-2的时钟信号相位同步。

即，重复模式生成器8e是调制时钟供应单元，它根据来自VCO 8a的第一时钟来生成与第一时钟相位同步的频率ω₀为第一时钟的几分之一的时钟，并将生成的时钟输出到调制本地光生成器11。

图7是示出调制本地光生成器11的具体结构的框图。调制本地光生成器11包括：光源21；偏振分束器(PBS)22；移频器(FS)23；可变光衰减器(VOA)25；偏振合束器(PBC)26；分光器27；监视电路(MON)28；以及强度比控制器(CONT)29。

光源21生成光角频率为ω_L的恒定偏振状态的线偏振光。光源21的谱宽(最大值一半处的全宽度)例如是100kHz到10MHz。

PBS 22将来自光源21的输出光分离为彼此正交的两个偏振分量。顺带提及，当来自光源21的输出光为线偏振时，将该输出光输入到PBS22，会造成偏振方向PBS 22的光轴倾斜45度。此外，光隔离器(未示出)可布置在光源21和PBS 22之间。优选的是，利用诸如空间光学系统和保偏光纤来设置光源21和PBS 22之间的光连接，使得偏振恒定的状态保持恒定。顺带提及，可使用保偏型1×2分光器来替代PBS 22。

移频器23接收从PBS 22输出的偏振分量之一，并使来自PBS 22的输入光的光角频率偏移从重复模式生成器8e供应的频率信号的角频率ω₀。移频器23可以是通用FM调制器、声光调制器(AOM)、单边带(SSB)调制器等。

移频器23使频率偏移的频率ω₀(＝2πΔf)的示例可以如下给出。当接收信号光E_s是40Gbps的QPSK或DQPSK信号光时，信号带宽是大约20GHz。因此，在此情况下信号带宽可能小于作为信号带宽两倍的40GHz，并且可能大于调制本地光生成器11中的光源21的谱宽100kHz到10MHz(信号光源的谱宽基本与其相等)。因此，这种情况下的频率Δf可以被设置在100MHz到1GHz的范围内。然而，本发明并不限于这些示例。

VOA 25接收从PBS 22输出的另一偏振分量，并衰减该输入光的强度。根据来自强度比控制器29的输出对VOA25的衰减量进行可变控制，下面将对此进行描述。

PBC 26接收从移频器23输出的光角频率为ω_L+ω₀的偏振分量和从VOA 25输出的光角频率为ω_L的偏振分量，并生成通过对这些偏振分量进行偏振复用而获得的本地振荡器光E_LO。

顺带提及，光源21、PBS 22、移频器23、VOA 25和PBC 26与例如保偏光纤、光波导、或空间光学系统光耦合，从而维持它们之间传播的光的偏振状态。

此外，从PBS 22输出的一个偏振分量被输入到移频器23，而另一偏振分量被输入到VOA 25。然而，实际结构不限于此，移频器23和VOA25都可以应用到从PBS 22输出的一个偏振分量。在此情况下，来自PBS22的输出可以连接到移频器23的输入，而来自移频器23的输出可以连接到VOA 25的输入。另一方面，来自PBS 22的输出可以连接到VOA 25的输入，而来自VOA 25的输出可以连接到移频器23的输入。

此外，VOA 25可以是光放大器而非光衰减器。

此外，可以同时为从PBS 22输出的两个偏振分量设置移频器23和移频器23a(未示出)，以将用于驱动移频器23和移频器23a的信号之间的角频率差设置为ω₀。

分光器27将从PBC 26输出的本地振荡器光E_LO的一部分分支为监视光，并将分支出的光输出到监视电路28。

监视电路28利用来自分光器27的监视光来探测本地振荡器光E_LO中包括的光角频率为ω_L和ω_L+ω₀的偏振分量的强度(幅度)，并且监视其比率。

强度比控制器29根据监视电路28的监视结果和数字信号处理器15的运算结果，生成用于改变VOA 25的衰减量的控制信号(稍后将对此进行描述)，并将该控制信号输出到VOA 25。顺带提及，下面将给出使用强度比控制器29的VOA 25的控制细节。

(图6中的)2×4相位混合电路12是用于将来自调制本地光生成器11的本地振荡器调制光和接收信号光进行混合的光混合器，并且类似于图15中所示的标号202，包括具有两个输入端口和四个输出端口的90度相位混合电路。这里，2×4相位混合电路12的一个输入端口经由光线路从光发射机(未示出)接收要输入到光接收机10A的光角频率为ω_s的接收信号光E_s，而2×4相位混合电路12的另一个输入端口接收要从调制本地光生成器11输出的本地振荡器光E_LO。2×4相位混合电路12对要输入的接收信号光E_s和本地振荡器光E_LO进行组合，并输出光相位彼此相差90度的两对光。这里，要从作为图6中顶部的一对的两个输出端口输出的光相位是0度和180度，而要从作为图6的底部的另一对的两个输出端口输出的光相位是90度和270度。

差分光电探测器13-1是对通过用2×4相位混合电路12耦合而获得的耦合信号的光进行光电转换的光电转换器。具体来讲，差分光电探测器13-1接收从2×4相位混合电路12输出的光相位为0度和180度的光，并探测差分光电转换(平衡探测)。此外，差分光电探测器13-2接收从2×4相位混合电路12输出的光相位为90度和270度的光，并探测差分光电转换。差分光电探测器13-1和13-2探测到的接收信号被AGC放大器(未示出)放大和归一化。

ADC 14-1和14-2将从差分光电探测器13-1和13-2输入的模拟接收信号转换为数字信号，并将数字信号输出到数字信号处理器15。

数字信号处理器15利用来自ADC 14-1和14-2的数字信号，在将详细描述的算法下执行运算处理，从而利用设置在正交偏振分量之间的光角频率差ω₀的范围内的本地振荡器光E_LO来进行用于相干接收信号光E_s的信号处理。

识别电路7基于数字信号处理器15的运算结果来进行接收信号的数据识别处理，并输出表示结果的恢复数据信号。

接下来，将描述具有上述结构的相干光接收机10A。

首先，将具体描述光接收机的工作原理。光接收机10A接收的信号光E_s由例如以下表达式(1)所示的电场矢量E_s(t)来表示。

[表达式2]

