CN101836448A - 数字广播系统和在数字广播系统中处理数据的方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种数字广播系统和数据处理方法。数字广播系统的接收系统可包括接收单元、解调器、均衡器、块解码器以及RS帧解码器。接收单元接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号。移动业务数据可以构成RS帧，所述RS帧包括所述移动业务数据的至少一个数据包、基于该至少一个数据包生成的RS奇偶校验、以及基于所述至少一个数据包和所述RS奇偶校验生成CRC校验和。解调器将由所述接收单元接收到的所述广播信号中所包括的RS帧数据转换成基带RS帧数据。均衡器对由所述解调器解调后的数据执行信道均衡。块解码器，其按照块为单位对由所述均衡器进行了信道均衡的数据执行符号解码。RS帧解码器以RS帧为单位对解码后的移动业务数据执行CRC解码和RS解码，由此来纠正RS帧内的所述移动业务数据中出现的错误。

Description

数字广播系统和在数字广播系统中处理数据的方法

技术领域

本发明涉及一种数字广播系统，以及在用于发送和接收数字广播信号的数字广播系统中处理数据的方法。

背景技术

在北美及韩国被采用为数字广播标准的残留边带(VSB：vestigialsideband)传输模式是一种使用单载波方法的系统。因此，在较差的信道环境中，数字广播接收系统的接收性能会劣化。具体地说，由于在使用便携式和/或移动式广播接收机时会更加要求对信道变化及噪声有更高的抵抗能力，因此在使用VSB传输模式来发送移动业务数据时接收性能可能会更加劣化。

发明内容

技术问题

本发明用于提供一种对信道变化和噪声具有很强的抵抗力的数字广播系统和数据处理方法。

本发明用于提供一种能够通过对移动业务数据执行附加编码并通过将经过处理的数据发送到接收系统来加强该接收系统的接收性能的数字广播系统和数据处理方法。

本发明用于提供一种通过在数据区域内的预定区域中插入根据接收系统与发送系统之间的预定协定而已知的已知数据而能够同样加强该接收系统的接收性能的数字广播系统和数据处理方法。

技术方案

为了实现这些和其它优点，按照本发明的目的，如具体实施并广义上描述的，提供了一种数字广播发送系统，该系统可包括业务复用器和发射机。所述业务复用器可按照预定的编码率对移动业务数据和主业务数据进行复用，并且可以将复用后的数据发送到所述发射机。所述发射机可对正在从所述业务复用器发送的所述移动业务数据执行附加编码。所述发射机也可以对多个经过附加编码的移动业务数据包进行分组以形成数据组(data group)。所述发射机可以以包(packet)为单位对包括移动业务数据的移动业务数据包和包括主业务数据的主业务数据包进行复用，并且可以将经过复用的数据包发送到数字广播接收系统。

这里，根据所述主业务数据的受干扰程度，可以将所述数据组划分为多个区域。另外，在不干扰所述主业务数据的情况下，可以在区域中周期性地插入长已知数据序列。

另外，根据本发明的一个实施方式的数字广播接收系统可用于对所述已知数据序列进行调制和信道均衡。

在本发明的另一方面中，接收系统可包括接收单元、解调器、均衡器、块解码器以及RS帧解码器。接收单元接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号。所述移动业务数据构成了RS帧。所述RS帧包括所述移动业务数据的至少一个数据包、基于所述至少一个数据包生成的RS奇偶校验、以及基于所述至少一个数据包和所述RS奇偶校验生成的CRC校验和。解调器将由所述接收单元接收到的所述广播信号中包括的RS帧数据转换成基带RS帧数据。均衡器对由所述解调器解调后的数据执行信道均衡。块解码器，其以块为单位对由所述均衡器进行了信道均衡的数据执行符号解码。RS帧解码器以RS帧为单位对解码后的移动业务数据执行CRC解码和RS解码，由此来纠正RS帧内的所述移动业务数据中出现的错误。

数据组构成了RS帧，其中，将N个已知数据序列插入所述数据组内多个区域中的某些区域，并且其中，将传输参数插入所述N个已知数据序列中的第一已知数据序列与第二已知数据序列之间。

接收系统可包括传输参数检测器，其检测所述传输参数，以及电源控制器，其基于所检测出的传输参数来控制电源，由此接收包括请求的移动业务数据的数据组所分配的时隙。

接收系统可包括已知序列检测器，其检测所述已知数据，所述均衡器利用检测到的已知数据来对所述移动业务数据进行信道均衡。

在接收系统中，将一个RS帧数据分配给多个数据组中的至少某些区域，所述数据组构造有多个区域，然后接收所分配的RS帧数据。

在接收系统中，将多个RS帧数据中的一个RS帧数据分配给多个数据组中的某些区域，所述数据组构造有多个区域，并且将其它RS帧数据分配给相应数据组内的剩余区域，然后接收所分配的RS帧数据。

在本发明的另一个方面，提供了一种在接收系统中处理数据的方法，其包括以下步骤：接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号，所述移动业务数据构成了RS帧，所述RS帧包括所述移动业务数据的至少一个数据包、基于所述至少一个数据包生成的RS奇偶校验、以及基于所述至少一个数据包和所述RS奇偶校验生成的CRC校验和；将接收到的广播信号中包括的RS帧数据转换成基带RS帧数据；对解调后的数据执行信道均衡；以块为单位对进行了信道均衡的数据执行符号解码；以及以RS帧为单位对解码后的移动业务数据执行CRC解码和RS解码，由此来纠正所述RS帧内的所述移动业务数据中出现的错误。

通过在书面说明书及其附图中具体指出的结构，可以实现并获得本发明的目的和其它优点。

有益效果

根据本发明的数字广播系统和数据处理方法具有以下优点。更具体地说，根据本发明的数字广播系统和数据处理方法对通过信道发送移动业务数据时出现的任何错误具有鲁棒性(或抵抗力)。同时，本发明还与常规的接收系统非常兼容。此外，本发明即使在具有严重的重影效应和噪声的信道中也可以没有错误地接收补充数据。

通过在数据区域的特定位置(区域)插入已知数据，本发明可在经受频率信道变化的环境中增强接收系统的接收性能。

最后，本发明在应用于同样易受信道中频繁变化的影响并且需要受到免于(或抵抗)强噪声影响的移动和便携式接收机时尤其有效。

附图说明

所包含的附图用于提供对本发明的进一步理解，且并入本申请而构成本申请的一部分，附图例示了本发明的实施方式并与本说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中：

图1例示了根据本发明的用于发送和接收移动业务数据的MPH帧的结构；

图2例示了VSB帧的示例性结构；

图3例示了根据本发明的一个实施方式的发送系统的总体结构的框图；

图4例示了示出业务复用器的示例的框图；

图5例示了示出根据本发明的一个实施方式的发射机的示例的框图；

图6例示了示出根据本发明的预处理器的示例的框图

图7例示了根据本发明的一个实施方式的RS编码处理；

图8例示了根据本发明的、以超帧为单位执行行置换(或交织)的示例；

图9和图10例示了根据本发明的RS帧的示例；

图11例示了根据本发明的在进行了数据交织之后的数据组的结构；

图12例示了根据本发明的在进行了数据交织之前的数据组的结构；

图13例示了根据本发明的、划分RS帧以便构造数据组的示例性处理；

图14例示了被分配了子帧的前4个时隙的位置与VSB帧在空间区域内的映射示例；

图15例示了分配(指派)给MPH帧的单个系综的数据组的示例；

图16例示了分配(指派)给MPH帧的两个系综的数据组的示例；

图17例示了分配(指派)给MPH帧的三个系综的数据组的示例；

图18至图20例示了根据本发明的信令信息的示例；

图21例示了根据本发明的在接收机中以时隙为单位的省电的示例；

图22例示了根据本发明的与MPH有关的信息的示例；

图23(a)至图23(e)例示了根据本发明的在信令信息区域中被发送的信令信息情形的示例；

图24例示了根据本发明的一个实施方式的块处理器的框图；

图25至图27例示了示出了根据本发明的一个实施方式的、具有1/4的编码率的符号编码器的示例性操作的框图；

图28例示了根据本发明的一个实施方式的1/2外部编码器的具体框图；

图29例示了根据本发明的一个实施方式的1/4外部编码器的具体框图；

图30(a)至图30(c)例示了根据本发明的一个实施方式的符号交织器的可变长度交织处理；

图31和图32例示了根据本发明的另一个实施方式的块处理器的结构的框图；

图33(a)至图33(c)例示了根据本发明的一个实施方式的块编码和网格编码处理的示例；

图34例示了根据本发明的一个实施方式的网格编码模块的框图；

图35和图36例示了根据本发明的块处理器和网格编码模块之间的级联；

图37例示了根据本发明的另一个实施方式的块处理器的结构的框图；

图38例示了根据本发明的一个实施方式的接收系统的解调单元的框图；

图39例示了示出了根据本发明的在有效数据中周期性地插入已知数据的示例的数据结构；

图40例示了根据本发明的一个实施方式的解调器的框图；

图41例示了解调器的具体框图；

图42例示了根据本发明的一个实施方式的频率偏差估计器的框图；

图43例示了根据本发明的已知数据检测器和初始频率偏差估计器的框图；

图44例示了图43示出的部分相关器的框图；

图45例示了根据本发明的定时恢复单元的示例；

图46(a)和图46(b)例示了在时域中检测定时误差的示例；

图47(a)和图47(b)例示了在时域中检测定时误差的其它示例；

图48例示了利用图46和图47的相关值来检测定时定时误差的示例；

图49例示了根据本发明的用于在时域中检测定时误差的定时误差检测器的示例；

图50例示了根据本发明的用于检测定时频率误差的定时误差检测器的示例；

图51例示了根据本发明的用于检测定时频率误差的定时误差检测器的另一示例；

图52例示了根据本发明的一个实施方式的去直流器的框图；

图53例示了对输入图52所示的DC估计器的采样数据进行移位的示例；

图54例示了根据本发明的另一个实施方式的去直流器的框图；

图55例示了根据本发明的信道均衡器的示例的框图；

图56例示了图55所示的剩余载波相位误差估计器的示例的具体框图；

图57例示了图56所示的相位误差检测器的示例的框图；

图58例示了图56所示的相位补偿器的示例的框图；

图59例示了根据本发明的信道均衡器的另一个示例的框图；

图60例示了根据本发明的信道均衡器的另一个示例的框图；

图61例示了根据本发明的信道均衡器的另一个示例的框图；

图62例示了根据本发明的CIR估计器的示例的框图；

图63例示了根据本发明的块解码器的示例的框图；

图64例示了图63所示的反馈去格式器的示例的框图；

图65和图66例示了根据本发明的实施方式的纠错解码的处理步骤；

图67例示了根据本发明的实施方式的接收系统的框图；

图68例示了根据本发明的VCT的比特流句法；

图69例示了根据本发明的一个实施方式的service_type字段；

图70例示了根据本发明的一个实施方式的业务位置描述符；

图71例示了根据本发明的可被分配到stream_type字段的示例；

图72例示了根据本发明的用于EIT的比特流句法；以及

图73例示了根据本发明另一实施方式的接收系统的框图。

具体实施方式

现在，对本发明的优选实施方式进行详细说明，附图中例示了其示例。

本发明中使用的术语的定义

此外，尽管本发明中所使用的术语都是选自公知和公用的术语，但是申请人按照他或她自己的考虑选择了本发明的说明书中所提及的一些术语，在本申请的说明书中的相关部分对这些术语的详细含义做出了说明。此外，不能简单地通过实际使用的术语来理解本发明，而是需要通过各个术语中内在的意义来理解本发明。

在本发明的说明书所使用的术语中，主业务数据对应于固定接收系统可接收的数据并可以包括音频/视频(A/V)数据。更具体地说，主业务数据可包括高清(HD，high definition)或标清(standard definition)等级的A/V数据，并且也可包括数据广播所需的多种数据类型。此外，已知数据对应于根据接收系统与发送系统之间预先达成的协定而预知的数据。另外，在本发明所使用的术语中，“MPH”对应于“移动(mobile)”、“步行(pedestrian)”、和“手持(handheld)”的首字母，并且表示固定类型系统的相反的概念。此外，MPH业务数据可包括移动业务数据、步行业务数据(pedestrian service data)、和手持业务数据中的至少一种，并且为简单起见也可以将其称为“移动业务数据”。这里，移动业务数据不仅对应于MPH业务数据，而且还包括任意类型的具有移动或便携特征的业务数据。因此，根据本发明的移动业务数据并不仅限于MPH业务数据。

上述移动业务数据可对应于具有诸如程序执行文件、证券信息等信息的数据，并且也可以对应于A/V数据。最具体地说，移动业务数据可对应于与主业务数据相比具有较低分辨率和较低数据速率的A/V数据。例如，如果用于常规主业务的A/V编解码器对应于MPEG-2编解码器，则具有更佳的图像压缩效率的MPEG-4高级视频编码(AVC，advancedvideo coding)或可分级视频编码(SVC，scalable video coding)可用于移动业务的A/V编解码器。此外，可以将任意类型的数据作为移动业务数据来发送。例如，可以将用于广播实时传输信息的传输协议专家组(TPEG，transport protocol expert group)数据作为主业务数据来发送。

此外，使用移动业务数据的数据业务可包括天气预报业务、交通信息业务、证券信息业务、观众参与问答节目、实时投票调查、互动教育广播节目、游戏业务、提供关于肥皂剧或肥皂系列剧的情节摘要、人物、背景音乐、和拍摄场地的信息的业务、提供关于过去比赛分数和选手简介和成绩的信息的业务、以及提供关于按照业务、介质、时间、和主题分类的使能够处理购买订单的产品信息和程序的信息的业务。在本文中，本发明并不仅限于上述的业务。在本发明中，发送系统在主业务数据中提供向下兼容以使得常规接收系统可接收主业务数据。在本文中，主业务数据与移动业务数据被复用到相同的物理信道并随后被发送。

另外，根据本发明的数字广播发送系统对移动业务数据执行附加编码并插入接收系统与发送系统已知的数据(例如，已知数据)，由此发送经过处理的数据。因此，当使用根据本发明的发送系统时，尽管在信道中出现各种失真和噪声，但接收系统仍然可以在移动状态下接收移动业务数据并且还可以稳定地接收移动业务数据。

MPH帧结构

在本发明的实施方式中，按照VSB模式对移动业务数据进行调制，并将该移动业务数据发送到接收系统。在这一点上，发射机将多个移动业务数据包进行分组以形成RS帧，从而执行用于纠错的解码处理。然后，包括在纠错编码后的RS帧中的数据被分配给多个数据组。随后，在MPH帧中将多个数据组与主业务数据复用，由此将其发送给接收系统。在本发明的实施方式中，包括在纠错编码后的RS帧中的数据所分配到的多个数据组构成了系综(ensemble)。更具体地说，系综内的数据组共享同一系综标识(ID)。在这一点上，因为多个移动业务可以包括在一个RS帧中，所以在一个系综中也可以包括多个移动业务。系综(或RS帧)内的各移动业务可称作虚拟信道。

在后面的处理中将具体介绍在单个MPH帧内分配包括在系综中的数据组的方法。此处，一个MPH帧由K1个子帧组成，其中，一个子帧包括K2个VSB帧。每个VSB帧由K3个时隙构成。在本发明的实施方式中，将K1设定为5，K2设定为4，而K3设置为4(即，K1＝5，K2＝4，且K3＝4)。本实施方式中所给出的K1、K2、和K3的数值或者与根据优选实施方式的值相对应，或者仅仅是示例性的。因此，上述数值将不构成对本发明范围的限制。

图1例示了根据本发明用于发送和接收移动业务数据的MPH帧的结构。在图1所示的示例中，一个MPH帧由5个子帧组成，其中每个子帧包括4个VSB帧，并且其中每个VSB帧包括4个时隙。在这种情况下，根据本发明的MPH帧包括5个子帧、20个VSB帧和80个时隙。

图2例示了VSB帧的示例性结构，其中，一个VSB帧由2个VSB场(即，奇数场和偶数场)组成。在本文中，每个VSB场包括1个场同步段和312个数据段。具体而言，2个时隙被分组以形成一个场，两个时隙被分组以形成一个VSB帧，因此，一个时隙包括156个数据段(或包)。

发送系统的总体描述

图3例示了示出根据本发明的一个实施方式的数字广播发送系统的总体结构的框图。这里，数字广播发送系统包括业务复用器100和发射机200。这里，业务复用器100位于各个广播站的工作室中，而反射机200位于设置在距工作室预定距离的场所。发射机200可位于多个不同的地点。此外，例如，多个发射机可共享相同的频率。而且，在这种情况下，多个发射机接收相同的信号。因此，在接收系统中，信道均衡器可对由反射波造成的信号失真进行补偿，从而恢复原始信号。在另一示例中，相对于相同的信道，多个发射机可具有不同的频率。

多种方法可用于与设置在远程位置的各发射机和各业务复用器进行数据通信。例如，诸如用于传输MPEG-2数据的同步串行接口的接口标准(SMPTE-310M)。在SMPTE-310M接口标准中，将恒定的数据速率确定为业务复用器的输出数据速率。例如，在8VSB模式的情况下，输出数据速率是19.39Mbs，而在16VSB模式的情况下，输出数据速率是38.78Mbps。另外，在常规的8VSB模式的发送系统中，可通过单个物理信道来发送具有大约19.39Mbps的数据速率的传输流(TS，transportstream)包。此外，在根据本发明的向下兼容常规发送系统的发送系统中，针对移动业务数据执行了附加编码。之后，将经过附加编码的移动业务数据与主业务数据复用为TS包的形式并随后发送TS包。此处，经过复用的TS包的数据速率是大约19.39Mbps。

此处，业务复用器100接收至少一种类型的移动业务数据和各移动业务的节目专用信息/节目和系统信息协议(PSI/PSIP，program specificinformation/program and system information protocol)表数据，从而将接收到的数据封装到各个TS包。此外，业务复用器100接收至少一种类型的主业务数据和各主业务数据的PSI/PSIP表数据，并将接收到的数据封装到传输流(TS)包。随后，根据预定的复用规则对TS包进行复用并将复用的包输出到发射机200。

业务复用器

图4例示了示出业务复用器的示例的框图。业务复用器包括用于控制业务复用器的整体操作的控制器100、主业务的PSI/PSIP生成器120、移动业务的PSI/PSIP生成器130、空包生成器140、移动业务复用器150、和传输复用器160。传输复用器160可包括主业务复用器161和传输流(TS)包复用器162。参照图4，将至少一种类型的经过压缩编码的主业务数据与用于主业务的PSI/PSIP生成器120生成的PSI/PSIP表数据输入到传输复用器160的主业务复用器161。主业务复用器161将各个输入的主业务数据与PSI/PSIP表数据封装为MPEG-2TS包形式。之后，对MPEG-2TS包进行复用并输出到TS包复用器162。这里，为了简单起见，把从主业务复用器161输出的数据包称为主业务数据。

其后，将至少一种类型的经过压缩编码的移动业务数据与用于移动业务的PSI/PSIP生成器130生成的PSI/PSIP表数据输入到移动业务复用器150。移动业务复用器150将各个输入的移动业务数据与PSI/PSIP表数据封装为MPEG-2TS包形式。之后，对MPEG-2 TS包进行复用并输出到TS包复用器162。这里，为了简单起见，把从移动业务复用器150输出的数据包称为移动业务数据包。此处，发射机200需要标识信息以便于标识并处理主业务数据包和移动业务数据包。这里，标识信息可使用根据发送系统与接收系统间的协定而预定的值，或者可以由单独的一组数据构成，或者可以修改相应数据包内的预定位置值。作为本发明的一个示例，可以分配不同的包标识符(PID，packet identifier)以识别各个主业务数据包和移动业务数据包。

在另一示例中，通过修改移动业务数据的报头内的同步数据字节，可通过使用相应的业务数据包的同步数据字节值来标识业务数据包。例如，主业务数据包的同步字节未加任何修改地直接输出由ISO/IEC13818-1标准确定的值(即，0x47)。移动业务数据包的同步字节修改并输出该值，由此来标识主业务数据包和移动业务数据包。相反，修改并输出主业务数据包的同步字节，且未加修改地直接输出移动业务数据包的同步字节，由此使得能够标识主业务数据包和移动业务数据包。

多种方法可应用于修改同步字节的方法。例如，可以对同步字节的各个位取反，或者可以只对同步字节的一部分取反。如上所述，可以使用任意类型的标识信息来标识主业务数据包和移动业务数据包。因此，本发明的范围并不仅仅限于在本发明的说明书中所阐明的示例。

同时，可以采用在常规数字广播系统中使用的传输复用器作为根据本发明的传输复用器160。更具体地说，为了对移动业务数据和主业务数据进行复用并发送经过复用的数据，主业务的数据速率被限制为(19.39-K)Mbps的数据速率。之后，分配了对应于剩余数据速率的KMbps作为移动业务的数据速率。因此，可以无需修改地原样使用已正在使用中的传输复用器。这里，传输复用器160对从主业务复用器161输出的主业务数据包和从移动业务复用器150输出的移动业务数据包进行复用。之后，传输复用器160将经过复用的数据包发送到发射机200。

然而，在一些情况下，移动业务复用器150的输出数据速率可能不等于K Mbps。在这种情况下，移动业务复用器150复用并输出从空包生成器140生成的空数据包，使得输出数据速率可达到K Mbps。更具体地说，为了使移动业务复用器150的输出数据速率与恒定的数据速率匹配，空包生成器140生成空数据包，空数据包随后被输出到移动业务复用器150。例如，当业务复用器100将19.39Mbps中的K Mbps分配给移动业务数据时，以及因此当把剩余的(19.39-K)Mbps分配给主业务数据时，经过业务复用器100复用的移动业务数据的数据速率实际上变得低于KMbps。这是由于，在移动业务数据的情况下，发送系统的预处理器执行附加编码，由此增加了数据量。最终，可从业务复用器100发送的移动业务数据的数据速率变得小于K Mbps。

例如，由于发射机的预处理器按照至少1/2的编码率对移动业务数据执行编码处理，因此从预处理器输出的数据的数量增加为超过最初输入到预处理器的数据量的两倍。因此，经过业务复用器100复用的主业务数据的数据速率与移动业务数据的数据速率之和变得等于或小于19.39Mbps。因此，为了使最终从业务复用器100输出的数据的数据速率与恒定的数据速率(例如，19.39Mbps)相匹配，从空包生成器140生成了与不足的数据速率的量相对应的数量的空数据包，并且将其输出到移动业务复用器150。

因此，移动业务复用器150将输入的各移动业务数据和PSI/PSIP表数据封装为MPEG-2TS包的形式。之后，对上述TS包与空数据包进行复用，并随后将其输出到TS包复用器162。其后，TS包复用器162对从主业务复用器161输出的从主业务数据包与从移动业务复用器150输出的移动业务数据包进行复用，并以19.39Mbps的数据速率向发射机200发送经复用后的数据包。

根据本发明的一个实施方式，移动业务复用器150接收空数据包。然而，这只是示例性的并且不对本发明的范围构成限制。换言之，根据本发明的另一实施方式，TS包复用器162可以接收空数据包，从而使最后输出的数据的数据速率与恒定的数据速率相匹配。这里，空数据包的输出路径与复用规则受到控制器110的控制。控制器110控制由移动业务复用器150、传输复用器160的主业务复用器161、和TS包复用器162执行的复用处理，并且还控制空包生成器140的空数据包生成。此处，发射机200丢弃了从业务复用器100发送来的空数据包，而没有发送空数据包。

此外，为了允许发射机200丢弃从业务复用器100发送来的空数据包而不是发送空数据包，需要用于识别空数据包的标识信息。这里，标识信息可使用根据发送系统与接收系统之间的协定而预定的值。例如，可以修改空数据包的报头内的同步字节的值，使得可以使用该值作为标识信息。或者，也可以使用transport_error_indicator标记来作为标识信息。

在本发明的描述中，将提供一种使用tansport_error_indicator标记作为标识信息的示例以描述本发明的实施方式。在这种情况下，将空数据包的transport_error_indicator标记设置为‘1’，而将剩余的数据包的transport_error_indicator标记设置为‘0’，从而标识空数据包。更具体地说，当空包生成器140生成空数据包时，如果将来自空数据包的报头字段的transport_error_indicator标记设置为‘1’并发送，则可以识别空数据包，并因此丢弃该空数据包。在本发明中，可以使用用于识别空数据包的任意类型的标识信息。因此，本发明的范围并不仅仅限于在本发明的说明书中所阐明的示例。

根据本发明的另一实施方式，可以将传输参数包括在空数据包的至少一部分中，或者可将传输参数包括在移动业务的PSI/PSIP表的至少一个表或操作与维护(OM)包(或OMP)中。在这种情况下，发射机200提取传输参数并将所提取的传输参数发送到相应的框，并且如果需要还将所提取的参数发送到接收系统。更具体地说，出于对发送系统进行操作和管理的目的而定义了被称为OMP的包。例如，OMP是根据MPEG-2TS包格式而构造的，并且将值0x1FFA赋予相应的PID。OMP由4个字节的报头和184个字节的有效载荷构成。这里，在184个字节中，第一个字节对应于OM_type字段，其表示了OM包的类型。

在本发明中，可以按照OMP的形式来发送传输参数。并且，在这种情况下，在OM_type字段内的保留字段的值之间，使用了预先安排的值，使得指出传输参数正在以OMP的形式被发送到发射机200。更具体地说，发射机200可通过参照PID来发现(或识别)OMP。另外，通过对OMP内的OMP_type字段进行解析，发射机200可以验证传输参数是否被包括在相应包的OM_type字段之后。传输参数对应于处理来自发送系统与接收系统的移动业务数据所需的补充数据。

这里，传输参数可包括数据组信息、数据组内的区域信息、RS帧信息、超帧信息、MPH帧信息、系综信息、与串行级联卷积码(SCCC，serialconcatenated convolution code)相关联的信息、和RS码信息。传输参数还可以包括关于如何对符号域的信号进行编码以便于发送移动业务数据的信息、和关于如何对主业务数据和移动业务数据或各种类型的移动业务数据进行复用的信息。传输参数中所包括的信息仅仅是示例性的，其目的在于促进对本发明的理解。

并且，本领域的任一个技术人员都可以容易地对传输参数中所包括的信息的增加或删除进行修改和改变。因此，本发明并不受到这里阐明的描述中所提出的示例的限制。

此外，可以从业务复用器100向发射机200提供传输参数。或者，也可以由发射机200内的内部控制器(未示出)来设置传输参数，或者从外部源接收传输参数。

发射机

图5例示了示出根据本发明的一个实施方式的发射机的示例的框图。这里，发射机200包括控制器200、解复用器210、包抖动缓和器(packetjitter mitigator)220、预处理器230、包复用器240、后处理器250、同步(sync)复用器260、和传输单元270。这里，当从业务复用器100接收到数据包时，解复用器210应识别所接收到的数据包是与主业务数据包、移动业务数据包、还是空数据包相对应。例如，解复用器210使用所接收到的数据包内的PID来识别主业务数据包和移动业务数据包。随后，解复用器210使用transport_error_indicator字段来识别空数据包。解复用器210识别出的主业务数据被输出到包抖动缓和器220，移动业务数据包被输出到预处理器230，而空数据包则被丢弃。如果在空数据包中包括有传输参数，则首先提取传输参数并将传输参数输出到相应的框。之后，空数据包被丢弃。

预处理器230对从解复用器210解复用并输出的业务数据包中所包括的移动业务数据执行附加的编码处理。预处理器230还执行构造数据组的处理以使得可以根据将在传输帧上传输的数据的目的来将该数据组定位在特定位置处。这将使移动业务数据能够对噪声和信道变化做出迅速且有力地响应。当执行附加编码处理时，预处理器230还可以参照传输参数。另外，预处理器230组合多个移动业务数据包以构成数据组。之后，将已知数据、移动业务数据、RS奇偶校验数据、和MPEG报头分配到数据组内的预定区域。

发射机内的预处理器

图6例示了示出根据本发明的预处理器230的示例的框图。这里，预处理器230包括数据随机化器301、RS帧编码器302、块处理器303、组格式器304、数据解交织器305、和包格式器306。上述预处理器230内的数据随机化器301对包括通过解复用器210输入的移动业务数据的移动业务数据包进行随机化。然后，数据随机化器301输出随机化后的移动业务数据包给RS帧编码器302。在此，因为数据随机化器301对移动业务数据执行随机化处理，可以省略由后处理器250的数据随机化器251对移动业务数据执行的该随机化处理。数据随机化器301还可以抛弃移动业务数据包内的同步字节，并执行随机化处理。这是可以由系统设计者选择的可选项。在本发明给定的示例中，执行了随机化处理而不抛弃移动业务数据包内的同步字节。

