CN101611556A - 用于接收射频信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种频率转换接收机，包括无源混频器，低噪声放大器(LNA)和平衡－不平衡变换器。低噪声放大器产生响应单端接收机输入信号的放大的单端信号。无源混频器产生响应微分混频器输入信号和四相本机振荡信号的混频器输出信号混频器。平衡－不平衡变换器将放大的单端信号转换成所述微分混频器输入信号，该平衡－不平衡变换器具有耦合到低噪声放大器的输出端的第一线圈和耦合到无源混频器输入端的第二线圈，该第二线圈具有比第一线圈更多的匝数。第二线圈和第一线圈的匝数比为低噪声放大器提供增益补偿，并且与低噪声放大器和无源混频器一同为接收机提供期望的增益和在接收机输入信号的动态范围内的期望的线性度。

Description

用于接收射频信号的方法和装置

技术领域

本发明一般涉及所有无线接收机，特别涉及无线接收机中射频信号的直接频率降频转换。

背景技术

在许多无线应用中，采用射频(RF)信号发送信息。RF信号通过调制基带信号(信息)到载波信号来形成，该载波信号的频率大于基带信号频率。一经接收，在基带信号处理发生之前，RF信号最后降频转换成期望的基带频率。RF信号可直接进行降频转换或者可以在最后降频转换成期望的基带频率之前经一个或多个中间级处理。基于外差的接收机通过一个或多个中频(IF)级降频转换接收到的RF信号直到获得期望的基带频率。每个IF级包括混频器、滤波器和/或放大器级。特定IF级输出端的频率对应于输入到该混频器的本机振荡信号与该RF(或IF)输入信号的频率之间的差。

基于零差的接收机通过直接降频转换接收的RF信号至期望的基带频率信号，免去了IF级的需要。如此看来，基于零差的接收机所用的部件往往少于基于外差的接收机，因此有尺寸和功率上的优势。直接转换零差接收机通常包括RF接收机前端，该前端包括用于放大接收到的RF信号的低噪声放大器(LNA)、用于直接降频转换放大的RF信号至期望的基带频率信号的混频器和用于使LNA的输出阻抗与混频器的输入阻抗匹配的阻抗匹配电路。在全双工零差接收机中，通常包含表面声波滤波器来滤除并行工作(simultaneous operation)期间从发射机注入接收机的干扰。

当直接降频转换RF信号到期望的基带频率信号时，存在各种挑战，特别是当采用深亚微米CMOS技术将用于直接转换的部件集成在同一硅片上时。深亚微米CMOS技术提供低供电电压。低供电电压限制LNA的线性工作范围。即，受限的供电电压限制了LNA的输出电压范围，因此导致了弱有用信号增益的减敏。这样，当处理RF信号的高电平信号分量时，除非向下调整LNA的增益，LNA工作在非线性区。为了避免弱有用信号增益的减敏，RF接收机前端需要良好的线性度。通常，无源混频器(passivemixer)比有源混频器(active mixer)提供更好的线性度。但是由于无源混频器的负增益并且由LNA和混频器提供的总增益不足(这导致了RF接收机前端的低增益)，无源混频器会变得难以使用，。RF接收机前端的低增益要求混频器之后的电路必需设计成低噪声电路系统。

为补偿降低的LNA增益，通常使用有源混频器。尽管有源混频器提供额外增益，但比起无源混频器，它们消耗更多的功率。有源混频器的线性度也较差。此外，在有源混频器中会出现闪变噪声(flicker noise)。尽管闪变噪声并不影响高频信号，但它的确对低频信号(例如窄带GSM基带信号)有不利的影响。闪变噪声可以通过增加有源混频器中的晶体管的尺寸来降低。但是，晶体管越大，消耗的功率越多。除了关注功耗和闪变噪声之外，有源混频器还存在DC补偿(offset)，因此导致混频器输出端的电平偏移。无源混频器解决了有源混频器的许多缺点。但是，无源混频器一般具有负增益。如此看来，采用深亚微米CMOS技术时使用传统的无源混频器和LNA就愈发困难了，原因是这些技术带来的低电压余量以及增益的不足。