${\stackrel{\→}{E}}_S\left(t\right)=\{A_x{\stackrel{\→}{e}}_x+A_y{\stackrel{\→}{e}}_y\}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}\left(t\right))}s\left(t\right)...\left(1\right)$

在表达式(1)中，s(t)表示与接收信号光的数据相对应的信号矢量，ex(t)表示x方向上的单位矢量，ey(t)表示y方向上的单位矢量，Ax表示接收信号光的x偏振分量的幅度，Ay表示接收信号光的y偏振分量的幅度，ω表示接收信号光的平均光角频率(＝ω_s)，φ(t)表示接收信号光的光相位波动，t表示时间，而j表示虚数单位。

此外，从调制本地光生成器11输出的本地振荡器光E_LO由例如以下表达式(2)所示的电场矢量E_LO(t)来表示。

[表达式3]

${\stackrel{\→}{E}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)=(A_{\mathrm{LO}\_x}{\stackrel{\→}{e}}_x+A_{\mathrm{LO}\_y}{e}^{\mathrm{j\Δ\ωt}}{\stackrel{\→}{e}}_y)e^{j({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)+{\mathrm{\φ}}_0)}...\left(2\right)$

在表达式(2)中，A_{LO_x}表示本地振荡器光的x偏振分量的幅度，A_{LO_y}表示本地振荡器光的y偏振分量的幅度，ω_LO表示本地振荡器光的平均光角频率，Δω表示本地振荡器光的正交偏振分量之间的光角频率差(＝ω₀)，φ_LO(t)表示本地振荡器光的光相位波动，而φ₀表示本地振荡器光的初始相位。

在通过2×4相位混合电路12组合了接收信号光E_s和本地振荡器光E_LO后，差分光电探测器13-1和13-2对组合光进行光电转换，并通过以下表达式(3)来定义由AGC放大器的放大标准化的复电流。复电流的实数部分I对应于一个差分光电探测器13-1的输出，而虚数部分Q对应于另一个差分光电探测器13-2的输出。

[表达式4]

$I+\mathrm{jQ}=a{\stackrel{\→}{E}}_S\·{\stackrel{\→}{E}}_{\mathrm{LO}}^{*}$

$=\{A_x^{\′}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}\left(t\right)-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)-{\mathrm{\φ}}_0)}+A_y^{\′}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\φ}\left(t\right)-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)-{\mathrm{\φ}}_0-\mathrm{\Δ\ωt})}\}s\left(t\right)$

$\≡(A_x^{\′}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}+A_y^{\′}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_y\left(t\right)})s\left(t\right)$

$=e^{j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}(A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{j({\mathrm{\θ}}_y\left(t\right)-{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right))})s\left(t\right)$

$=e^{j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}(A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{-\mathrm{j\Δ\ωt}})s\left(t\right)...\left(3\right)$

顺带提及，在表达式(3)中，θx(t)表示x偏振分量之间的相位差，而θy(t)表示y偏振分量之间的相位差。此外，通过将AGC放大器的增益设置为g(正)，Ax’和Ay’满足以下表达式(4)的关系。

[表达式5]

$A_x^{\′2}+A_y^{\′2}=1$

$A_x^{\′}=g{A}_x{A}_{\mathrm{LO}\_x}$

$A_y^{\′}=g{A}_y{A}_{\mathrm{LO}\_y}...\left(4\right)$

接下来，在表达式(3)中，关注从x偏振分量得到的项，对发送侧的载波、本地振荡器光之间的频率差以及相对相位噪声进行补偿。因此，补偿后的复电流I’+JQ’由以下表达式(5)来表示。

[表达式6]

$I^{\′}+j{Q}^{\′}={\stackrel{\→}{E}}_S\·{\stackrel{\→}{E}}_{\mathrm{LO}}^{*}\·e^{-j{\mathrm{\θ}}_z\left(t\right)}$

$=(A_x+A_y{e}^{-\mathrm{j\Δ\ωt}})s\left(t\right)...\left(5\right)$

这里，将描述补偿方法的示例。从差分光电探测器13-1和13-2输出的复电流信号可能包括由于相位偏移造成的偏振旋转，以及本地振荡器光和信号光的载波之间的频率与偏振旋转的失配，因此需要对失配进行补偿。作为与补偿相关的技术，例如在文献(D-S.Ly-Gagnon et al.，“Unrepeated 210-km transmission with coherent detection and digital signalprocessing of 20-Gb/s QPSK signal”，OFC 2005，OTuL4.)中，给出了一种当接收信号光基于四值相移键控(PSK)系统时，用于计算接收信号光与本地振荡器光之间的相位差θ(t)的方法。通过该方法的明显扩展，在m值PSK系统中，在以下表达式(6)的关系下给出了相位差θ(t)的近似。

[表达式7]

$\mathrm{\θ}\left(t\right)\≅\frac{1}{m}\frac{1}{\mathrm{\Δt}}{\∫}_{-\mathrm{\Δt}}\arg \left\{{(I+\mathrm{jQ})}^m\right\}\mathrm{dt}...\left(6\right)$

然后，根据本发明，参照表达式(6)的关系，由以下表达式(7)来计算表达式(3)中包括的x偏振分量的相位差θx(t)和y偏振分量的相位差θy(t)的近似值。

[表达式8]

${\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)\≅\frac{1}{m}\frac{1}{\mathrm{\Δt}}{\∫}_{-\mathrm{\Δt}}\arg \left\{{(I+\mathrm{jQ})}^m\right\}\mathrm{dt}$

${\mathrm{\θ}}_y\left(t\right)\≅\frac{1}{m}\frac{1}{\mathrm{\Δt}}{\∫}_{-\mathrm{\Δt}}\arg \left\{{\{(I+\mathrm{jQ})e^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}\}}^m\right\}\mathrm{dt}...\left(7\right)$

此时，在表达式(7)中，积分持续时间Δt需要远大于本地振荡器光的正交偏振分量之间的频率差的倒数，即，2π/Δω，并且还需要远小于接收信号光的平均频率与本地振荡器光的平均频率之间的频率差的最大值的倒数，即，1/max(|ω_LO-ω_s)/2π|)。顺带提及，当接收信号光基于DQPSK系统时，m为4。

