CN101401260A - 多波段倒l型天线 - Google Patents

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CN101401260A CN200780008542.1A CN200780008542A CN101401260A CN 101401260 A CN101401260 A CN 101401260A CN 200780008542 A CN200780008542 A CN 200780008542A CN 101401260 A CN101401260 A CN 101401260A
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    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
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    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/30—Combinations of separate antenna units operating in different wavebands and connected to a common feeder system

Abstract

一种天线100，包括第一天线单元和第二天线单元。第一天线单元和第二天线单元被配置以用在第一波段频率和第二波段频率发射和接收信号。第一对延迟线612耦合至所述第一天线单元，第二对延迟线耦合至所述第二天线单元。所述第一对延迟线和第二对延迟线中的第一延迟线被配置以用相位移动与所述第一天线单元和第二天线单元相耦合的电信号310，以使所述天线的第一阻抗大致等于在第一波段频率和在第二波段频率中的阻抗。所述第一对延迟线和所述第二对延迟线中的第二延迟线被配置以用转换第一阻抗至第二阻抗。

Description

多波段倒L型天线
技术领域
本发明总体涉及多波段天线，具体而言，涉及应用于全球卫星定位系统的多波段倒L型天线。
背景技术
诸如全球定位系统(GPS)的全球导航卫星系统中的接收机(GNSS’s)使用基于卫星广播的瞄准线信号的距离测量。所述的接收机测量一个或多个广播信号的到达时间。该到达时间测量包括一时间测量，其基于一信号的粗捕获码部分，称为伪距，及一相位测量。
在GPS中，卫星广播的信号具有一个或几个频带的频率，包括L1波段(1565-1585MHz)，L2波段(1217-1237MHz)、L5波段(1164-1189MHz)以及L波段通信(1520-1560MHz)。其他的GNSS’s的广播信号具有相似频带。为了接收一个或多个广播信号，GNSS’s中的接收机通常有对应于卫星广播信号的频带的多个天线。多个天线以及相关的前端电子设备增加了GNSS’s中的接收机的复杂性和费用。此外，可相互物理置换的多个天线的使用可降低由接收机确定的测距及定位的精度。
因此，有改进GNSS’s中接收机使用的多个天线得必要，以解决与现有多个天线相关联的问题。
发明内容
描述多波段天线的实施例。在一些实施例中，所述天线包括第一天线单元和第二天线单元。所述第一天线单元和所述第二天线单元被配置以用在第一波段频率和在所述第二波段频率中发射和接收信号。所述第二波段频率中的频率大于所述第一波段频率中的频率。串联连接的第一对延迟线连接至所述第一天线单元，串联连接的第二对延迟线连接至所述第二天线单元。在所述第一对延迟线和所述第二对延迟线中的第一延迟线被配置以用相位移动耦合至和来自所述第一天线单元和所述第二天线单元的电信号，这样，在所述第一波段频率和在所述第二波段频率中，所述天线的第一阻抗大约相等。在所述第一对延迟线和所述第二对延迟线中的第二延迟线配置成将所述第一阻抗转换为第二阻抗。
在一个典型实施例中，所述的第二阻抗为50Ω，或大致为50Ω。
所述天线可以包括耦合至所述第一天线单元的第一谐振电路和耦合至所述第二天线单元的第二谐振电路。所述第一谐振电路和所述第二谐振电路被配置成各具有一大于所述第二波段频率中的一预定值的阻抗，这样，对应于所述第一波段频率的所述电信号耦合至所述第一天线单元和所述第二天线单元，对应于所述第二波段频率的电信号大致耦合至一部分所述第一天线单元和一部分所述第二天线单元。