RS帧编码器302将被随机化且被输入的移动业务数据包内的多个移动同步字节进行分组，以创建RS帧。然后，RS帧编码器302以RS帧为单位执行纠错编码处理和检错编码处理中的至少一个。因此，可以为移动业务数据提供鲁棒性，从而分散了在频率环境改变期间可能出现的分组误差，由此使得移动业务数据能对极易频繁变化的频率环境做出响应。同时，RS帧编码器302将多个RS帧进行分组以产生超帧，由此以超帧为单位来执行行置换。也可以将行置换处理称为“行交织处理”。此后，为简单起见，将该处理称为“行置换”。

更具体地说，当RS帧编码器302根据预定规则来对超帧的各行执行置换处理时，超帧内的行的位置在行置换处理前后发生了改变。如果按照超帧为单位来执行行置换，即使在其中发生的多个错误的区段变得非常长，并且即使将被解码的RS帧中所包括的错误的数量超过了能够纠正的范围，错误也会在整个超帧内分散开来。因此，与单个RS帧相比，解码能力得到了更进一步的加强。

此处，作为本发明的一个示例，在RS帧编码器302中，对于纠错编码处理应用RS编码，而对于检错处理应用循环冗余校验(CRC)编码。当执行RS编码时，生成了用于纠错的奇偶校验数据。并且，当执行CRC编码时，生成了用于检错的CRC数据。RS编码是一种前向纠错(FEC)方法。FEC对应于补偿在传输过程中出现的错误的技术。通过CRC编码而生成的CRC数据可用于表示在通过信道发送移动业务数据时移动业务数据是否由于错误而受到破坏。在本发明中，除了CRC编码方法以外，还可以使用多种检错编码方法，或者可以使用纠错编码方法来加强接收系统的整体纠错能力。这里，RS帧编码器302参照预定的传输参数和/或从业务复用器100提供的传输参数，从而执行包括RS帧构造、RS编码、CRC编码、超帧构造、和以超帧为单位的行置换在内的操作。

预处理器内的RS帧编码器

图7(a)至图7(e)例示了根据本发明的一个实施方式的纠错编码和检错编码处理。具体而言，当将数据组分成区域A、B、C和D时，图7(a)至图7(e)分别例示了创建RS帧以使得要指派给区域A、B、C和D的数据被包括在各RS帧中的示例、以及对各RS帧执行纠错编码和检错编码的示例。

具体而言，RS帧编码器302首先将输入的移动业务数据字节分成预定长度的单元。由系统设计者来确定该预定长度。同时，在本发明的示例中，预定长度等于187个字节，因此，为了简便将187字节单位称作包。例如，当如图7(a)所示，当被输入的移动业务数据对应于以188个字节为单位的MPEG传输包流时，如图7(b)所示，将第一个同步字节去除，以配置成187字节的单元。这里，该同步字节去除的原因是因为每个移动业务数据包具有相同的值。

同时，当RS帧的输入数据不对应于MPEG TS包格式时，以187个字节为单位来读取数据，而无需包括去除MPEG同步字节的处理，由此来创建RS帧(如图7(c)所示)。更具体地说。省略了图7(a)所示的处理。此外，当RS帧的输入数据格式既支持与MPEG TS包对应的输入数据又支持不与MPEG TS包对应的输入数据时，这些信息可包括在从业务复用器100发送的传输参数中，由此被发送给发射机200。因此，发射机200的RS帧编码器302接收该信息以能够控制是否执行去除MPEG同步字节的处理(即，图7(a)所示的处理)。同样，发射机将这种信息提供给接收系统以控制由接收系统的RS帧解码器执行的插入MPEG同步字节的处理。

这里，可以在更早的处理中的数据随机化器301的随机化处理期间执行去除同步字节的处理。在这种情况下，可以省略由RS帧解码器302进行的去除同步字节的处理。此外，当从接收系统增加同步字节时，可以由数据去随机化器而不是RS帧解码器来执行处理。因此，如果在被输入RS帧编码器302的移动业务数据包内不存在可移除的固定字节(例如，同步字节)，或者如果没有按照包格式来对被输入的移动业务数据进行配置，则被输入的移动业务数据被分成187字节单位，由此来针对各个187字节单位构成包。

接着，如图7(c)所示，将N个由187个字节构成的包进行分组以构成RS帧。在此，RS帧被配置为大小为(N(行)*187(列))个字节的RS帧，其中，在行方向上顺序地输入187个字节的包。为了简化本发明的说明，将上述构成的RS帧称为第一RS帧。更具体地说，在第一RS帧中只包括纯的移动业务数据，其与由187个N字节行构成的结构相同。后面，将RS帧内的移动业务数据分成相等的大小，然后，当按照与用于构成RS帧的输入顺序相同的顺序来发送被划分的移动业务数据时，并且当发送/接收处理期间在特定点出现一个或多个错误时，这些错误在RS帧内被聚集(收集)。在这种情况下，当执行交错解码时，接收系统使用RS擦除解码方法，由此来增强纠错能力。在这一点上，如图7(c)所示，N个RS帧内的N列包括187个字节。

在这种情况下，对各个列执行(Nc，Kc)-RS编码处理，以生成Nc-Kc(＝P)个奇偶校验字节。然后，将新生成的P个奇偶校验字节增加到相应列的末尾字节之后，由此创建了(187+P)字节的列。这里，如图7(c)所示，Kc等于187(即，Kc＝187)，而Nc等于187+P(Nc＝187+P)。例如，当P等于48时，执行(235，187)-RS编码处理以创建235个字节的列。当对如图7(c)所示的全部N列执行这种RS编码处理时，创建了如图7(d)所示的、大小为(N(行))*(187+P)(列)字节的RS帧。为了简化本发明的说明，将其中插入了RS奇偶校验的RS帧称作第二RS帧。更具体地说，可以配置具有由N个字节构成的(187+P)行的结构的第二RS帧。

如图7(c)或图7(d)所示，RS帧的各行由N个字节构成。但是，根据发送系统与接收系统之间的信道情况，RS帧中可能包括错误。当如上所述出现错误时，当如上所述地发生错误时，可以以各行为单位使用CRC数据(或CRC编码或CRC校验和)以便于验证在各行单位中是否存在错误。RS帧编码器302可针对正在进行RS编码的移动业务数据进行CRC编码以产生(或生成)CRC数据。通过CRC编码而生成的CRC数据可用于表示在通过信道发送移动业务数据时移动业务数据是否受到破坏。

本发明还可以使用CRC编码方法以外的不同检错编码方法。另选的是，本发明可使用纠错编码方法以加强接收系统的整体纠错能力。图7(e)例示了使用2个字节(即，16个比特)CRC校验和作为CRC数据的示例。这里，针对各行的N个字节生成了2个字节的CRC校验和，由此将2个字节的CRC校验和添加到N个字节的末端。因此，每一行都被扩展为(N+2)个字节。以下的数学式1对应于针对由N个字节构成的各行生成2个字节的CRC校验和的示例性方程。

数学式1

g(x)＝x¹⁶+x¹²+x⁵+1

在各行中添加2个字节的校验和的处理仅仅是示例性的。因此，本发明并不仅限于在这里阐明的描述中所提出的示例。为了简化对本发明的理解，以下将其中添加有RS奇偶校验与CRC校验和的RS帧称作第三RS帧。更具体的说，第三RS帧对应于(187+P)个行，各行由(N+2)个字节构成。如上所述，当完成了RS编码和CRC编码处理后，(N*187)字节的RS帧被扩展为(N+2)*(187+P)字节的RS帧。

基于经过如上所述的扩展的RS帧的纠错情况，在行的方向上通过信道来发送RS帧内的数据字节。此处，当在有限的发送时间时段中发生大量错误时，在接收系统中正在进行解码处理的RS帧内，在行的方向上也发生错误。然而，观察在列的方向上执行的RS编码，显示错误被分散。因此，可以更有效地执行纠错。此处，为了执行更强的纠错处理，可以使用增加奇偶校验数据字节(P)数量的方法。然而，使用这种方法可能导致传送效率的下降。因此，需要一种互利的方法。此外，当执行解码处理时，可以使用消除解码处理来加强纠错性能。

另外，根据本发明的RS帧编码器302还以超帧为单位执行行置换(或交织)处理，以便于在对RS帧进行纠错时进一步加强纠错性能。图8例示了根据本发明的、以超帧为单位执行行置换(或交织)的示例。更具体地说，图7所示进行编码的G个RS帧被组合形成一个超帧(如图8(a)所示)。此处，由于各RS帧由(N+2)×(187+P)个字节形成，因此一个超帧被构造成具有(N+2)×(187+P)×G个字节的大小。

当基于预定的置换规则来执行对如上所述地构成的超帧的每一行进行置换的行置换处理时，超帧内的行在置换(或交织)前后的位置可能会发生改变。更具体地说，在交织处理前超帧内的第i行(如图8(b)所示)在行置换处理后位于相同的超帧内的第j行。参照在以下数学式2中示出的置换规则，可以容易地理解i和j之间如上所述的的关系。

数学式2

其中，0≤i，j≤(187+P)G-1；或者

其中，0≤i，j＜(187+P)G

这里，即使在以超帧为单位进行行置换后，超帧的每一行也还是都由(N+2)个数据字节构成。

当完成了以超帧为单位的所有的行置换处理后，再次将超帧划分为经过G个行置换的RS帧，如图8(d)所示，并随后将其提供给块处理器303。这里，在构成超帧的每一个RS帧中都应该相等地设置RS奇偶校验字节的数量和列的数量。如在RS帧的纠错情形中所描述的那样，在超帧的情况下，在其中发生了大量错误的区段太长以使得即使当一个待解码的RS帧包括非常多的错误时(即，达到不能纠错的程度)，将这些错误分散在整个超帧中。因此，与单个RS帧相比，超帧的解码性能得到了更大的加强。当把数据组划分成区域A、B、C、D时，将分配给区域A、B、C、D的数据进行分组以形成单个RS帧，并且对如上所述形成的RS帧进行纠错编码和检错编码处理。

图9和图10例示了通过对指派给区域A/B的数据进行分组而生成RS帧以及通过对指派给区域C/D的数据进行分组而生成另一RS帧的示例，由此来执行纠错编码和检错编码，更具体地说，图9例示了对指派给区域A/B的数据进行分组以生成大小为N1(行)*187(列)的RS帧的示例，然后，对上述RS帧的各列执行RS编码以在各列中增加P1个奇偶校验数据字节，然后，对各行执行CRC编码以在各行中增加2个字节的CRC校验和。图10例示了对指派给区域C/D的数据进行分组以生成大小为N2(行)*187(列)的RS帧的示例，然后，对上述RS帧的各列执行RS编码以在各列中增加P2个奇偶校验数据字节，然后，对各行执行CRC编码以在各行中增加2个字节的CRC校验和。

此处，RS帧编码器302通过参考预定传输参数和/或由业务复用器100提供的传输参数，可以知道RS帧信息、RS编码信息、CRC编码信息、数据组信息、和数据组内的区域信息等。不仅出于用于执行生成RS帧、纠错编码、检错编码的处理的目的而参考传输参数，而且该传输参数还被发送到接收系统以使得接收系统能够执行正常的解码处理。下表1示出了RS帧信息(即，RS帧模式)的示例。

表1

RS帧模式(2比特)	描述
		00	用于全部区域的单个RS帧-仅为主RS帧
01	两个分开的RS帧-用于区域A和B的主RS帧，用于区域C和D的辅RS帧
		10	保留
11	保留

表1例示了为了指示RS帧模式而分配两个比特的示例。例如，当RS帧模式值等于“00”时，则表示要指派给相应数据组的全部区域的移动业务数据被形成为主RS帧。同时，当RS帧模式值等于“01”时，表示建立了2个分开的RS帧(即，用于区域A和B的主RS帧，用于区域C和D的辅RS帧)。下表2示出了RS编码信息(即，RS编码模式)的示例。

表2

RS编码模式(2比特)	描述
		00	(211，187)RS码，P*＝24
01	(223，187)RS码，P＝36
		10	(235，187)RS码，P＝48
11	保留

表2例示了指派2比特来指示RS编码模式的示例。例如，当RS编码模式的值等于“01”时，其指示对相应的RS帧执行(223，187)-RS编码，从而对各列增加36个字节的奇偶校验数据。RS编码模式指示了各个RS帧的奇偶校验字节的数量。例如，当RS帧模式指示了单个RS帧时，只要求指示与单个RS帧对应的RS编码信息。但是，当RS帧模式指示了多个分开的RS帧时，指示与各个主RS帧和辅RS帧对应的RS编码信息。更具体地说，优选为将RS编码模式独立地应用于主RS帧和辅RS帧。

由RS帧编码器302以RS帧为单位进行编码且以超帧为单位进行行置换(或交织)处理过的移动业务数据被输出至块处理器303。然后，块处理器303以编码率MR/NR(其中，MR小于NR，(即，MR＜NR))来对输入的移动业务数据进行编码，然后输出给组格式器304。更具体地说，处理器303将按照字节为单位输入的移动业务数据分成比特单位。然后，将MR个比特编码成NR个比特。其后，将编码后的比特转换回字节单位，然后输出。例如，如果1比特的输入数据被编码成2比特后被输出，则MR等于1，NR等于2(即，MR＝1且NR＝2)。另选的是，如果1比特的输入数据被编码成4比特后被输出，则MR等于1，NR等于4(即，MR＝1且NR＝4)。下面为了简化，将前者的编码率称作1/2的编码率(1/2比率编码)，而将后者的编码率称作1/4编码率(“1/4比率编码”)。

这里，当使用1/4编码率时，编码效率比使用1/2编码率时更大，因此，提供了更大和增强的纠错能力。因为这个原因，当假设在组格式器304中(其位于系统的端部附近)以1/4编码率进行了编码的数据被指派到接收性能恶化的区域，并且以1/2编码率进行了编码的数据被指派到接收性能良好的区域时，可以减少性能之间的差异。

同时，组格式器在数据组内的、根据预定规则而形成的相应区域中插入从块处理器303输出的移动业务数据。另外，针对数据解交织处理，还在数据组内的相应区域中插入各种占位符或已知数据(或已知数据占位符)。此处，可以将数据组分成至少一个分层区域。这里，被插入各区域的移动业务数据的类型可以根据各分层区域的特性来变动。此外，例如，可以基于数据组内的接收性能来对各区域进行划分。

在本发明给出的示例中，在数据解交织之前的数据结构中，数据组被划分成A、B、C、和D区域。此处，组格式器304通过参照传输参数来将进行了RS编码和块编码之后输入的移动业务数据分配给各个相应的区域。图11例示了交织和识别后的数据的排列，而图12例示了交织和识别之前的数据的排列。更具体地说，与图11相同的数据结构被发送至接收系统。换言之，由数据交织器对一个传输包进行交织以将其分散到多个数据段，然后该传输包被发送至接收系统。图11例示了将一个数据组分散到170个数据段的示例，此处，因为一个207字节的包与一个数据段具有相同的数据量，所以可以将没有进行数据交织处理的包用作数据段。

同样，配置为具有与图11所示的数据结构相同结构的数据组被输入数据解交织器305。图11示出了将进行数据交织之前的数据组分割成10个MPH块(即，MPH块1(B1)到MPH块10(B10))的示例。在这个示例中，每个MPH块都具有16个段的长度。参照图11，只有RS奇偶校验数据被分配给MPH块1(B1)的前5个段和MPH块10(B10)的后5个段的部分。RS奇偶校验数据不包括在数据组的区域A到D中。当假设将一个数据组划分成区域A、B、C、和D时，取决于数据组内的各MPH块的特征，可以将各MPH块包括在区域A到区域D中的任一个中。

这里，数据组被分割成用于不同目的的多个区域。更具体地说，与具有较高干扰程度的区域相比，可以认为没有干扰或具有很低的抗干扰程度的主业务数据的区域具有更有抵抗力(更强大)的接收性能。另外，当使用在数据组中插入和发送已知数据的系统时，以及当将要在移动业务数据中周期性地插入连续较长的已知数据时，可以将具有预定长度的已知数据周期性地插入不具有来自主业务数据的干扰的区域中(即，其中未混合主业务数据的区域)。然而，由于来自主业务数据的干扰，难以周期性地插入已知数据并且也难以周期性地将连续较长的已知数据插入具有来自主业务数据的干扰的区域中。

参照图11，MPH块4(B4)到MPH块7(B7)对应于没有主业务数据的干扰的区域。图11所示的数据组内的MPH块4(B4)到MPH块7(B7)对应于其中没有发生来自主业务数据的干扰的区域。在该示例中，在各MPH块的开始与结尾处插入长已知数据序列。在本发明的描述中，将包括了MPH块4(B4)到MPH块7(B7)的区域称为“区域A”。如上所述，当数据组包括被插入到各个MPH块的开始和结尾处的长已知数据序列的区域A时，接收系统能够通过使用可从该已知数据获得的信道信息来执行均衡。因此，在区域A到区域D中的一个区域中可能会产生(或获得)最强的均衡性能。

在图11所示的数据组的示例中，MPH块3(B3)和MPH块8(B8)对应于具有很少来自主业务数据的干扰的区域。在本文中，仅在MPH块B3和B8中每一个的一端插入长已知数据序列。更具体地说，由于来自主业务数据的干扰，在MPH块(B3)的结束处插入了长已知序列，而在MPH块(B8)的开始处插入了另一长已知数据序列。在本发明中，将包括了MPH块3(B3)和MPH块8(B8)的区域称为“区域B”。如上所述，当数据组包括仅在各MPH块的一端(开始或结束)插入长已知数据序列的区域B时，接收系统能够通过使用可从该已知数据获得的信道信息来执行均衡。因此，与区域C/D相比，可以生成(或获得)更强的均衡性能。

参照图11，MPH块2(B2)与MPH块9(B9)对应于与区域B相比具有来自主业务数据的更大干扰的区域。在MPH块2(B2)和MPH块9(B9)的任一端均不能插入长已知数据序列。这里，将包括了MPH块(B2)和MPH块(B9)的区域称为“区域C”。最后，在图11所示的示例中，MPH块1(B1)和MPH块10(B10)对应于与区域C相比具有来自主业务数据的更大干扰的区域。同样，在MPH块1(B1)和MPH块10(B10)的任一端均不能插入长已知数据序列。这里，将包括了MPH块1(B1)和MPH块10(B10)的区域称为“区域D”。由于区域C/D与已知数据序列分开得更远，因此当信道环境经受频繁且突然的变化时，会使区域C/D的接收性能变得劣化。

图12例示了数据交织前的数据结构。更具体地说，图7例示了一个将118个数据包分配给数据组的示例。图12示出了一个由118个数据包组成的数据组，其中，根据参考包(例如，场同步信号后的第一个包(或数据段)或第157个包(或数据段))，当向VSB帧分配数据包时，参考包之前包括37个包并在该参考包之后包括81个包(包括参考包在内)。上述的数据组的大小、数据组内分层区域的数量、各区域的大小、各区域中所包括的MPH块的数量、各MPH块的大小等仅仅是示例性的。因此，本发明将不受到上述示例的限制。

当如上所述假设将数据组分成多个分层区域时，块处理器303可对基于各分层区域的特性来插入各个区域的移动业务数据按照不同编码率进行编码。例如，块处理器303可以对要插入区域A/B的移动业务数据以1/2编码率进行编码。然后，组格式器304可将1/2比率编码后的移动业务数据插入区域A/B。同时，块处理器303可以对要插入区域C/D的移动业务数据以比1/2编码率纠错能力更高的1/4编码率进行编码。然后，组格式器304可将1/2比率编码后的移动业务数据插入区域C/D。在另一个示例中，块处理器303可对要插入区域C/D的移动业务数据以比1/2编码率纠错能力更高的编码率进行编码。然后，如上所述，组格式器304可向区域C/D插入编码后的移动业务数据，或者将数据留在保留区域以备将来所用。

根据本发明的另一实施方式，块处理器303可以以SCCC块为单位执行MR/NR比率的编码处理。这里，SCCC块包括至少一个MPH块。此处，当以MPH块为单位执行MR/NR比率编码时，MPH块与SCCC块变得彼此相同。例如，可以按照1/2编码率对MPH块1(B1)进行编码，可以按照1/4编码率对MPH块2(B2)进行编码，并且可以按照1/2编码率对MPH块3(B3)进行编码。这些编码率分别适用于余下的MPH块。

或者，可以将区域A、B、C、和D内的多个MPH块组合为一个SCCC块，由此以SCCC块为单位按照MR/NR的编码率对多个MPH块进行编码。相应地，可以加强区域C/D的接收性能。例如，可以将MPH块1(B1)到MPH块5(B5)组合为一个SCCC块并随后按照1/2的编码率进行编码。之后，组格式器304可将按1/2比率进行编码后的移动业务数据插入上述区域A到D的一部分中。此外，可以将MPH块6(B6)到MPH块10(B10)组合为一个SCCC块并随后按照1/4的编码率进行编码。之后，组格式器304可将按1/4比率进行编码后的移动业务数据插入上述区域A到D的另一部分。

在这种情况下，一个数据组可以由两个SCCC块组成。根据本发明的另一实施方式，可以通过组合两个MPH块形成一个SCCC块。例如，可以将MPH块1(B1)和MPH块6(B6)组合为一个SCCC块。同样，可以将MPH块2(B2)和MPH块7(B7)组合为另一SCCC块。另外，可以将MPH块3(B3)和MPH块8(B8)组合为另一SCCC块。并且，可以将MPH块4(B4)和MPH块9(B9)组合为另一SCCC块。此外，可以将MPH块5(B5)和MPH块10(B10)组合为另一SCCC块。在上述示例中，数据组可以由10个MPH块与5个SCCC块组成。因此，在经受频繁且严重的信道变化的数据(或信号)接收环境中，可加强与区域A的接收性能相比相对更加恶化的区域C和区域D的接收性能。此外，由于移动业务数据符号的数量从区域A到区域D增加得越来越多，因此纠错编码的性能变得越来越恶化。因此，当将多个MPH块组合成一个SCCC块时，可以降低这类纠错编码的性能的恶化。

如上所述，当块处理器303按照MR/NR编码率执行编码时，应该将与SCCC相关的信息发送到接收系统以便于准确地恢复移动业务数据。下面的表3示出了SCCC块信息(即，SCCC块模式)的示例。

表3

SCCC块模式(2比特)	描述
		00	SCCC块与MPH块相同
01	保留
		10	保留
11	保留

更具体地说，表3示出了为了表示SCCC块模式而分配的2个比特的示例。例如，当SCCC块模式值等于‘00’时，其表示SCCC块与MPH块彼此相同。

如上所述，尽管在表3中没有指出，但是如果一个数据块由2个SCCC块构成，则相应的信息也可以由SCCC块模式表示。例如，当SCCC块模式值等于‘01’时，其表示一个数据组由2个SCCC块构成。同时，当SCCC块模式值等于‘10’时，其表示2个MPH块构成1个SCCC块，相应地，一个数据组由5个SCCC块构成。这里，SCCC块所包括的MPH块的数量和各个MPH块的位置可根据系统设计人员做出的设计而不同。因此，本发明将不受到这里给出的示例的限制。相应地，还可以对SCCC模式信息进行扩展。

在下面的表4中示出了SCCC块的编码率信息(即，SCCC外部编码模式)的示例。

表4

SCCC外部编码模式(2比特)	描述
		00	SCCC块的外部编码率是1/2比率
01	SCCC块的外部编码率是1/4比率
		10	保留
11	保留

更具体地说，表4示出了为表示SCCC块的编码率信息而分配的2个比特的示例。例如，当SCCC外部编码模式值等于‘00’时，其表示相应的SCC块的编码率是1/2。并且当SCCC外部编码模式值等于‘01’时，其表示相应的SCCC块的编码率是1/4。

如果表3的SCCC块模式值表示‘00’，则SCCC外部编码模式可表示关于各MPH块的各MPH块编码率。在这种情况下，由于假设一个数据组包括10个MPH块并假设对每个SCCC块模式分配了2个比特，因此为了表示SCCC块模式和10个MPH的模式总共需要20个比特。在另一示例中，当图3的SCCC块模式值表示‘00’时，SCCC外部编码模式可表示关于数据组内的各区域的各区域编码率。在这种情况下，由于假设一个数据组包括4个区域(即，区域A、B、C、和D)并且假设对每个SCCC块模式分配2个比特，因此为了表示4个区域的SCCC块模式总共需要8个比特。

同时，如图11所示，除了从块处理器303输出的编码后的移动业务数据，组格式器304还插入了与后续处理中的数据解交织相关联的MPEG报头占位符、非对称RS奇偶校验占位符、主业务数据占位符。这里，如图11所示，由于移动业务数据字节与主业务数据字节基于数据解交织器的输入而在区域B到区域D中彼此交替地混合，因此插入主业务数据占位符。例如，基于数据解交织后输出的数据，可以将MPEG报头的占位符分配在各个包的正好开始处。此外，组格式器304还插入按照预定方法生成的已知数据或者插入用于在后续处理中插入已知数据的已知数据占位符。另外，还将用于初始化网格编码模块256的占位符插入相应的区域。例如，可以在已知数据序列的开始处插入初始化数据占位符。

同时，因为由块303以编码率MR/NR进行编码的RS帧的大小大于数据组的大小，因此RS帧内的移动业务数据被划分并被插入多个数据组中。在本发明的示例中，RS帧内的移动业务被分配给多个数据组的相应区域，各个数据组具有相同的大小，并且对应于RS帧。这里，根据以编码率MR/NR进行编码的RS帧的大小，具有相同大小且对应于RS帧的数据组的数量可以不同。

但是，因为RS帧内的数据被插入多个分别具有相同大小的数据组的相应的区域，所以在特定数据组的特定区域有可能出现多余的数据字节。更具体地说，当以MR/NR编码率编码的RS帧的大小大于多个都具有相同的大小的数据组的相应区域的大小时出现多余的数据字节。换言之，根据RS帧的大小、被划分的数据组的大小和数量、可插入各数据组的移动业务数据字节的数量、对应区域的编码率、RS奇偶校验字节的数量、是否分配了CRC校验和、以及(如果可能)CRC校验和分配的数量，剩余的数据字节有可能出现在与RS帧对应的多个数据组内的特定区域中。

当将RS帧分成多个相同大小的数据组时，并且当在相应的RS帧中出现了剩余的数据字节时，K个伪字节被增加到相应的RS帧，其中K等于RS帧内的剩余数据字节数。然后，将增加了伪字节的RS帧分成多个数据组。在图13中例示了该处理。更具体地说，图13例示了对通过将大小为(N+2)*(187+P)字节的RS帧分成M个相同大小的数据组而产生的K个剩余数据字节进行处理的示例。在这种情况下，如图13(a)所示，K个伪字节被增加到大小为(N+2)*(187+P)字节的RS帧中。随后，以行为单位读取RS帧，从而被分成M个数据组，如图13(b)所示。在此，各个数据组具有字节为单位的大小，可以由下面的数学式3来表示。

[数学式3]

M*NoBytesPerGrp＝(N+2)*(187+P)+K

这里，NobytesPerGrp表示指派给各组的字节的数量(即，每组的字节数)。更具体地说，与一个RS帧中的字节数加K个字节相对应的大小等于M个数据组的大小。

组格式器304的输出被输入到数据解交织器305。而且，数据解交织器305通过执行数据交织器对数据组中的数据和占位符所执行的处理的逆处理来对数据进行解交织，然后将其输出到包格式器306。更具体地说，当如图11所示配置的数据组内的数据和占位符被解交织器305解交织之后，被输出到包格式器306的数据组被配置为具有图12所示的结构。

包格式器306从被输入的解交织数据中去除为解交织处理分配的主业务数据占位符以及RS奇偶校验占位符。然后，包格式器306将剩余部分进行分组并用具有空包PID(或者来自主业务数据包的未使用的PID)的MPEG报头来取代4个字节的MPEG报头占位符。同时，当组格式器304插入已知数据占位符时，包格式器306可在已知数据占位符中插入实际的已知数据，或者可以不加任何修改地直接输出已知数据占位符以便于在稍后的处理中进行替换插入。之后，包格式器306如上所述地识别经过包格式化处理的数据组内的数据为188个字节单位的移动业务数据包(即，MPEG TS包)，随后将该包提供给包复用器240。

包复用器240根据预定的复用方法，对由包格式器306进行了包格式化并输出的数据组与从包抖动缓和器220输出的主业务数据包进行复用。随后，包复用器240将复用后的数据包输出到后处理器250的数据随机化器251。将在稍后的处理中更加详细地描述包复用器240的复用方法和复用规则。