发明内容

根据这里所教导的方法和装置，接收到的RF信号到基带信号的降频转换由下列接收机实现，该接收机包括无源混频器、平衡-不平衡变换器和低噪声放大器(LNA)。降低LNA的增益来最小化非线性，该非线性在LNA的信号输出接近或超过LNA的线性电压输出范围时引起。平衡-不平衡变换器将LNA的输出端耦合到无源混频器的输入端。为补偿可能因使用无源混频器或降低LNA增益而导致的任何的增益不足，平衡-不平衡变换器包括耦合到LNA的输出端的初级线圈和耦合到无源混频器的输入端的次级线圈。次级线圈具有比初级线圈更多的匝数，因而在LNA的输出端和无源混频器的输入端之间提供了电压增益。选择变压器的匝数比以在LNA的输出端和无源混频器的输入端之间提供足够的电压增益和阻抗匹配。

平衡-不平衡变换器的次级线圈可以DC电压偏置，该电压用作无源混频器的偏置电压。可使用具有P-FET和N-FET晶体管两者的互补无源混频器使无源混频器的非线性度最小。因此，通过选择合适的偏置电压和P-FET和N-FET器件的尺寸，产生的无源混频器的非线性可部分地抵消或降低LNA的非线性，从而改进了接收机总体的线性度。因为平衡-不平衡变换器提供电压增益来补偿混频器中的负增益，所以该LNA可以保持相对较低的增益以降低LNA的非线性。低的L NA增益也放松了LNA设计的限制，所以可以采用低LNA输出阻抗。低LNA输出阻抗有利于改善接收机的频率调谐范围。这样，通过适当选择平衡-不平衡变压器的匝数比和偏置该平衡-不平衡变换器，能够在不损失电压增益或线性度的前提下，使用无源混频器来降频转换接收到的RF信号。

根据降频转换接收机的一个实施例，所述接收机包括无源混频器、低噪声放大器和平衡-不平衡变换器。低噪声放大器配置成产生响应单端接收机输入信号的放大的单端信号。无源混频器配置成产生响应微分混频器输入信号和四相本机振荡信号的混频器输出信号。平衡-不平衡变换器配置成将放大的单端信号转换成微分混频器输入信号，该平衡-不平衡变换器具有耦合到低噪声放大器的输出端的第一线圈和耦合到无源混频器输入端的第二线圈，该第二线圈具有比第一线圈更多的匝数。第二线圈与第一线圈的匝数比被配置为，向低噪声放大器提供增益补偿，并且与低噪声放大器和无源混频器一同，为接收机提供期望的增益和在接收机输入信号的动态范围内的线性度。

当然，本发明并不限于上述特点和优点。本领域的专业人员在阅读下面的详细描述和阅览附图后将会认识到另外的特点和优点。

附图说明

图1是包括频率降频转换接收机的无线通信设备的一个实施例的框图。

图2是频率降频转换接收机的一个实施例的框图。

图3是频率降频转换接收机的另一个实施例的框图。

图4为示出供无源混频器使用的四相本机振荡信号的时序图。

图5为示出改变无源混频器的一个实施例的导电电阻的图。

图6为示出由于过程变化改变无源混频器的另一个实施例的导电电阻的图。

图7是具有频率调谐电容器阵列的频率降频转换接收机的一个实施例的框图。

具体实施方式

图1示出无线通信设备10(例如移动电话，无线、无绳电话，个人数字助理，全球定位系统，无线局域网(WLAN)适配器(例如无线网络接口控制器)等)的一个实施例。无线设备10通过RF信号接收和发送信息。设备10包括接收机前端12，用于将接收到的RF信号r(t)降频转换为期望的基带频率信号B_I(t)/B_Q(t)。接收到的信号在被接收机前端12处理之前例如通过带通过滤器13滤波。设备10还包括解调器14、模拟-数字转换器16和基带处理器18，基带处理器用于例如通过执行解码、符号估计、干扰抵消、位同步、纠错等来处理基带信号B(n)。替代方式是，基带处理器18还执行信号解调。对于基于外差的接收机，在接收机前端12和解调器14之间包括一个或多个中频(IF)级(未示出)，用于以连续的步骤降频转换接收到的信号。无线设备10还包括通过RF信号发送信息的发射机19和可进行全双工(接收和发送)工作的双工器21。