顺带提及，这种补偿方法是一个示例，也可以将另一种补偿方法应用到本发明。

在表达式(7)中，计算了θx(t)和θy(t)的近似值。然后，通过以下表达式(8)近似获得表达式(3)中包括的Ax’和Ay’的比率。

[表达式9]

$A_x^{\′}:A_y^{\′}\≅{\∫}_{-T}\left|e^{-j{\mathrm{\θ}}_x\left(t\right)}(I+\mathrm{jQ})\right|\mathrm{dt}:{\∫}_{-T}\left|e^{-j{\mathrm{\θ}}_y\left(t\right)}(I+\mathrm{jQ})\right|\mathrm{dt}...\left(8\right)$

然而，表达式(8)中的积分时间T需要远大于本地振荡器光的正交偏振分量之间的频率差的倒数2π/Δω。

利用在表达式(8)的关系和表达式(4)中表示的Ax′²+Ay′²＝1的关系下获得的Ax’和Ay’的比率，可以计算出Ax’和Ay’的值。

因此，如果给定了Ax’和Ay’的值，则表达式(5)中的I’和Q’的值由从差分光电探测器13-1和13-2输出的电流值给出。而且，Δωt的值由与振荡器24的频率Δf相对应的值(Δω_t＝ω₀＝2πΔf)给出。因此，利用用于求解表达式(5)中关于s(t)的关系并且将分母设置为有理数的以下表达式(9)，可以计算出信号矢量s(t)。信号矢量s(t)对应于从数字信号处理器15输出的接收信号光的电场幅度和相位的估计结果。

[表达式10]

$s\left(t\right)=\frac{I^{\′}+j{Q}^{\′}}{A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{-\mathrm{j\Δ\ωt}}}$

$=\frac{A_x^{\′}+A_y^{\′}{e}^{\mathrm{j\Δ\ωt}}}{1+2A_x^{\′}{A}_y^{\′}\cos \mathrm{\Δ\ωt}}(I^{\′}+j{Q}^{\′})...\left(9\right)$

因此，基于信号矢量s(t)的运算值，识别电路7根据与接收信号光的调制格式相对应的阈值来进行数据识别处理，从而可以恢复出接收数据。

然而，因为表达式(9)中的关系在由以下表达式(10)所表示的条件下发散，所以需要一种防止该状态的解决方案。

[表达式11]

$1+2A_x^{\′}{A}_y^{\′}\cos \mathrm{\Δ\ωt}=0$

$\⇒\cos \mathrm{\Δ\ωt}=-\frac{1}{2A_x^{\′}{A}_y^{\′}}...\left(10\right)$

表达式(10)具有实根的条件由以下表达式(11)表示。

[表达式12]

$1\≤\frac{1}{2A_x^{\′}{A}_x^{\′}}\≤+1$

$\⇒A_x^{\′}{A}_y^{\′}\≥\frac{1}{2}$ 或 $A_x^{\′}{A}_y^{\′}\≤-\frac{1}{2}...\left(11\right)$

这里，利用由表达式(4)表示的Ax′²+Ay′²＝1，建立了关系0≤Ax′≤1和0≤Ay′≤1。考虑到这些关系，满足表达式(11)的唯一条件由以下表达式(12)给出。

[表达式13]

$A_x^{\′}{=A}_y^{\′}=\frac{\sqrt{2}}{2}...\left(12\right)$

因此，当用表达式(4)和表达式(8)计算出的Ax’和Ay’的值接近于由表达式(12)表示的条件时，例如通过改变本地振荡器光的x偏振分量的幅度A_{LO_x}和y偏振分量的幅度A_{LO_y}的比率，可以防止表达式(9)中的关系发散而不能计算信号矢量s(t)的状态。

基于上述运算法则，接下来将描述光接收机10A的具体操作。

在光接收机中，调制本地光生成器11向PBS 22发送从光源21输出的光角频率为ω_L的光，并将光分离为正交偏振分量。此外，偏振分量之一(例如，y偏振分量)被输入到移频器23，由此将光角频率偏移ω₀。另一偏振分量(例如，x偏振分量)被输入到VOA 25，从而调节强度(幅度)。

随后，PBC 26接收从移频器23输出的光角频率为ω_L+ω₀的偏振分量和从VOA 25输出的光角频率为ω_L的偏振分量，从而生成通过对光角频率相差ω₀的正交偏振分量进行偏振复用而获得的本地振荡器光E_LO。然后，本地振荡器光E_LO传输到2×4相位混合电路12，部分由分光器27分支，并传输到监视电路28。监视电路28监视本地振荡器光E_LO中包括的偏振分量的强度(幅度)的比率，并将监视结果发送给强度比控制器29。当Ax’和Ay’的运算值接近于表达式(12)的条件时，强度比控制器29根据监视电路28的监视结果和数字信号处理器15的运算结果，来改变VOA25的衰减量。结果，改变了本地振荡器光E_LO的正交偏振分量之间的强度比，从而防止了表达式(9)的发散。

输入到2×4相位混合电路12的本地振荡器光E_LO被组合成光角度频率为ω_s的接收信号光E_s。光相位为0度和180度的光被输出到差分光电探测器13-1，而光相位为90度和270度的光被输出到差分光电探测器13-2。差分光电探测器13-1和13-2探测来自2×4相位混合电路12的输出光之间的差的光电转换。结果，差分光电探测器13输出由于本地振荡器光E_LO中包括的光角频率为ω_L的偏振分量(x偏振分量)与接收信号光E_s的x偏振分量的差拍而具有中频ω_i的信号I。差分光电探测器13输出由于本地振荡器光E_LO中包括的光角频率为ω_L+ω₀的偏振分量(y偏振分量)与接收信号光E_s的y偏振分量的差拍而具有中频ω_i+ω₀的信号Q。

图8是中频信号I和Q的电频谱的示意图。中频信号I和Q的频率差小于信号带宽的两倍，并且谱宽大于信号光源和本地振荡器的谱宽。因此，频谱在频率轴上重叠。结果，在图8所示的示例中，差分光电探测器13-1和13-2和布置在后级的电路所需要的带宽可不大于信号带宽的两倍。尽管未示出，但是在设置本地振荡器光的光角频率ω_L使得频率ω_i接近0Hz后，所需带宽可以缩窄到信号带宽。当中频信号I和Q的频谱重叠时，对于图16中示出的常规相干光接收机100，不能利用带通滤波器分离开中频信号I和Q。然而，根据本发明，在上述操作原理下，对中频信号I和Q进行数字信号处理，从而分离开中频信号I和Q。