所述第二波段频率中的中心频率可以是所述第一波段频率中的中心频率的约5/4倍。可选择地，所述第二波段频率中的中心频率可以是所述第一波段频率中的中心频率的约1.29倍。
所述第一对延迟线和所述第二对延迟线中的所述第二延迟线可具有大约是所述第一阻抗和所述第二阻抗的几何平均值的阻抗。
所述第一天线单元和所述第二天线单元可大致沿着所述天线的第一轴布置。
所述第一天线单元和所述第二天线单元各可包括一被置于接地层之上的单极天线。所述单极天线可包括一附着在一印刷电路板上的金属层。所述印刷电路板可适用于微波应用。所述第一天线和所述第二天线可以各是倒L型天线。
在一些实施例中，所述单极天线位于一平面中，所述平面大致平行于一包括接地层的平面。
在一些实施例中，所述天线可包括第三天线单元和第四天线单元。所述第三天线单元和所述第四天线单元被配置以用在第一波段频率和在所述第二波段频率中发射和接收信号。第三对延迟线连接至所述第三天线单元，第四对延迟线连接至所述第四天线单元。在所述第三对延迟线和所述第四对延迟线中的第三延迟线被配置以用相位移动耦合至和来自所述第三天线单元和所述第四天线单元的电信号，这样，在所述第一波段频率和在所述第二波段频率中，所述天线的第一阻抗大约相等。在所述第三对延迟线和所述第四对延迟线中的第四延迟线配置成将所述第一阻抗转换为所述第二阻抗。
所述天线可以包括耦合至所述第三天线单元的第三谐振电路和耦合至所述第四天线单元的第四谐振电路。所述第三谐振电路和所述第四谐振电路各被配置以用具有一大于所述第二波段频率中的一预定值的阻抗，这样，对应于所述第一波段频率的所述电信号耦合至所述第三天线单元和所述第四天线单元，对应于所述第二波段频率的电信号大致耦合至一部分所述第三天线单元和一部分所述第四天线单元。
所述第三天线单元和所述第四天线单元可大致沿着所述天线的第二轴布置。所述第一轴和所述第二轴可相互旋转约90°。
在一些实施例中，一馈送网络电路耦合至所述第一、第二、第三和第四天线单元。所述馈送网络电路被配置以用相位移所述耦合至和来自所述天线单元的电信号，这样，辐射至或来自所述天线的辐射被圆极化。辐射至或来自所述天线的所述被圆极化的辐射可以是右旋圆极化或左旋圆极化。所述馈送网络电路可被配置以用以约90°相位移动耦合至所述天线中的邻近的天线单元的电信号。
所述多波段天线的实施例至少部分克服了以上描述的现有天线存在的问题。
附图说明
本发明其他目的和特征在结合附图的详细的说明和所附要求后更容易清楚。
图1A是表示一实施例的多波段天线侧视图的方框图；
图1B是表示一实施例的多波段天线俯视图的方框图；
图2A是表示一实施例的多波段天线侧视图的方框图；
图2B是表示一实施例的多波段天线俯视图的方框图；
图2C是表示一实施例的多波段天线侧视图的方框图；
图2D是表示一实施例的多波段天线俯视图的方框图；
图3A是表示一实施例的多波段天线侧视图的方框图；
图3B是表示一实施例的多波段天线俯视图的方框图；
图4是表示一实施例的馈送网络电路的方框图；
图5表示在极坐标中作为用于一实施例的多波段天线的频率的函数的模拟复数反射系数；
图6是表示一实施例的一天线单元的方框图；
图7表示在用于一实施例的多波段天线的直角坐标系中模拟复数反射系数；
图8表示对应一全球卫星导航系统的波段的频率；
图9是使用多波段天线的方法的一实施例的流程图；
贯穿所述几个图中，相同的引用数字指相应的部件。
具体实施方案
现根据发明的实施例详细说明，具体的例子在附图中表示。在下面的具体说明中，详细阐述了许多具体细节以给本发明提供更详细的理解。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是，无需这些详细说明就能实现。在另外一些例子中，为了不使本发明的产生一些不必要的混淆，没有对常用的方法、程序、元件和电路进行详细描述。