接收机前端12包括低噪声放大器(LNA)20、平衡-不平衡变换器22、无源混频器24和滤波器26和28。接收机前端12提供足够的信号增益，使得接收机前端12下游的部件在存在噪声的情况下合适地工作。虽然无源混频器24有助于解决有源混频器带来的闪变噪声和功耗的缺点，但它具有负增益。进一步地，如下所述，LNA20在降低的增益下工作以最小化LNA的非线性。为补偿任何的增益不足，平衡-不平衡变换器22包括变压器，该变压器的初级线圈匝数(m)与次级线圈匝数(n)的比为m∶n，其中，将次级线圈耦合到无源混频器24的输入端，将初级线圈耦合到LNA20的输出端。该次级线圈具有比初级线圈更多的匝数，例如n＞m，因此在次级线圈上提供了正电压增益。

选择变压器的匝数比m∶n以提供至少足够的电压增益来补偿使用LNA20和无源混频器24带来的增益降低。也即，平衡-不平衡变换器22对总体期望的接收机前端增益与由LNA20和无源混频器24提供的增益之间的增益不足提供补偿。还选择变压器的匝数比以在LNA20的输出阻抗(趋向于低阻抗)与无源混频器24的输入阻抗(趋向于高阻抗)之间提供充分的阻抗匹配。此外，如果LNA保持非线性，那么可以通过为次级线圈的中心抽头提供DC电压来偏置无源混频器24。如下所述，DC偏置电压的适当选择可使无源混频器24抵消LNA的非线性。同样，通过使次级线圈具有更多的匝数，减少了从该无源混频器24泄漏到天线30的本机振荡时钟信号，这是因为反向变换使得初级线圈上的本机振荡时钟信号具有负电压增益。因此，通过适当选择变压器的匝数比并合适地偏置平衡-不平衡变换器22，在使LNA非线性的效应最小化的同时，实现了阻抗匹配并满足了接收机前端的增益要求。

具体言之，接收到的RF信号r(t)经LNA20放大。LNA20的嗜益α小于期望的总体的接收机前端增益。选择LNA的增益来降低LNA的非线性，特别是当LNA20放大RF信号r(t)的高电平信号分量时。当该LNA20放大高电平分量时保持LNA的增益足够低降低了由受限的LNA20输出电压范围造成的LNA非线性。较低LNA增益允许较低的LNA输出阻抗。如下所述，当LNA输出阻抗低时，有利于增加接收机前端12的频率调谐范围。

平衡-不平衡变换器22将LNA20的输出端电感耦合到无源混频器的输入端，以将放大的信号αr(t)变换为总电压增益为β的微分信号。总电压增益β是LNA电压增益α和平衡-不平衡变换器电压增益λ的总和，其中当平衡-不平衡变换器无损耗时，λ≈n/m。该无源混频器24将混频器输入信号βr(t)直接降频转换为同相和正交(I/Q)信号B_I(t)和B_Q(t)。解调器14通过解调I/Q信号恢复基带信息B(t)。回到平衡-不平衡变换器22，它的电压增益是比率

的函数，其中n为次级变压器线圈的匝数，m为初级变压器线圈的匝数。因此，为了增加平衡-不平衡变换器的电压增益，增加次级对初级线圈的匝数比。还选择变压器的匝数比来实现LNA20的输出端与无源混频器24的输入端之间期望的阻抗匹配。如果平衡-不平衡变换器无损耗，那么由LNA20观察到的看向平衡-不平衡变换器22(Z_prm)的初级线圈的阻抗与由无源混频器24观察到的看向平衡-不平衡变换器22(Z_sec)的次级线圈的阻抗之间的关系由以下式子给出：

$\frac{\mathrm{Zprm}}{Z\sec }={\left[\frac{m}{n}\right]}^2---\left(1\right)$

因此，通过选择满足下面式子的变压器匝数比，LNA20的输出阻抗(Z_LNA)可充分地与无源混频器24的输入阻抗(Z_MIX)匹配：

${\left[\frac{m}{n}\right]}^2=\frac{Z\ln a}{\mathrm{Zmix}}---\left(2\right)$

因此，Z_MIX与Z_LNA的阻抗之比越大，次级线圈匝数与初级线圈匝数之比越大。因为对于大多数的集成电路实现方案来说，Z_LNA＜＜Z_MIX，因此n＞m是可行的，由此实现了正电压增益。变压器匝数比率可一次设定(例如在电路设计时)，或者可以是可编程的。不管怎样，变压器匝数比的选择使得接收机前端12可以使用无源混频器24和降低增益的LNA20而不牺牲增益或线性度。