具体来讲，从差分光电探测器13-1和13-2输出的中频信号I和Q被ADC 14-1和14-2高速地进行A/D转换，并且与中频信号I和Q相对应的数字信号系统被输入到数字信号处理器15。数字信号处理器15以一系列表达式(1)到(9)来执行数字信号处理，从而对信号矢量s(t)进行运算。此外，运算处理中获得的Ax’和Ay’的值接近于表达式(12)中的条件，信息随后从数字信号处理器15传输到调制本地光生成器11中的强度比控制器29。强度比控制器29控制VOA 25，从而改变本地振荡器光E_LO的正交偏振分量之间的强度比。可以防止表达式(9)发散，还防止信号矢量s(t)运算的不可能状态。

此外，当信号矢量s(t)的运算值传输到数字信号处理器15中的识别电路7时，识别电路7根据与接收信号光的调制系统相对应的阈值，执行用于确定信号矢量s(t)的运算值与哪个数据值相对应的识别处理，并将识别结果输出到接收数据。

利用光接收机10A，组合了接收信号的AD转换和数字信号处理，并且优化了本地振荡器光E_LO的正交偏振分量之间的光角频率差ω₀的设置。与根据常规技术(III)的系统相比，差分光电探测器13-1和13-2需要的带宽显著减小。可以不依赖偏振状态而以高速率(例如，40Gbps或更大)对信号光进行相干接收。

此外，与根据常规技术(I)和(II)的系统相比，简单的结构允许不依赖偏振的相干接收，从而提供了小尺寸的光接收机。

在数字信号处理器15中，对信号矢量s(t)进行运算时，如表达式(9)所示，需要对要提供给偏振分量之一的频率差Δω的运算三角函数sinΔωt和cosΔωt。如果从独立的振荡电路供应用于给出频率差的频率信号，则Δωt的设置值在恒定范围内。在数字信号处理器15中，认为必须根据振荡电路的振荡频率预先以表结构存储三角函数sinΔωt和cosΔωt的值。在这种情况下，数字信号处理器15的逻辑门数必然会增加。

在根据第二实施方式的相干光接收机10A中，如图9所示，通过将VCO 8a生成的时钟信号分频为几分之一而获得的第三时钟被设置为用于规定要给出的频率差的频率信号。因此，ADC 14-1和14-2中处于采样定时的sinΔωt和cosΔωt的值具有规律性，并且采样定时处的信号矢量s(t)的运算得到了极大简化。

这里，图9中示出的情形表示ADC 14-1和14-2的采样频率(即，来自VCO 8a的第一时钟的频率)是1/T，并且重复模式生成器8e将来自VCO8a的时钟信号分频为四阶次谐波。参照图9，在ADC 14-1和14-2中以定时号#0，#1...，#6的顺序来采样信号时，采样时间用T表达为0，T，...，6T。

此时，获得Δω＝1/4T，并且定时号#0到#6处的Δωt随后从0开始增加π/2。因此，定时号#0到#6处的cosΔωt的值依次为1，0，-1，0，1，0和-1。显然，定时号#7之后四个值(1，0，-1，0)形成了循环序列。类似地，定时号#0到#6处的sinΔωt的值依次为0，1，0，-1，0和1。显然，定时号#7之后四个值(0，1，0，-1)形成了循环序列。

因此，如果将分频器9的分频比设置为“1”，则在数字信号处理器15的运算中无需以表结构存储sinΔωt和cosΔωt的值。针对sinΔωt和cosΔωt的值，可得到简单循环序列的值。因此，运算可以极大简化。

而且，如果将分频器9的分频比设置为“2”并且还将数字信号处理器15的操作设置为通道ch.1和ch.2的两路并行，则通道ch.1和ch.2基于在采样定时输入的数字信号交替地执行信号矢量s(t)的运算。因此，可以简单地分配每个通道ch.1和ch.2的sinΔωt和cosΔωt的值。

即，如图9所示，在信号矢量s(t)的运算中利用形成数字信号处理器15的通道ch.1分配的sinΔωt具有固定值0，而cosΔωt具有交替出现的二进制值(1，-1)。另一方面，在信号矢量s(t)的运算中利用通道ch.2分配的sinΔωt具有交替出现的二进制值(1，-1)，而cosΔωt具有固定值0。

而且，如果将分频器9的分频比设置为“4”并且还将通过对重复模式生成器8e和分频器9所生成的频率信号进行分频而获得的时钟信号设置为具有基本相同的频率，则通道ch.1到ch.4允许数字信号处理器15的运算为4路并行。对于通道ch.1到ch.4可以更简单地分配sinΔωt和cosΔωt的值。

在此情况下，对于通道ch.1到ch.4，Δωt总是具有相位平面上的相同点。因此，正弦和余弦的值总是固定的。即，对于通道ch.1到ch.4，sinsΔωt分别具有固定值0，1，0和-1，而cosΔωt分别具有固定值1，0，-1和0。

顺带提及，重复模式生成器8e生成的频率信号不限于来自VCO 8a的时钟信号频率的1/4。在此情况下，通过分频器9的分频而获得的时钟信号与重复模式生成器8e生成的频率信号的频率相匹配，从而将用于数字信号处理器15的运算的sinΔωt和cosΔωt的值设置为固定值。

结果，在用于获得信号矢量s(t)的表达式(9)中，作为分母的cosΔωt(如果加上Δφ₀，则为cos(Δωt-Δφ₀))项和作为分子的e^jΔωt(如果加上Δφ0，则为e^{j(Δωt-Δφ0)})项对于每个通道都是恒定的。因此，计算负荷可以极大降低。具体来讲，分频器9和重复模式生成器8e共享，由此简化了数字信号处理器15的操作从而进一步简化了装置结构。