另外，由于在包复用处理过程中复用(或分配)在主业务数据的数据字节中间包括了移动业务数据的数据组，对主业务数据包的时序位置(或区域)的移位变为相对。另外，接收系统的用于处理主业务数据的系统对象解码器(即，MPEG解码器)只接收并解码主业务数据并将移动业务数据包识别为空数据包。因此，当接收系统的系统对象解码器接收到与数据组复用的主业务数据包时，发生了包抖动。

此处，由于在系统对象解码器中存在着用于视频数据的多级缓冲器并且该缓冲器的大小相对较大，因此从包复用器240生成的包抖动在视频数据的情况下不造成任何严重的问题。然而，由于对象解码器中用于音频数据的缓冲器相对较小，因此包抖动会造成相当大的问题。更具体地说，由于包抖动，在接收系统的用于主业务数据的缓冲器(例如，音频数据的缓冲器)中可能出现溢出或下溢。因此，包抖动缓和器220重新调整主业务数据包的相对位置以使得在系统对象解码器中不出现溢出或下溢。

在本发明中，将详细地描述对主业务数据内的音频数据包的位置进行重新定位以使对音频缓冲器的操作的影响最小化的示例。包抖动缓和器220重新定位主业务数据部分中的音频数据包，使得可以尽可能同等地和均匀地排列和定位主业务数据的音频数据包。而且，当相对地调整主业务数据包的位置时，也可以相应地修改相关联的程序时钟参考(PCR，program clock reference)值。PCR值对应于用于对MPEG解码器的时间进行同步的时间参考值。这里，PCR值被插入TS包的特定区域中并随后被发送。

在本发明的示例中，包抖动缓和器220还执行修改PCR值的操作。包抖动缓和器220的输出被输入到包复用器240。如上所述，包复用器240按照预定的复用规则将包抖动缓和器220输出的主业务数据包和从预处理器230输出的移动业务数据包复用为突发结构。随后，包复用器240将复用的数据包输出到后处理器250的数据随机化器251。

如果输入的数据对应于主业务数据包，则数据随机化器251执行与常规随机化器相同的随机化处理。更具体地说，主业务数据包内的同步字节被删除。随后，通过使用数据随机化器251生成的伪随机字节对余下的187个数据字节进行了随机化处理。之后，经过随机化处理的数据被输出到RS编码器/非系统RS编码器252。

另一方面，如果输入的数据对应于移动业务数据包，则数据随机化器251可以只对数据包的一部分进行随机化处理。例如，如果假设已经由预处理器230预先针对移动业务数据包执行了随机化处理，则数据随机化器251从移动业务数据包所包括的4个字节的MPEG报头中删除同步字节，并随后只针对MPEG报头的余下3个数据字节执行随机化处理。之后，随机化的数据字节被输出到RS编码器/非系统RS编码器252。更具体地说，不针对MPEG报头以外的移动业务数据的余下部分执行随机化处理。换言之，没有对移动业务数据包的余下部分执行随机化处理而直接将该移动业务数据包的余下部分输出到RS编码器/非系统RS编码器252。另外，针对移动业务数据包中包括的已知数据(或已知数据占位符)和初始化数据占位符，数据随机化器251可执行或可不执行随机化处理。

RS编码器/非系统RS编码器252针对经过数据随机化器251随机化处理的数据或针对数据随机化器251忽略的数据执行RS编码处理，以添加20个字节的RS奇偶校验数据。之后，经过处理的数据被输出到数据交织器253。这里，如果输入的数据对应于主业务数据包，则RS编码器/非系统RS编码器252执行与常规广播系统相同的系统的RS编码处理，由此在187个字节的数据的末端添加20个字节的RS奇偶校验数据。或者，如果输入的数据对应于移动业务数据包，则RS编码器/非系统RS编码器252执行非系统的RS编码处理。此处，在移动业务数据包内的预定的奇偶校验字节位置插入从非系统的RS编码处理获得的20个字节的RS奇偶校验数据。

数据交织器253对应于字节单位的卷积交织器。将数据交织器253的输出输入到奇偶校验替换器254和非系统RS编码器255。同时，首先需要对网格编码模块256内的存储器进行初始化的处理，以根据接收系统与发送系统之间的协定将设置在奇偶校验替换器254之后的网格编码模块256的输出数据判定为预定的已知数据。更具体地说，在对接收到的已知数据序列进行网格编码之前，首先应对网格编码模块256的存储器进行初始化。此处，接收到的已知数据序列的开始部分对应于初始化数据占位符而不是真实的已知数据。这里，在早期处理中，已经由预处理器230内的组格式器将初始化数据占位符包括在数据之中。因此，在对输入的已知数据序列进行网格编码之前，需要立即执行生成初始化数据并以生成的初始化数据来替换相应的存储器的初始化数据占位符的处理。

而且，网格存储器初始化数据的值是基于网格编码模块256的存储器状态而判定并生成的。此外，由于刚刚替换了初始化数据，因此需要进行重新计算RS奇偶校验数据并以新近计算出的RS奇偶校验数据来替换数据交织器253输出的RS奇偶校验数据的处理。因此，非系统RS编码器255从数据交织器253接收包括将被实际的初始化数据替换的初始化数据占位符在内的移动业务数据包，并且还从网格编码模块256接收初始化数据。

在输入的移动业务数据包中，以初始化数据替换初始化数据占位符，并且使用非系统RS编码删除并处理添加到移动业务数据包的RS奇偶校验数据。之后，将通过执行非系统RS编码处理而获得的新的RS奇偶校验数据输出到奇偶校验替换器255。因此，奇偶校验替换器255选择数据交织器253的输出作为移动业务数据包内的数据，并且奇偶校验替换器255选择非系统RS编码器255的输出作为RS奇偶校验数据。接着将所选择的数据输出到网格编码模块256。

同时，如果输入了主业务数据包或输入了不包括将被替换的任何初始化数据占位符的移动业务数据包，则奇偶校验替换器254选择数据交织器253输出的数据和RS奇偶校验。随后，奇偶校验替换器254将所选择的数据未加任何修改地直接输出到网格编码模块256。网格编码模块256将字节单位的数据转换成符号单位并执行12路交织处理以对接收到的数据进行网格编码。之后，经过处理的数据被输出到同步复用器260。

同步复用器260将场(field)同步信号与段(segment)同步信号插入到从网格编码模块256输出的数据中，并随后将经过处理的数据输出到传送单元270的导频插入器271。这里，调制器272按照预定的调制方法(例如，VSB方法)对由导频插入器271插入过导频的数据进行调制。之后，通过射频(RF)上变频器273将调制后的数据发送到各接收系统。

包复用器240的复用方法

同时，在包复用器240中，基于时隙的起始点将数据组分配给VSB帧。这里，将主业务数据分配在数据组之间以执行复用处理。在本发明的示例中，在数据交织之前基于数据结构将起始于相应数据组的第N个数据包的数据组的一部分分配到时隙的起始处(或起点)(即，当前时隙的第一数据段)。这里，N是整数。例如，当N等于1(即，N＝1)时，将起始于相应数据组的第1个数据包的数据组的一部分分配给当前时隙的第一数据段的起始处。同时，当N等于38(即，N＝38)时，将起始于相应数据组的第38个数据包的数据组的一部分分配给当前时隙的第一数据段的起始处。此外，当N＝1时，可以将1个数据组分配给1个时隙。

图14例示了基于数据交织之前的数据结构来分配数据组的第38个数据包给时隙的起点(即，当前时隙的第一数据段)的示例。此时，将起始于相应数据组的第一包至第37个包的数据包的范围分配为之前时隙。同时，如图14所示，当假设针对VSB帧内的各个时隙分配了数据组时，场同步复用器260可在被分配给各场的第1时隙(时隙1)的数据组的第37个数据包之后插入场同步信号。此时，接收系统还可以利用场同步信号来进行信道均衡处理，由此来增强相应数据组的接收性能。

如上所述，组格式器304将RS帧的数据划分成多个数据组，并将RS帧的数据分配给相应的区域。然后，数据组经过数据解交织器305和包格式器306，并由包复用器240根据预定的复用规则来将数据组与主业务数据包复用。在本发明的说明中，将RS帧内的数据所分配到的多个数据组称作“系综”。这里，因为多个移动业务可以包括在RS帧中，所以系综还可以包括多个移动业务。更具体地说，系综可发送多个数据流。

根据本发明的一个实施方式，系综中包括的数据组被分配为在MPH帧内彼此尽量隔开。因此，系统可以快速且有效地对系综内出现的任何突发错误做出响应。另外，因为基于MPH帧来针对各个系综分配数据组，用于分配数据组的方法可以根据相应的MPH帧而变化。此外，数据组可以相等地(或相同地)分配到MPH帧内的各个子帧。根据本发明的实施方式，在各个子帧中，数据组被连续地由左至右分配给具有4个时隙的组空间(即，1个VSB帧)。因此，一个系综中每个子帧的组的数量可以对应于从“1”至“8”的任何一个整数。这里，由于一个MPH帧包括5个子帧，因此可以分配给MPH帧的系综内的数据组的总数可与从范围‘5’到‘40’内的5的任一个倍数相对应。

图15例示了分配(指派)给MPH帧的单个系综的多个数据组的示例。更具体地说，图15例示了包括在NOG为“3”的系综中的、被分配给MPH帧的多个数据组的示例。参照图15，按照4个时隙的循环周期，将3个数据组依次地分配给子帧。相应地，当在相应的MPH帧所包括的5个子帧中等同地执行该处理时，12个数据组被分配给一个MPH帧。这里，15个数据组对应于系综所包括的数据组。因此，由于一个子帧由4个VSB帧构成，并且由于NOG等于“3”，因此各个子帧内的1个VSB帧没有被分配有相应系综的数据组。

例如，当相应RS帧的RS编码模式等于“00”(即，当通过RS编码处理将24个字节的奇偶校验数据添加到相应的RS帧)时，奇偶校验数据占据总码字长度的11.37％(＝24/(187+24)×100)。同时，当NOG等于“3”时，并且当如图15所示地分配了系综的数据组时，总共15个数据组形成了RS帧。因此，即使由于信道内的突发噪声而在整个数据组中发生错误时，百分比仅仅是6.67％(＝1/15×100)。因此，接收系统可通过执行消除RS解码处理(erasure RS decoding process)来纠正所有错误。更具体地说，当执行消除RS解码时，可纠正与RS奇偶校验字节的数量相对应的个数的信道错误。这样，接收系统可纠正一个系统内的至少一个数据组的错误。因此，可由RS帧纠正的最小突发噪声长度超过1个VSB帧。同时，当如上所述地分配系综的数据组时，既可以在各数据组之间分配主业务数据，也可以在各数据组之间分配与不同系综相对应的数据组。更具体地说，可以将与多个系综相对应的数据组分配给一个MPH帧。

基本上，分配与多个系综相对应的数据组的方法与分配与单个系综相对应的数据组的方法非常相似。换言之，根据4个时隙的循环周期来分别地分配被包括在待分配给MPH帧的其它系综中的数据组。此处，可以将不同系综的数据组依次地分配给起始于第一VSB帧(即，VSB帧1)的子帧。另选的是，可以用一种循环方法从尚未被分配的数据组的VSB帧开始分配之前系综的数据组。例如，当假设分配了图15所示的与系综相对应的数据组时，可以将与下一个系综相对应的数据组分配给起始于第一VSB帧(VSB帧)或第四VSB帧(VSB帧)的子帧。

图16例示了分配与MPH帧内的多个系综对应的数据组的示例。更具体地说，图16例示了将NOG为“3”的第1系综(即，NOG＝3的系综1)的数据组和NOG为“4”的第2系综(NOG＝4的系综2)的数据组分配给MPH帧。参照图16，当分配与系综1对应的数据组的处理结束时，从相应的MPH帧内的第1子帧(即，子帧1)的第4个VSB帧开始分配与系综2对应的数据组。更具体地说，可以将第2系综(系综2)的第1数据组分配给子帧1的第4VSB帧，将第2数据组分配给子帧1的第1VSB帧，将第3数据组分配给子帧1的第2VSB帧，并将第4数据组分配给子帧1的第3VSB帧。同样地，系综2的数据组被按照相同的顺序分别分配给第二子帧(即，子帧2)。参照图16，组的数量对应于数据组被分配给各个子帧的顺序。

此处，按照第1时隙(时隙1)、第2时隙(时隙2)、第3时隙(时隙3)、和第4时隙(时隙4)的顺序来将数据组分配给各个VSB帧。例如，当将数据组依次地分配给子帧内的4个VSB帧的时隙1时，随后的4个数据组被依次分配给相应子帧的VSB帧的时隙3。然后，接下来的4个数据组被依次分配给相应子帧的各个VSB帧的时隙2，并且，4个随后的数据组被依次分配给相应子帧的各个VSB帧的时隙4。因此，当假设通过执行上述处理而将16个数据组分配给子帧内的4个VSB帧时，在第1VSB帧(VSB帧1)中，第1数据组被分配给时隙1，第5数据组被分配给时隙3，第9数据组被分配给时隙2，而第13数据组被分配给时隙4。

同时，当假设能被分配给子帧的系综的数据组的最小数量等于“1”，则一个MPH帧可发送多达最大16个不同的系综。这是因为可以将最大16个数据组发送给一个子帧。可以用下面的数学式4来表示用于复用(或分配)数据组的上述准则。

[数学式4]

SLOT_i＝((4(i-1)+O_i)mod 16)+1

这里，

如果1≤i≤4，则O_i＝0；

否则如果i≤8，则O_i＝2；

否则如果i≤12，则O_i＝1；

在其他情况O_i＝3，

1≤SLOT_i≤16，并且1≤i≤TNOG

更具体地说，SLOT_i表示子帧内的被分配有第i个数据组的时隙，而i表示子帧内的时隙号。这里，i对应于范围1至16内的任一个数。同时，TNOG表示对全部系综中每个子帧分配的数据组的总数。

例如，假设将2个系综分配给一个MPH帧，并且系综2的NOG2等于“4”(即，NOG2＝4)。这里，NOGj表示包括在子帧的第j个系综(系综j)中的数据组的数量。在这种情况下，在一个子帧内，系综1的数据组被分配给时隙1、时隙5和时隙9(其中，i＝1，2，3)，而系综2的数据组被分配给时隙13、时隙3、时隙7和时隙11(其中，i＝4，5，6，7)。这里，可以按照时间顺序将与系综2对应的RS帧的一部分映射到第3数据组、第7数据组、第11数据组、和第13数据组。更具体地说，当RS帧被划分且映射到多个数据组时，不按照时隙顺序(通过用于整数来取代数学式4中的组号()而确定)来映射RS帧，按照从最近的时隙开始以时间顺序来映射RS帧。换言之，当确定了系综的NOG时，也确定了子帧内的相应系综的数据组将要发送到的各个时隙的位置。因此，当相应系综的RS帧被划分和发送给多个数据组时，按照相应时隙的时间顺序来映射并发送RS帧。

另外，可以由发送系统预先确定上述MPH帧内的各个子帧、各子帧内的各VSB帧、以及各VSB帧内的各时隙中复用数据组的准则，并且由发送系统和接收系统共享。当发送系统将发送给相应的MPH帧的全部系综的NOG信息发送给接收系统时，接收系统可以通过数学式4知道各个时隙的数据组被映射给哪个时隙。在这种情况下，可以知道全部系综的组映射。后面，将关于构成一个系综的数据组被映射到子帧内的哪个时隙的信息称作系综MAP。但是，如上所述，当将全部系综的NOG信息作为信令信息发送给全部系综的全部数据组时，通过接收系综的数据组来接收信令信息，其优点在于，可以知道用于相应MPH帧内存在的全部系综的系综MAP。但是，缺点在于，可能过量地发送信令信息。

最小化信令信息的方法之一是只发送相应系综的NOG。但是，当只发送NOG时，利用数学式4不能得到相应系综的系综MAP。为了利用数学式4准确地得到系综MAP，不但应当给定NOG，还应当给定系综的起始组号(SGN：starting group number)。换言之，当给定相应系综的NOG和SGN，可以获得相应系综的系综MAP。这里，SGN表示数据组的数量，其可以用数学式4来取代。更具体地说，参照图16，系综2的起始组号(SGN)等于“4”。这是因为系综3的NOG等于“3”。同时，为了使得接收系统能够只接收期望(或请求)的系综的数据，要求发送系统将用于各个系综的标识符(即，系综标识符，后面称作“ensemble_id”)发送给接收系统。因为MPH帧内可以发送的系综的最大数量(即，可发送系综的最大数量)等于“16”，因此ensemble_id可以表示为4比特。

与实时数据广播(诸如音频和视频数据)不同，信道变化时间在非实时数据广播中并不那样有意义(或者重要)。因此，不要求针对各个MPH帧来发送特殊系综的数据。相反，可以每次针对多个MPH帧的各组发送数据。例如，可以每次针对两个MPH帧来发送数据。在这种情况下，与针对各个MPH帧发送数据的情况相比，相应系综的数据速率可以减少1/2。因此，当广播台分配MPH广播节目的数据速率时，数据可以具有更小的分辨率，从而提高应用广播节目时的效率。为此，将系综传输周期(后面称作“ETP：ensemble transmission period”)增加到信令信息中，从而表示每次针对K个MPH帧来发送相应的系综。如上所述，为了使得接收系统能够知道相应系综的系综MAP，发送系统发送相应系综的信令信息(诸如，ensemble_id、SGN、NOG、ETP等)。

图18介绍了SGN，其中SGN由4个比特构成。在这种情况下，SGN的值可以等于从“1”至“16”范围内的任一值。图19介绍了NOG，其中NOG由3个比特构成。这里，NOG的值可以等于从“1”至“8”范围内的任一值。此外，图20介绍了ETP，其中，ETP由2比特构成。ETP表示发送相应系综所根据的MPH帧循环周期。

图17例示了存在于一个MPH帧中的3个系综的示例。参照图17，第1系综(E1)的3个数据组、第2系综(E1)的2个数据组、和第3系综(E1)的2个数据组存在于一个子帧中。因此，在第1系综中，SGN等于“1”(即，SGN＝1)，而NOG等于“3”(即，NOG＝3)。同样，在第2系综中，SGN等于“4”(即，SGN＝4)，而NOG等于“2”(即，NOG＝2)。类似地，在第3系综中，SGN等于“6”(即，SGN＝6)，而NOG等于“2”(即，NOG＝2)。在图17中，可以针对各个系综的ensemble_id来指定不同的值。同时，可以对ETP给定不同的值。

同时，在接收系统中，通过在其中分配了所请求的系综的数据组的区段期间开启电源来接收数据，通过在剩余区段关闭电源，可以减少接收系统消耗的额外电力。这种特性在要求低功耗的便携式和移动接收机中尤其有益。例如，假设如图21(a)所示，NOG＝3的第1系综的数据组和NOG＝2的第2系综的数据组被分配给MPH帧。此外，还假设用户利用设置在远程控制器或终端上的键盘来选择包括在第一系综中的移动业务。在这种情况下，如图21(b)所示，接收系统只在具有所分配的第1系综的数据组的区段期间开启电源，而在剩余区段期间关闭电源，由此来减少功耗。在此，优选为稍微早于分配有实际所需数据的区段时开启电源。这使得调谐器或解调器能提前收敛。

处理信令信息

同时，除了移动业务数据之外，组格式器304还向数据组插入额外(补充的)的信息(诸如提供总体(整体)系统信息的信令信息)。与广播信号的发送和接收相关联的传输参数可以确定为信令信息。例如，信令信息可包括与RS帧相关联的信息(参照表1和表2)、与SCCC相关联的信息(参照表3和表4)、与MPH帧相关联的信息(参照图18到图20)等。参照图11和图12，很显然的是，在数据组中，用于插入信令信息的信令信息区域被分配给MPH块4(B4)的局部区域。更具体地说，如图11所示，参照进行了数据交织处理后的数据组的结构，很明显的是，6个已知数据区域被分配给数据组以插入已知数据或已知数据占位符。这里，这6个已知数据区域由用于对信道脉冲响应(后面称作“CIR：channelimpulse response”)的估计进行训练的5个区域以及用于获得初始载波频率同步信号的1个区域组成。

参照图1，第1、第3、第4、第5和第6已知数据区域对应于分配用于上述CIR估计训练或信道均衡器训练的已知数据区域。这里，第1已知数据区域和第3至第6已知数据区域可具有相对不同的长度。但是，各个已知数据区域的一部分具有相同的图案值(pattern value)，并且以16个段的等间隔来插入各个已知数据区域。在本发明的实施方式中，由12个网格编码器来对已知数据区域进行编码，各个网格编码器的状态要求初始化。但是，因为已经预先确定了可以被初始化的区域，因此，不可避免的是，第1已知数据区域和第3至第6已知数据区域中的各个数据区域具有不同的长度。然后，一旦各个已知数据区域被初始化，则这5个已知数据图案分别被赋予了从预定点开始到已知数据区域的末端为止的相同的值。同时，各个已知数据分别相隔等间隔。

同时，第2已知数据区域可用于从接收系统获得初始载波频率同步信号，或者用于估计场同步信号的位置或其它已知数据区域的位置。为此，第2已知数据区域由分配了相同图案的2组已知数据构成。在本发明中，将上述第1和第3至第6已知数据区域称作“CIR已知数据区域”，而将第2已知数据区域称作“ACQ已知数据区域”，其中ACQ代表“获取”。

在此，分配给CIR已知数据区域和ACQ已知数据区域的数据对应于基于发送系统和接收系统之间的协议而预先确定的已知数据。这里，各个数据组保持相同的图案。根据本发明的实施方式，信令被分配到第一已知数据区域与第二已知数据区域之间。该区域还可被称作“信令信息区域”。这里，分配给信令信息区域的数据包括与相应的MPH帧、子帧、VSB帧、时隙和数据组相关联的信令信息。因此，在各数据组中数据不同。

参照图11和图12，初始化数据区域对应于在网格编码模块中执行了网格存储器初始化的区域。在此，可以按照比1/2或1/4更强的编码率(例如，以1/6或1/8编码率)来对信令信息区域进行编码，由此来增强接收性能。可以插入信令信息区域的信息包括与RS帧相关联的信息、与SCCC相关联的信息、与MPH帧相关联的信息。更具体地说，与RS帧相关联的信息可包括表1的RS帧模式信息、以及表2的用于主RS帧的RS编码信息以及用于辅RS帧的RS编码模式信息。同时，信令信息区域可对与RS帧相关联的信息分配6个比特。

与SCCC相关联的信息可包括表3的SCCC块模式信息和表4的SCCC外部编码模式信息。在此，如果表4的SCCC外部编码模式信息指定了关于数据组内的10MPH块的编码率，则可以针对与SCCC相关联的信息向信令信息区域分配22比特。但是，如果表4的SCCC外部编码模式信息指定了关于数据组内的4MPH块的编码率，则可以针对与SCCC相关联的信息向信令信息区域分配10比特。在本发明中，有选择地将与RS帧相关联的信息和与SCCC相关联的信息称作“FEC关联模式”。

最后，与MPH帧相关联的信息可包括子帧计数信息、时隙计数信息、以及关于ensemble_id、SGN、NOG和ETP有关的信息。这里，子帧计数信息和时隙计数信息对应于用于对一个MPH帧进行同步的信息。SGN和NOG信息对应于用于配置一个MPH帧中的对应系综的系综MAP的信息(或系综MAP信息)。子帧计数信息表示指定了一个MPH帧内的各个子帧的数量的计数器值。在本发明中，分配3比特给信令信息区域以指示子帧计数信息，同时子帧计数信息的值可以从1到5变化。此外，时隙计数信息表示指定了一个子帧内的各个时隙的数量的计数器值。这里，向信令信息区域分配4比特以指示时隙计数信息，同时时隙计数信息的值可以从1到16变化。

此外，业务或系统信息也可以被发送给信令信息区域。这种信息可用于在接收系统的电源开启的情况下，或者在当前查看的广播业务发生变化(或切换)的情况下加速业务获取。例如，可以将系综中包括的与业务相关联的信息发送给信令信息区域。这里，与业务相关联的信息可以包括service_id或主要信道号和次要信道号。另外，用于各个业务的文本标签(例如，FOX_TV1、WUSA-RADIO等的短文本信息)有关配置了各个业务的基础流的具体信息(即，PID或IP或端口号)也可以包括在与业务相关联的信息中。

当这些信息经由信令信息区域从发送系统被发送出去时，接收系统可对发送的信息进行解码，并且被通知了存在于当前正在接收的系综中的业务的类型。利用这种信息，接收系统也可以找到(或检测到)与包括所请求(期望)的广播业务的系综对应的ensemble_id。当检测到请求的广播业务的ensemble_id时，接收系统可以通过只接收相应的系综来减少功耗。这里，包括所请求的广播业务的上述系综可对应于最新接收到的系综(即，最后一个接收到的系综)。此外，当电子业务指南(ESG)被发送至信令信息区域时，接收系统可以基于预先确定的时间间隔或请求对包括在与除当前被接收的系综以外的其它系综对应的数据组中的信令信息进行解码，从而更新将来要广播的其它业务的内容。

图23(a)至图23(e)例示了根据本发明被发送给信令信息区域的信令信息情形。更具体地说，图23(a)至图23(e)分别例示了从当前MPH帧区段发送当前MPH帧的信令信息、以及将来的MPH帧的信令信息的示例。参照图23，@t表示当前点，而@t+n表示n个MPH帧之后的点。这里，n的值由ETP确定，ETP对应于用于发送系综的循环周期。这里，当ETP等于“00”(即，ETP＝00)时，其表示在各个MPH帧中发送对应系综。因此，n等于“1”(即，n＝1)。同样，当ETP等于“01”(即，ETP＝01)时，其表示对应系综在每2个MPH帧中发送。因此，n等于“2”(即，n＝2)。类似地，当ETP等于“10”(即，ETP＝10)时，其表示对应系综在每3个MPH帧中发送。因此，n等于“3”(即，n＝3)。

根据本发明，可以将上述信令信息插入分配给一个MPH帧的各个数据组的信令信息区域中，然后发送该信令信息。在这种情况下，可以基于子帧的位置来发送当前MPH帧的信令信息以及未来MPH帧的信令信息。例如，因为子帧计数信息和时隙计数信息分别表示与包括在当前MPH帧中的子帧对应的位置信息以及与包括在当前MPH帧中的时隙对应的位置信息，因此，从全部子帧区段发送子帧计数信息和时隙计数信息。

同样，与FEC相关联的信息(诸如，RS帧信息、RS编码信息、SCCC块信息以及SCCC外部编码信息)可以以系综为单位变化，并且各个系综的数据组被等分并分配给5个子帧。因此，与当前点的FEC相关联的信息可以被发送直至MPH帧内的第N子帧(例如，第2子帧)。然后，可以从第3子帧开始发送下一个点的与FEC相关联的信息。此外，系综MAP信息(诸如，SGN和NOG信息)可以以系综为单位而变化，各个系综的数据组被等分并被分配到5个子帧中。因此，当前点的系综MAP信息可以被发送直至MPH帧内的第N子帧(例如，第2子帧)。然后，可以从第3子帧开始发送下一个点的系综MAP信息。最后，可以从全部子帧区段发送当前点的业务或系统信息。

如上所述，如果MPH帧内的下一点的信息被提前发送，则接收系统可以重复地提前接收要用于将来MPH帧的重要传输参数(例如，FEC模式信息、系综MAP信息等)。因此，即使在信道中出现了多种干扰的情况下，接收系统也能够更稳定地接收相应的系综。此外，因为接收系统可以提取已知数据的位置信息，所以接收系统可基于提取出的已知数据位置信息来估计信令信息区域，然后，接收系统可以从估计出的信令信息区域中提取出信令信息，并对提取出的信令信息进行解码，从而利用解码后的信令信息来恢复移动业务数据。

块处理器

图24示出了根据本发明的块处理器的结构的框图。这里，块处理器包括字节比特转换器401、符号编码器402、符号交织器403、以及符号字节转换器404。

比特字节转换器401将从RS帧编码器112输入的移动业务数据字节划分成比特，然后这些比特被输出到符号编码器402。

字节比特转换器401还可接收包括传输参数的信令信息。该信令信息数据字节也被分成比特从而被输出至符号编码器402。这里，可以利用与移动业务数据相同的数据处理步骤来处理包括传输参数的信令信息。更具体地说，通过将信令信息经过数据随机化器301和RS帧编码器302而将其输入到块处理器302。另选的是，信令信息还可以被直接输出到块处理器303而不经过数据随机化器301和RS帧编码器302。