图2示出接收机前端12的实施例。放大的LNA输出信号αr(t)激发初级变压器线圈32的一端而其另一端连接到DC供电电压Vdd。平衡-不平衡变换器22通过次级线圈34，以平衡-不平衡变换器22的电压增益λ将放大的LNA输出信号转变为微分信号，电压增益λ是比率 $\left[\frac{n}{m}\right]>1$ 的函数。如前所述，选择初级和次级线圈的匝数来提供充分的阻抗匹配和增益补偿。调谐网络36调整接收机前端12的频率范围。将平衡-不平衡变换器22的微分信号输出输入到无源混频器24。

无源混频器24包括同相混频器38(I-信道混频器)和正交混频器40(Q-信道混频器)。分别向I-信道混频器38和Q-信道混频器40提供微分平衡-不平衡变换器22输出信号+βr(t)/2和-βr(t)/2。I/Q-信道混频器38和40通过将信号与本机振荡信号相乘降频转换该混频器输入信号。本机振荡信号可以是如下所述的多相。不管怎样，滤波器26和28(例如低通或带通过滤器)移除混频过程中的高频产物以产生具有期望的基带频率的I/Q信号。如本领域技术人员熟知的，期望的基带频率是本机振荡频和RF输入信号频率的函数。

根据本实施例和等式(1)和(2)，平衡-不平衡变换器22的初级线圈32上的阻抗是次级线圈34上的阻抗以及初级线圈匝数(m)与次级线圈匝数(n)之比m∶n的函数。次级线圈34上的阻抗与无源混频器24的输入阻抗有关。无源混频器24的输入阻抗是混频器的输出阻抗和滤波器26和28的输入阻抗的函数。当配置成基于外差的直接转换时，将滤波器26和28配置成基带低通滤波器。当配置成基于零差的频率降频转换时，将滤波器26和28配置成中频(IF)带通过滤器。

由滤波器26和28提供的信号衰减量取决于频率。因此滤波器26和28的输入阻抗依赖于被滤波的信号的频率。滤波器26和28的输入阻抗对于阻带频率要比对于通带频率更低。例如，当配置成基于外差的直接转换时，滤波器26和28可包括具有电阻器和电容器的第一阶RC低通滤波器，其中电阻器的一个结点连接到电容器的一个结点以形成一个输出结点，而电阻器的另外一个结点形成低通滤波器的输入结点。将该电容器接地并在较低频率时为带内频率分量提供高输入阻抗，并且在较高频率时为带外频率分量提供低阻抗。

滤波器26和28的阻抗通过平衡-不平衡变换器22反映在LNA20的输出端。因此，带外频率分量的较低阻抗产生低LNA增益。因此，LNA对于期望的带内RF输入信号和不期望的带外RF输入信号将具有不同的增益。特别地，对于期望的带内信号，LNA20具有比不期望的带外信号更高的增益，从而改进了接收机前端12的频率选择性。

当设备10工作在全双工模式下(即，在例如WCDMA应用中，当设备10同步发送和接收信号时)，功率可能从设备的发送端泄漏到接收端。在全双工操作期间，从发射机19到接收机前端12的功率泄漏经常是在LNA20输入端出现的干扰功率的最大来源。接收机前端12的配置衰减了发射机19发射的信号，该信号位于在零差直接降频转换的混频器24的基带端(或对应外差降频转换的中频端)的滤波器内，并且通过无源混频器24的阻抗变换，发射的信号在混频器24的输入端也有衰减。因为平衡-不平衡变换器22将LNA20电感耦合到无源混频器24，所以发射机19发射的信号在LNA20上也衰减了。由设备10发送的在LNA20上的衰减信号降低了因发射机19造成的功率泄漏。同样，保持低的LNA输出阻抗改进了接收机前端的线性，同时降低了因发射机19的功率泄漏造成的减敏。