所述多波段天线包含一频率范围，所述频率范围可以远大于单个现有的天线中使用的频率范围。在一个典型实施例中，所述多波段天线被用于在L1波段(1565-1585MHz)、L2波段(1217-1237MHz)、L5波段(1164-1189MHz)和L波段通信(1520-1560MHz)发射或接收信号。这四个L波段被划分为两不同波段的频率：第一波段频率的范围为约1164-1237MHz，第二波段频率的范围为约1520-1585MHz。这两波段的大致中心频率位于1200MHz(f1)和1552MHz(f2)。这些具体频率和频带只是示例，在其它实施例中可以使用其它的频率和频带。
所述多波段天线也被配置以用在所述第一和所述第二波段的频率中具有实质上恒定的阻抗(有时称为公共阻抗)。这些特征可以允许诸如GPS的GNSS’s中的接收机使用更少或甚至一个天线来接收多个频带中的信号。
虽然在以下的讨论中用于GPS的多波段天线的实施例作为说明例子，但是应该理解所述多波段天线可以应用于各种应用，包括无线通信、移动电话以及其它GNSS’s。虽然所述多波段天线的实施例利用两频带关注的相位关系，但描述的所述技术可被广泛地应用于使用不同范围频率的各种天线类型和设计。
现直接针对多波段天线的实施例进行描述。图1A和1B是表示一实施例的多波段天线100侧视图和俯视图的方框图。所述天线100包括一接地层110和两倒L型单元112。所述倒L型单元112大致沿所述天线100的第一轴布置。利用信号线122，电信号130耦合至和自于所述倒L型单元。在一些实施例中，所述信号线122是同轴电缆，所述接地层110是适用于微波应用的金属层(例如：位于印刷电路板中或上)。
每一所述倒L型单元122具有两段126、127。第一段126(例如倒L型单元112-1的126-1)长度(当投影到接地层110上时)为LA+LB，第二段127的长度(当投影到接地层110上时)为LE。每一倒L型单元的所述第一和第二段126、127由一振荡回路124(例如用于倒L型单元122-1的振荡回路124-1)彼此电气性分隔。
在第一波段频率中，所述振荡回路124具有低阻抗，因此允许电信号130被耦合至所述倒L型单元112的两段。然而，在第二波段的频率中，所述振荡回路124具有高阻抗并有效地阻断电信号130到达所述倒L型单元122的所述第二段127。从另一观点来说，对于第一波段的频率中的信号，各天线单元122-1、122-2的有效长度为LA+LB+LE，而对于第二波段的频率中的信号，各天线单元122-1、122-2的有效长度为LA+LB。
在一典型实施例中，所述振荡回路124的各例子可以是一平行的电感器和电容器。所述振荡回路124有时也称为谐振电路。例如，振荡回路124可在第二波段频率的中心频率f2展现谐振。这样，振荡回路124可被用作用于第二波段频率中的电信号130的一阻波器。
每个倒L型单元112，例如倒L型单元112-1，可具有一设置在接地层110之上的单极天线。在所述天线100中，所述单极天线位于一平面中，该平面大致平行于包括接地层110的平面。所述单极天线可通过利用附着在一印刷电路板上的金属层实施。当在第二波段的频率中运行时，所述单极天线具有长度LA+LB(114，116)、厚度132、宽度134，并且位于接地层110以上的长度可为LD120。如上所述，当在第一波段的频率中运行时，所述单极天线具有长度LA+LB+LE(114，116，117)。所述两倒L型单元112可以一距离LC118分隔开。所述倒L型单元112-1可有一倾斜段，其沿着接地层110投影的长度为LA114。该倾斜段可改变天线100的辐射模式。然而，它不能改变天线100的电阻抗特性。
在一些实施例中，所述天线100可包括更多或更少的元件。可以结合两个或多个元件的功能。可以改变一个或多个元件的位置。例如，倒L型单元112中的单极天线具有可改变的几何形状。如图2A和2B所示，表示的多波段天线200一个实施例的侧视和俯视的方框图。多波段天线200与所述天线100(图1A和1B)相似，并可具有一与天线100(图1A和1B)相似的增益模式和电阻抗。在天线200中，倒L型单元211中的单极天线位于一垂直或大致垂直于包括所述接地层110的平面内。当在第一波段频率中运行时，每个单极天线，例如倒L型单元212-1中的单极天线，长度可为LA+LB+LE(214，216，217)；当在第二波段频率中运行时，长度可为LA+LB(214，216)、厚度222、宽度224，并且位于接地层110以上的长度可为LD120。所述两倒L型单元212可被一距离LC218分隔开。所述倒L型单元212-1可有一倾斜段，其沿着接地层110投影的长度为LA212。该倾斜段可改变天线200的辐射模式。然而，它不能改变天线200的电阻抗特性。