符号编码器402对应于将输入数据从MR比特编码成NR比特的MR/NR比率编码器，并输出以MR/NR的编码率编码过的数据。例如，当将1个输入数据比特编码成2比特时然后输出时，MR等于1(即，MR＝1)，而NR等于2(即，NR＝2)。同样，当1个输入比特被编码成4个比特然后被输出，MR等于1(即，MR＝1)，而NR等于4(即，NR＝4)。根据本发明的实施方式，符号编码器402执行1/2编码率(也被称作1/2比率编码处理)或者以1/4编码率(也被称作1/4比率编码处理)进行编码处理。符号编码器402对输入的移动业务数据和信令信息执行1/2比率编码和1/4比率编码。后面，该信令信息还被识别为移动业务数据并进行相应处理。符号编码器402可作为具有1/2编码率的编码器进行工作，或者可以作为具有1/4编码率的编码器进行工作。

图25至图27例示了示出了根据本发明的一个实施方式的具有1/4编码率的符号编码器的示例性操作的框图。图25的符号编码器包括1/4外部编码器和并/串转换器412。参照图25，1/4外部编码器411将被输入至1/4外部编码器411的移动业务数据比特U编码成u0至u3(即，2个符号)。然后，1/4外部编码器411输出两个编码后的符号给并/串转换器412。并/串转换器412将两个输入符号转换成串行符号单元，然后串行地输出至符号交织器403。更具体地说，并/串转换器412输出由u0和u1构成的1个符号给符号交织器403。然后，并/串转换器412输出由u2和u3构成的另一个符号给符号交织器403。

图26的符号编码器包括1/2外部编码器421和重复器422。参照图26，1/2外部编码器421将被输入到1/2外部编码器421的移动业务数据比特U编码成u0和u1(即，1个符号)。然后，1/2外部编码器421输出编码后的符号给重复器422。重复器422将1/2比率编码后的符号重复一次，并输出重复符号给符号交织器403。更具体地说，重复器422输出由比特u0和比特u1构成的符号给符号交织器403。然后，重复器422再次输出由比特u0和比特u1构成的符号给符号交织器403。

图27的符号编码器包括重复器431和1/2外部编码器432。参照图27，重复器431对被输入到重复器431的移动业务数据比特U进行重复以输出两个比特U和U给1/2外部编码器432。然后，1/2外部编码器432将从重复器431输出的移动业务数据比特U编码成u0和u1(即，1个符号)。然后，1/2外部编码器432输出编码后的符号给符号交织器403。在此，因为相同的移动业务数据比特U被两次顺序输入至1/2外部编码器432，因此1/2外部编码器432对输入重复器431的移动业务数据比特U执行两次1/2比率编码处理。

更具体地说，当符号编码器402重复输出以1/2编码率进行了编码后的2个符号时(如图26所示)，或者当符号编码器402对输入的数据比特执行两次1/2比率编码处理，然后输出编码后的数据比特时(如图27所示)，总编码率变为1/4。如上所述，当符号编码器402作为具有1/4编码率的编码器进行编码时，可以以1/4编码率对输入数据比特进行编码，使得可以依次一个接一个地输出各个符号。另选的是，可以以1/2编码率对输入数据比特进行编码，然后重复一次，使得可以依次一个接一个地输出各个符号。此外，可以以1/2编码率对输入数据比特进行两次编码，使得可以依次一个接一个地输出各个符号。

同时，当符号编码器402作为具有1/2编码率的编码器进行编码时，可以由1/2外部编码器以1/2编码率对输入数据比特进行编码。另选的是，也可以由1/4外部编码器以1/4编码率对输入数据比特进行编码。然后，当只选择和输出两个符号中的一个时，符号编码器402可工作为具有1/2编码率的编码器。在本发明的介绍中，1/2编码率和1/4编码率仅仅是示例性的，并且编码率可以根据编码符号的选择或符号的重复次数而不同。因此，本发明不仅限于本发明实施方式给出的示例。但是，如果编码率低，则能发送的实际数据量也相应地变小，因此，当确定编码率时应当考虑这两个因素。

图28例示了根据本发明的一个实施方式的1/2外部编码器的具体框图。参照图28，1/2外部编码器包括两个延迟器(第一延迟器和第二延迟器)501和503、以及一个加法器502。这里，1/2外部编码器对输入数据比特U进行编码，使得能输出2个比特(即，u0和u1)。在此，输入数据比特U对应于较高位u0，其毫不做修改地被输出，同时对u0进行编码而作为较低位u1输出。更具体地说，输入数据比特U作为较高位u0不做修改地直接输出，同时被输出到加法器502。

加法器502将输入数据比特U与第一延迟501的输出相加，然后将相加后的数据比特输出到第二延迟单元503。随后，被延迟了预定时间段(例如，1个时钟脉冲)的数据被输出为较低位u1并同时被反馈到第一延迟单元501。接着，第一延迟单元501将从第二延迟单元503反馈来的数据延迟预定时间段(例如，1个时钟脉冲)。然后，延迟后的数据被输出到加法器502。在此，如果被输入到符号编码器402的数据比特U对应于要以1/4编码率进行编码的数据比特，则由u0u1比特构成的符号被重复两次后输出。另选的是，可以将输入数据比特U重复一次，然后将其输入至图28的1/2外部编码器。

图29例示了根据本发明的一个实施方式的1/4外部编码器的具体框图。参照图29，1/4外部编码器包括两个延迟器(第一延迟器和第二延迟器)501和503、以及三个加法器502、504和505。这里，1/4外部编码器对输入数据比特U进行编码，使得能输出4个比特(即，u0至u3)。在此，输入数据比特U对应于最高位u0，其毫不做修改地被输出，同时该输入数据比特U被编码而作为较低位u1 u2 u3输出。更具体地说，输入数据比特U作为最高位u0直接输出，同时被输出到第一和第三加法器502和505。第一加法器502将输入数据比特U与第一延迟501的输出相加，然后将相加后的比特输出到第二延迟单元503。随后，在第二延迟单元503中被延迟了预定时间(例如，1个时钟脉冲)的数据比特被输出为较低位u1并同时被反馈到第一延迟单元501。第一延迟单元501将从第二延迟单元503反馈来的数据比特延迟预定时间(例如，1个时钟)。随后，第一延迟单元501输出经过延迟的数据比特给第一加法器502和第二加法器504。第二加法器504将从第一延迟单元501和第二延迟单元503输出的数据比特相加并输出相加后的数据比特作为较低位u2。第三加法器505将输入的数据比特U与第二延迟单元504的输出相加并输出相加后的数据比特作为较低位u3。

在此，如果输入数据比特U对应于以1/2编码率编码的数据，则符号编码器402利用4个输出比特u0u1u2u3中的u0u1比特构成符号。然后，符号编码器402输出新配置的符号。另选的是，如果输入数据比特U对应于以1/4编码率编码的数据，则符号编码器402利用比特u0u1构成一个符号并输出，然后利用比特u2u3构成另一符号并输出。根据本发明的另一个实施方式，如果输入数据比特U对应于以1/4编码率编码的数据，则符号编码器402也可以利用比特u0u1构成一个符号并输出，然后重复该处理依次并输出相应的比特。

根据本发明的另一个实施方式，符号编码器输出全部4个输出比特U u0u1u2u3。然后，当利用1/2编码率时，处于符号编码器402之后的符号交织器403只选择由4个输出比特u0u1u2u3中的比特u0u1构成的符号。另选的是，当利用1/4编码率时，符号交织器403可选择由比特u0u1构成的符号，然后选择由比特u2u3构成的符号。根据根本发明的另一个实施方式，当使用1/4编码率时，符号交织器403可重复地选择由比特u0u1构成的符号。

符号编码器402的输出被输入到符号交织器403。然后，符号交织器403以符号为单位针对从符号编码器402输出数据执行块交织。可将执行结构重排(或重新排列)的任意交织器用作块处理器的符号交织器403。然而，在本发明中，也可以使用一种可变长度符号交织器以使得可能对符号顺序进行重排，该可变长度符号交织器即使符号具有多种长度也能适用。

图30(a)至图30(c)例示了根据本发明的一个实施方式的符号交织器。这里，根据本发明的一个实施方式的符号交织器对应于即使符号具有多种长度也可以应用的可变长度符号交织器，使得符号顺序可以重排。具体而言，图30(a)和图30(c)例示了当BK＝6和BL＝8时的符号交织器的示例。这里，BK表示从符号编码器402输出用于符号交织的符号的数量。同时，BL表示由符号交织器403实际交织的符号数量。

在本发明中，符号交织器403应当满足条件BL＝2ⁿ(其中n是整数)并且BL≥BK。如果BK和BL之间的值存在差异，则增加(BL-BK)个空(或伪)符号，由此产生交织图案。因此，BK为输入到符号交织器403以便于进行交织的实际符号的块大小。BL为当按照从符号交织器403产生的交织图案来执行交织处理时的交织单位。

图30(a)至图30(c)例示了上述示例。从符号编码器402输出的、要进行交织的符号的数量等于6(即，BK＝6)。换言之，从符号编码器402输出6个符号以进行交织。同时，实际交织单元(BL)等于8个符号。因此，如图30(a)所示，将2个符号增加到空(伪)符号，由此产生交织图案。下面示出的数学式5描述了这样一种处理，即，依次接收需要重排顺序的BK个符号，并获得满足以下条件的BL值：BL＝2ⁿ(其中n是整数)并且BL≥BK，由此创建交织以重新排列(或重排)符号顺序。

[数学式5]

关于所有的位置，其中0≤i≤BL-1

P(i)＝Sxix(i+1)/2mod BL

这里，BL≥BK，BL＝2ⁿ，其中n和S是整数。图30示出了交织图案和交织处理的示例，其中假设S等于89，BL等于8。如图30(b)所示，利用上述数学式4对BK个输入符号和(BL-BK)个空符号的顺序进行重新排列。然后，如图30(c)所示，利用下式数学式5去除了空字节的位置，以对顺序进行重新排列。然后，将通过对顺序进行重新排列而交织后的符号输入至符号字节转换器。

[数学式6]

如果P(i)＞BK-1，则去除P(i)位置，然后进行重排。

接着，符号字节转换器404将来自符号交织器403的已完成了对符号顺序的重排并随后根据重排的顺序输出的移动业务数据符号转换成字节，之后将转换后的字节输出到组格式器304。

图31例示了示出了根据本发明的另一个实施方式的块处理器的结构的框图。这里，块处理器包括交织单元610和块格式器620。交织单元610可包括字节符号转换器611、符号字节转换器612、符号交织器613和符号字节转换器614。这里，符号交织器613还被称作块交织器。

交织单元610的字节符号转换器611将以字节为单位从RS帧编码器302输出的移动业务数据X转换成符号单元。然后，字节符号转换器611将转换后的移动业务数据符号输出到符号字节转换器612和符号交织器613。更具体地说，字节符号转换器611将输入的移动业务数据字节(＝8比特)的每2个比特转换成1个符号，并输出转换后的符号。这是因为网格编码模块256的输入数据包括由两个比特构成的符号单位。块处理器303和网格编码模块256之间的关系将在后面具体介绍。在此，字节符号转换器611还可以接收包括传输参数的信令信息。此外，信令信息字节也可以被分成符号单位，然后被输出至符号字节转换器612和符号交织器613。

符号字节转换器612将从字节符号转换器611输出的4个符号进行分组以构成一个字节。然后，转换后的数据字节被输出到块格式器620。这里，符号字节转换器612和字节符号转换器611彼此分别执行逆处理。因此，这两个块的产出(或结果)是产生偏置。因此，如图32所示，输入数据X绕过字节符号转换器611和符号字节转换器612，直接输入至块格式器620。更具体地说，图32的交织单元610具有与图31所示的交织单元等效的结构，因此，图31和图32中将使用相同的参考标号。

符号交织器613以符号为单位对从字节符号转换器611输出的数据进行块交织。随后，符号交织器613输出交织后的数据给符号字节转换器614。这里，可以将能够对结构顺序进行重排的任意类型的交织器用作本发明的符号交织器613。在本发明中给出的示例中，可以使用能对要对顺序进行重排的、具有较大长度范围的符号可用的可变长度交织器。例如，图30的符号交织器也可以用在图31和图32所示的块处理器中。

符号字节转换器614输出由符号交织器613根据重排顺序完成了符号顺序的重排的符号。然后，将符号进行分组以按照字节单位进行配置，然后符号被输出至块格式器620。更具体地说，符号字节转换器614将从符号交织器613输出的4个符号进行分组以配置数据字节。如图33所示，块格式器620执行根据设置的标准来对准块内的符号字节转换器612和614的输出的处理。这里，块格式器620与网格编码模块256相关联地进行工作。

更具体地说，块格式器620在考虑除被输入的移动业务数据之外的数据的位置(或顺序)的同时，确定从符号字节转换器612和614输出的移动业务数据的输出顺序，其中，所述移动业务数据包括主业务数据、已知数据、RS奇偶校验数据和MPEG报头数据。

根据本发明的实施方式，网格编码模块256具有12个网格编码器。图34例示了示出了根据本发明的网格编码模块256的框图。在图34示出的示例中，将12个相同的网格编码器组合成交织器以分散噪声。这里，各个网格编码器可具有预编码器。

图35例示了与网格编码模块256级联的块处理器303。如图5所示，在发送系统中，在包括块处理器303的预处理器230与网格编码模块256之间实际存在多个块。反之，接收系统考虑要与网格编码模块256级联的预处理器230，由此来执行相应的解码处理。但是，除了被输入网格编码模块256的移动业务数据以外的数据(其中移动业务数据包括主业务数据、已知数据、RS奇偶校验数据和MPEG报头数据)对应于被添加到存在于块处理器303与网格编码器256之间的块的数据。图36例示了在考虑上述示例的情况下，位于块处理器303和网格编码器256之间的数据处理器650的示例。

这里，当块处理器303的交织单元610执行1/2比率编码处理时，交织单元610可以配置为如图31(或图32)所示。例如，参照图5，数据处理器650可包括组格式器304、数据解交织器305、包格式器306、包复用器240、和后处理器250的数据随机化器251、RS编码器/非系统RS编码器252、数据交织器253、奇偶检验替换器254、和非系统RS编码器255。

在此，网格编码器模块256根据预定的方法将输入的数据符号化，对符号化后的数据进行划分，并发送划分后的数据给各个网格编码器。这里，一个字节被转换为4个符号，每个符号由2个比特构成。此外，从单个数据字节产生的符号被全部发送给相同的网格编码器。因此，各个网格编码器对输入符号的较高位进行预编码，然后将其输出作为最高输出位C2。另选的是，各个网格编码器对输入符号的较低位进行网格编码，然后将其输出作为两个输出比特C1和C0。对块格式器620进行控制以使得从各个符号字节转换器输出的数据字节被发送至不同的网格编码器。

后面，将参照图24至图24，具体介绍块格式器620的操作。例如，参照图31，根据块格式器620的控制，从符号字节转换器612输出的数据字节和从符号字节转换器614输出的数据字节被输入到网格编码模块256的不同的网格编码器中。后面，将从符号字节转换器612输出的数据字节简称作X，而将从符号字节转换器614输出的数据字节简称作Y。参照图33(a)，各个数字(即，0至11)分别表示网格编码模块256的第1至第12网格编码器。

此外，将两个符号字节转换器输出的顺序重排(或排列)，使得从符号字节转换器612输出的数据字节被分别输入到网格编码模块256的第0至第5网格编码器(0至5)，而从符号字节转换器614输出的数据字节被分别输入到网格编码模块256的第6至第11网格编码器(6至11)。这里，为简化对本发明的理解，仅示例性给出了分配有从符号字节转换器612输出的数据字节的网格编码器、以及分配有从符号字节转换器614输出的数据字节的网格编码器。此外，根据本发明的一个实施方式，并假设块处理器303的输入数据对应于由12个字节构成的块，符号字节转换器612从X0至X11输出12个数据字节，符号字节转换器614从Y0至Y11输出12个数据字节。

图33(b)例示了被输入到网格编码模块256的数据的示例。具体而言，图33(b)例示了输入网格编码模块256的不光移动业务数据还有主业务数据和RS奇偶校验数据分布到各个网格编码器的示例。更具体地说，如图33(a)所示，从块编码器303输出的移动业务数据通过组格式器304，在该组格式器304中，将移动业务数据与主业务数据和RS奇偶校验数据及RS奇偶校验数据混合后输出。因此，各个数据字节在被数据交织之后按照数据组内的位置(或区域)分别被输入到12个网格编码器中。

这里，符号字节转换器612和614的输出数据字节X和Y被分配给各个网格编码器，各个网格编码器的输入构成为如图33(b)所示。更具体地说，参照图33(b)，从符号字节转换器612输出的6个移动业务数据字节(X0至X5)被依次分配(分布)给网格编码模块256的第一至第六网格编码器(0至5)。此外，从符号字节转换器614输出的2个移动业务数据字节(Y0和Y1)被依次分配给网格编码模块256的第七至第八网格编码器(6至7)。然后，在5个主业务数据字节中，4个数据字节被依次分配给网格编码模块256的第九至第十二网格编码器(8至11)。最后，主业务数据字节的剩余1个字节被再次分配给第一网格编码器(0)。

如图33(b)所示，假设移动业务数据、主业务数据和奇偶校验数据被分配给各个网格编码器。如上所述，还假设块处理器303的输入由12个字节构成，从符号字节转换器612输出该X0至X11的12个字节，从符号字节转换器614输出该Y0至Y11的12个字节。在这种情况下，如图33(c)所示，块格式器620按照X0至X5、Y0、Y1、X6至X10、Y2至Y7、X11和Y8至Y11的顺序，对要从符号字节转换器612和614输出的数据字节进行排列。更具体地说，基于各个数据字节被插入的传输帧内的位置(或区域)来确定用于执行编码处理的网格编码器。这里，不光移动业务数据还有主业务数据、MPEG报头数据以及RS奇偶校验数据也被输入到网格编码模块256。这里假设，为了执行上述操作，在数据交织处理之后，块格式器620被通知了(或知道了)关于的数据组格式的信息。

图37例示了根据本发明的一个实施方式的以1/N编码率来执行编码处理的块处理器的框图。这里，块处理器包括(N-1)个符号交织器741至74N-1，它们按照并联的结构进行配置。更具体地说，具有编码率1/N的块处理器由共计N个分支(路径)组成，该N个分支(路径)包括被直接发送至块格式器730的分支(路径)。此外，各分支的符号交织器741至74N-1可分别由不同的符号交织器构成。此外，在各个符号交织器的末端包括(N-1)个符号字节转换器751至75N-1，它们分别与各(N-1)个符号交织器741至74N-1相对应。这里，(N-1)个符号字节转换器751至75N-1的输出数据也被输入到块格式器730。

在本发明的示例中，N等于或小于12。如果N等于12，则块格式器730可排列输出数据，使得第12个符号字节转换器75N-1的输出字节被输入到第12个网格编码器。另选的是，如果N等于3，则块格式器730可排列输出数据，使得从符号字节转换器720输出的数据字节被输入到网格编码模块256的第1至第4网格编码器，从符号字节转换器751输出的数据字节被输入到网格编码模块256的第5至第8网格编码器，而从符号字节转换器752输出的数据字节被输入到网格编码模块256的第9至第12网格编码器。此时，从各个符号字节输出的数据字节的顺序可以根据与移动业务数据混合的、除了从各个符号字节转换器输出的移动业务数据以外的其它数据的数据组内的位置而变动。

在本发明中提出的网格编码器的数量、符号字节转换器的数量以及符号交织器的数量仅仅是示例。因此，相应的数量并不限制本发明的精神或范围。对于本技术领域的其它技术人员来说，很明显的是，被分配给网格编码模块256的各个网格编码器的各个数据字节的类型和位置可以根据数据组格式而变动。因此，本发明不应当仅仅理解为说明书中阐述的示例。

从块处理器303输出且以MR/RN编码率进行了编码的移动业务数据被输入到组格式器304。这里，在本发明的示例中，从块处理器303的块格式器输出的输出数据的顺序被按照数据组内数据字节的位置进行排列和输出。

接收系统内的解调单元

图38例示了根据本发明的数字广播接收系统中的解调单元的示例。图38的解调单元使用插入移动业务数据区段中并随后由发送系统发送的已知数据信息，以执行载波同步恢复、帧同步恢复、和信道均衡，由此增强接收性能。另外，解调单元可以只在被分配了指定的(或期望的)系综的数据组的时隙期间才开启，由此降低接收系统的能耗。

参照图38，解调单元包括解调器1002、均衡器1003、已知序列检测器1004、块解码器1005、RS帧解码器1006、去随机化器1007。解调单元还可以包括数据解交织器1009、RS解码器1010、和数据去随机化器1011。解调单元还可以包括信令信息解码器1013。接收系统同样还可以包括用于对解调单元的电源进行控制的电源控制器5000。

这里，为了简化本发明的描述，将RS帧解码器1006和去随机化器1007统称为移动业务数据处理单元。而将数据解交织器1009、RS解码器1010、和数据去随机化器1011统称为主业务数据处理单元。更具体地说，把由调谐器调谐的特定信道的频率下变频为中频(IF)信号。随后，经过下变频的数据将下变频的IF信号输出到解调器1002和已知序列检测器1004。此处，下变频数据1001经由模拟/数字转换器ADC(未示出)被输入到解调器1002和已知序列检测器1004。ADC将通带模拟IF信号转换成通带数字IF信号。

解调器1002对输入的通带数字IF信号执行自增益控制、载波恢复、以及定时恢复处理，由此将IF信号修改为基带信号。随后，解调器1002将刚刚产生的信号输出到均衡器1003和已知序列检测器1004。均衡器1003对解调信号中所包括的信道失真进行补偿并随后将经过误差补偿后的信号输出到块解码器1005。

此处，已知序列检测器1004根据解调器1002的输入/输出数据(即，解调处理之前的数据或解调处理之后的数据)来检测由发送端插入的已知序列位置。之后，位置信息与根据检测到的位置而生成的已知数据的符号序列一起被输出到解调器1002和均衡器1003。另外，已知数据检测器1004将一组信息输出到块解码器1005。该组信息用于使接收系统的块解码器1005能够识别未经过附加编码处理的主业务数据和来自发送系统的、经过附加编码处理的移动业务数据。此外，尽管在图38中未示出连接状态，但从已知数据检测器1004检测到的信息不仅可用在整个接收系统中，而且还可以用在RS帧解码器1006中。

解调器1002在定时恢复和/或载波恢复期间使用已知数据符号，由此增强了解调性能。同样地，均衡器1003使用已知数据以增加均衡性能。而且，可以将块解码器1005的解码结果反馈回均衡器1003，由此增强均衡性能。

开机/关机控制

在解调器1002中经过解调的数据或在信道均衡器1003中经过均衡的数据被输入到信令信息解码器1013。将在已知序列检测器1004中检测出的已知数据信息输入到信令信息检测器1013。

信令信息解码器1013从输入的数据中提取信令信息并对信令信息进行解码，解码后的信令信息被提供给需要信令信息的块。例如，可以将SCCC相关信息输出到块检测器1005，并且可以将RS帧相关信息输出到RS帧解码器1006。可以将MPH帧相关信息输出到已知序列检测器1004和电源控制器5000。

这里，RS帧相关信息可包括RS帧模式信息和RS编码模式信息。SCCC相关信息可包括SCCC块模式信息和SCCC外部编码模式信息。如图22所示，MPH帧相关信息可包括子帧计数信息、时隙计数信息、ensemble_id信息、SGN信息、NoG信息、ETP信息等。

更具体地说，通过使用已知序列检测器1004中正在输出的已知数据信息，可以知道在第一已知数据区域与第二已知数据区域之间的信令信息。因此，信令信息解码器1013可从解调器1002或信道均衡器1003中正在输出的数据中提取信令信息并对该信令信息进行解码。

从信令信息解码器1013向电源控制器5000输入MPH帧相关信息，并且控制调谐器和解调单元的电源。

根据本发明的实施方式，电源控制器5000只在被分配有包括用户选择的移动业务的系综的时隙期间才开机。电源控制器5000随后在其余的时隙期间关机。

例如，如图21(a)所示，假设将NoG＝3的第1系综和NoG＝4的第2系综的数据组分配给一个MPH帧。还假设用户已经使用设置在遥控器或终端上的键区选择了第1系综中所包括的移动业务。在这种情况下，如图21(b)所示，电源控制器5000只在被分配了第1系综的数据组的时隙期间才开机，并且在其余的时隙期间关机，由此降低了能耗。

解调器和已知序列检测器

此处，如图11所示，发送系统可发送数据帧内的周期性插入的已知数据。

图39例示了示出由发送系统在实际数据之间周期性地插入并发送的已知数据序列的示例。参照图39，AS表示有效数据符号的数量，而BS表示已知数据符号的数量。因此，在(AS+BS)个符号周期期间，插入并发送了BS个已知数据符号。这里，AS可与移动业务数据、主业务数据、或移动业务数据与主业务数据的组合相对应。为了与已知数据区分，此后将与AS相对应的数据称为有效数据。

参照图39，具有相同模式的已知数据序列被包括在被周期性地插入的各个已知数据区段中。这里，具有相同数据模式的已知数据序列的长度可以与相应的已知数据区段(或块)的完整的(或总的)已知数据序列的长度相等或不同。如果两个长度彼此不同，则完整的已知数据序列的长度应长于具有相同数据模式的已知数据序列的长度。在这种情况下，相同的已知数据序列被包括在完整的已知数据序列中。已知序列检测器1004对如上所述地被周期性地插入并发送的已知数据的位置进行检测。同时，已知序列检测器1004还可以在检测已知数据的处理的过程中估计初始频率偏差。在这种情况下，解调器1002可以根据关于已知数据位置(或已知序列位置指示符)和初始频率偏差估计值来估计出更准确的载波频率偏差，由此对估计出的初始频率偏差进行补偿。

图40例示了根据本发明的解调器的详细框图。参照图40，解调器包括分相器1010、数控振荡器(NCO，numerically controlled oscillator)1020、第一乘法器1030、重采样器1040、第二乘法器1050、匹配滤波器1060、去直流器1070、定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、和相位补偿器1110。这里，已知序列检测器1004包括已知序列检测器和用于估计已知数据信息与初始频率偏差的初始频率偏差估计器1004-1。此外，参照图40，分相器1010接收通带数字信号并将接收到的信号划分为实数元的通带数字信号和虚数元的通带数字信号，二者彼此之间都具有90度的相位。换言之，通带数字信号被分裂成多个复数信号。随后将通带数字信号的分裂出的部分输出到第一乘法器1030。这里，为了本发明的说明的简单起见，把从分相器1010输出的实数信号表示为‘I’信号，而把从分相器1010输出的虚数信号表示为‘Q’信号。

第一乘法器1030使从分相器1010输出的I通带数字信号和Q通带数字信号相乘为具有与从NCO 1020输出的常数成比例的频率的复数信号，由此将I通带数字信号与Q通带数字信号改变成基带数字复数信号。随后，将第一乘法器1030的基带数字信号输入到重采样器1040。重采样器1040对从第一乘法器1030输出的信号进行重新采样，使得该信号与定时恢复单元1080提供的定时时钟相对应。之后，重采样器1040将重新采样的信号输出到第二乘法器1050。

例如，当模/数转换器使用25MHz固定频率振荡器时，由重采样器1040以插值处理来处理经过模/数转换器、分相器1010和第一乘法器1030后产生的具有25MHz频率的基带数字信号。因此，插值信号被恢复成具有符号时钟的接收信号的频率(即，21.524476MHz的频率)的两倍频率的基带数字信号。或者，如果模/数转换器使用定时恢复单元1080的定时时钟作为采样频率(即，如果模/数转换器使用可变频率)以便于执行A/D  转换处理，则不需要重采样器1040并且可以省略重采样器1040。

第二乘法器1050将载波恢复单元1090的输出频率乘以重采样器1040的输出，以补偿重采样器1040的输出信号中所包括的其余载波。之后，经补偿的载波被输出到匹配滤波器1060和定时恢复单元1080。经过匹配滤波器1060匹配滤波的信号被输入到去直流器1070、已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1和载波恢复单元1090。