顺带提及，作为根据第二实施方式的调制本地光生成器11的具体结构，移频器23将偏振分量之一的光角频率偏移ω₀(第三时钟)，并且VOA25对在示例中(图7)的正交偏振分量之间的幅度比进行控制。然而，根据本发明的本地振荡器的结构不限于此。如图10所示，可以在光源21和PBS 22之间布置偏振旋转器30来代替VOA 25，并且可根据来自强度比控制器39的输出信号来控制偏振旋转器30，从而改变由PBS 22分得的正交偏振分量之间的强度(幅度)比。此外，可采用具有可变分光比的1×2分光器来代替PBS 22和VOA 25。应用Mach-Zehnder干涉仪的具有可变分光比的分光器是公知的。

此外，如图11所示，来自光源21的输出光可被发送到声光偏振模式转换器31，并且可以发送来自重复模式生成器8e的频率信号ω₀(＝2πΔf，第三时钟)，从而生成具有光角频率为ω_L和ω_L+ω₀的正交偏振分量的本地振荡器光E_LO，其中正交偏振分量之间的强度比是受控制的。在此情况下，来自重复模式生成器8e的频率信号被发送到用于驱动声光偏振模式转换器31的驱动电路32，并且根据来自强度比控制器29的控制信号来控制从驱动电路32输出的驱动信号的功率，从而输出与来自声光偏振模式转换器31的图7或11中所示的结构示例中类似的本地振荡器光E_LO。顺带提及，可以使用在例如下述文献中公开的声光偏振模式转换器31：David A.Smith et al.，“Integrated-optic acoustically-tunable filters forWDM networks”，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，Vol.8，No.6，August，1990。采用利用声光偏振模式转换器31的调制本地光生成器11，从而进一步简化结构。因此，可以提供规模更小的光接收机。

[C]第三实施方式

图12是示出根据本发明第三实施方式的相干光接收机10B的框图。图12中示出的相干光接收机10B可以被用作图3中的光接收机306。这里，根据第三实施方式的相干光接收机10B包括用于偏振调制的偏振调制器(POL-MOD)11A(参见根据第二实施方式的图7、10或11中的标号11)，来代替根据第一实施方式的相干光接收机10的结构中的偏振控制器20。

这里，图12中示出的相干光接收机10B、LO1和相位调制器2形成了第一调制光输出单元，用于输出用基于与第一时钟相位同步的第二时钟的光频率调制过的光(本地振荡器调制光)。通过将接收信号光设置为传输比特率为X[Gb/s]的m值调制光(mPSK、mQAM等)(符号速率为X/log₂m)，VCO 8a生成符号速率为2kX/log₂m[GHz]的时钟信号作为第一时钟。从相位偏移调节器8c供应的第二时钟的频率是kX/log₂m。

顺带提及，参数k表示ADC 5对系统I和Q每个符号获得采样数据的次数(k≥1)。即，如图12中的参数A所示，如果k＝2，则对各个系统I和Q每个符号获得两次采样数据。结果，无需图15中所示的相位分集结构，即可执行基本对应于相位分集的信号处理，从而再现了数据。

此外，除去图7、10或11中示出的调制本地光生成器11中的光源21之外，偏振调制器11A具有类似的结构。此外，偏振调制器11A具有第二调制光输出单元，该第二调制光输出单元基于频率为来自VCO 8a的第一时钟的几分之一的、与第一时钟相位同步的第三时钟，根据来自相位调制器2的光而生成具有光频率相差频率ω₀的两个正交偏振分量的光，并且还将本地振荡器光输出到光耦合器3。

顺带提及，如果偏振调制器11A具有图7中所示的结构(标号22、23、或25～29)，则从光调制器2输出的光被输入到PBS 22。此外，如果偏振调制器11A具有图10中所示的结构(标号22、23、或26～30)，则从相位调制器2输出的光被输入到偏振旋转器30。此外，如果偏振调制器11A具有图11中所示的结构(标号27～29、31或32)，则从相位调制器2输出的光被输入到声光偏振模式转换器31。

因此，LO 1、相位调制器2和偏振调制器11A形成了调制器(调制本地光生成器)组，作为本地振荡器调制光，用基于频率为第一时钟的几分之一、与第一时钟相位同步的第二时钟的光频率调制了的光，对应于光频率相差基于频率为第一时钟的几分之一、与第一时钟相位同步的第三时钟的频率的正交偏振分量的光。

顺带提及，相位调制器2和偏振调制器11A的顺序可以颠倒。

这里，在数字信号处理器15A中，在设置一个具有第一系统(I)的数字信号的运算和具有第二系统(Q)的数字信号的运算的集合时，分频器9的分频数是2N，从而执行并行进展的N个通道的并行操作。即，形成数字信号处理器15A的针对通道ch.1到ch.N的处理块15A-1到15A-N捕获经分频器9分频的时钟信号作为运行时钟，并执行用于获得信号矢量s(t)的运算处理。

在ADC 5中，具有第一系统和第二系统的在作为一个集合的连续采样定时采样的数字信号，作为N个并行信号依次输出到形成数字信号处理器15A的针对通道ch.1到ch.N的处理块15A-1到15A-N。顺带提及，ADC 5与来自VCO 8a的第一时钟信号同步地对数据进行采样，从而以2kX/log₂m[Gsample/s]的速率来采样数据。

此时，类似于根据第二实施方式的情况，偏振调制器11A可将从分频器9输出的时钟信号用作规定正交偏振分量之间的频率差Δf(＝Δω/2π)的频率信号。结果，电路被共享，并且在用于利用处理块15A-1到15A-N来计算信号矢量s(t)的表达式(9)中，对于每个通道，分母中的cosΔωt(如果加上Δφ₀，则为cos(Δωt-Δφ₀))项和分子中的e^jΔωt(如果加上Δφ₀，则为e^{j(Δωt-Δφ0)})项被设置为常数。

此外，为了生成规定频率差Δf的频率信号，提供了用于将来自分频器9的输出a(其中，a是整数)分频的分频器，从而将Δf设置为2kX/aNlog₂m[GHz]。

顺带提及，在使用图11中以声光偏振模式转换器(AOPMC)31作为偏振调制器11A的结构中，分频器9可以被构造成使频率差Δf为50MHz到500MHz，并且还可提供ADC 5和数字信号处理器15A。