在一些实施例中，天线200可包括更多或更少的元件。例如：图2C和2D表示一个没有振荡回路124的实施例250。当在第一波段频率和第二波段频率运行时，所述倒L型单元212-1有一固定或不变的长度LA+LB(214，260)。可以结合两个或多个元件的功能。可以改变一个或多个元件的位置。
在另外一些实施例中，所述天线200或所述天线100(图1A和1B)可包括附加的倒L型单元。如图3A和3B所示，表示的多波段天线300的实施例，所述多波段天线300包括112-1至112-4四个倒L型单元。尽管没有示出，还有实施例具有对应于天线200(图2A和2B)或天线250(图2C和2D)中的倒L型单元的几何形状值的四个倒L型单元。倒L型单元112-1和112-2大致沿天线300的第一轴布置。倒L型单元112-3和112-4大致沿天线300的第二轴布置。所述第二轴可相对所述第一轴旋转约90°。
所述天线300在每个倒L型单元112中不包括各自的振荡回路，诸如振荡回路124(图2)。然而在一些实施例中，天线300的每个倒L型单元112包括一各自的振荡回路(未示出)，其分隔每个倒L型单元112的第一和第二段。所述振荡回路执行类似上文描述的振荡回路124(图1A和图1B)的功能。
在一些实施例中，天线300可包括更多或更少的元件。可以结合两个或多个元件的功能。可以改变一个或多个元件的位置。
如图4所示，馈送网络电路400可与天线300(图3A和图3B)耦合，以提供适当的相控电信号310给所述倒L型单元112。一180°混合电路412接收一输入电信号410并输出两个相对约180°异相的电信号。这些电信号中的每一个耦合至90°混合电路414的一个。所述90°混合电路414输出电信号310。因此各个电信号，例如电信号310-1，可具有一相对相邻电信号310约90°的相位移。在这种配置中，馈送网络电路400被称为正交馈送网络。电信号310的相位配置使得天线300(图3A和图3B)产生圆极化辐射模式。所述辐射可以是右旋圆极化(RHCP)或左旋圆极化(LHCP)。注意，电信号310的相对相位移越接近90°，电信号310的振幅相互匹配越平坦，天线300(图3A和图3B)的轴比将更好。
在一些实施例中，馈送网络电路400可包括更多或更少的元件。可以结合两个或多个元件的功能。可以改变一个或多个元件的位置。
现直接针对多波段天线的实施例和发生在至少两个频率波段值中的相位关系进行描述。尽管所述讨论重点在所述天线300(图3A和3B)，可以理解的是这种方法同样可应用于其它的天线实施例。
参照图3A和3B，倒L型单元112的几何形状由对应于第一波段频率的波长λ(真空中)为基础决定，例如第一波段频率的中心频率f1(中心频率f1的波长λ等于c/f1，c是指真空中的光速)。在一些实施例中，所述倒L型单元112和/或212由垂直于所述接地层110的印刷电路板支撑。例如，所述倒L型单元112和/或212可附着在垂直安装在所述接地层110的印刷电路板中，从而实现图1-3中所示的几何形状。在一个典型实施例中，所述印刷电路板的材料为0.03英寸厚的Rogers4003，Rogers4003是一种适用于微波应用的印刷电路板材料(它具有低损耗特性，其3.38的介电常数
Figure A200780008542D0011102931QIETU
非常一致)。用图2A-2D作一个具体描述，长度LD220为0.08λ，长度LC为0.096λ，长度LB260为0.152λ，宽度224为0.024λ，厚度222为0.017mm。例如，如果中心频率f1为1200MHz，那么长度LD220大约为20mm，长度LC118大约为24mm，单极天线长度LMonopole312大约为38mm，LC118大约为24mm，以及宽度224大约为6mm(请注意，由于在实施例300中LE等于零，所以LMonopole312等于LA+LB)。在该典型实施例中，第二波段频率的中心频率f2大约是第一波段频率的中心频率f1的5/4倍(或者更为精确地说是1.293)。用于第二波段频率的中心频率的f2(约1552MHz)的LMonopole312为约29mm。因此所述倒L型单元112的所述第一段126应该为约29mm长，所述第二段127应该为约9mm长。