已知训练检测器和初始频率偏差估计器1004-1检测周期性地或非周期性地发送的已知数据序列的位置(或区域)。同时，已知训练检测器和初始频率偏差估计器1004-1在已知序列检测处理期间估计初始频率偏差。更具体地说，在如图11所示接收到传输数据帧的同时，已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1检测传输数据帧中所包括的已知序列的定位(或位置)。随后，已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1将检测到的关于已知数据位置的信息(即，已知序列位置指示符)输出到均衡器1003以及解调器1002的定时恢复单元1080、载波恢复单元1090和相位补偿器1110。此外，已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1估计初始频率偏差，随后初始频率偏差被输出到载波恢复单元1090。此处，已知频率检测器和初始频率偏差估计器1004-1可以接收匹配滤波器1060的输出或接收重采样器1040的输出。可以根据系统设计人员的设计选择性地对此做出决定。

定时恢复器1080使用第二乘法器1050的输出和已知序列检测器与从初始频率偏差估计器1004-1检测出的已知序列位置指示符，以检测定时误差，并随后将与检测出的定时误差成比例的采样时钟输出到重采样器1040，由此调整重采样器1040的采样定时。此处，定时恢复单元1080可以接收匹配滤波器1060的输出，而不接收第二乘法器1050的输出。同样可以根据系统设计人员的设计选择性地对此做出决定。

同时，去直流器1070从匹配滤波信号中去除了由发送系统插入的导频音信号(即，直流信号)。之后，去直流器1070将经过处理的信号输出到相位补偿器1110。相位补偿器1110使用已由去直流器1070去除了直流的数据和由已知序列检测器与初始频率偏差估计器1004-1检测出的已知序列位置指示符来估计频率偏差，并且随后补偿去直流器1070的输出中所包括的相位变化。将对相位变化进行了补偿后的数据输入到均衡器1003。此处，相位补偿器1110是可选的。如果未设置相位补偿器1110，则去直流器1070的输出改为输入到均衡器1003。

图41包括了解调器的定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、和相位补偿器1110的详细框图。根据本发明的一个实施方式，载波恢复单元1090包括缓冲器1091、频率偏差估计器1092、环路滤波器1093、保持器(holder)1094、加法器1095、和NCO 1096。此处，在缓冲器1091前面，可以包括抽样器(decimator)。定时恢复单元1080包括抽样器1081、缓冲器1082、定时误差检测器1083、环路滤波器1084、保持器(holder)1085、和NCO 1086。最后，相位补偿器1110包括缓冲器1111、频率偏差估计器1112、保持器(holder)1113、NCO 1114、和乘法器1115。此外，在相位补偿器1110与均衡器1003之间可包括抽样器1200。抽样器1200可以在去直流器1070之前得到输出，而不是位于相位补偿器1110的输出端被输出。

这里，抽样器对应于在模/数转换器对输入解调器中的信号进行N倍过采样时需要的部件。更具体地说，整数N表示接收信号的采样率。例如，当模/数转换器对输入信号进行2倍过采样时(即，当N＝2时)，其表示在一个符号中包括了两个采样。在这种情况下，各抽样器对应于1/2个抽样器。根据是否已经对接收信号执行了过采样处理，信号可绕过抽样器。

同时，第二乘法器1050的输出被临时存储在抽样器1081和缓冲器1082中，抽样器1081和缓冲器1082二者都包括在定时恢复单元1080中。随后，通过抽样器1081和缓冲器1082将临时存储的输出数据输入到定时误差检测器1083。假设对第二乘法器1050的输出进行N倍于其初始状态的过采样，则抽样器1081按照1/N的抽样率抽取第二乘法器1050的输出。随后，经过1/N抽取的数据被输入到缓冲器1082。换言之，抽样器1081根据VSB符号周期对输入信号执行抽取。此外，抽样器1081还可以接收匹配滤波器1060的输出而不接收第二乘法器1050的输出。定时误差检测器1083使用经过匹配滤波处理前或匹配滤波处理后的数据和从已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1输出的已知序列位置指示符，以便于检测定时误差。之后，将检测出的定时误差输出到环路滤波器1084。因此，在已知数据序列的每次重复周期期间获得一次检测出的定时误差信息。

例如，如图39所示，如果周期性地插入和发送具有相同模式的已知数据序列，则定时误差检测器1083可使用该已知数据以便于检测定时误差。存在着利用已知数据来检测定时误差的多种方法。在本发明的示例中，可以使用时域中已知数据与接收数据之间的相关性特征来检测定时误差，根据发送系统与接收系统之间预先协商的协定已经知道了已知数据。还可以通过使用频域中接收到的两种已知数据类型的相关性特征来检测定时误差。因此，输出了检测到的定时误差。在另一示例中，为了检测定时误差，可以应用一种光谱标示法(spectral lining method)。这里，这种光谱标示法对应于利用接收信号中所包括的光谱的边带来检测定时误差的方法。

环路滤波器1084对定时误差检测器1083检测出的定时误差进行滤波，并随后将经过滤波的定时误差输出到保持器1085。保持器1085在预定的已知数据序列循环周期期间保持(或维持)由环路滤波器1084滤波并输出的定时误差，并将经过处理的定时误差输出到NCO 1086。这里，环路滤波器1084和保持器1085的设置顺序可以互换。而且，可以将保持器1085的功能包括在环路滤波器1084中，并且可以由此省略保持器1085。NCO 1086对保持器1085输出的定时误差进行累加。之后，NCO1086将累加的定时误差的相元(即，采样时钟)输出到重采样器1040，由此调整重采样器1040的采样定时。

同时，载波恢复单元1090的缓冲器1091可接收输入到匹配滤波器1060的数据或者接收从匹配滤波器1060输出的数据，并且随后可临时地存储接收到的数据。之后，临时存储的数据被输出到频率偏差估计器1092。如果抽样器没置在缓冲器1091前面，则抽样器按照1/N的抽样率来抽取匹配滤波器1060的输入数据或输出数据。之后，将抽取的数据输出到缓冲器1091。例如，当对匹配滤波器1060的输入数据或输出数据进行2倍过采样时(即，当N＝2时)，其表示由抽样器1081按照1/2的抽样率抽取匹配滤波器1060的输入数据或输出数据并随后将其输出到缓冲器1091。更具体地说，当抽样器设置在缓冲器1091前面时，载波恢复单元1090以符号为单位进行工作。或者，如果未设置抽样器，则载波恢复单元1090以过采样为单位进行工作。

频率偏差估计器1092使用匹配滤波器1060的输入数据或输出数据和从已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1输出的已知序列位置指示符来估计频率偏差。随后，估计出的频率偏差被输出到环路滤波器1093。因此，在已知数据序列的每一个重复周期获得一次估计的频率偏差值。环路滤波器1093对频率偏差估计器1092估计出的频率偏差值执行低通滤波并将经过低通滤波的频率偏差值输出到保持器1094。保持器1094在预定的已知数据序列循环周期期间保持(或维持)经过低通滤波的频率偏差值并将该频率偏差值输出到加法器1095。这里，环路滤波器1093和保持器1094的位置可以互换。此外，可以将保持器1085的功能包括在环路滤波器1093中并可以相应地省略保持器1094。

加法器1095将由已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1估计出的初始频率偏差的值的值与从环路滤波器1093(或保持器1094)输出的频率偏差值相加。之后，相加后的频率偏差值被输出到NCO 1096。这里，如果加法器1095还被设计成接收正在被输入到NCO 1020的常数，则可以省略NCO 1020和第一乘法器1030。在这种情况下，第二乘法器1050可同时地执行将信号改变成基带信号以及去除余下的载波的步骤。

NCO 1096生成与从加法器1095输出的频率偏差相对应的复数信号，该复数信号随后被输出到第二乘法器1050。这里，NCO 1096可包括ROM。在这种情况下，NCO 1096生成与正在从加法器1095中输出的频率偏差相对应的补偿频率。随后，NCO 1096从ROM中读取与补偿频率相对应的复数余弦，该复数余弦随后被输出到第二乘法器1050。第二乘法器1050将载波恢复单元1090中所包括的NCO 1094的输出与重采样器1040的输出相乘，以去除重采样器1040的输出信号中所包括的载波偏差。

图42例示了根据本发明的一个实施方式的载波恢复单元1090的频率偏差估计器的详细框图。这里，频率偏差估计器1092根据从已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1检测出的已知序列位置指示符工作。此处，如果通过抽样器输入匹配滤波器1060的输入数据或输出数据，则频率偏差估计器1092以符号为单位工作。或者，如果未设置抽样器，则频率偏差估计器1092以过采样为单位工作。在本发明的说明书中所给出的示例中，频率偏差估计器1092以符号为单位工作。参照图42，频率偏差估计器1092包括控制器1310、第一N符号缓冲器1301、K个符号延迟1302、第二N符号缓冲器1303、共轭器1304、乘法器1305、累加器1036、相位检测器1307、乘法器1308和复用器1309。如图42所示，现在将针对已知数据区段期间的操作示例来详细的描述具有上述结构的频率偏差估计器1092。

第一N符号缓冲器1301最多可存储输入其中的N个符号。临时存储在第一N符号缓冲器1301中的符号数据随后被输出到乘法器1305。同时，输入的符号被输入到K个符号延迟1302，以将其延迟K个符号。之后，经过延迟的符号通过第二N符号缓冲器1303，以由共轭器1304对其进行共轭。之后，经过共轭的符号被输入到乘法器1305。乘法器1305将第一N符号缓冲器1301的输出与共轭器1304的输出相乘。随后，乘法器1305将相乘的结果输出到累加器1306。随后，累加器1306在N个符号周期内对乘法器1305的输出进行累加，由此将累加的结果输出到相位检测器1307。

相位检测器1307从累加器1306的输出中提取相应的相位信息，该相位信息随后被输出到乘法器1308。乘法器1308随后将该相位信息除以K，由此将相除的结果输出到复用器1309。这里，相位信息被除的结果成为频率偏差估计值。更具体地说，在已知数据的输入结束点或在期望的点，频率偏差估计器1092在N个符号周期内对存储在第一N符号缓冲器1301中的N个输入数据的复数共轭与被延迟了K个符号并被存储在第二N符号缓冲器1303中的N个输入数据的复数共轭的乘积进行累加。之后，将累加的值除以K，由此提取出频率偏差估计值。

根据控制器1310的控制信号，复用器1309选择乘法器1308的输出或‘0’，并随后输出所选的结果作为最终的频率偏差估计值。为了控制复用器1309的输出，控制器1310从已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1接收已知数据序列位置指示符。更具体地说，控制器1310基于已知数据序列位置指示符来确定从乘法器1308输出的频率偏差估计值是否有效。如果控制器1310确定该频率偏差估计值有效，则复用器1309选择乘法器1308的输出。或者，如果控制器1310确定该频率偏差估计值无效，则控制器1310生成控制信号以使的复用器1309选择‘0’。此处，优选的是，存储在第一N符号缓冲器1301和第二N符号缓冲器1303中的输入信号与相同的已知数据所发送的并且通过几乎相同的信道的信号相对应。否则，由于传输信道的影响，频率偏差估计性能可能会极大地恶化。

此外，可以以多种方式确定频率偏差估计器1092(如图42所示)的值N和值K。这是由于在这里可以使用已知数据的相同地重复的特定部分。例如，当发送具有如图39所述的结构的数据时，N可以设置为BS(即，N＝BS)，而K可以设置为(AS+BS)(即，K＝AS+BS))。频率偏差估计器1092的频率偏差估计值的范围根据K值而确定。如果K值较大，则频率偏差估计值的范围变得较小。或者，如果K值较小，则频率偏差估计值的范围变得较大。因此，当发送具有如图39中的结构的数据时，并且如果已知数据的重复周期(AS+BS)较长，则频率偏差估计值的范围变得较小。

在这种情况下，即使已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1估计了初始频率偏差，且即使由第二乘法器1050对所估计的值进行补偿，但是补偿后所保留的频率偏差也将超过频率偏差估计器1092的估计范围。为了克服这些问题，可以通过使用循环扩展处理来将有规律地发送的已知数据序列构造成相同数据部分的重复。例如，如果图39所示的已知数据序列由两个具有BS/2的长度的相同部分构成，则可以将频率偏差估计器1092(图42所示)的值N和值K分别设置为B/S和B/2(即，N＝BS/2和K＝BS/2)。在这种情况下，估计值的范围可以变得大于使用重复的已知数据时的取值范围。

同时，已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1检测周期性或非周期性发送的已知数据序列的位置(或区域)。同时，已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1在已知序列检测处理过程中估计初始频率偏差。将由已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1检测到的已知数据序列位置指示符输出到解调器1002的定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、和相位补偿器1110，并且输出到均衡器1003。之后，估计的初始频率偏差被输出到载波恢复单元1090。此处，已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1可接受匹配滤波器1060的输出或接受重采样器1040的输出。可以根据系统设计人员的设计选择性地对此做出决定。这里，可以在已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1中或者在频率偏差估计器的相位补偿器1110中直接应用图42所示的频率偏差估计器。

图43例示了示出根据本发明的一个实施方式的已知数据检测器和初始频率偏差估计器的详细框图。更具体地说，图43例示了与已知序列位置指示符一起估计初始频率偏差的示例。这里，图43示出了对输入信号进行N倍于其初始状态的过采样的示例。换言之，N表示接收到的信号的采样率。参照图43，已知数据检测器和初始频率偏差估计器包括平行设置的N个部分相关器1411到141N、已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420、已知数据提取器1430、缓冲器1440、乘法器1450、NCO1460、频率偏差估计器1470、和加法器1480。这里，第一部分相关器1411由1/N抽样器、和部分相关器组成。第二部分相关器1412由1采样延迟、1/N抽样器、和部分相关器组成。而第N部分相关器141N由N-1采样延迟、1/N抽样器、和部分相关器组成。这些部分相关器用于对过采样符号内的各采样的相位与原始(或初始)符号的相位进行匹配(或识别)，并且抽取其余相位的采样，由此对各个采样进行部分相关。更具体地说，针对各采样相位，按照1/N的比率对输入信号进行抽取，使得输入信号经过每一个部分相关器。

例如，当对输入信号进行2倍过采样时(即，当N＝2时)，其表示在一个信号中包括了两个采样。在这种情况下，需要两个部分相关器(例如，1411和1412)，并且每个1/N抽样器变成1/2抽样器。此处，第一部分相关器1411的1/N抽样器在输入的采样中抽取(或去除)位于符号位置(或区域)之间的采样。随后，相应的1/N抽样器将所抽取的采样输出到部分相关器。此外，第二部分相关器1412的1采样延迟将输入的采样延迟1采样(即，对输入的采样执行1采样延迟)并且将延迟的输入采样输出到1/N抽样器。随后，第二部分相关器1412的1/N抽样器在从1采样延迟输入的采样中抽取位于符号位置(或区域)之间的采样。之后，相应的1/N抽样器将所抽取的采样输出到部分相关器。

在VSB符号的各预定周期之后，各部分相关器都将相关值和在该特定点所估计的粗略频率偏差的估计值输出到已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420。已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420数据组周期或预定周期内存储部分相关器的与各采样相位相对应的输出。之后，已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420在所存储的值中确定与最高的相关值相对应的定位(或位置)作为用于接收已知数据的位置(或区域)。同时，已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420最后确定在与最高相关值相对应的点估计的频率偏差的估计值作为接收系统的粗略频率偏差值。此处，将已知序列位置指示符输入到已知数据提取器1430、定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、相位补偿器1110、和均衡器1003，并将粗略频率偏差输入到加法器1480和NCO 1460。

同时，当N个部分相关器1411到141N检测已知数据位置(或已知序列定位)并估计粗略频率偏差时，缓冲器1440临时存储接收到的数据并将临时存储的数据输出到已知数据提取器1430。已知数据提取器1430使用从已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420输出的已知序列位置指示符，以从缓冲器1440的输出中提取已知数据。之后，已知数据提取器1430将提取的数据输出到乘法器1450。NCO 1460生成与正在从已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420中输出的粗略频率偏差相对应的复数信号。随后，NCO 1460将生成的复数信号输出到乘法器1450。

乘法器1450将NCO 1460的复数信号与从已知数据提取器1430输出的已知数据相乘，由此将具有经过补偿的粗略频率偏差的已知数据输出到频率偏差估计器1470。频率偏差估计器1470根据具有经过补偿的粗略频率偏差的已知数据来估计精确频率偏差。随后，频率偏差估计器1470将所估计的精确频率偏差输出到加法器1480。加法器1480将粗略频率偏差与精确频率偏差相加。之后，加法器1480确定相加的结果为最终的初始频率偏差，随后将最终的初始频率偏差被输出到解调器1002中所包括的载波恢复单元1090的加法器1095。更具体地说，在获得初始同步的处理过程中，本发明可估计和使用粗略频率偏差以及精确频率偏差，由此增强初始频率偏差的估计性能。

如图11所示，假设在数据组内插入已知数据并随后将其发送。随后，已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1可使用已经被额外地插入区域A1和区域A2之间的已知数据，以对初始频率偏差进行估计。将被周期性地插入由已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1估计出的区域A中的已知数据指示符输入到定时误差恢复单元1080的定时误差检测器1083、载波恢复单元1090的频率偏差估计器1092、相位补偿器1110的频率偏差估计器1112、和均衡器1003。

图44例示了示出图43所示的局部相关器中的其中一个的结构的框图。在检测已知数据的步骤期间，由于在接收的信号中包括频率偏差，因此各部分相关器将根据发送系统与接收系统之间的协定而已知的已知数据划分成各自具有L符号长度的K个部分，由此使各个划分的部分与接收到的信号的相应部分关联起来。为此，各部分相关器都包括K个相互平行形成的相位和大小检测器1511到151K、加法器1520、和粗略频率偏差估计器1530。

第一相位和大小检测器1511包括L个符号的缓冲器1511-2、乘法器1511-3、累加器1511-4、和平方器1512-5。这里，第二相位和大小检测器1511计算K个区段中具有第一L个符号的长度的已知数据的相关值。另外，第二相位和大小检测器1512包括L个符号延迟1512-1、L符号缓冲器1512-2、乘法器1512-3、累加器1512-4、和平方器1512-4。这里，第二相位和大小检测器1512对K个区段中具有第二L个符号长度的已知数据的相关值进行计算。最后，第N相位和大小检测器151K包括(K-1)L个符号延迟151K-1、L符号缓冲器151K-2、乘法器151K-3、累加器151K-4、和平方器151K-5。这里，第N相位和大小检测器151K对K个区段中具有第N个L符号的长度的已知数据的相关值进行计算。

参照图44，在乘法器中各自与接收到的信号相乘的{P0，P1，...，PKL-I}代表发送系统与接收系统都已知的已知数据(即，接收系统生成的参考已知数据)。而*表示复数共轭。例如，在第一相位和大小检测器1511中，从第一部分相关器1411的1/N抽样器输出的信号(图43所示)被临时存储在第一相位和大小检测器1511的L符号缓冲器1511-2中并随后被输入到乘法器1511-3。乘法器1511-3将L符号缓冲器1511-2的输出与已知数据部分P0，P1，...，PKL-I(分别具有已知的K个区段中的前L个符号长度)的复数共轭相乘。随后，将相乘的结果输出到累加器1511-4。在L个符号时段期间，累加器1511-4乘法器1511-3的输出进行累加，并随后将累加值输出到平方器1511-5和粗略频率偏差估计器1530。累加器1511-4的输出是具有相位和大小的相关值。因此，平方器1511-5计算乘法器1511-4的输出的绝对值并对所计算的绝对值取平方，由此获得相关值的大小。随后将获得的大小输入到加法器1520。

加法器1520将与各大小和相位检测器1511到151K相对应的平方器的输出相加。随后，加法器1520将相加的结果输出到已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420。另外，粗略频率估计器1530接收与各大小和相位检测器1511到151K相对应的累加器的输出，以对各个相应的采样相位的粗略频率偏差进行估计。之后，粗略频率偏差估计器1530将估计的偏差值输出到已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420。

当把从各相位和大小检测器1511到151K输出的K个输入分别表示为{Z₀、Z₁、...Z_K-1}时，通过使用下面所示的数学式7，可以获得粗略频率偏差估计器1530的输出。

数学式7

${\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{L}\arg \{\underset{n=1}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\frac{Z_n}{\left|Z_n\right|}\right){\left(\frac{Z_{n-1}}{\left|Z_{n-1}\right|}\right)}^{*}$

已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420在数据组周期或预定周期期间存储部分相关器的、与各采样相位相对应的输出。随后，已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420在所存储的相关值中确定与最高相关值相对应的位置(或区域)作为用于接收已知数据的位置。

此外，已知数据位置检测器和频率偏差确定器1420确定在与最高相关值相对应的点得到(或估计)的频率偏差的估计值作为接收系统的粗略频率偏差值。例如，如果与第二部分相关器1412相对应的部分相关器的输出是最高值，则将与最高值相对应的位置确定为已知数据位置。之后，将由第二部分相关器1412估计的粗略频率偏差确定为最终的粗略频率偏差，接着将最终粗略频率偏差输出到解调器1002。

同时，第二乘法器1050的输出临时存储在抽样器1081和缓冲器1082中，抽样器1081和缓冲器1082二者都被包括在定时恢复单元1080中。随后，通过抽样器1081和缓冲器1082将临时存储的输出数据输入到定时误差检测器1083。假设对第二乘法器的输出进行N倍于其初始状态的过采样，抽样器1081按照1/N的抽样率对第二乘法器1050的输出进行抽取。随后，经过1/N抽取的数据被输入到缓冲器1082。换言之，抽样器1081按照VSB符号周期对输入信号执行抽取。此外，抽样器1081还可以接收匹配滤波器1060的输出，而不是接收第二乘法器1050的输出。

为了检测定时误差，定时误差检测器1083使用未经匹配滤波处理或经过匹配滤波处理的数据和从已知数据检测器和初始频率偏差估计器1004-1输出的已知序列位置指示符。其后，将所检测到的误差输出到环路滤波器1084。因此，在已知数据序列的每个重复周期期间获得一次检测到的定时误差信息。

例如，如图39所示，如果周期性地插入并发送具有相同模式的已知数据序列，则定时误差检测器1083可使用已知数据以便于检测定时误差。存在着多种利用已知数据来检测定时误差的方法。

在本发明的示例中，可以使用时域中已知数据与接收数据之间的相关性特征来检测定时误差，根据发送系统与接收系统之间预先协商的协定已经知道了已知数据。还可以通过使用频域中接收到的两种已知数据类型的相关性特征来检测定时误差。因此，输出了检测到的定时误差。在另一示例中，可以应用一种光谱标示法来检测定时误差。这里，这种光谱标示法对应于利用接收信号中所包括的光谱的边带来检测定时误差的方法。

环路滤波器1084对定时误差检测器1083检测出的定时误差进行滤波，并随后将经过滤波的定时误差输出到保持器1085。

保持器1085在预定的已知数据序列循环周期期间保持(或维持)从环路滤波器1084滤波并输出的定时误差，并将经过处理的定时误差输出到NCO 1086。这里，环路滤波器1084和保持器1085的设置顺序可以互换。而且，可以将保持器1085的功能包括在环路滤波器1084中，并且可以由此省略保持器1085。

NCO 1086对保持器1085输出的定时误差进行累加。之后，NCO 1086将累加的定时误差的相元(即，采样时钟)输出到重采样器1040，由此调整重采样器1040的采样定时。

图45例示了图38所示的解调器1002中所包括的定时恢复单元的示例。参照图45，定时恢复单元1080包括第一定时误差检测器1611、第二定时误差检测器1612、复用器1613、环路滤波器1614、和NCO 1615。当把输入信号划分成其中在(多个)预定位置插入了具有预定长度的已知数据的第一区域和包括未知数据的第二区域时，对定时恢复单元1080有利。假设第一定时误差检测器1611使用输入信号的频谱的边带来检测第一定时误差，而第二定时误差检测器1612使用已知数据来检测第二定时误差，复用器1613能够输出第一区域的第一定时误差并且能够输出第二区域的第二定时误差。复用器1613可输出其中插入了已知数据的第一区域的第一定时误差和第二定时误差。通过使用已知数据，可以检测到更加可靠的定时误差并且更加增强定时恢复单元1080的性能。

本公开描述了检测定时误差的两种方式。一种方式是使用发送系统和接收系统已预知的已知数据(参考已知数据)与接收系统实际接收的已知数据之间在时域上的相关性来检测定时误差，而另一种方式是使用接收系统实际接收到的两个已知数据之间在频域上的相关性来检测定时误差。在图46中，通过计算接收系统生成并预知的参考已知数据与其实际接收的已知数据之间的相关性来检测定时误差。在图46中，计算了参考已知数据序列的完整部分与接收到的已知数据序列的完整部分之间的相关性。相关性的输出在实际接收到的各已知数据序列的末端处具有峰值。

在图47中，通过分别地计算参考已知数据序列的划分出的部分与接收到的已知数据序列的划分出的部分之间的相关值来检测定时误差。相关性的输出在接收到的已知数据序列的各个划分出的部分的末端处具有峰值。如图47所示，可以将相关值相加作为总相关值，并且可以使用该总相关值来计算定时误差。当将接收到的已知数据的完整部分用于相关性计算时，可以获得各个数据块的定时误差。如图47所示，如果已知数据序列的完整部分的相关性程度低，则可以通过使用已知数据序列的划分出的部分来获得更准确的相关性。

使用基于接收到的已知数据序列的划分出的部分的多个相关值而获得的最终的相关值可以减少载波频率误差。此外，当使用多个相关值来计算定时误差时，可以极大地减少用于定时恢复的处理时间。例如，当把发送系统与接收系统都已预知的参考已知数据序列划分成K个部分时，可以计算参考已知数据序列的K个部分与接收到的已知数据序列的相应的划分出的部分之间的K个相关值，或者可以使用相关值的任意组合。因此，当使用已知数据序列的划分出的部分而不是该序列的完整部分时，可以减小定时误差检测的周期。

可以根据相关值的峰值来计算定时误差。如果如图48所示那样使用已知数据序列的完整部分，则可以获得各个数据块的定时误差。另一方面，如果将已知数据序列的K个划分出的部分用于相关性计算，则可以获得K个相关值和相对应的峰值。这表示可以检测定时误差K次。

现在将更加详细地描述示出的使用参考已知数据和接收到的已知数据之间的相关性来检测定时误差的方法。图48例示了参考已知数据序列与接收到的已知数据之间的相关性。相关值与按照大于符号时钟两倍的速率采样的数据采样相对应。当使随机数据作用最小化并不存在定时时钟误差时，参考已知数据与接收到的已知数据之间的相关值对称。然而，如果存在定时相位误差，则如图48所示，与峰值相邻的相关值并不对称。因此，通过使用峰值前后的相关值之间的差(图48所示的定时相位误差)，可以获得定时误差。

图49例示了图45所示的定时误差检测器的示例。定时误差检测器包括相关器1701、下采样器1702、绝对值计算器1703、延迟1704、和减法器1705。相关器1701接收按照比符号时钟频率高两倍的速率采样的已知数据序列并计算接收到的已知数据序列与参考已知数据序列之间的相关值。下采样器1702对相关值执行下采样并获得具有符号频率的采样。例如，如果按照采样速率2对输入到相关器1701的数据进行预采样，则下采样器1702按照1/2的速率执行下采样以获得具有符号频率的采样。绝对值计算器1703计算下采样的相关值的绝对值(或平方值)。这些绝对值被输入到延迟1704和减法器1705。延迟1704符号的绝对值进行延迟并且减法器随后通过从绝对值计算器1703输入的值中减去延迟的绝对值而输出定时误差。

可以修改图49所示的相关器1701、下采样器1702、绝对值计算器1703、延迟1704、和减法器1705的布置方式。例如，可以按照下采样器1702、相关器1701、和绝对值计算器1703的顺序，或者按照相关器1701、绝对值计算器1703、和下采样器1702的顺序来计算定时相位误差。

还可以使用已知数据的频率特征来获得定时误差。当存在定时频率误差时，输入信号的相位随着信号频率的上升而按照固定的斜率上升，对于当前数据块与下一个数据块而言，该斜率是不同的。因此，可以基于两个不同的已知数据块的频率特征来计算定时误差。在图50中，使用快速傅里叶变换(FFT)算法，分别将当前的已知数据序列(右)和前一个已知数据序列(左)转换成第一频域信号和第二频域信号。随后，为了获得两个频域信号之间的相关值，将第一频域信号的共轭值乘以第二频域信号。换言之，前一个已知数据序列的频率值与当前的已知数据序列的频率值之间的相关值被用于检测各个频率的已知数据块之间的相位变化。按照这种方法，可以消除信道的相位失真。