此外，标号8f表示相位调节电路。相位调节电路8f在数字信号处理器15A的控制下调节相位，以便使从VCO 8a供应给ADC 5和相位调制器2的第一和第二时钟的相位彼此匹配。结果，ADC 5的采样定时匹配了相位调制器2的相位调制定时。此外，在附图中，相位调节电路(PAC)8f仲裁(mediate)相位调制器2的时钟信号线，也可仲裁ADC 5的时钟信号线。

如上所述，根据第三实施方式的相干光接收机10B具有根据第一和第二实施方式而获得的优点。

[D]第四实施方式

图19是示出根据本发明第四实施方式的相干光接收机10C的框图。图19中示出的相干光接收机10C对接收信号光进行与根据第二实施方式的偏振调制相对应的调制。这里，在图19中，与图6中相同的标号表示相同的部件。偏振控制器20’对要输入的接收信号光进行控制和输出，以将偏振状态(SOP)设置为特定SOP X，并且包括例如上述无限跟随自动偏振控制器。

形成调制器的偏振调制器11B包括LN(LiNbO₃)，如例如专利文献(日本专利No.3777045)中公开的扰偏器。此外，驱动器电路(参见图11中的标号32)从重复模式生成器8e接收第三时钟(频率为VCO 8a所生成的第一时钟的几分之一，与第一时钟相位同步)，并且基于第三时钟对接收信号光进行偏振调制。

此时，LN偏振调制器通过假定SOP是特定SOP X(例如，相对于TE模式倾斜了45度的线偏振)来旋转偏振表面。同时，LN偏振调制器生成与偏振表面垂直的偏振分量的偏振表面旋转。

此外，偏振调制器11B可以被形成为除了不需要光源21以外与图11中示出的调制本地光生成器11中的光源21类似的结构。此外，驱动器电路(参见图11中的标号32)从重复模式生成器8e接收第三时钟(频率为VCO 8a所生成的第一时钟的几分之一，与第一时钟相位同步)，并且基于第三时钟对接收信号光进行相位调制。

此时，声光偏振模式转换器(参见图11中的标号31)包括例如LN(LiNbO₃)。构造为LN调制器的声光偏振模式转换器将接收信号光的特定偏振分量(例如，TE模式)和与该特定偏振分量正交的偏振分量(例如，TM模式)都偏振调制为具有光频率相差了基于第三时钟的频率的正交偏振分量的光。

具有上述结构的相干光接收机10C利用简单的结构实现了不依赖于偏振的相干接收，这类似于根据第二实施方式的情况。因此，可提供小规模的光接收机。此外，因为偏振调制是将从VCO 8a得到的时钟作为与用于在ADC 14-1和14-2中采样数字信号的时钟信号共同的时钟信号源来执行的，所以数字信号处理器15中的信号矢量s(t)的运算处理可以极大地简化。

此外，本发明的发明人发现，当所采用的光通信系统(参见图3)的光线路的包括偏振模式色散和非线性效应的特性使接收信号光的偏振度(DOP)发生劣化时，即使提供图1所示的无限跟随自动偏振控制器20，相干光接收的误差率特性的稳定性也会是个问题。

根据第四实施方式的相干光接收机10C可获得上述优点，并且即使光线路的包括非线性效应和偏振模式色散(参见图3)的特性劣化了接收信号光的DOP，也能实现稳定的相干光接收。

顺带提及，如根据第一实施方式的相位调制器2的结构可添加到根据第四实施方式的相干光接收机10C的结构中，并且另选的是，偏振控制器20’、偏振调制器11B和与相位调制器2相对应的结构可以添加到要输入到光混合器的接收信号光的光传播线路中。

[E]第五实施方式

图20是示出根据本发明第五实施方式的相干光接收机10D的框图。与根据第四实施方式的相干光接收机10C相比，图20中示出的相干光接收机10D包括作为调制器的扰偏器40，以代替偏振控制器20’和偏振调制器11B。顺带提及，在图20中，与图19中相同的标号表示相同的部件。

扰偏器40例如可以在1/2波片之后/之前包括两个1/4波片，并且可与来自重复模式生成器8e的频率同步地旋转这些波片，从而旋转接收信号光的SOP。换句话说，扰偏器40是从重复模式生成器8e接收与来自VCO 8a的第一时钟相位同步的第四时钟，并且基于第三时钟来调制要输入到2×4相位混合电路12的接收信号光的接收信号光调制器。

数字信号处理器15基于通过将SOP如上所述旋转了的接收信号光与通过数字运算处理的LO光进行耦合而获得的光来再现信号矢量。此时，因为SOP的旋转时段与ADC 14-1和14-2的采样频率是相位同步的，所以运算处理的负荷可以极大地减小。

顺带提及，扰偏器40可使用可旋转波片以外的其他公知结构，例如，使用通过彼此倾斜45度而获得的多个光纤挤压器的结构等。顺带提及，文献(“tutorial”，[online]，Hakuto Co.，Ltd.，[2007年8月6日搜索的]，互联网站点<http://www.newport-japan.jp/pdf/phot_0044.pdf>)中公开了该扰偏器。

顺带提及，如根据第一实施方式的相位调制器2的结构可以添加到如根据第五实施方式的相干光接收机10D的结构中，并且另选的是，扰偏器40和对应于相位调制器2的结构可以添加到要输入到光混合器的接收信号光的光传播线路中。

[F]其他实施方式

本发明不限于这些实施方式，而是可在本发明的实质范围内进行各种修改。

根据第一和第三实施方式，光耦合器3输出两个差分输出信号。然而，根据本发明，光耦合器3可输出一个差分输出信号(即，光耦合器3可以是两输入一输出的光耦合器)。在此情况下，光接收机4可以有一个输入，来代替差分输入。

此外，根据第二、第四和第五实施方式，2×4相位混合电路12具有用于提供差分输出的2×4配置。然而，也可使用具有单端输出的2×2相位混合电路12。

此外，根据第一和第三实施方式，调制器对本地振荡器光(参见图1中的标号2、图4中的标号1’、图6中的标号11以及图12中的标号2和11A)进行调制。根据本发明，图13中示出的调制器320的功能可以在接收信号光的光传播线路上提供。在此情况下，调制器(MOD)320是基于与第一时钟相位同步的时钟，对要输入到光耦合器33的接收信号光进行调制的接收信号光调制器。