根据本实施例，平衡-不平衡变换器22的次级线圈32以选择的DC电压V_bias偏置。该偏置电压通过线圈抽头(优选地为中心抽头)注入该次级线圈32。次级线圈34提供偏置电压到形成无源混频器24的晶体管的漏极/源极。当偏置在适当的DC电压时，由于晶体管(例如FET或MOSFET器件)的非理想开关特性，晶体管对无源混频器24的非线性是有贡献的。如下所述，无源混频器24可以为互补无源混频器，当晶体管被适当地平衡并且选择合适的次级线圈偏置电压时，其可以最小化非线性。即使可以降低LNA的增益来减轻非线性的程度，但是仍然还剩余一些LNA非线性，特别是当LNA20放大接收到的RF信号的高电平信号分量时。通过适当地选择次级线圈偏置电压和适当地调整形成互补无源混频器24的器件的尺寸，可以将无源混频器24引起的非线性设计为部分地抵消LNA的非线性。

图3示出接收机前端12的另一实施例，其中无源混频器24中的I-信道混频器42和Q-信道混频器44为互补混频器。每个互补混频器包括四个N-FET(I-信道混频器42中的N1-N4和Q-信道混频器44中的N5-N8)和四个P-FET(I-信道混频器42中的P1-P4和Q-信道混频器44中的P5-P8)。当适当调整N1-N8和P1-P8晶体管的尺寸和偏置电压时，由该互补无源混频器24引入的非线性对LNA非线性有抵消作用。更具体地，I-信道混频器42包括两组由正本机振荡信号(n1和n3)提供时钟信号的级联的N-FET晶体管(N1-N4)和两组由负本机振荡信号(p1和p3)提供时钟信号的级联的P-FET晶体管(P1-P4)。类似地，Q-信道混频器44也包括两组由正本机振荡信号(n2和n4)提供时钟信号的级联的N-FET晶体管(N5-N8)和两组由负本机振荡信号(p2和p4)提供时钟信号的级联的P-FET晶体管(P5-P8)。

在每个I-信道混频器42和Q-信道混频器44中，N-FET和P-FET的级联组共享两个公共结点，一个公共结点耦合到次级线圈34的第一端，另一个公共结点耦合到相对端。例如，次级线圈34的输出+βr(t)/2的端耦合到由I-信道混频器42中的N1、N3、P1和P3晶体管以及Q-信道混频器44中的N5、N7、P5和P7晶体管共享的公共节点。同样地，次级线圈34的输出-βr(t)/2的端耦合到由I-信道混频器42中的N2、N4、P2和P4晶体管以及Q-信道混频器44中的N6、N8、P6和P8晶体管共享的公共节点。

工作期间，I-信道混频器42和Q-信道混频器44中的晶体管作为开关工作，它们的运行由具有四个相位的本机振荡电路控制。两个时钟信号(n1和n3)和它们的互补信号(p1和p3)具有控制I-信道混频器42的晶体管栅极的第一和第三相位。另外两个时钟信号(n2和n4)和它们的互补信号(p2和p4)具有控制Q-信道混频器44的晶体管栅极的第二和第四相位。图4示出不同时钟信号的占空比和相位。

将时钟信号的相位交错开，这样一来，在任一时间点，I-信道混频器42或Q-信道混频器44中只有一个是激活的，其中正时钟脉冲激活N-FET晶体管栅极，负时钟脉冲激活P-FET晶体管栅极。例如，当时钟信号n1和它的互补信号p1(分别为正和负)在第一相位期间激活时，晶体管N1、P1、N4和P4在I-信道混频器42中开启，同时所有其他的晶体管关断。按照此，I-信道混频器42在输出结点I₊和I_-输出微分同相信号分量。当时钟信号n2和它的互补信号p2(分别为正和负)在第二相位期间激活时，晶体管N5、P5、N8和P8在Q-信道混频器44中开启，同时所有其他晶体管关断。因此，Q-信道混频器44在输出结点Q₊和Q_-输出微分同相信号分量。其余的时钟信号和它们的互补信号依次被激活，从而产生微分I/Q信号。

如前所述，微分I/Q信号随后被低通滤波以去除高频谐波。四相时钟信号和RF输入信号的频率决定了基带信号频率。虽然四相时钟方案是优选的，但是也可以采用任何相的时钟方案，例如两相本机振荡。不管怎样，互补无源混频器24的导电电阻是次级线圈偏置电压和混频器输入信号的函数。因此，当混频器输入信号波动时，互补无源混频器24的导电电阻也发生波动。结果是，混频器导电电阻高时，互补无源混频器24使I/Q输出信号衰减较多，当混频器导电电阻低时，互补无源混频器24使I/Q输出信号衰减较少。