复数VSB信号的频率响应不具有如图48所示的完全对称的分布。相反，复数VSB信号的频率响应的分布是图48所示的分布的左半部或右半部，并且其频域相关值同样具有一半分布。为了频域相关值之间的相位差，可以将具有相关值的频域划分成两个子区域，并且可以获得各子区域中的组合相关值的相位。之后，可以使用子区域的相位之间的差来计算定时频率误差。当针对各个频率使用组合相关值的相位时，各相关值的大小与可靠性成比例，而各个相关值的相位成分被反映为与大小成比例的最终相位成分。

图51例示了图45所示的定时误差检测器的另一示例。如图51所示的定时误差检测器包括快速傅里叶变换(FFT)单元1801、第一延迟1802、共轭器183、乘法器1804、累加器(加法器)1805、相位检测器1806、第二延迟1807、和减法器1808。第一延迟1802延迟一个数据块，而第二延迟1807延迟1/4个数据块。一个数据块包括一系列N个已知数据符号序列的序列频率响应。当已知数据区已知且接收到数据符号时，FFT单元1801将连续的N个已知数据符号序列的复数值转换成频域中的复数值。第一延迟1802将频域复数值延迟对应于一个数据块的时间，而共轭器1803生成经过延迟的复数值的共轭值。乘法器1804将从FFT单元1801输出的当前的已知数据块乘以从共轭器1803输出的前一个已知数据块。乘法器1804的输出表示已知数据块内的频率区域相关值。

由于复数VSB数据只存在于频域的一半，因此累加器1805将已知数据块中的数据区划分成两个子区，并且对各子区的相关值进行累加。相位检测器1806检测累加的各子区的相关值的相位。第二延迟1807将检测到的相位延迟对应于1/4数据块的时间。减法器1808获得延迟的相位与从累加器1806输出的相位之间的相位差并输出该相位差作为定时频率误差。

在使用参考已知数据与接收到的已知数据之间在时域上的相关性的峰值来计算定时误差的方法中，当信道是多路径信道时，相关值的效应可对信道产生影响。然而，如果使用两个接收到的已知数据之间的相关性来获得定时误差，则可以极大地消除这种影响。此外，可以使用由发送系统插入的已知数据序列的完整部分来检测定时误差，或者可以使用对于随机数据或噪声数据更加鲁棒的已知数据序列的部分来进行检测。

同时，去直流器1070从匹配滤波信号中去除了由发送系统插入的导频音信号(即，直流信号)。之后，去直流器1070将经过处理的信号输出到相位补偿器1110。

图52例示了根据本发明的一个实施方式的去直流器的详细框图。这里，针对输入的复数信号的每一个实数元(或同相(I))和虚数元(或正交(Q))都执行相同的信号处理过程，由此估计并去除各元的直流值。为此，图52所示的去直流器包括第一直流估计器和去除器1900、和第二直流估计器和去除器1950。这里，第一直流估计器和去除器1900包括R采样缓冲器1901、直流估计器1902、M采样保持器1903、C采样延迟1904、和减法器1905。这里，第一直流估计器和去除器1900估计并去除实数元中的直流(即，同相位直流)。此外，第二直流估计器和去除器1950包括R采样缓冲器1951、直流估计器1952、M采样保持器1953、C采样延迟1954、和减法器1955。第二直流估计器和去除器1950估计并去除虚数元的直流(即，正交直流)。在本发明中，第一直流估计器和去除器1900与第二直流估计器和去除器1950可接收不同的输入信号。然而，各直流估计器和去除器1900和1950都具有相同的结构。因此，为了简单起见，这里将提供第一直流估计器和去除器1900的详细描述，而省略对第二直流估计器和去除器1950的描述。

更具体地说，将经过匹配滤波器1060的匹配滤波的同相位信号输入到去直流器1070内的第一直流估计器和去除器1900的R采样缓冲器1901并随后储存该同相位信号输入。R采样缓冲器1901是具有R个采样的长度的缓冲器。这里，R采样缓冲器1901的输出被输入到直流估计器1902和C采样延迟1904。直流估计器1902使用从缓冲器1901输出的具有R个采样的长度的数据来利用下面示出的等式8估计直流值。

等式8

$y\left[n\right]=\frac{1}{R}\underset{k=0}{\overset{R-1}{\mathrm{\Σ}}}x[k+M*n]$

在上述的等式8中，x[n]表示存储在缓冲器1901中的输入的采样数据。而y[n]则表示直流估计值。更具体地说，直流估计器1902对存储在缓冲器1901中的R个采样数据进行累加并通过将累加值除以R来估计直流值。此处，所存储的输入采样数据集被移位M个采样。这里，每M个采样输出一次直流估计值。

图53例示了对用于直流估计的输入采样数据进行移位。例如，当M等于1(即，M＝1)时，直流估计器1902估计在每次采样被移位到缓冲器1901时的直流值。因此，针对每一个采样都输出了各个估计的结果。如果M等于R(即，M＝R)，则直流估计器1902估计在每次R个采样被移位到缓冲器1901时的直流值。因此，针对每一个R个采样的周期都输出各个估计的结果。因此，在这种情况下，直流估计器1902对应于以R个采样的块为单位工作的直流估计器。这里，范围1到R内的任何值都可以与值M相对应。

如上所述，由于在每M个采样的周期后输出直流估计器1902的输出，因此M采样保持器1903针对M个采样的周期保持来自直流估计器1902的估计的直流值。随后，估计的直流值被输出到减法器1905。同样，C采样延迟1904将存储在缓冲器1901中的输入的采样数据延迟C个采样，并随后将输入的采样数据输出到减法器1905。减法器1905从C采样延迟1904的输出中减去M采样保持器1903的输出。之后，减法器1905输出去除了同相位直流的信号。

这里，C采样延迟1904确定应该以直流估计值1902的输出对输入的采样数据的哪一个部分进行补偿。更具体地说，可以将直流估计器和去除器1900划分成用于对直流进行估计的直流估计器1902和用于对所估计的直流值内的输入采样数据进行补偿的减法器。此处，C采样延迟1904确定应该以所估计的直流值对输入的采样数据的哪一个部分进行补偿。例如，当C等于0(即，C＝0)时，通过利用R个采样获得的估计直流值对R个采样的开始端进行补偿。或者，当C等于R(即，C＝R)时，通过利用R个采样获得的估计直流值对R个采样的末端进行补偿。同样，已消除了直流的数据被输入到相位补偿器1110的缓冲器1111和频率偏差估计器1112。

同时，图54例示了根据本发明另一实施方式的去直流器的详细框图。这里，针对输入的复数信号的每一个实数元(或同相(I))和虚数元(或正交(Q))都执行相同的信号处理过程，由此估计并去除各元的直流值。为此，图54所示的去直流器包括第一直流估计器和去除器2100、和第二直流估计器和去除器2150。图54对应于一种无限脉冲响应(IIR，infinite impulse response)结构。

这里，第一直流估计器和去除器2100包括乘法器2101、加法器2102、1采样延迟2103、乘法器2104、C采样延迟2105、和减法器2106。同样，第二直流估计器和去除器2150包括乘法器2151、加法器2152、1采样延迟2153、乘法器2154、C采样延迟2155、和减法器2156。在本发明中，第一直流估计器和去除器2100与第二直流估计器和去除器2150可接收不同的输入信号。然而，各直流估计器和去除器2100和2150都具有相同的结构。因此，为了简单起见，这里将提供第一直流估计器和去除器2100的详细描述，而省略对第二直流估计器和去除器2150的描述。

更具体地说，经过匹配滤波器1060的匹配滤波的同相位信号被输入到去直流器1070内的第一直流估计器和去除器2100的乘法器2101和C采样延迟2105。乘法器2101将预定的常数α乘以被输入的同相位信号。随后，乘法器2101将相乘的结果输出到加法器2102。加法器2102将乘法器2101的输出与乘法器2104的反馈输出相加。之后，加法器2102将相加的结果输出到1采样延迟2103和减法器2106。更具体地说，加法器2102的输出与估计的同相位直流值相对应。

1采样延迟2103将所估计的直流值延迟1个采样并将被延迟了1个采样的直流值输出到乘法器2104。乘法器2104将预定的常数(1-α)乘以被延迟了1个采样的直流值。随后，乘法器2104将相乘的结果反馈给加法器2102。

随后，C采样延迟2105将同相位采样数据延迟C个采样，并随后将被延迟的同相位采样数据输出到减法器2106。减法器2106从C采样延迟2105的输出中减去加法器2102的输出，由此输出去除了同相位直流的信号。

同样地，已消除了直流的数据被输入到图41的相位补偿器1110的缓冲器1111和频率偏差估计器1112。

频率偏差估计器1112使用已知序列检测器和初始频率偏差估计器1004-1输出的已知序列位置指示符来根据输入的已知数据序列来估计频率偏差，由去直流器1070去除了已知数据序列的直流。随后，频率偏差估计器1112将所估计的频率偏差输出到保持器1113。同样地，在已知数据序列的各重复周期获得了频率偏差估计值。

因此，保持器1113在已知数据序列的循环周期中保持频率偏差估计值并随后将频率偏差估计值输出到NCO 1114。NCO 1114生成与保持器1113所保持的频率偏差相对应的复数信号并将生成的复数信号输出到乘法器1115。

乘法器1115将NCO 1114输出的复数信号乘以缓冲器1111中被延迟了一组时段的数据，由此补偿延迟数据中所包括的相位变化。相位变化由乘法器1115进行补偿后的数据经过抽样器1200以输入到均衡器1003。此处，由于相位补偿器1110的频率偏差估计器1112所估计的频率偏差未经过环路滤波器，因此所估计的频率偏差表示已知数据序列之间的相位差。换言之，估计的频率偏差表示相位偏差。

信道均衡器

在解调器1102中使用已知数据而解调的数据被输入到信道均衡器1003。解调数据被输入到已知序列检测器1004。

均衡器1003可通过使用多种方法来执行信道均衡。在本发明的说明书中，将给出估计信道脉冲响应(CIR)以执行信道均衡的示例。更具体地说，这里还将描述根据按分层方式划分的且从发送系统发送的数据组内的各个区域来估计CIR并按不同方式应用该CIR的示例。此外，通过使用根据发送系统与接收系统之间的协定而知道其位置和内容的已知数据、和/或场同步数据来估计CIR，本发明能够更加稳定地执行信道均衡。

这里，如图11所示，将针对均衡处理而输入的数据组划分成区域A到区域D。更具体地说，在本发明的示例中，分别将各区域A、B、C、和D进一步划分成MPH块B4到B7、MPH块B3和B8、MPH块B2和B9、MPH块B1和B10。

更具体地说，在发送系统的VSB帧中，最多可以分配并发送4个数据组。在这种情况下，并非所有的数据组都包括场同步数据。在本发明中，包括场同步数据的数据组使用场同步数据和已知数据执行信道均衡。而不包括场同步数据的数据使用已知数据执行信道均衡。例如，MPH块B3的数据包括场同步数据，其使用根据场同步数据区计算的CIR和根据第一已知数据区计算的CIR来执行信道均衡。同样，MPH块B1和B2的数据使用根据场同步数据区计算的CIR和根据第一已知数据区计算的CIR来执行信道均衡。同时，MPH块B4到B6的数据不包括场同步数据，其使用根据第一已知数据区计算的CIR和根据第三已知数据区计算的CIR来执行信道均衡。

如上所述，为了对数据组内的数据执行信道均衡，本发明使用根据场同步数据和已知数据序列估计的CIR。此处，根据数据组内的各区域的特征，可以直接地使用每一个估计的CIR。或者，可以对多个估计的CIR进行内插或外推，以产生新的CIR，新的CIR随后被用于信道均衡处理。

这里，当已知函数F(x)在特定的点Q处的值F(Q)和函数F(x)在另一特定点S处的值(FS)时，内插是指对点Q和点S之间的区段内的点的函数值的估计。线性内插为各种不同的内插运算中最简单的形式。这里所描述的线性内插在各种不同的可能的内插方法中仅仅是示例性的。并且因此，本发明并不仅限于这里所说明的示例。

或者，当已知函数F(x)在特定的点Q处的值F(Q)和函数F(x)在另一特定点S处的值F(S)时，外推是指对点Q和点S之间的区段以外的点的函数值的估计。线性外推为各种不同的外推运算中最简单的形式。同样地，这里所描述的线性外推在各种不同的可能的外推方法中仅仅是示例性的。并且因此，本发明并不仅限于这里所说明的示例。

图55例示了根据本发明另一实施方式的信道均衡器的框图。这里，通过根据信道均衡信号来估计并补偿余下的载波相位误差，本发明的接收系统可以得到增强。参照图55，信道均衡器包括第一频域转换器3100、信道估计器3110、第二频域转换器3121、系数计算器3122、失真补偿器3130、时域转换器3140、剩余载波相位误差去除器3150、噪声消除器(NC)3160、和判决单元3170。

这里，第一频域转换器3100包括使输入的数据重叠的重叠单元3101、和将从重叠单元3101输出的数据转换成频域数据的快速傅里叶变换(FFT)单元3102。

信道估计器3110包括CIR估计器、相位补偿器3112、CIR预清除器3113、CIR内插器/外推器3114、CIR后清除器、和补零单元。

第二频域转换器3121包括将从信道估计器3110输出的CIR转换成频域CIR的快速傅里叶变换(FFT)单元。

频域转换器3140包括IFFT单元3141和保存单元3142。IFFT单元3141将具有由失真补偿器3130补偿了失真的数据转换成时域数据，而保存单元3142从IFFT单元3141输出的数据中只提取有效数据。

剩余载波相位误差去除器3150包括误差补偿器3151、和剩余载波相位误差估计器3152。误差补偿器3151将信道均衡的数据中所包括的剩余载波相位误差去除，而剩余载波相位误差估计器3152使用信道均衡数据和判决单元3170的判决数据以估计剩余载波相位误差，由此将估计的误差输出到误差补偿器3151。这里，可以使用执行复数乘法的任意装置作为失真补偿器3130和误差补偿器3151。

此处，由于接收到的数据与被调制为VSB类型数据的数据相对应，因此在实数元中仅存在8层散乱数据。因此，参照图55，在噪声消除器3160与判决单元3170中使用的所有信号都与实数(或同相位)信号相对应。然而，为了估计并补偿剩余载波相位误差和相位噪声，既需要实数(同相位)元也需要虚数(正交)元。因此，剩余载波相位误差去除器3150接收并使用正交元以及同相元。通常，在执行信道均衡处理之前，接收系统中的解调器902执行载波的频率和相位恢复。然而，如果没有得到充分补偿的剩余载波相位误差被输入到信道均衡器，则信道均衡器的性能会劣化。具体地说，在动态信道环境中，由于频繁且突然的信道变化，剩余载波相位误差可能大于静态信道环境。最终，这成为使本发明的接收性能劣化的重要因素。

此外，接收系统中所包括的本地振荡器(未示出)应优选地包括单频成分。然而，本地振荡器实际上包括期望的频率成分以及其它频率成分。这些不需要的(或不期望的)频率成分被称为本地振荡器的相位噪声。这种相位噪声同样使本发明的接收性能劣化。很难使用一般的信道均衡器来补偿这种剩余载波相位误差和相位噪声。因此，为了去除剩余载波相位误差和相位噪声，如图55所示，本发明可通过在信道均衡器中包括载波恢复回路(即，剩余载波相位误差去除器3150)来增强信道均衡效果。

更具体地说，第一频域转换器3100的重叠单元3101按照预定的重叠比率来重叠在图55中的解调的接收数据，并随后将其输出到FFT单元3102。通过以FFT来处理数据，FFT单元3102将重叠的时域数据转换成重叠的频域数据。随后，将转换后的数据输出到失真补偿器3130。

失真补偿器3130对从第一频域转换器3100中所包括的FFT单元3102输出的重叠的频域数据和从系数计算器3122计算的均衡系数执行复数乘法，由此补偿FFT单元3102输出的重叠数据的信道失真。之后，补偿的数据被输出到时域转换器3140的IFFT单元3141。IFFT单元3141对已补偿了信道失真的重叠数据执行IFFT，由此将重叠数据转换成时域数据，该时域数据随后被输出到剩余载波相位误差去除器3150的误差补偿器3151。

误差补偿器3151将用于对估计的剩余载波相位误差和相位噪声进行补偿的信号与从时域中提取出的有效数据相乘。因此，误差补偿器3151去除有效数据中包括的剩余载波相位误差和相位噪声。

经误差补偿器3151补偿了剩余载波相位误差的数据被输出到剩余载波相位误差估计器3152以便于估计剩余载波相位误差和相位噪声，并同时被输出到噪声消除器3160以便于去除(或消除)噪声。

剩余载波相位误差估计器3152使用误差补偿器3151的输出数据和判决单元3170的判决数据来估计剩余载波相位误差和相位噪声。之后，剩余载波相位误差估计器3152将用于对所估计的剩余载波相位误差和相位噪声进行补偿的信号输出到误差补偿器3151。在本发明的实施方式中，将所估计剩余载波相位误差和相位噪声的倒数(inverse number)作为用于对剩余载波相位误差和相位噪声进行补偿的信号输出。

图56例示了根据本发明的一个实施方式的、剩余载波相位误差估计器3152的详细框图。这里，剩余载波相位误差估计器3152包括相位误差检测器3211、环路滤波器3212、数控振荡器(NCO)3213、和共轭器3214。参照图56，判决数据、相位误差检测器3211的输出和环路滤波器3212的输出全部是实数信号。而误差补偿器3151的输出、NCO 3213的输出、和共轭器3214的输出全部是复数信号。

为了估计剩余载波相位误差和相位噪声，相位误差检测器3211接收误差补偿器3151的输出数据和判决单元3170的判决数据。随后，相位误差检测器3211将所估计的剩余载波相位误差和相位噪声输出到环路滤波器。

环路滤波器3212随后对剩余载波相位误差和相位噪声进行滤波，由此将滤波结果输出到NCO 3213。NCO 3213生成与滤波后的剩余载波相位误差和相位噪声相对应的余弦波，并随后将其输出到共轭器3214。

共轭器3214计算由NCO 3213生成的余弦波的共轭值。之后，所计算的共轭值被输出到误差补偿器3151。此处，共轭器3214的输出数据为用于对剩余载波相位误差和相位噪声进行补偿的信号的倒数。换言之，共轭器3214的输出数据为剩余载波相位误差和相位噪声的倒数。

误差补偿器3151对从时域转换器3140输出的均衡数据和共轭器3214输出的且用于补偿剩余载波相位误差和相位噪声的信号执行复数乘法，由此去除均衡数据中所包括的剩余载波相位误差和相位噪声。同时，相位误差检测器3211可通过使用不同的方法和结构来估计剩余载波相位误差和相位噪声。根据本发明的该实施方式，通过使用判决引导法来估计剩余载波相位误差和相位噪声。

如果在信道均衡的数据中没有包括剩余载波相位误差和相位噪声，则估计本发明的判决引导相位误差检测器使用实数值只存在于信道均衡的数据与判决数据之间的相关值中这一事实。更具体地说，如果未包括剩余载波相位误差和相位噪声，并且当相位误差检测器3211的输入数据被表示为x_i+jx_q时，可以通过使用下面示出的数学式9来获得判决数据与相位误差检测器3211的输入数据之间的相关值：

数学式9

$E\left\{(x_i+j{x}_q){({\hat{x}}_i+j{\hat{x}}_q)}^{*}\right\}$

此处，在Xi和Xq之间不存在相关性。因此，Xi和Xq之间的相关性等于0。因此，如果未包括剩余载波相位误差和相位噪声，则此处只存在实数值。然而，如果包括剩余载波相位误差和相位噪声，则在虚数值中示出实数元，并且在实数值中示出虚数元。因此在这种情况下，在相关值中示出了虚数元。因此，可以假设，相关值的虚数部分与剩余载波相位误差和相位噪声成比例。因此，如下面的数学式10所示，可以使用相关值的虚数作为剩余载波相位误差和相位噪声。

数学式10

$\mathrm{Phase\; Error}=\mathrm{imag}\left\{(x_i+j{x}_q){({\hat{x}}_i+j{\hat{x}}_q)}^{*}\right\}$

$\mathrm{Phase\; Error}=x_q{\hat{x}}_i-x_i{\hat{x}}_q$

图57例示了用于获得剩余载波相位误差和相位噪声的相位误差检测器3211的框图。这里，相位误差检测器3211包括Hilbert转换器3311、复数构造器3312、共轭器3313、乘法器3314、和相位误差输出3315。更具体地说，Hilbert转换器3311通过对判决单元3170的判决值

执行Hilbert转换而产生虚数判决数据

随后将生成的虚数判决值输出到复数构造器3312。复数构造器3312使用判决值

和

来构造复数判决数据

该复数判决数据随后被输出到共轭器3313。共轭器3313对复数构造器3312的输出进行共轭，由此将共轭值输出到乘法器3314。乘法器3314对误差保持器3151的输出数据和共轭器3313的输出数据

执行复数乘法，由此获得误差补偿器3151的输出数据x_i+jx_q与判决单元3170的判决值

之间的相关性。从乘法器3314获得的相关性数据随后被输入到相位误差输出3315。相位误差输出3315输出乘法器3314输出的相关性数据的虚数部分

作为剩余载波相位误差和相位噪声。

图57所示的相位误差检测器是多种相位误差检测方法中的一个示例。因此，在本发明中也可以使用其它类型的相位误差检测器。因此，本发明并不仅限于在本发明的说明书中所提供的示例和实施方式。此外，根据本发明的另一实施方式，组合了至少两个相位误差检测器以检测剩余载波相位误差和相位噪声。

因此，剩余载波相位误差去除器3150的、已经如上所述地去除了检测到的剩余载波相位误差和相位噪声的输出由具有信道均衡的原始(或初始)信号、剩余载波相位误差和相位噪声、和与在信道均衡期间被放大为有色噪声的白噪声相对应的信号的加和构成。

因此，噪声消除器3160接收剩余载波相位误差去除器3150的输出数据和判决单元3170的判决数据，由此估计有色噪声。随后，噪声消除器3160从已去除了剩余载波相位误差和相位噪声的数据中减去所估计的有色噪声，由此去除在均衡处理过程中放大的噪声。

为此，噪声消除器3160包括减法器和噪声预测器。更具体地说，减法器从残留载波相位误差估计器3150的输出数据中减去噪声预测器所预测的噪声。随后，减法器输出消除(或去除)了放大的噪声的信号以用于数据恢复，并同时将同一信号输出到判决单元3170。噪声预测器通过从已由残留载波相位误差估计器3150去除了残留载波相位误差的信号中减去判决单元3170的输出来计算噪声成分。之后，噪声预测器使用计算出的噪声成分作为噪声预测器中所包括的滤波器的输入数据。同样，噪声预测器使用滤波器(未示出)以便于预测残留载波相位误差估计器3150的输出符号中所包括的任何有色噪声。相应地，噪声预测器将预测的有色噪声成分输出到减法器。

已由噪声消除器3160去除(或消除)了噪声的数据被输出以用于数据解码处理并同时被输出到判决单元3170。

判决单元3170选择多个预定的判决数据组(例如，8个判决数据组)中最接近噪声消除器3160的输出数据的一组，由此将所选的数据输出到剩余载波相位误差估计器3152和噪声消除器3160。

同时，接收到的数据被输入到信道均衡器所包括的第一频域转换器3100的重叠单元3101，并同时被输入到信道估计器3110的CIR估计器3111。

CIR估计器3111使用训练序列(例如，在已知数据区段期间输入的数据和已知数据)以估计CIR，由此将所估计的CIR输出到相位补偿器3112。如果将经受信道均衡的数据是包括有场同步数据的数据组内的数据，则在CIR估计器3111中使用的训练序列可成为场同步数据和已知数据。同时，如果将经受信道均衡的数据是不包括场同步数据的数据组内的数据，则在CIR估计器3111中使用的训练序列只能成为已知数据。

例如，CIR估计器3111使用与在已知数据区段期间由接收系统按照接收系统与发送系统之间的协定而生成的参考已知数据相对应的已知数据来估计CIR。为此，从已知序列检测器1004向CIR估计器3111提供已知数据位置信息。还可以从已知序列检测器1004向CIR估计器3111提供场同步位置信息。

此外，在本发明的这个实施方式中，CIR估计器3111使用最小二乘(LS)法来估计CIR。

LS估计方法计算在已知数据区段期间已经过信道的已知数据与接收端已知的已知数据之间的互相关值p。随后，计算已知数据的互相关矩阵R。随后，针对R^-1·p执行矩阵运算，从而获得接收到的数据与初始已知数据之间的互相关值p内的互相关部分，由此估计传输信道的CIR。

相位补偿器3112对所估计的相位变化进行补偿。随后，相位补偿器3112将经过补偿的CIR输出到线性内插器3113。此处，相位补偿器3112可使用最大似然法来补偿所估计的CIR的相位变化。

更具体地说，在经过解调的、接收到的并因此被输出的数据中所包括的剩余载波相位误差和相位噪声改变了CIR估计器3111按照已知序列的循环周期而估计的CIR的相位。此处，如果由于较高速率的相位变化导致没有按照线性形式来执行所输入的、将用于线性内插处理的CIR的相位变化，则当通过根据使用线性内插法而估计的CIR来计算均衡系数以对信道进行补偿时，本发明的信道均衡效果将会劣化。

因此，本发明去除(或消除)了由CIR估计器3111所估计的CIR的相位变化的量，使得失真补偿器3130允许剩余载波相位误差和相位噪声未被补偿地绕过失真补偿器3130。因此，由剩余载波相位误差去除器3150对剩余载波相位误差和相位噪声进行补偿。

为此，通过使用最大似然法，本发明去除(或消除)了由相位补偿器3112所估计的CIR的相位变化的量。

最大似然法的基本概念涉及对共同地(或公共地)存在于所有CIR成分中的相位成分进行估计，随后将所估计的CIR乘以公共的(或共同的)相元的倒数，使得信道均衡器(更具体地说，失真补偿器3130)不对共同的相元进行补偿。

更具体地说，当以θ来表示共同的相元时，与之前估计的CIR相比，刚刚估计的CIR的相位被旋转θ。当点t的CIR被表示为h_i(t)时，最大似然相位补偿法获得了θ_ML，其与当h_i(t)旋转了θ时的h_i(t)相对应，h_i(t)的CIR与h_i(t+1)的CIR(即，点(t+1)处的CIR)之间的差的平方值为最小值。这里，当i表示估计的CIR的抽头时，并且当N表示CIR估计器3111正在估计的CIR的抽头的数量时，θ_ML的值等于或大于0且等于或小于N-1。可以使用下面示出的数学式11来计算该值：

数学式11

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ML}}{=}_{\mathrm{\θ}}^{\min }\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|h_i\left(t\right)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i(t+1)|}^2$

这里，根据最大似然法，当针对θ求差分的数学式11的右侧等于0时，公共相元θ_ML等于θ的值。在下面的数学式12中示出了上述条件：

数学式12

$\frac{d}{\mathrm{d\θ}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{|h_i\left(t\right)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i(t+1)|}^2$

$=\frac{d}{\mathrm{d\θ}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(h_i\left(t\right)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i(t+1)){(h_i\left(t\right)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i(t+1))}^{*}$

$=\frac{d}{\mathrm{d\θ}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{h_i\left(t\right){|}^2+{\left|h_{i+1}\left(t\right)\right|}^2-h_i\left(t\right)h_i^{*}(t+1)e^{\mathrm{j\θ}}-h_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)e^{-\mathrm{j\θ}}\}$

$=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{j{h}_i^{*}\left(i\right)h_i(t+1)e^{\mathrm{j\θ}}-j{h}_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)e^{\mathrm{j\θ}}\}$

$=j\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Im}\left\{h_i^{*}\left(i\right)h_i(t+1)e^{-\mathrm{j\θ}}\right\}=0$

可以如下面的数学式13所示那样简化上面的数学式12：

数学式13

$\mathrm{Im}\left\{e^{\mathrm{j\θ}}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right\{h_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)\left\}\right\}=0$

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ML}}=\arg \left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i^{*}\left(t\right)h_i(t+1)\right)$

更具体地说，数学式13与按照h_i(t)和h_i(t+1)之间的相关值的自变量而估计的值θ_ML相对应。

图58例示了根据本发明的一个实施方式的相位补偿器，其中，如上所述地计算了共同相元θ_ML，并且其中，按照估计的CIR对估计的相元进行补偿。参照图58，相位补偿器包括相关性计算器3410、相位变化估计器3420、补偿信号生成器3430、和乘法器3440。

相关性计算器3410包括第一N符号缓冲器3411、N符号延迟3412、第二N符号缓冲器3413、共轭器3414、和乘法器3415。更具体地说，相关性计算器3410中所包括的第一N符号缓冲器3411能够以符号为单位最多存储从CIR估计器3111输入的数据达N个符号。临时存储在第一N符号缓冲器3411中的符号数据随后被输入到相关器3410中所包括的乘法器3415并且被输出到乘法器3440。