在一些所述倒L型单元由印刷电路板支撑的实施例中，所述倒L型单元112和/或212的几何形状与印刷电路板或衬底的介电常数成函数关系。用图2C和2D作为描述的例子，对于在这些频率运行并包含具有介电常数
Figure A200780008542D0011103027QIETU
的0.03英寸厚的衬底的天线，LB260，长度LD220及宽度224通常可按下面的通式表示：
LB＝0.152λ(-0.015756ε+1.053256)
LD＝0.08λ(-0.015756ε+1.053256)
和
Width＝0.024λ(-0.015756ε+1.053256)
如果使用具有更低介电常数的衬底，那么所述倒L型单元112和/或212的长度将大于预定的中心频率f1。注意，LC大致与介电常数
Figure A200780008542D0012103100QIETU
无关。
所述天线300的几何形状具有有利的特性。如图5所示，其表示一倒L型单元的复数反射系数514(其与阻抗相关)，例如倒L型单元112-1，在极坐标中作为频率的函数，称为史密斯圆图。所述复数反射系数514是基于仅位于接地层110以上的所述倒L型单元112-1的底部。在史密斯圆图中，圆周510表示固定电阻，圆弧512表示固定电抗。水平线512-4对应实际阻抗值，即具有零电抗的元件的电阻值。所述水平线512-4最左端表示0Ω，最右端表示∞Ω(无穷大电阻)。零交叉516对应于第一波段频率的中心频率f1，零交叉518对应于第二波段频率的中心频率f2。在一个典型实施例中，所述零交叉516在频率为1200MHz时阻抗为12.5Ω，零交叉518在频率为1552MHz时阻抗为200Ω。而如果所述倒L型单元112-1在所述第一波段频率和所述第二波段频率具有约50Ω的阻抗，则沿着耦合所述电信号310至所述天线300(图3A和3B)的信号线将是大致为零反射系数。
图6表示实施例600，包括倒L型单元112-1、接地端610和串联连接以实施阻抗转换网络的延迟线612。所述延迟线612将不同相位移应用于不同频率的电信号310-1。具体而言，延迟线612-1具有长度d1614-1，延迟线612-2具有长度d2614-2。选择长度d1614-1使其对应于在中心频率f1时约360°的相位移和在中心频率f2时约540°(360°+180°)的相位移。这样，在所述第一波段频率和所述第二波段频率的所述倒L型单元112-1的阻抗将会大致相同(即在中心频率f1的阻抗)。
选择所述第二延迟线612-2的长度d2614-2，使它对应于在接近所述第一波段频率和所述第二波段频率的频率时的90°(λ/4)的相位移。基于该原因，所述第二延迟线612-2可称为四分之一波长线。此外，所述第二延迟线612-2的特性阻抗等于或大致等于在中心频率f1时的阻抗与预期的最终阻抗50Ω的几何平均值。这样，所述第一波段频率和所述第二波段频率中，所述倒L型单元112-1的阻抗被转换至约50Ω。类似的阻抗转换网络可应用于天线100(图1A和1B)、天线200(图2A和图2B)、天线250(图2C和图2D)和/或天线300(图3A和图3B)中的其它倒L型天线单元112。
在一个典型实施例中，在1200MHz时，360°的相位移对应0.250m。在1552MHz时，270°的相位移对应0.242m。这两个长度在彼此的3％内。因此，如果长度d1614-1在0.242-0.250m范围内，那么在1200MHz时的阻抗(12.5Ω)大致保持不变，并且在1552MHz时通过增加180°的相位转移产生的阻抗大致等于1200MHz时的阻抗。作为折衷，长度d2614-2对应于1377MHz(大约位于1200-1552MHz的中间)。在一个实施例中，四分之一波长延迟线612-2的特性阻抗大约为25Ω。这导致在1200和1552MHz的阻抗为约50Ω。