即，通过提供与根据第一实施方式的相位调制器2相同的、用于对接收信号光进行相位调制的调制器，作为接收信号光的调制器320，数字信号处理器36可执行类似于根据第一实施方式的情况的提取该接收数据的处理。在此情况下，LO 1、光耦合器33、光电转换器(P/E CONV)34、模数转换器(ADC)35、数字信号处理器36、识别电路7、VCO 8a和重复模式生成器38具有与根据第一实施方式基本相同的结构(参见图1中的标号3到7以及8a和8b)。

此外，如果接收信号光的调制器320与根据第三实施方式的相位调制器2和偏振调制器11A类似地调制该接收信号光，就会获得根据第一和第二实施方式的优点。在此情况下，光耦合器(OPT-CPL)33、光电转换器34和ADC 35可被构造为与第三实施方式(图12中的标号3到5)类似。此时，接收调制光的调制器320包括第三调制光输出单元作为与相位调制器2相对应的结构，该第三调制光输出单元对接收信号光的光频率或光相位进行调制，并基于频率为第一时钟的几分之一、与第一时钟相位同步的第二时钟来输出调制后的光。此外，接收信号光的调制器320包括第四调制光输出单元作为与偏振调制器11A相对应的结构，该第四调制光输出单元将来自第三调制光输出单元的光调制为具有光频率相差基于频率为第一时钟的几分之一、与第一时钟相位同步的第三时钟的频率的两个正交偏振分量的光，并将调制后的光输出到光耦合器33。

此外，图14中示出的调制器(MOD)321和322可基于频率为第一时钟的几分之一、与第一时钟相位同步的第二时钟，来调制本地振荡器光和接收信号光中的一个的光频率或光相位，并且可将本地振荡器光和接收信号光中的另一个调制为具有光频率相差基于频率为第一时钟的几分之一、与第一时钟相位同步的第三时钟的频率的两个正交偏振分量的光。于是，也可以获得与根据第三实施方式相同的优点。

如图14所示，可提供与图12中所示的偏振调制器11A相对应的结构作为调制器321。此外，可提供具有图12中所示的LO 1和相位调制器2的结构作为调制器322。因此，可获得与根据第三实施方式相同的优点。另选的是，可提供与图1中所示的相位调制器2相对应的结构作为调制器321，并且可提供如图6中所示的调制本地光生成器11的结构作为调制器322，从而获得与根据第三实施方式相同的优点。

顺带提及，在图14中，标号381和382表示重复模式生成器(调制时钟供应单元)，它们向接收信号光的调制器321和本地振荡器调制光的输出单元322供应重复频率为第一时钟的几分之一的时钟信号。

此外，ADC 5、14-1和14-2可以是交织型转换器，要供应的时钟频率因此可以是采样频率的几分之一。在此情况下，通过省略重复模式生成器8b、8e、38、381或382或通过倍增来自VCO 8a的第一时钟信号而获得的结构使得能够生成时钟信号并且还使得能够生成用于相位调制器2的相位调制的重复模式(第二时钟)。分频器9的分频比可以是1，即，分频器9可以被省略。

此外，由重复模式生成器8b、8e、38、381和382生成的时钟不限于简单的三角波或正弦波，而可以是任意的周期波形，例如，与伪随机比特序列相对应的NRZ波形。在此情况下，数字信号处理器6、15、15A、15B和36具有与该任意波形相对应的适当信号处理电路，从而实现获得期望值的设计。

此外，本领域技术人员可以通过本发明实施方式的公开内容，制造出根据本发明的装置。

Claims (28)

1.一种相干光接收机，该相干光接收机包括：

光混合器，用于对本地振荡器光和接收信号光进行耦合；

光电转换器，用于将通过该光混合器的耦合操作获得的耦合信号光光电转换为模拟电信号；

模数转换器，用于与第一时钟同步地将该模拟电信号转换为采样数字电信号；

接收数据处理单元，用于通过数字信号处理来提取该耦合信号光的该接收信号光中包括的接收数据，该数字信号处理用于与第一时钟同步地处理被该模数转换器转换为采样数字电信号的该耦合信号；以及

调制器，用于利用与第一时钟相位同步的时钟来分别调制输入到该光混合器的该本地振荡器光或该接收信号光，该与第一时钟相位同步的时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率，使得该模数转换器能够以与第一时钟同步的采样定时来对该耦合信号进行采样。

2.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该调制器生成与和第一时钟相位同步的时钟同步地调制的本地振荡器调制光，并将生成的光输出到该光混合器。

3.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该调制器与和第一时钟相位同步的时钟同步地来调制输入到该光混合器的该接收信号光。

4.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该调制器用与和第一时钟相位同步的第二时钟同步的光频率或光相位来调制该本地振荡器光或该接收信号光，该第二时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率。

5.根据权利要求4所述的相干光接收机，

其中该调制器用相移量为90度的光相位，与第二时钟同步地来调制光。

6.根据权利要求4所述的相干光接收机，

其中第二时钟的频率是该接收信号光的符号频率的积分时间的两倍或更多倍。

7.根据权利要求2所述的相干光接收机，该相干光接收机还包括：

偏振控制装置，用于将输入到该光混合器的该接收信号光的偏振状态与该本地振荡器调制光的偏振状态相匹配。

8.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该调制器与和第一时钟相位同步的第三时钟同步地在偏振中来调制该本地振荡器光或该接收信号光，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率。

9.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该调制器在偏振中来调制该本地振荡器光或该接收信号光，使得调制光具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量，该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率。

10.根据权利要求8所述的相干光接收机，

其中该调制器生成并输出具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量的本地振荡器调制光，该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率；并且

该本地振荡器光的正交偏振分量之间的光频率差小于该接收信号光的带宽的两倍，而大于该接收信号光的谱宽和该本地振荡器光的谱宽。

11.根据权利要求8所述的相干光接收机，

其中该调制器生成并输出具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量的本地振荡器调制光，该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率；并且