同时，N符号延迟3412对从CIR估计器3111输出的符号数据延迟N个符号。随后，经延迟的符号数据经过第二N符号缓冲器3413并被输入到共轭器3414，从而被共轭并被输入到乘法器3415。

乘法器3415将第一N符号缓冲器3411的输出与共轭器3414的输出相乘。随后，乘法器3415将相乘的结果输出到相位变化估计器3420所包括的累加器3421。

更具体地说，相关性计算器3410计算在长度为N的当前CIRh_i(t+1)和同样具有长度N的前一个CIR h_i(t)之间的相关性。随后，相关性计算器将计算出的相关性值输出到相位变化估计器3420的累加器3421。

累加器3421在N个符号周期内对乘法器3415输出的相关值进行累加。随后，累加器3421将累加的值输出到相位检测器3422。接着相位检测器3422基于如上所述的数学式11根据累加器3421的输出来计算共同的相元θ_ML。之后，计算出的值θ_ML被输出到补偿信号生成器3430。

补偿信号生成器3430将具有与检测到的相位相反的相位的复数信号作为相位补偿信号输出到乘法器3440。乘法器3440将第一N符号缓冲器3411输出的当前CIR h_i(t+1)与相位补偿信号

相乘，由此去除估计的CIR的相位变化量。

已经如上所述地得到相位变化补偿的CIR通过第一清除器(或预清除器)3113或绕过第一清除器3113，由此输入到CIR计算器(或CIR内插器/外推器)3114。CIR内插器/外推器3114对估计的CIR进行内插或外推，随后将估计的CIR输出到第二清除器(或后CIR清除器)3115。这里，估计的CIR与已得到相位变化补偿的CIR相对应。根据CIR内插器/外推器3114对估计的CIR进行内插还是外推，第一清除器3113可以工作或不工作。例如，如果CIR内插器/外推器对估计的CIR进行内插，则第一清除器3113不工作。相反，如果CIR内插器/外推器3114对估计的CIR进行外推，则第一清除器3113工作。

更具体地说，根据已知数据而估计的CIR包括将与噪声造成的抖动成分一起获得的信道成分。由于这种抖动成分使均衡器的性能劣化，因此系数计算器3122优选地在使用估计的CIR之前去除抖动成分。因此，根据本发明的一个实施方式，第一和第二清除器3113和3115中的每一个都去除所估计的CIR中具有低于预定阈值的功率级的部分(即，使得所估计的CIR等于‘0’)。这里，将该去除处理表示为‘CIR清除’处理。

CIR内插器/外推器3114通过将CIR估计器3112估计的CIR乘以系数、并且通过将已由相位补偿器(或最大似然相位补偿器)3112补偿了其相位变化的CIR乘以另一系数，由此将相乘的值相加来执行CIR内插。此处，可以使CIR的一些噪声成分彼此相加，由此进行抵消。因此，当CIR内插器/外推器3114执行CIR内插时，原始(或初始)CIR中残留有噪声成分。换言之，当CIR内插器/外推器3114执行CIR内插时，已由相位补偿器3112补偿了相位变化的估计的CIR绕过第一清除器3113并随后被输入到CIR内插器/外推器3114。随后，第二清除器3115清除经过CIR内插器/外推器3114内插的CIR。

相反，CIR内插器/外推器3114通过使用两个CIR(已由相位补偿器3112对每一个的相位变化进行补偿)之间的差值来执行CIR外推，以对位于两个CIR以外的CIR进行估计。因此，在这种情况下，相反地放大了噪声成分。因此，当CIR内插器/外推器3114执行CIR外推时，使用了经过第一清除器3113清除了的CIR。更具体地说，当CIR内插器/外推器3114执行CIR外推时，经过外推的CIR经过第二清除器3115，由此输入到补零单元3116。

同时，当第二频域转换器(或快速傅里叶变化(FFT2))3121将已由第二清除器3115清除并输出的CIR转换到频域时，输入的CIR的长度与FFT的大小可能不匹配(或者彼此相同)。换言之，CIR的长度可能小于FFT的大小。在这种情况下，补零单元3116向输入的CIR添加与FFT大小和CIR长度之间的差异相对应的数量的零‘0’，由此将经过处理的CIR输出到第二频域转换器(FFT2)3121。这里，被补零的CIR可与经过内插的CIR、外推的CIR、和在已知数据区段中估计的CIR中的一个相对应。

第二频域转换器3121对补零单元3116输出的CIR执行FFT，由此将CIR转换成频域CIR。随后，第二频域转换器3121将转换后的CIR输出到系数计算器3122。

系数计算器3122使用从第二频域转换器输出的频域CIR来计算均衡系数。随后，系数计算器3122将计算出的系数输出到失真补偿器3130。这里，例如，系数计算器3122根据频域CIR来计算可提供最小均方差(MMSE)的频域的信道均衡系数，该系数随后被输出到失真补偿器3130。

失真补偿器3130对从第一频域转换器3100的FFT单元3102输出的频域的重叠数据和由系数计算器3122计算出的均衡系数执行复数乘法，由此对从FFT单元3102输出的重叠数据的信道失真进行补偿。

图59例示了根据本发明的另一实施方式的信道均衡器的框图。换言之，图59例示了示出信道均衡器的另一示例的框图，该信道均衡器通过根据在将数据组划分成如图11所示的结构时的区域A、B、C、和D使用不同的CIR估计和应用方法进行信道均衡。

更具体地说，如图11所示，在区域A/B(即，MPH块B3到B8)中以足够长的长度上或周期性地发送了已知数据。因此，在这里可使用利用CIR的间接均衡法。然而，在区域C/D(即，MPH块B1、B2、B9、和B10)中，既不能以足够长的时间长度发送已知数据，也不能周期性且均等地发送已知数据。因此，使用已知数据不足以估计CIR。因此，在区域C/D中，使用从均衡器的输出中获得了误差的直接均衡法，以更新系数。

如图59所示，在本发明的实施方式中所提供的示例包括使用循环前缀对区域A/B的数据执行间接信道均衡的方法、和通过使用重叠&保存方法对区域C/D的数据执行直接信道均衡的方法。

因此，参照图59，频域信道均衡器包括频域转换器3510、失真补偿器3520、时域转换器3530、第一系数计算单元3540、第二系数计算单元3550、和系数选择器3560。

这里，频域转换器3510包括重叠单元3511、选择单元3512、和第一FFT单元3513。

时域转换器3530包括IFFT单元3531、保存单元3532、选择单元3533。

第一系数计算单元3540包括CIR估计器3541、平均值计算器3542、第二FFT单元3543、和系数计算器3544。

第二系数计算单元3550包括判决单元3551、选择单元3552、减法器3553、补零单元3554、第三FFT单元3555、系数更新器3556、和延迟单元3557。

另外，可以使用根据数据是与区域A/B相对应还是与区域C/D相对应而选择当前被输入的数据作为输入数据的复用器(MUX)作为频域转换器3510的选择单元3512、时域转换器3530的选择单元3533、和系数选择器3560。

如图59所示，在具有上述结构的信道均衡器中，如果输入的数据与区域A/B相对应，则频域转换器3510的选择单元3512选择输入数据而不选择重叠单元3511的输出数据。在相同的情况下，时域转换器3530的选择单元3533选择IFFT单元3531的输出数据而不选择保存单元3532的输出数据。系数选择器3560选择第一系数计算单元3540输出的均衡系数。

相反，如果输入的数据与区域C/D的数据相对应，则频域转换器3510的选择单元3512选择重叠单元3511的输出数据而不选择输入数据。在相同的情况下，时域转换器3530的选择单元3533选择保存单元3532的输出数据而不选择IFFT单元3531的输出数据。系数选择器3560选择第二系数计算单元3550输出的均衡系数。

更具体地说，将接收到的数据输入到重叠单元3511和频域转换器3510的选择单元3512，并且输入到第一系数计算单元3540。如果输入的数据与区域A/B的数据相对应，则选择单元3512选择接收到的数据，该数据随后被输出到第一FFT单元3513。另一方面，如果输入的数据与区域C/D的数据相对应，则选择单元3512选择经过重叠单元3513重叠的数据并随后将其输出到第一FFT单元3513。第一FFT单元3513对从选择单元3512输出的时域数据执行FFT，由此将时域数据转换成频域数据。随后，经过转换的数据被输出到失真补偿器3520和第二系数计算单元3550的延迟单元3557。

失真补偿器3520对从第一FFT单元3513输出的频域数据和从系数选择器3560输出的均衡系数执行复数乘法，由此对在第一FFT单元3513输出的数据中检测到的信道失真进行补偿。

之后，将经过失真补偿的数据输出到时域转换器3530的IFFT单元3531。时域转换器3530的IFFT单元3531对经过信道失真补偿的数据执行IFFT，由此将经过补偿的数据转换成时域数据。经过转换的数据随后被输出到保存单元3532和选择单元3533。如果输入的数据与区域A/B的数据相对应，则选择单元3533选择IFFT单元3531的输出数据。另一方面，如果输入的数据与区域C/D的数据相对应，则选择单元3533选择从保存单元3532提取出的有效数据。之后，输出所选的数据以进行解码，并同时将该数据输出给第二系数计算单元3550。

第一系数计算单元3540的CIR估计器3541使用在已知数据区段期间接收到的数据和已知数据区段的已知数据来估计CIR，接收系统根据接收系统与发送系统之间的协定已获知该已知数据。随后，估计的CIR被输出到平均值计算器3542。平均值计算器3542计算连续输入的CIR的平均值。随后，计算出的平均值被输出到第二FFT单元3543。例如，参照图39，在点T1处估计的CIR值和在点T2处估计的CIR值的平均值被用于存在于点T1和点T2之间的一般数据的信道均衡处理。相应地，计算出的平均值被输出到第二FFT单元3543。

第二FFT单元3543对正在输入的时域的CIR执行FFT，以将输入的CIR之后成频域CIR。之后，经过转换的频域CIR被输出到系数计算器3544。系数计算器3544计算满足使用频域的CIR以最小化均方差的条件的频域均衡系数。计算出的频域的均衡器系数随后被输出到系数计算器3560。

第二系数计算单元3550的判决单元3551选择多个判决值(例如8个判决值)中最接近均衡数据的一个并将所选的判决值输出到选择单元3552。这里，可以使用复用器作为选择单元3552。在一般的数据区段中，选择单元3552选择判决单元3551的判决值。或者，在已知数据区段中，选择单元3552选择已知数据并将所选的已知数据输出到减法器3553。减法器3553从选择单元652的输出中减去时域转换器3530所包括的选择单元3533的输出，以计算(或获得)误差值。之后，计算出的误差值被输出到补零单元3554。

补零单元3554在输入的误差中添加(或插入)与接收到的数据的重叠量相对应的相同数量的零(0)。随后，用零(0)扩展了的误差被输出到第三FFT单元3555。第三FFT单元3555将其中添加(或插入)了零(0)的时域中的误差转换成频域中的误差。之后，经过转换的误差被输出到系数更新单元3556。系数更新单元3556使用已由延迟单元3557延迟了的频域中的接收数据和频域中的误差来更新之前的均衡系数。之后，经过更新的均衡系数被输出到系数选择器3560。

此处，存储了经过更新的均衡系数，因此可以在稍后的处理中使用该均衡系数作为之前的均衡系数。如果输入的数据与区域A/B的数据相对应，则系数选择器3560选择第一系数计算单元3540计算出的均衡系数。另一方面，如果输入的数据与区域C/D相对应，则系数选择器3560选择经过第二系数计算单元3550更新的均衡系数。之后，所选的均衡系数被输出到失真补偿器3520。

图60例示了根据本发明的另一实施方式的信道均衡器的框图。换言之，图60例示了示出信道均衡器的另一示例的框图，该信道均衡器通过根据在将数据组划分成如图11所示的结构时的区域A、B、C、和D使用不同的CIR估计和应用方法进行信道均衡。在该示例中，例示了一种通过使用重叠&保存法对区域A/B的数据执行间接信道均衡的方法、和一种通过使用重叠&保存法对区域C/D的数据执行直接的信道均衡的方法。

因此，参照图60，频域信道均衡器包括频域转换器3610、失真补偿器3620、时域转换器3630、第一系数计算单元3640、第二系数计算单元3650、和系数选择器3660。

这里，频域转换器3610包括重叠单元3611和第一FFT单元3612。

时域转换器3630包括IFFT单元3631和保存单元3632。

第一系数计算单元3640包括CIR估计器3641、内插器3642、第二FFT单元3643、和系数计算器3644。

第二系数计算单元3650包括判决单元3651、选择单元3652、减法器3653、补零单元3654、第三FFT单元3655、系数更新器3656、和延迟单元3657。

另外，可以使用根据数据是与区域A/B相对应还是与区域C/D相对应而选择当前被输入的数据作为输入数据的复用器(MUX)作为系数选择器3660。更具体地说，如果输入的数据与区域A/B相对应，则系数选择器3660选择第一系数计算单元3640所计算的均衡系数。另一方面，如果输入的数据与区域C/D的数据相对应，则系数选择器3660选择经过第二系数计算单元3650更新的均衡系数。

如图60所示，在具有上述结构的信道均衡器中，接收到的数据被输入到频域转换器3610的重叠单元3611和第一系数计算单元3640。重叠单元3611将输入的数据重叠为预定的重叠比率并且将重叠的数据输出到第一FFT单元3612。第一FFT单元3612对重叠的时域数据执行FFT，由此将重叠的时域数据转换成重叠的频域数据。随后，经过转换的数据被输出到失真补偿器3620和第二系数计算单元3650的延迟单元3657。

失真单元3620对从第一FFT单元3612输出的重叠的频域数据和从系数选择器3660输出的均衡系数执行复数乘法，由此对在第一FFT单元3612输出的重叠数据中检测到的信道失真进行补偿。之后，经过失真补偿的数据被输出到时域转换器3630的IFFT单元3631。时域转换器3630的IFFT单元3631对经过失真补偿的数据执行IFFT，由此将得到补偿的数据转换成重叠的时域数据。经过转换的重叠数据随后被输出到保存单元3632。保存单元3632从重叠的时域数据中只提取有效数据，随后输出该有效数据以进行数据解码并同时将该数据输出到第二系数计算单元3650以便于更新系数。

第一系数计算单元3640的CIR估计器3641使用在已知数据区段期间接收到的数据和已知数据来估计CIR。随后，估计的CIR被输出到内插器3642。内插器3642使用输入的CIR以根据预定的内插方法来估计与位于估计的CIR之间的点相对应的CIR(即，不包括已知数据的区域的CIR)。之后，将估计的结果输出到第二FFT单元3643。第二FFT单元3643对输入的CIR执行FFT，以将输入的CIR转换成频域CIR。之后，经过转换的频域CIR被输出到系数计算器3644。系数计算器3644计算满足使用频域CIR以最小化均方差的条件的频域均衡系数。计算出的频域的均衡系数随后被输出到系数计算器3660。

第二系数计算单元3650的结构和操作与图59所示的第二系数计算单元3550结构和操作相同。因此。为了简单起见，将省略对相同部件的描述。

如果输入的数据与区域A/B的数据相对应，则系数选择器3660选择第一系数计算单元3640计算出的均衡系数。另一方面，如果输入的数据与区域C/D相对应，则系数选择器3660选择经过第二系数计算单元3650更新的均衡系数。之后，所选的均衡系数被输出到失真补偿器3620。

图61例示了根据本发明另一实施方式的信道均衡器的框图。换言之，图61例示了示出信道均衡器的另一示例的框图，该信道均衡器通过根据在将数据组划分成如图11所示的结构时的区域A、B、C、和D使用不同的CIR估计和应用方法进行信道均衡。例如，在区域A/B中，本发明使用已知数据来利用最小二乘(LS)法来估计CIR，由此执行信道均衡处理。另一方面，在区域C/D中，本发明通过使用最小均方(LMS)法来估计CIR，由此执行信道均衡处理。更具体地说，由于在区域C/D中不像区域A/B中那样存在周期性的已知数据，因此在区域C/D中不能执行与区域A/B相同的信道均衡处理。因此，只能使用LMS方法来执行信道均衡处理。

参照图61，信道均衡器包括重叠单元3710、第一快速傅里叶变换(FFT)单元3702、失真补偿器3703、逆快速傅里叶变换(IFFT)单元3704、保存单元3705、第一CIR估计器3706、CIR内插器3707、判决单元3708、第二CIR估计器3710、选择单元3711、第二FFT单元3712、和系数计算器3713。这里，可以使用任何执行复数乘法的装置作为失真补偿器3703。如图61所示，在具有上述结构的信道均衡器中，重叠单元3701将输入到信道均衡器中的数据按照预定的重叠比率重叠，并且将重叠的数据输出到第一FFT单元3702。第一FFT单元3702使用快速傅里叶变换(FFT)将时域的重叠数据转换(或变换)成频域的重叠数据。随后，经过转换的数据被输出到失真补偿器3703。

失真补偿器3703对系数计算器3713计算出的均衡系数和频域的重叠数据执行复数乘法，由此对第一FFT单元3702输出的重叠数据中的信道失真进行补偿。之后，经过失真补偿的数据被输出到IFFT单元3704。IFFT单元3704对经过失真补偿的重叠数据执行逆快速傅里叶变换(IFFT)，以将相应的数据转换回时域的数据(即，重叠数据)。随后，经过转换的数据被输出到保存单元3705。保存单元3705从时域的重叠数据中只提取有效数据。随后，保存单元3705输出所提取的有效数据以用于数据解码处理，并同时将所提取的有效数据输出到判决单元3708以进行信道估计处理。

判决单元3708选择多个判决值(例如，8个判决值)中最接近均衡数据的一个并将所选的判决值输出到选择单元3709。这里，可以使用复用器作为选择单元3709。在一般的数据区段中，选择单元3709选择判决单元3708的判决值。或者，在已知数据区段中，选择单元3709选择已知数据并将所选的已知数据输出到第二CIR估计器3710。

同时，第一CIR估计器3706使用输入到已知数据区段中的数据和已知数据来估计CIR。

之后，第一CIR估计器3706将所估计的CIR输出到CIR内插器3707。这里，已知数据与接收系统根据接收系统与发送系统之间的协定相关值p在已知数据区段期间产生的参考已知数据相对应。此处，根据本发明的一个实施方式，第一CIR估计器3706使用LS法来估计CIR。LS估计方法计算已在已知数据区段期间经过信道的已知数据和接收端已知的已知数据之间的互相关值p。随后，计算已知数据的互相关矩阵R。随后，针对R^-1·p执行矩阵运算，从而获得接收到的数据与初始已知数据之间的互相关值p内的互相关部分，由此估计传输信道的CIR。

CIR内插器3707从第一CIR估计器3706接收CIR。并且，在两组已知数据之间的区段中，根据预定的内插方法对CIR进行内插。随后，输出了被内插得到的CIR。此处，预定的内插方法与使用特定函数已知的一组数据来估计在未知点处的特定的一组数据的方法相对应。例如，这种方法包括线性内插法。线性内插法仅是最简单的内插法中的一种。可以使用各种其它的内插方法，而不使用这里所描述的线性内插方法。很明显，本发明并不仅限于本发明的说明书中所阐述的示例。更具体地说，CIR内插器3707使用输入的CIR以便于通过使用预定的内插法来估计不包括任何已知数据的区段的CIR。之后，将所估计的CIR输出到选择单元3711。

第二CIR估计器3710使用信道均衡器的输入数据和选择单元3709的输出数据来估计CIR。随后，第二CIR估计器3710将估计的CIR输出到选择单元3711。此处，根据本发明的实施方式，使用LMS法来估计CIR。在稍后的处理中将更加详细地描述LMS估计方法。

在区域A/B(即，MPH块B3到B8)中，选择单元3711选择从CIR内插器3707输出的CIR。而在区域C/D(即，MPH块B1、B3、B9、和B10)中，选择单元3711选择从第二CIR估计器3710输出的CIR。之后，选择单元3711将所选的CIR输出到第二FFT单元3712。

第二FFT单元3712将正在输入的CIR转换成频域CIR，并随后将其输出到系数计算器3713。系数计算器3713使用输入的频域CIR来计算均衡系数并将计算出的均衡系数输出到失真补偿器3703。此处，系数计算器3713根据频域CIR来计算可提供最小均方差(MMSE)的频域的信道均衡系数。此处，第二CIR估计器3710可使用在区域A/B中估计的CIR作为区域C/D开始处的CIR。例如，可以使用MPH块B8的CIR值作为MPH块B9的开始处的CIR值。因此，可以降低区域C/D的收敛速度。

利用LMS法在CIR估计器3710中估计CIR的基本原理与接收未知传输信道的输出和更新(update)(或更新(renew))自适应滤波器(未示出)的系数以使得未知信道的输出值与自适应滤波器的输出值之间的差值最小化。更具体地说，更新自适应滤波器的系数值，使得信道均衡器的输入数据等于第二CIR估计器3710所包括的自适应滤波器(未示出)的输出值。之后，在每个FFT周期后将滤波器系数作为CIR输出。

参照图62，第二CIR估计器3710包括每个抽头的延迟单元T、乘法器、和系数更新单元。这里，延迟单元T对选择单元3709的输出数据依次延迟。乘法器将从各个延迟单元T输出的各输出数据乘以误差数据。系数更新单元通过使用与各乘法器相对应的输出来更新系数。这里，为了简单起见，把所设置的与抽头的数量一样多的乘法器表示为第一乘法单元。此外，第二CIR估计器3710还包括多个乘法器，每一个乘法器都将选择单元3709的输出数据和延迟单元T(其中，不包括最后一个延迟单元的输出数据)的输出数据乘以与各相应的系数更新单元相对应的输出数据。同样这些乘法器设置为与抽头的数量一样多。为了简单起见，将该组乘法器表示为第二乘法单元。

第二CIR估计器3710还包括加法器和减法器。这里，加法器将所有从第二乘法单元所包括的各个乘法器输出的数据相加。随后，输出相加的值作为被输入到信道均衡器的数据的估计值。减法器计算加法器的输出数据与信道均衡器的输入数据之间的差。之后，输出所计算出的差值作为误差数据。参照图62，在一般数据区段中，均衡数据的判决值被输入到第二CIR估计器3710所包括的第一延迟单元和第二乘法所包括的第一乘法器。在已知数据区段中，已知数据被输入到第二CIR估计器3710所包括的第一延迟单元和第二乘法单元所包括的第一乘法器。输入数据穿过多个串联连接的延迟单元T而被依次延迟，串联连接的延迟单元T的数量与抽头的数量相对应。第一乘法单元所包括的各相应的乘法器将各个延迟单元的输出数据与误差数据相乘。之后，由各个相应的系数更新单元对系数进行更新。

由相应的系数更新单元所更新的各个系数与输入数据相乘并且还与除了最后一个延迟单元以外的各延迟单元T的输出数据相乘。之后，将相乘值输入到加法器。加法器随后将从第二乘法单元输出的所有输出数据相加并将相加值作为信道均衡器的输入数据的估计值输出给减法器。减法器计算估计值与信道均衡器的输入数据之间的差。差值随后作为误差数据被输出到第一乘法单元的各乘法器。此处，误差数据穿过每一个单独的延迟单元T而被输出到第一乘法单元的各乘法器。如上所述，连续地更新自适应滤波器的系数。而在每个FFT周期后，将各系数更新单元的输出作为第二CIR估计器3710的CIR进行输出。

块解码器

同时，如果输入到块解码器1005的数据在得到均衡器1003的信道均衡后与被发送系统执行了块编码和网格编码的数据(即，RS帧内的数据、信令信息数据等)相对应，则按照发送系统的逆处理对输入的数据执行网格解码和块解码处理。或者，如果被输入到块解码器的数据与仅被执行了网格编码而没有被执行块编码的数据(即，主业务数据)相对应，则按照发送系统的逆处理对输入的数据仅执行网格解码。

经过块解码器1005网格解码和块解码的数据随后被输出到RS帧解码器1006。更具体地说，块解码器1005去除已经在数据组中插入的已知数据、用于网格初始化的数据、和信令信息数据、MPEG数据、以及已由发送系统的RS编码器/非系统RS编码器或非系统编码器添加了的RS奇偶校验数据。随后，块解码器1005将经过处理的数据输出到RS帧解码器1006。这里，可以在块解码处理之前执行数据的去除，或者可以在块解码处理过程中或之后来执行数据的去除。

同时，经过块解码器1005网格解码的数据被输出到数据解交织器1009。此处，由块解码器1005进行了网格解码并被输出到数据解交织器1009的数据不仅可以包括主业务数据，还可以包括RS帧内的数据和信令信息。此外，在输出到数据解交织器1009的数据中，还可以包括由预处理器230之后的发送系统添加的RS奇偶校验数据。

根据本发明的另一实施方式，没有经过块解码处理的、且仅经过发送系统的网格编码处理的数据可直接地绕过块解码器1005，从而被输出到数据解交织器1009。在这种情况下，应该将网格解码器设置在数据解交织器1009之前。更具体地说，如果输入的数据与仅被执行了网格编码而没有被执行块编码的数据相对应，则块解码器1005对输入的数据执行维特比(Viterbi)(或网格)解码以输出硬判决值，或者对软判决值执行硬判决，由此输出结果。

同时，如果输入的数据与被执行了块编码与网格编码处理二者的数据相对应，则块解码器1005输出关于输入数据的软判决值。

换言之，在发送系统中，如果输入的数据与由块处理器302执行了块编码处理并且由网格编码模块256执行了网格编码处理的数据相对应，则块解码器1005对输入的数据执行解码处理和网格解码处理，作为发送系统的逆处理。此处，可以将发送系统所包括的预处理器的RS帧编码器视为外部(outer)(或外部(external))编码器。而可以将网格编码器视为内部(inner)(或内部(internal))编码器。当对这种链接码进行解码时，为了使得块解码器1005能够对外部编码数据的解码性能最大化，内部编码的解码器应输出软判决值。

图63例示了根据本发明的一个实施方式的块解码器1005的详细框图。参照图63，块解码器1005包括反馈控制器4010、输入缓冲器4011、网格解码单元(或12路网格编码调制(TCM)解码器或内解码器)4012、符号字节转换器4013、外部块提取器4014、反馈去格式器4015、符号解交织器4016、外部符号映射器4017、符号解码器4018、内部符号映射器4019、符号交织器4020、反馈格式器4021、和输出缓冲器4022。这里，与在发送系统中相同，可以将网格解码单元4012视为内部(inner)(或内部(internal)解码器。而可以将符号解码器4018视为外部(outer)(或外部(external))解码器。

输入缓冲器4011临时存储从均衡器1003输出的且正在进行信道均衡的移动业务数据符号(这里，移动业务数据符号可包括与信令信息相对应的符号、在RS帧的编码处理过程中添加的RS奇偶校验数据符号和CRC数据符号)。之后，输入缓冲器4011以turbo解码处理所需的turbo块(TDL)大小向网格解码单元4012反复地输出所存储的符号M次。

也可以将turbo解码长度(TDL)称为turbo块。这里，TDL应包括至少一个SCCC块的大小。因此，如在图11中所定义的，当假设一个MPH块是16个段的单元、且10个MPH块的组合形成一个SCCC块时，TDL应等于或大于最大的可能组合大小。例如，当假设2个MPH块形成一个SCCC块时，TDL可以等于或大于32个段(即，828x32＝26496个符号)。这里，M表示由反馈控制器4010预先确定的用于turbo解码的重复次数。

另外，M表示turbo解码处理的重复次数，该次数由反馈控制器4010预先确定。

而且，在均衡器1003输出的经过信道均衡的符号的值中，与不包括移动业务数据符号的区段(在RS帧编码期间包括RS奇偶校验数据符号和CRC数据符号)相对应的输入符号值绕过输入缓冲器4011，而未被该缓冲器存储。更具体地说，由于针对其中未曾执行过SCCC块编码的区段的输入符号值执行网格编码，因此输入缓冲器4011将相应区段的输入符号值直接地输入到网格编码模块4012，而没有执行任何存储、重复、和输出处理。输入缓冲器4011的存储、重复、和输出处理由反馈控制器4010控制。这里，反馈控制器4010参考从信令信息解码单元1013输出的SCCC相关信息(例如，SCCC块模式和SCCC外部编码模式)来对输入缓冲器4011的存储和输出处理进行控制。