在一些实施例中，实施例600可包括更多或更少的元件。可以结合两个或多个元件的功能。可以改变一个或多个元件的位置。虽然实施例600描述了应用于一天线的两种模式的阻抗转换，但是在其它实施例中类似的阻抗转换可应用于一天线的两种以上模式。
图7表示如上所述多波段天线实施例的模拟复数反射系数，包括在直角坐标系中作为频率710函数的幅度712和相位714。诸如天线300(图3A和图3B)的天线，在接近1200MHz和1552MHz区域展示出低的回波损耗和良好的匹配性(如低反射系数幅度712所证明)。下面参照图8进行描述，这些频率对应于第一波段频率和第二波段频率的中间频率。这表示天线设计能够支持至少双波段运行。
图8表示对应于全球卫星导航系统的波段的频率，包括所述的L1波段(1565-1585MHz)、所述的L2波段(1217-1237MHz)、L5波段(1164-1189MHz)以及L波段通信(1520-1560MHz)。在上描述的多波段天线的典型实施例中，第一波段频率812-1包括1164-1237MHz，第二波段频率812-2包括1520-1585MHz。注意，虽然1200MHz和1552MHz不是非常精确地等于这些波段的中心频率(也称为波段中央频率)，但是它们足够接近达到预期天线特性的所述波段中央频率(实际中心频率为1200.5MHz和1552.5MHz，仅比用于设计图6中的延迟线和图1A中的振荡回路124的标称值高0.5MHz)。特别是，所述多波段天线在第一波段频率812-1和第二波段频率812-2具有低的回波损耗。此外，第一波段频率812-1包括L2波段和L5波段，第二波段频率812-1包括L1波段和L波段通信。因此，单个多波段天线能够发射和/或接收在这四个GPS波段中的信号。
现直接针对使用多波段天线的方法的实施例进行描述。图9是表示使用多波段天线实施例900的流程图：相位移动与天线中的第一天线单元和第二天线单元相耦合的电信号(910)；转换所述电信号，以使所述天线的第一阻抗转换成第二阻抗(912)。
在一些实施例中，实施例900可包含更少或更多的步骤。所述步骤顺序可改变。至少两步步骤可合并为单个步骤。
为了解释本发明，前述说明使用具体术语以提供对本发明的彻底理解。然而，对本领域的技术人员显而易见的是，不需要具体详述就能实现本发明。选择和描述的实施例是为了最好地解释本发明的原理和它的实际应用，因此能够使本领域的技术人员最好地利用本发明和结合具体使用设想而修改的不同实施例。因此，前述披露不是为了将本发明限制于所公开的精确形式。更具上述教导，许多修改和变化是可能的。
本发明的保护范围由以下的权利要求及其等效内容所限定。

Claims (21)

1、一种天线，包括
第一天线单元和第二天线单元，其中所述第一天线单元和第二天线单元被配置以用在第一波段频率和第二波段频率发射和接收信号，且其中所述第二波段频率中的频率大于所述第一波段频率中的频率；
耦合至所述第一天线单元的第一对延迟线，和耦合至所述第二天线单元的第二对延迟线，其中所述第一对延迟线和第二对延迟线中的第一延迟线被配置以用相位移动与所述第一天线单元和第二天线单元相耦合的电信号，以使所述天线的一第一阻抗在所述第一波段频率和所述第二波段频率中大致相等，且其中所述第一对延迟线和第二对延迟线中的第二延迟线被配置以用转换所述第一阻抗至第二阻抗。
2、如权利要求1所述的天线，其特征在于：所述第二阻抗大致为50Ω。
3、如权利要求1所述的天线，其特征在于：所述第一天线单元和第二天线单元各包括一位于接地层之上的单极天线。
4、如权利要求3所述的天线，其特征在于：所述第一天线单元和第二天线单元各是倒L型天线。
5、如权利要求3所述的天线，其特征在于：所述单极天线位于一平面，该平面大致平行于一包含所述接地层的平面。
6、如权利要求3所述的天线，其特征在于：所述单极天线位于一平面，该平面大致垂直于一包含所述接地层的平面。
7、如权利要求3所述的天线，其特征在于：所述单极天线包括一附着在一印刷电路板上的金属层，其中所述的印刷电路板适用于微波应用。
8、如权利要求1所述的天线，其特征在于：所述第一波段频率包括1164-1237MHz，所述第二波段频率包括1520-1585MHz。
9、如权利要求1所述的天线，其特征在于：所述第二波段频率的中心频率是所述第一波段频率的中心频率的5/4倍。