更好地，互补无源混频器24的导电电阻的非线性部分抵消了LNA的非线性，因此改进了接收机前端12的总体线性度。当接收的RF信号r(t)接近高电平时(例如达到LNA20的压缩点时)，在LNA20中发生非线性。当发生非线性时，LNA20所用的受限的供电电压导致LNA的输入受限(clipped)，因此降低了高输入信号电平下的LNA增益。LNA20的电压输出范围受到可用供电电压的限制。当接收机的部件采用深亚微米CMOS技术(该技术中可用的供电电压范围非常有限)制造时，这一点受到特别的关注。相反，当接收到的RF信号处于低电平时，因为LNA20具有充足的输出电压余量(margin)，所以LNA增益的降低并不受到关注。优选地，施加到次级线圈34的偏置电压导致互补无源混频器24的导电电阻以这样一种方式变化，即，能够基本上抵消LNA在高信号电平时的非线性行为。非线性抵消仅对一定范围的信号电平有效，在该范围以外，线性度猛烈降低。

作为一个例子，次级线圈34偏置在供电电压(Vdd/2)的大约一半。图5用图表示出了当次级线圈34偏置在(Vdd/2)时，互补无源混频器24的导电电阻如何响应混频器输入信号而变化。图5也示出了弱RF信号(小信号电平)和强RF信号(高信号电平)。当RF信号电平高时，互补无源混频器24的导电电阻低，因此，高电平信号在补偿混频器24中的衰减更小。回想一下，当LNA输出为高时，在LNA20中可能出现非线性，因此导致降低的LNA增益。降低的导电电阻通过互补混频器24减少信号的损失，因此最小化了LNA增益降低带来的影响。

相反的是，当LNA的输出为低时，平衡-不平衡变换器22的输出向次级线圈偏置电压(在本例中是Vdd/2)漂移。因此，施加到互补混频器24的公共结点上的电压都大约为Vdd/2。当这种情况发生时，由于激活的晶体管具有较高的信道电阻，所以导电性较弱互补混频器24的导电电阻增加。混频器输入信号的衰减更大。结果是，互补混频器24对低电平LNA输出信号的衰减比高电平LNA输出信号更大。在前面的例子中，选择次级线圈偏置电压为Vdd/2是假设了互补混频器24中晶体管是充分匹配的。但是，如果形成互补混频器24的P-FET和N-FET的电流驱动能力没有被充分地平衡(例如由于过程变化)，则可以改变施加到次级线圈34的偏置电压，使互补混频器24返回平衡状态，由此最优化了接收机前端的线性度。例如，如果P-FET比N-FET具有更大的电流驱动能力，那么将施加到次级线圈34的偏置电压降低到供电电压的一半以下。由此，P-FET晶体管的通道电阻在图6所示的新的点V_po达到平衡。同样地，如果N-FET具有更大的电流驱动能力，那么如图6所示将施加到次级线圈34的偏置电压增加到供电电压的一半以上。由此，N-FET晶体管的通道电阻在新的点V_no达到平衡。如此，该偏置电压可以是可编程的以适应晶体管的失配(例如由于过程变化、温度改变等引起)。

图7示出接收机前端12的实施例，其中频率调谐网络36包括耦合到平衡-不平衡变换器22的初级线圈32的调谐电容器阵列。该调谐电容器阵列36包括多个并联耦合的控制晶体管T1-TN。每个晶体管的源极和漏极具有耦合到其上的调谐电容器，例如，C1和C2耦合到T1，C3和C4耦合到T2等。控制晶体管T1-TN决定哪个电容器被切换到调谐网络内，由此确定了接收机前端12的频率调谐范围。

如前所述，因为平衡-不平衡变换器22提供正电压增益，所以可以降低LNA的增益20以避免非线性。当降低LNA的增益时，LNA的输出阻抗变得非常低。保持非常低的LNA输出阻抗可使接收机前端12的频率调谐范围有利地增加。为适应接收机前端频率调谐范围内所期望的增加，调谐电容器阵列36相应地调整它的调谐电容。因此，调谐电容器阵列36使得LNA20能适应更大的频率调谐范围。

接收机前端12的频率调谐范围r由以下式子给出：

$r\≡\frac{f\max }{f\min }=\sqrt{\frac{\mathrm{Ct}\max +\mathrm{Cp}}{\mathrm{Ct}\min +\mathrm{Cp}}}---\left(3\right)$