该调制器通过改变这两个正交偏振分量之间的强度比来生成该本地振荡器调制光。

12.根据权利要求11所述的相干光接收机，

其中该调制器包括：

光源；

偏振分束器，用于将来自该光源的光分为两个正交偏振分量；

移频器，用于使从该偏振分束器输出的偏振分量的至少一个的光频率偏移与第三时钟同步的频率差；

可变光衰减器，用于衰减从该偏振分束器输出的偏振分量的任意一个的强度；

偏振合束器，用于对来自该移频器的输出光和来自该可变光衰减器的输出光进行偏振和复用；

监视电路，用于监视由该偏振合束器复用的正交偏振分量之间的强度比；以及

强度比控制器，用于根据该监视电路的监视结果和该接收数据处理单元进行的数字信号处理的结果来控制该可变光衰减器。

13.根据权利要求11所述的相干光接收机，

其中该调制器包括：

光源；

偏振旋转器，用于旋转来自该光源的输出光的偏振方位角；

偏振分束器，用于将来自该偏振旋转器的光分为两个正交偏振分量；

移频器，用于使从该偏振分束器输出的偏振分量中的一个的光频率偏移与第三时钟同步的频率差；

偏振合束器，用于对从该偏振分束器输出的另一偏振分量和来自该移频器的输出光进行偏振和复用，

监视电路，用于监视由该偏振合束器复用的正交偏振分量之间的强度比；以及

强度比控制器，其根据该监视电路的监视结果和该接收数据处理单元进行的数字信号处理的结果来控制该偏振旋转器。

14.根据权利要求11所述的相干光接收机，

其中该调制器包括：

光源；

声光偏振模式转换器，用于将来自该光源的光转换为具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量的光，并且将转换后的光作为该本地振荡器调制光输出；

驱动器电路，用于驱动该声光偏振模式转换器；

监视电路，用于监视从该声光偏振模式转换器输出的正交偏振分量之间的强度比；以及

强度比控制器，用于根据该监视电路的监视结果和该接收数据处理单元进行的数字信号处理的结果来控制从该驱动电路输出的驱动信号的功率。

15.根据权利要求14所述的相干光接收机，

其中这两个正交偏振分量之间的频率差在50MHz到500MHz的范围内。

16.根据权利要求8所述的相干光接收机，

其中该光混合器包括90度混合电路，用于输出包含两个系统的耦合光，这两个系统是由通过对相位差基本为0度的本地振荡器光和接收信号光进行耦合而得到的耦合光和通过对相位差为90度的本地振荡器光和接收信号光进行耦合而得到的耦合光构成的。

17.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该调制器以与第二时钟同步的光频率或光相位来调制该本地振荡器光或该接收信号光，该第二时钟与第一时钟相位同步，该第二时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率，并且该调制器在偏振中调制该本地振荡器光或该接收信号光，使得该调制光具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量，其中该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一的重复频率。

18.根据权利要求17所述的相干光接收机，

其中该调制器包括：

第一调制光输出单元，用于生成用与第二时钟同步的光频率或光相位调制了的光，并输出所生成的光，该第二时钟与第一时钟相位同步，该第二时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率；以及

第二调制光输出单元，用于在偏振中调制从第一调制光输出单元输出的光，使得该调制光具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量，并将调制后的光作为该本地振荡器光输出，其中该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率，

其中该调制器生成与和第一时钟相位同步的时钟同步地调制的本地振荡器调制光，并将生成的光输出给该光混合器。

19.根据权利要求17所述的相干光接收机，

其中该调制器包括：

第三调制光输出单元，用于用与第二时钟同步的光频率或光相位来调制该接收信号光，并输出所生成的光，其中该第二时钟与第一时钟相位同步，该第二时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率；以及

第四调制光输出单元，用于在偏振中来调制从第三调制光输出单元输出的光，使得该调制光具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量，并将调制后的光输出给该光混合器，其中该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率，

其中该调制器与和第一时钟相位同步的时钟同步地来调制输入到该光混合器的接收信号光。

20.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该调制器用与第二时钟同步的光频率或光相位来调制该本地振荡器光和该接收信号光中的一个，该第二时钟与第一时钟相位同步，该第二时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率，该调制器还在偏振中调制该本地振荡器光和该接收信号光中的另一个，使得该调制光具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量，该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一的重复频率。

21.根据权利要求8所述的相干光接收机，该相干光接收机还包括：

偏振控制装置，用于将输入到该光混合器的接收信号光的偏振状态控制为特定偏振状态，

其中该调制器在偏振中调制偏振状态受该偏振控制装置控制的接收信号光，使得该调制光具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量，该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率。

22.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该调制器在偏振中来调制输入到该光混合器的接收信号光，使得该调制光的偏振状态旋转与第四时钟同步的频率，该第四时钟与该接收数据处理单元中进行数字信号处理所用的第一时钟相位同步。

23.根据权利要求1所述的相干光接收机，该相干光接收机还包括：

时钟供应单元，用于向该接收数据处理单元供应第一时钟，并向该调制器供应与第一时钟相位同步的时钟；

其中该时钟供应单元包括：

振荡电路，用于生成第一时钟，并将所生成的时钟供应给该模数转换器；以及

调制时钟供应单元，用于基于在该振荡电路中生成的第一时钟来生成与第一时钟相位同步的时钟，并将所生成的时钟供应给该调制器，所生成的时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率。

24.根据权利要求23所述的相干光接收机，该相干光接收机还包括：

分频电路，用于对来自该振荡电路的第一时钟进行分频，并将分得的频率供应给该接收数据处理单元作为运行时钟。

25.根据权利要求24所述的相干光接收机，

其中该调制器生成并输出具有光频率相差了与第三时钟同步的频率的两个正交偏振分量的本地振荡器调制光，该第三时钟与第一时钟相位同步，该第三时钟具有第一时钟的频率的几分之一或几倍的重复频率，

其中供应给该调制器的第三时钟基本上与该接收数据处理单元的运行时钟相同。

26.根据权利要求1所述的相干光接收机，

其中该接收数据处理单元基于该数字信号处理的执行结果来控制该振荡电路所生成的第一时钟。

27.根据权利要求1所述的相干光接收机，该相干光接收机还包括：

数据识别单元，用于基于该数字信号处理的运算结果来执行接收数据的识别处理。

28.一种包括如权利要求1所述的相干光接收机的光通信系统。

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