10、如权利要求1所述的天线，其特征在于：所述第一对延迟线和第二对延迟线中的第二延迟线具有一阻抗，该阻抗大致是所述第一阻抗和所述第二阻抗的几何平均值。
11、如权利要求1所述的天线，其特征在于：所述第一天线单元和第二天线单元大致沿所述天线的第一轴布置。
12、如权利要求1所述的天线，还包括：
第三天线单元和第四天线单元，其中所述第三天线单元和第四天线单元被配置以用在第一波段频率和第二波段频率发射和接收信号；及
耦合至所述第三天线单元的第三对延迟线，和耦合至所述第四天线单元的第四对延迟线，其中所述第三对延迟线和第四对延迟线中的第三延迟线被配置以用相位移动与所述第三天线单元和第四天线单元相耦合的电信号，以使所述天线的一第一阻抗在所述第一波段频率和所述第二波段频率中大致相等，且其中所述第三对延迟线和第四对延迟线中的第四延迟线被配置以用转换所述第一阻抗至所述第二阻抗。
13、如权利要求12所述的天线，其特征在于：所述第一天线单元和第二天线单元大致沿所述天线的第一轴布置，且其中所述第三天线单元和第四天线单元大致沿所述天线的第二轴布置。
14、如权利要求13所述的天线，其特征在于：所述第一轴与所述第二轴相互旋转约90°。
15、如权利要求13所述的天线，还包括一耦合至所述第一天线单元、第二天线单元、第三天线单元和第四天线单元的馈送网络电路，所述馈送网络电路被配置以用相位移动与来自所述第一天线单元、第二天线单元、第三天线单元及第四天线单元相耦合的电信号，以使辐射至所述天线或来自所述天线的辐射被圆极化。
16、如权利要求15所述的天线，其特征在于：所述馈送网络电路被配置以用以大致90°相位移动与所述天线中的邻近的天线单元相耦合的电信号。
17、如权利要求16所述的天线，其特征在于：所述至或来自所述天线的圆极化的辐射是右旋圆极化。
18、如权利要求12所述的天线，其特征在于：所述第三天线单元包括通过第一谐振电路耦合在一起的第一段和第二段，所述第四天线单元包括通过第二谐振电路耦合在一起的第三段和第四段；其中所述第一谐振电路和第二谐振电路各被配置以用具有一大于所述第二波段频率中一预定值的阻抗，以使对应所述第一波段频率的电信号耦合至或来自所述第三天线单元的第一段和第二段以及所述第四天线单元的第三段和第四段；对应所述第二波段频率的电信号大致耦合至或来自所述第三天线单元的第一段和所述第四天线单元的第三段，而不是所述第三天线单元的第二段和所述第四天线单元的第四段。
19、如权利要求1所述的天线，其特征在于：所述第一天线单元包括通过第一谐振电路耦合在一起的第一段和第二段，第二天线单元包括通过第二谐振电路耦合在一起的第三段和第四段；其中所述第一谐振电路和第二谐振电路各被配置以用具有一大于所述第二波段频率中一预定值的阻抗，以使对应于第一波段频率的电信号耦合至或来自所述第一天线单元的第一段和第二段以及所述第二天线单元的第三段和第四段；对应所述第二波段频率的电信号大致耦合至或来自所述第一天线单元的第一段和所述第二天线单元的第三段，而不是所述第一天线单元的第二段和所述第二天线单元的第四段。
20、一种天线，包括：
用于在第一波段频率和第二波段频率中发射和接收信号的第一辐射装置和第二辐射装置，其中所述第二波段频率中的频率大于所述第一波段频率中的频率；及
耦合至所述第一辐射装置的第一延迟装置，及耦合至所述第二辐射装置的第二辐射装置，其中所述第一延迟装置和所述第二延迟装置适用于相位移动与所述第一辐射装置和所述第二辐射装置相耦合的电信号，以使所述天线的一第一阻抗在所述第一波段频率和所述第二波段频率中大致相等，且其中所述第一延迟装置和所述第二延迟装置适用于转换所述第一阻抗至一第二阻抗。
21、一种方法，包括：
相位移动与一天线中的第一天线单元和第二天线单元相耦合的电信号，
其中所述第一天线单元和所述第二天线单元被配置以用在第一波段频率和第二波段频率中发射和接收信号，所述第二波段频率中的频率大于所述第一波段频率中的频率，且其中根据所述相位移动，所述天线的一第一阻抗在第一波段频率和第二波段频率中大致相等；
转换所述电信号，以使所述第一阻抗被转换成一第二阻抗。
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