其中f_max和f_min分别为接收机前端12的最大和最小工作频率，Ct_max和Ct_min分别为调谐电容器阵列36的最大和最小调谐电容，Cp为LNA20输出结点上的寄生电容。从等式(3)可知，最小调谐电容Ct_min的减小可使接收机前端12的频率调谐范围相应地增加。

更具体地说，LNA20包括第一和第二晶体管TC1和TC2。晶体管TC1和TC2构成用于放大接收到的RF信号r(t)的级联的LNA放大级。偏置电阻器R_B为晶体管TC2提供DC偏置，而供电电压Vdd使晶体管TC1的栅极偏置。接收的RF信号经电感Lg耦合到TC2的栅极，其中Cpa为输入寄生电容而Ls为源衰减电感。由晶体管TC1和TC2形成的级联的LNA放大级产生RF输入信号的放大信号αr(t)。该放大信号被提供到初级线圈32的一端，而相对的一端被偏置在供电电压Vdd上。调谐电容器阵列36在至初级线圈32的输入端之间耦合并确定接收机前端12的频率调谐范围。

输入到控制晶体管栅极的控制字(匝数<1:n>)确定开启或关断的晶体管。与每个激活的控制晶体管串联耦合的调谐晶体管确定如等式(3)所给出的接收机前端12的总体调谐电容。当关断控制晶体管T1-TN中的一个时，与停用的控制晶体管的源极和漏极相关联的相应的寄生二极管对D1/D2-D2N-1/D2N对调谐电容有贡献。例如，如果关断控制晶体管T1，那么寄生二极管D1和D2对接地结点贡献了结电容。如此，调谐电容C_t是电容器C1的电容和二极管D1的结电容的函数。二极管D1在高电位被反向偏置以减少它的结电容。

总体上，关联到每个停用控制晶体管的反相器46-50产生高电位来响应控制字并将它通过对应的电阻器对R0/R1和R2N-1/R2N馈送到与每个停用控制晶体管关联的二极管对(D1/D2，D3/D4，D2N-1/D2N)的各个阴极。例如，如果停用晶体管T1，那么控制字使得反相器46采用高电位驱动电阻器R0和R1，该高电位被施加到二极管D1和D2的阴极。大部分晶体管T1-TN偏置为接地，所以与停用晶体管关联的寄生二极管被反向偏置，从而降低了该二极管的寄生电容。当开启一个或多个控制晶体管时，每个激活的控制晶体管的源极和漏极优选地偏置为接地以降低与激活的晶体管关联的导通电阻，从而使得频率调谐电容器阵列36具有高Q。当然，可以采用各种其他调谐电容器实施例来调整接收机前端12的频率调谐范围，从而响应LNA输出阻抗的改变，因此这些实施例也在本发明的范围内。

应当理解的是，由于存在上述的各种变化和应用的范围，本发明并不局限于先前的描述或附图。相反，本发明只由后面的权利要求及其法定意义上的等同物来限定。

Claims (25)

1.一种频率降频转换接收机，包括：

低噪声放大器，配置成产生响应单端接收机输入信号的放大的单端信号；

无源混频器，配置成产生响应微分混频器输入信号和四相本机振荡信号的混频器输出信号；

平衡-不平衡变换器，配置成将所述放大的单端信号转换成所述微分混频器输入信号，该平衡-不平衡变换器具有耦合到低噪声放大器的输出端的第一线圈和耦合到无源混频器输入端的第二线圈，该第二线圈具有比第一线圈更多的匝数；并且

其中第二线圈与第一线圈的匝数比被配置为，向低噪声放大器提供增益补偿，并且与所述低噪声放大器和所述无源混频器一同，为接收机提供期望的增益和在接收机输入信号的动态范围内的线性度。

2.如权利要求1所述的接收机，进一步包括耦合到低噪声放大器的输出端的频率调谐电路，该频率调谐电路配置成调整接收机的调谐频率范围。

3.如权利要求2所述的接收机，其特征在于频率调谐电路包括至少一个与一个或多个电容元件串联耦合的晶体管，所述至少一个晶体管配置成将相应的一个或多个电容元件可切换地耦合到低噪声放大器的输出端。

4.如权利要求1所述的接收机，其特征在于所述无源混频器包括至少一个互补无源混频器。

5.如权利要求4所述的接收机，其特征在于所述至少一个互补无源混频器配置成具有补偿低噪声放大器的非线性的工作非线性。

6.如权利要求5所述的接收机，其特征在于所述平衡-不平衡变换器的第二线圈配置成为至少一个互补无源混频器提供所述微分混频器输入信号，该第二线圈以一定的电压来偏置，从而配置成与微分混频器输入信号一同来改变无源混频器的导电电阻，以补偿低噪声放大器的非线性和改进接收机的线性度。

7.如权利要求6所述的接收机，其特征在于所述偏置电压和所述至少一个补偿无源混频器配置成响应处于弱电平的微分混频器输入信号，增加无源混频器的导电电阻，和响应处于强电平上的微分混频器输入信号，降低无源混频器的导电电阻。

8.如权利要求6所述的接收机，其特征在于所述偏置电压是可调谐的。

9.如权利要求4所述的接收机，其特征在于，所述至少一个互补混频器包括一组或多组级联的N-FET晶体管和一组或多组级联的P-FET晶体管。

10.如权利要求9所述的接收机，其特征在于选择偏置电压来补偿N-FET晶体管和P-FET晶体管之间的失配。

11.如权利要求1所述的接收机，进一步包括耦合到无源混频器输出端的滤波器，该滤波器配置成对带外信号频率具有低输入阻抗。

12.如权利要求11所述的接收机，其特征在于所述接收机配置成通过变换滤波器至低噪声放大器的输出端的输入阻抗，抑制与接收机相关联的发射机造成的信号干扰，用于外带频率的滤波器的低输入阻抗配置成降低低噪声放大器的输出阻抗以在低噪声放大器的输出端抑制信号干扰。

13.一种包括如权利要求1所述接收机的无线通信设备，其特征在于所述接收机包括基于零差的接收机、基于外差的低中频接收机或高中频接收机中的一个。

14.一种在接收机内转换频率的方法，包括：

通过低噪声放大器产生放大的单端信号以响应单端接收机输入信号；

通过无源混频器产生混频器输出信号以响应微分混频器输入信号和四相本机振荡信号；

将平衡-不平衡变换器的第一线圈耦合到低噪声放大器的输出端并将耦合平衡-不平衡变换器的第二线圈耦合到无源混频器的输入端，第二线圈具有比第一线圈更多的匝数；

通过平衡-不平衡变换器将放大的单端信号转换成所述微分混频器输入信号；以及

其中第二线圈和第一线圈的匝数比配置成，为低噪声放大器提供增益补偿，并且与所述低噪声放大器和所述无源混频器一同，为接收机提供期望的增益和在接收机输入信号的动态范围提供线性度。

15.如权利要求14所述的方法，进一步包括调整接收机的调谐频率范围。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于调整接收机的调谐频率范围包括将对应的一个或多个电容元件可切换地耦合到低噪声放大器的输出端。

17.如权利要求14所述的方法，进一步包括使无源混频器工作在非线性区域来补偿低噪声放大器的非线性。

18.如权利要求14所述的方法，进一步包括改变无源混频器的导电电阻来补偿低噪声放大器的非线性。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于改变无源混频器的导电电阻包括：

增加无源混频器的导电电阻以响应处于弱电平的微分混频器输入信号；以及

降低无源混频器的导电电阻以响应处于强电平的微分混频器输入信号。

20.如权利要求18所述的方法，其特征在于改变无源混频器的导电电阻包括采用电压偏置所述第二线圈，该电压配置成与微分混频器输入信号一同，改变无源混频器的导电电阻以补偿低噪声放大器的非线性和改进接收机的线性度。

21.如权利要求20所述的方法，进一步包括选择偏置电压来补偿无源混频器中晶体管之间的失配。

22.如权利要求14所述的方法，其特征在于将平衡-不平衡变换器的第二线圈耦合到无源混频器的输入端包括将第二线圈耦合到无源混频器中的一个或多个互补混频器，所述一个或多个互补混频器配置成具有补偿低噪声放大器的非线性的工作非线性。

23.如权利要求14所述的方法，进一步包括对混频器输入信号中存在的外带信号频率进行滤波。

24.如权利要求14所述的方法，进一步包括抑制由与接收机相关联的发射机造成的信号干扰。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于抑制由与接收机相关联的发射机造成的信号干扰包括对耦合到无源混频器的输出端的滤波器至低噪声放大器的输出端的输入阻抗进行变换。

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