网格解码单元4012包括12路TCM解码器。这里，网格解码单元4012执行12路网格解码，作为12路网格编码器的逆处理。

更具体地说，网格解码单元4012接收输入缓冲器4011的多个输出符号和反馈格式器4021的与各TDL相等的软判决值，以执行TCM解码处理。

此处，基于反馈控制器4010的控制，使从反馈格式器4021输出的软判决值与多个移动业务数据符号以一一(1∶1)对应关系相匹配。这里，移动业务数据位置的数量与从输入缓冲器4011输出的TDL相等。

更具体地说，从输入缓冲器4011输出的移动业务数据与正被输入的turbo解码数据相匹配，使得各数据位置可以彼此对应。之后，匹配的数据被输出到网格解码单元4012。例如，如果turbo解码数据与turbo块内的第三个符号相对应，则从输入缓冲器4011输出的相应的符号(或数据)与turbo块所包括的第三个符号相匹配。随后，匹配的符号(或数据)被输出到网格解码单元4012。

为此，在进行递归turbo解码处理时，反馈控制器4010对输入缓冲器4011进行控制，以使得输入缓冲器4011存储相应的turbo块数据。另外，通过对数据(或符号)进行延迟，从符号交织器4020输出的符号的软判决值(例如，LLR)与输入缓冲器4011的与输出的符号的块内的相同区域(place)(或位置(position))相对应的符号彼此以一一对应的关系进行匹配。之后，对匹配的符号进行控制，使得它们通过单独的路径被输入到TCM解码器。将该处理重复预定次数的turbo解码循环周期。随后，从输入缓冲器4011输出下一个turbo块的数据，由此重复turbo解码处理。

网格解码单元4012的输出表示构成每个符号的传输位的可靠性程度。例如，在发送系统中，由于网格编码器的输入数据对应于一个两位的符号，因此可以将具有值为‘1’的位的似然性与具有值为‘0’的位的似然性之间的对数似然比(LLR，log likelihood ratio)(以位为单位)分别地输出到较高位和较低位。这里，对数似然比与具有值为‘1’的位的似然性与具有值为‘0’的位的似然性之间的比率的对数值相对应。或者，可以将等于“00”、“01”、“10”、和“11”的2位(即，一个符号)的似然性的LLR(以符号为单位)分别输出到所有4种位的组合(即，00、01、10、11)。结果，其成为表示构成每个符号的传输位的可靠性程度的软判决值。可使用最大后验概率(MAP，maximum a posteriori probability)或软输出维特比算法(SOVA，soft-out Viterbi algorithm)作为网格解码单元4012内的各个TCM解码器的解码算法。

网格解码单元4012的输出被输入到符号-字节转换器4013和外部块提取器4014。

符号字节转换器4013对从网格解码单元4012输出的经过网格解码的软判决值执行硬判决处理。之后，符号-字节转换器4013将4个符号组合成字节单元，字节随后被输出到图38的数据解交织器1009。更具体地说，符号-字节转换器4013以位为单位对从网格解码单元4012输出的符号的软判决值执行硬判决。因此，从符号-字节转换器4013以位为单位输出的、经过硬判决处理的数据不仅包括主业务数据，而且还可以包括移动业务数据、已知数据、RS奇偶校验数据、和MPEG报头。

在网格解码单元4012的具有TDL大小的软判决值之中，外部块提取器4014识别与移动业务数据符号(其中，包括与信令信息、在RS帧编码过程中添加的RS奇偶校验数据符号、和CRC数据符号相对应的符号)相对应的具有B大小的软判决值，并且将所识别的软判决值输出到反馈去格式器4015。

反馈去格式器4015改变了与移动业务数据符号相对应的软判决值的处理顺序。对于在中间步骤中生成的移动业务数据符号的处理顺序的初始变化来说(其中，从发送系统的块处理器302输出的输出符号被输入到网格编码模块256(即，当符号经过组格式器、数据解交织器、包格式器、和数据交织器时))，这是一种逆处理。之后，反馈去格式器1015对与移动业务数据符号相对应的软判决值的处理顺序执行重新排序，并且随后将经过处理的移动业务数据符号输出到符号解交织器4016。

这是由于，在块处理器302与网格编码模块256之间存在着多个块，并且由于这些块，从块处理器302输出的移动业务数据符号的顺序与输入网格编码模块256的移动业务数据符号的顺序彼此不相同。因此，反馈去格式器4015对从外部块提取器4014输出的移动业务数据符号的顺序进行重新排序，使得输入到符号解交织器4016的移动业务数据符号的顺序与从发送系统的块处理器302输出的移动业务数据符号的顺序匹配。可以将重新排序处理实施为软件、中间件、和硬件中的一种。

图64例示了根据本发明的一个实施方式的反馈去格式器4015的详细框图。这里，反馈去格式器4015包括数据解交织器5011、包去格式器5012、数据交织器5013、和组去格式器5014。参照图64，外部块提取器4014所提取出的移动业务数据符号的软判决值被未加修改地直接输出到反馈去格式器4015的数据解交织器5011。然而，在数据位置(例如，主业务数据位置、已知数据位置、信令信息位置、RS奇偶校验数据位置、和MPEG报头位置)中插入有数据占位符(或空数据)，由外部块提取器4014去除这些数据占位符，从而接着将数据输出到反馈去格式器4015的数据解交织器5011。

数据解交织器5011执行发送系统所包括的数据交织器253的逆处理。更具体地说，数据解交织器5011对输入的数据解交织并将解交织的数据输出到包去格式器5012。包去格式器5012执行包格式器305的逆处理。更具体地说，在数据解交织器5011输出的解交织的数据中，包去格式器5012去除了由包格式器305插入的与MPEG报头相对应的占位符。包去格式器5012的输出被输入到数据交织器5013，并且作为发送系统所包括的数据解交织器529的逆处理，数据交织器5013对所输入的数据进行交织。因此，具有如图11所示的数据结构的数据被输出到包去格式器5014。

数据去格式器5014执行发送系统所包括的组格式器303的逆处理。更具体地说，组格式器5014去除了与主业务数据、已知数据、信令信息数据、和RS奇偶校验数据相对应的占位符。随后，组格式器5014仅将经过重新排序的(或重新排列的)移动业务数据符号输出到符号解交织器4016。根据本发明的另一实施方式，当使用内存映射来实施反馈去格式器4015时，可以省略向或从由外部块提取器4014所去除的数据位置插入或去除占位符的处理。

作为发送系统所包括的符号交织器514的符号交织处理的逆处理，符号解交织器4016对从反馈去格式器4015输出的已改变了处理顺序的移动业务数据符号执行解交织。符号解交织器4016在解交织处理过程中所使用的块的大小与发送系统所包括的符号交织器514的实际符号的交织大小(即，B)相同。这是由于turbo解码处理是在网格解码单元4012与符号解码器4018之间执行的。符号解交织器4016的输入和输出都与软判决值相对应，并且将解交织后的软判决值输出到外部符号映射器4017。

外部符号映射器4017的操作可取决于发送系统所包括的卷积编码器513的结构及编码率而不同。例如，当卷积编码器513对数据进行1/2比率编码并随后发送该数据时，外部符号映射器4017将输入数据不加修改地直接输出。在另一示例中，当卷积编码器513对数据进行1/4比率编码并发送该数据时，外部符号映射器4017对输入数据进行转换，使得输入数据与符号解码器4018的输入数据格式相匹配。为此，可以从信令信息解码器1013向外部符号映射器4017输入SCCC相关信息(即，SCCC块模式和SCCC外部编码模式)。随后，外部符号映射器4017将转换的数据输出到符号解码器4018。

符号解码器4018(即，外部解码器)接收从外部符号映射器4017输出的数据，并且作为发送系统所包括的卷积编码器513的逆处理，执行符号解码。此处，从符号解码器4018输出了两个不同的软判决值。输出的软判决值中的一个对应于与卷积编码器513的输出符号匹配的软判决值(此后将其表示为“第一判决值”)。输出的软判决值中的另一对应于与卷积编码器513的输入位匹配的软判决值(此后将其表示为“第二判决值”)。

更具体地说，第一判决值表示卷积编码器513的输出符号(2位)的可靠程度。这里，相对于构成符号的每一个较高位和较低位，第一软判决值可(以位为单位)输出等于‘1’的1位的似然性与等于‘0’的1位的似然性之间的LLR。或者，相对于所有的可能组合，第一软判决值也可以(以符号为单位)输出等于“00”、“01”、“10”、和“11”的2位的似然性的LLR。第一软判决值通过内部符号映射器4019、符号交织器4020、和反馈格式器4021被反馈给网格解码单元4012。另一方面，第二软判决值表示发送系统所包括的卷积编码器513的输入位的可靠程度。这里，第二软判决值被表示为等于‘1’的1位的似然性与等于‘0’的1位的似然性之间的LLR。之后，第二软判决值被输出到输出缓冲器4022。在这种情况下，可使用最大后验概率(MAP)或软输出维特比算法(SOVA)作为符号解码器4018的解码算法。

从符号解码器4018输出的第一软判决值被输入到内部符号映射器4019。内部符号映射器4019将第一软判决值转换成与网格解码单元4012的输入数据相对应的数据格式。之后，内部符号映射器4019将转换的软判决值输出到符号交织器4020。内部符号映射器4019的操作可根据发送系统所包括的卷积编码器513的结构及编码率而不同。

下面，当发送系统的符号编码器402作为1/4编码器工作时，现在将参照图25至图27具体介绍外部符号映射器4017和内部符号映射器4019的操作。

根据本发明的一种实施方式，假设如图25所示那样构造符号编码器，1/4外部编码器411对一个比特U进行编码以输出比特u0、u1、u2和u3，并且还假设通过并/串转换器412以符号为单位将该4比特(即，2个符号)发送两次(即，2个符号中的每个被发送两次)。此时，将首先输出的符号简称作指定奇数符号(odd-number-designated symbol)，而将随后输出的符号简称作指定偶数符号(even-number-designated symbol)。

此外，当外部符号映射器4017以及内部符号映射器4019的输入/输出单元对应于符号单位时，可以从外部符号映射器4017中以符号为单位输出16(即，2⁴＝16)个不同软判决值。例如，在要从外部符号映射器4017中输出的16(即，2⁴＝16)个不同软判决值中，通过将所输入的指定奇数符号m0＝(1，0)的软判决值和所输入的指定偶数符号m1＝(0，1)的软判决值相加来计算软判决值s＝(1，0，0，1)。然后，将相加后的值输出到符号解码器4018。

此外，可以从内部符号映射器4019中以符号为单位输出总计4(即，2²＝4)个不同软判决值。例如，在要从内部符号映射器4019中输出的4(即，2²＝4)个不同软判决值中，通过计算从符号解码器4018输出的各个输出符号s＝(1，1，X，X)的软判决值中的最大值来得到指定奇数符号m0＝(1，1)的软判决值。然后，将相加后的值输出到符号解码器4018。同样，通过计算从符号解码器4018输出的各个输出符号s＝(X，X，0，0)的软判决值中的最大值来得到指定偶数符号m0＝(0，0)的软判决值。这里，“X”随机地对应“1”和“0”中的一个。然后将内部符号映射器4019的输出提供给符号交织器4020。

同时，如果外部符号映射器4017以及内部符号映射器4019的输入/输出单位对应于比特单位，则可以从外部符号映射器4017中以比特为单位输出总计4个不同的软判决值。

更具体地说，外部符号映射器4017同时输出指定奇数输入符号的两个软判决值(即，针对构成了指定奇数输入符号的较高位和较低位中的各个的软判决值)和指定偶数输入符号的两个软判决值(即，针对构成了指定偶数输入符号的较高位和较低位中的各个的软判决值)给符号解码器4018。同时，针对由符号解码器4018提供的4个输入，内部符号映射器4019还标识了指定奇数输出符号的两个软判决值(即，构成了符号解码器4018的指定奇数输出符号的较高位和较低位中的各个的软判决值)和指定偶数输出符号的两个软判决值(即，构成了符号解码器4018的指定偶数输出符号的较高位和较低位中的各个的软判决值)，然后将其输出至符号交织器4020。

换言之，如果如图25所示地执行符号编码处理，则分别接收16个符号中的各个的LLR并进行符号解码。然后，将16个符号的各个的处理后的LLR输出作为第一软判决值。另选的是，分别接收4个符号中的各个的LLR并进行符号解码。然后，将4个符号的各个的处理后的LLR输出作为第一软判决值。

根据本发明的另一个实施方式，假设如图26所示那样构造符号编码器，并假设1/2外部编码器421对一个比特U进行编码以输出两个比特u0、u1，并另外假设通过重复器422重复该2个比特(即，1个符号)1次。此时，将首先输出的符号简称作指定奇数符号，而将随后输出的符号简称作指定偶数符号。

此时，当外部符号映射器4017以及内部符号映射器4019的输入/输出单位对应于符号单位时，可以从外部符号映射器4017中以符号为单位输出4(即，2²＝4)个不同软判决值。例如，在要从外部符号映射器4017以符号为单位中输出的4(即，2²＝4)个不同软判决值中，通过将所输入的指定奇数符号m0＝(1，0)的软判决值和所输入的指定偶数符号m1＝(1，0)的软判决值相加来计算软判决值s＝(1，0)。然后，将相加后的值提供给符号解码器4018。此外，可以从内部符号映射器4019中输出总计4(即，2²＝4)个不同软判决值。例如，在4(即，2²＝4)个不同软判决值中，指定奇数符号m0＝(1，1)的软判决值和指定偶数符号m1＝(1，1)的软判决值成为符号解码器4018的输入符号s＝(1，1)的软判决值。然后，将该软判决值输出给符号交织器4020。

同时，如果外部符号映射器4017以及内部符号映射器4019的输入/输出单位对应于比特单位，则可以从外部符号映射器4017中以比特为单位输出总计2个软判决值(即，较高位的软判决值和较低位的软判决值)。这里，可以通过将指定奇数符号的较高位的软判决值与指定偶数符号的较高位的软判决值相加来得到的较高位的软判决值。同样，可以通过将指定奇数符号的较低位的软判决值与指定偶数符号的较低位的软判决值相加来得到的较低位的软判决值。

内部符号映射器4019从符号解码器4018中接收较高位的软判决值和较低位的软判决值。然后，内部符号映射器4019输出接收到的软判决值作为与指定奇数输出比特的各个比特相对应的两个软判决值(即，从符号解码器4018输出的较低位和较高位的各个的软判决值)。然后，将与指定奇数输出比特的各个比特对应的两个软判决值重复，由此输出作为与指定偶数输出比特的各个比特相对应的两个软判决值。

根据本发明的再一个实施方式，假设如图27所示那样构造符号编码器，并且假设：重复器431将输入比特重复一次，1/2外部编码器432以1/2比率对从重复器431输出且经过重复的比特进行编码，以将2个比特u0和u1(即，1个符号)输出两次。在这种情况下，符号编码器重复一个比特，并以1/2编码率对经过重复的比特进行编码。这里，将首先输出的符号简称作指定奇数符号，而将随后输出的符号简称作指定偶数符号。

此处，如果外部符号映射器4017以及内部符号映射器4019的输入/输出单位对应于比特单位，则外部符号映射器4017不做修改地直接将符号解交织器4016的输出发送给符号解码器4018。内部符号映射器4019不做修改地直接将符号解码器4018的输出发送给符号交织器4020。此外，即使当外部符号映射器4017以及内部符号映射器4019的输入/输出单位对应于符号单位时，外部符号映射器4017也不做修改地直接将符号解交织器4016的输出发送给符号解码器4018。内部符号映射器4019不做修改地直接将符号解码器4018的输出发送给符号交织器4020。

参照图27，因为重复器431重复了1/2外部编码器432的输入，所以，应当确定与块解码器的输出数据对应的两个符号的软判决值，并作为单个软判决值进行输出。更具体地说，当如图26和图27所示的处理符号编码时，可以接收4个不同符号中的各个的LLR并进行符号解码。然后，将4个符号的各个的LLR输出作为第一软判决值。另选的是，可以接收2个比特的LLR并进行符号解码。然后，将2个比特的LLR输出作为第一软判决值。

符号交织器4020对从内部符号映射器4019输出的第一软判决值执行如图30所示的符号交织。随后，符号交织器4020将经过符号交织的第一软判决值输出到反馈格式器4021。这里，符号交织器4020的输出对应于软判决值。针对与在中间步骤中(其中，从发送系统的块处理器302输出的输出符号被输入到网格编码模块(例如，当符号经过组格式器、数据解交织器、包格式器、RS编码器、和数据交织器时))生成的符号相对应的软判决值的改变后的处理顺序，反馈格式器4021变更(或改变)从符号交织器4020输出的输出值的顺序。随后，反馈格式器4021按照改变后的顺序将值输出到网格解码单元4012。

从符号交织器4020输出的软判决值与从输入缓冲器4011输出的各种具有TDL大小的移动业务数据符号的位置相匹配，从而处于一一对应关系。之后，与相应符号位置相匹配的软判决值被输出到网格解码单元4012。此处，由于主业务数据的主业务数据符号或RS奇偶校验数据符号和已知数据符号与移动业务数据符号不对应，因此反馈格式器4021在相应的位置中插入空数据，从而将经过处理的数据输出到网格解码单元4012。而且，每次对具有TDL大小的符号进行了trubo编码时，从初始进行第一解码处理开始，符号交织器4020不反馈值。因此，反馈格式器4021受到反馈控制器4010的控制，由此在所有包括移动业务数据符号的符号位置中插入空数据。随后，将经过处理的数据输出到网格解码单元4012。

输出缓冲器4022基于反馈控制器4010的控制从符号解码器4018接收第二软判决值。随后，输出缓冲器4022临时存储接收到的第二软判决值。之后，输出缓冲器4022将第二软判决值输出到RS帧解码器1006。例如，输出缓冲器4022重写符号解码器4018的第二软判决值，直到turbo解码处理被执行M次为止。随后，一旦针对单个TDL执行了所有M次turbo解码处理，将相应的第二软判决值输出到RS帧解码器1006。

如图63所示，反馈控制器4010对整个块解码器的turbo解码和turbo解码重复处理的次数进行控制。

此处，在考虑硬件复杂性和纠错性能的同时，可以定义在网格解码单元4012与符号解码器4018之间递归turbo解码循环的次数。相应地，如果循环次数增加，则可以加强纠错性能。然而，这可能导致硬件变得更加复杂化(或复杂)的不利情况。

同时，数据解交织器1009、RS解码器1010、和数据去随机化器1011与接收主业务数据所需的块相对应。因此，在只用于接收移动业务数据的数字广播接收系统的结构中，可能不需要(或不要求)上述块。数据解交织器1009执行发送系统中所包括的数据交织器的逆处理。换言之，数据解交织器1009对从块解码器1005输出的主业务数据进行解交织并将解交织后的主业务数据输出到RS解码器1010。输入到数据解交织器1009的数据包括主业务数据以及移动业务数据、已知数据、RS奇偶校验数据、和MPEG报头。

RS解码器1010对解交织后的数据执行系统性的RS解码处理并将经过处理的数据输出到数据去随机化器1011。

数据去随机化器1011接收RS解码器1010的输出并生成与数字广播发送系统所包括的随机化器的伪随机数据字节相同的伪随机数据字节。之后，数据去随机化器1011对所生成的伪随机数据字节执行逐位异或(XOR)运算，由此将MPEG同步字节插入到各个包的开始处，从而输出以188个字节的主业务数据包为单位的数据。

RS帧解码器

更具体地说，RS帧解码器1006只接收从块解码器1005发送的经过RS编码的和/或经过CRC编码的移动业务数据。RS帧解码器1006执行发送系统中所包括的RS帧编码器的逆处理，由此纠正RS帧内的误差。之后，RS帧解码器1006将已在RS帧编码处理中被去除的1个字节的MPEG同步业务数据包添加到纠错移动业务数据包。然后，经过处理的数据包被输出到去随机化器1007。

图65例示了对多个数据组(例如，18个数据组)分进行分组以形成RS帧和RS帧可靠性映射表的处理，此外还例示了作为发送系统的逆处理以超帧为单位执行数据解交织并辨别经过解交织处理的RS帧和RS帧可靠性映射表的处理。更具体地说，RS帧解码器1006将输入的移动业务数据进行分组以形成RS帧。发送系统以RS帧为单位对移动业务数据进行RS编码，然后以超帧为单位进行了交织。此处，可能已经对移动业务数据进行了纠错编码处理(例如，CRC编码处理)。或者，可以省略纠错编码处理。

假设发送系统将具有(N+2)*(187+P)个字节的大小的RS帧划分成M个数据组(其中，例如，M等于18)，然后，发送划分后的RS帧，接收系统如图65(a)所示那样对各个数据组的移动业务数据进行分组，以形成大小为(N+2)×(187+P)个字节的RS帧。此处，如果在构成相应的RS帧的数据组中的至少一个数据组添加有伪字节并随后被发送，则去除伪字节，从而形成了RS帧和RS帧可靠性映射表。例如，如图13所示，如果已添加了K个伪字节，则在去除了该K个伪字节之后形成RS帧和RS帧可靠性映射表。

此外，如果假设RS帧被分成18个数据组，然后从单个启用突发区段(burst＝on section)发送该18个数据组，则接收系统同样在相应突发区段内将18个数据组的移动业务数据进行分组，从而创建RS帧。这里，当假设块解码器1005输出了解码结果的软判决值时，RS帧解码器可通过使用软判决值的编码来确定相应位的‘0’和‘1’。将以如上所述方式分别确定的8个比特形成为1个数据字节。如果对单个突发中所包括的18个数据组的全部软判决值执行上述处理，则可以构成具有(N+2)×(187+P)个字节的大小的RS帧。而且，本发明不仅使用软判决值来构造RS帧，并且还使用软判决值来构造可靠性映射表。这里，可靠性映射表指示通过组合8位而构造的相应数据字节的可靠性，其中通过软判决值的编码来确定该8位。

例如，当软判决值的绝对值超过预定的阈值时，确定通过相应的软判决值的编码而确定的相应的位的值是可靠的。相反，当软判决值的绝对值未超过预定的阈值，则确定相应的位的值是不可靠的。之后，即使通过软判决值的编码确定的、且经过组合以构成一个数据字节的8位中的一位被确定是不可靠的，也在可靠性映射表上将相应的数据字节标记为不可靠的数据字节。

这里，确定一个数据字节的可靠性仅仅是示例性的。更具体地说，当多个数据字节(例如，至少4个数据字节)被确定为不可靠时，也可以在可靠性映射表内将相应的数据字节标记为不可靠。相反，当一个数据字节内的所有数据位都被确定为可靠时(即，当一个数据字节中所包括的所有8位的软判决值的绝对值都超过预定阈值时)，才在可靠性映射表上将相应的数据字节标记为可靠的数据字节。同样，当多个数据字节(例如，至少4个数据字节)被确定为可靠时，也在可靠性映射表上将相应的数据字节标记为可靠的数据字节。上述示例中提出的数量仅仅是示例性的，并且因此其不构成对本发明的范围或精神的限制。

可以同时执行同样使用软判决值来构造RS帧的处理和构造可靠性映射表的处理。这里，可靠性映射表内的可靠性信息是与RS帧内的每一帧为一一对应关系。例如，如果RS帧具有(N+2)*(187+P)个字节的大小，则可靠性映射表同样被构造为具有(N+2)*(187+P)个字节的大小。图65(a’)和图65(b’)分别例示了根据本发明的构造可靠性映射表的处理步骤。

此处，以超帧为单位对图65(b)的RS帧与图65(b’)的RS帧可靠性映射表进行交织(如图8所示)。因此，RS帧与RS帧可靠性映射表被组合以产生超帧和超帧可靠性映射表。随后，如图65(c)和图65(c’)所示，作为发送系统的逆处理，以超帧为单位对RS帧和RS帧可靠性映射表执行了逆置换(或解交织)处理。随后，当以超帧为单位执行逆置换处理时，如图65(d)和图65(d’)所示，将经过处理的数据划分成具有(N+2)*(187+P)个字节的大小的逆置换(或解交织)RS帧和具有(N+2)*(187+P)个字节的大小的逆置换RS帧可靠性映射表。随后，针对所划分的RS帧使用RS帧可靠性映射表以执行纠错。

图66例示了根据本发明的一个实施方式的纠错处理的示例。图66例示了当发送系统已针对RS帧执行了RS编码和CRC编码两种处理时执行纠错处理的示例。如图66(a)和图66(a’)所示，当产生了具有(N+2)*(187+P)个字节的大小的RS帧和具有(N+2)*(187+P)个字节的大小的RS帧可靠性映射表时，针对所产生的RS帧执行CRC故障位检测处理，由此验证在每一行中是否出现任何错误。随后，如图66(b)所示，去除了2个字节的校验和以构造具有N*(187+P)个字节的大小的RS帧。这里，在与每一行相对应的错误标记上显示了错误的存在(presence)(或存在(existence))。同样地，由于可靠性映射表的与CRC校验和相对应的部分几乎不具有任何的可应用性，因此去除该部分以使得只保留Nx(187+P)个可靠性信息字节，如图66(b’)所示。

如上所述，在执行CRC故障位检测处理后，在列的方向上执行RS解码处理。这里，可以根据CRC错误标记的数量来执行RS消除纠正处理。更具体地说，如图66(c)所示，对与RS帧内的各行相对应的CRC错误标记进行了验证。之后，当在列的方向上执行RS解码处理时，RS帧解码器1006确定发生CRC错误的行的数量是否等于或小于RS消除纠正可以处理的错误的最大数量。错误的最大数量与在执行RS编码处理时插入的奇偶校验字节的数量P相对应。在本发明的实施方式中，假设已向每一列添加了48个奇偶校验字节(即，P＝48)。

如果发生CRC错误的行的数量小于或等于RS消除解码处理能够纠正的错误的最大数量(即，根据本实施方式，48个错误)，则如图66(d)所示，针对具有(187+P)个N字节的行(即，235个N字节的行)在列的方向上执行(235，187)RS消除解码处理。之后，如图66(e)所示，去除了已经添加在每一行的末端的48字节的奇偶校验数据。然而相反，如果发生CRC错误的行的数量大于RS消除解码处理能够纠正的错误的最大数量(即，48个错误)，则不能执行RS消除解码处理。在这种情况下，可以通过执行一般的RS解码处理来纠错。此外，可以使用基于与RS帧一起的软判决值产生的可靠性映射表来进一步增强本发明的纠错能力(或效果)。

更具体地说，RS帧解码器对块解码器1005的软判决值的绝对值与预定的阈值进行比较，以确定通过相应的软判决值的编码而确定的位值的可靠性。另外，对各自通过软判决值的编码而确定的8位进行组合以形成一个数据字节。因此，在可靠性映射表上显示了这一个数据字节的可靠性信息。因此，如图66(c)所示，即使根据对特定行进行的CRC故障位检测而确定了该特定行发生了错误，但本发明没有假设该行中所包括的所有字节都发生了错误。本发明参考可靠性映射表的可靠性信息并且只将已被确定为不可靠的字节设置为错误字节。换言之，不论在相应的行中是否存在CRC错误，都只将根据可靠性映射表而被确定为不可靠的字节设置为消除点。

根据本发明的另一种方法，当基于CRC故障位检测结果确定了在相应的行中包括有CRC错误时，只将根据可靠性映射表而被确定为不可靠的字节设置为错误字节。更具体地说，只将与被确定为其中包括有错误的行相对应并且根据可靠性信息被确定为不可靠的字节设置为消除点。之后，如果各列的错误点的数量小于或等于RS消除解码处理能够纠正的错误的最大数量(即，48个错误)，则对相应的列执行RS消除解码处理。相反，如果各列的错误点的数量大于RS消除解码处理能够纠正的错误的最大数量(即，48个错误)，则对相应的列执行一般的解码处理。

更具体地说，如果其中包括有CRC错误的行的数量大于RS消除解码处理能够纠正的错误的最大数量(即，48个错误)，根据相应的列中的消除点的数量，对基于可靠性映射表的可靠性信息而确定的列执行RS消除解码处理，或者执行一般RS解码处理。例如，假设在RS帧内其中包括有CRC错误的行的数量大于48。并且还假设基于可靠性映射表的可靠性信息而确定的消除点的数量被显示为在第一列中的40个消除点和在第二列中的50个消除点。在这种情况下，对第一列执行(235，187)RS消除解码处理。或者，对第二列执行(235，187)RS解码处理。当使用上述处理在RS帧内对所有列的方向执行纠错解码处理时，如图66(e)所示，去除了被添加在每一列的末端的48字节的奇偶校验数据。

如上所述，即使与RS帧内各行相对应的CRC错误的总数大于RS消除解码处理能够纠正的错误的最大数量，但是在对特定列执行纠错解码的同时，当根据关于可靠性映射表的可靠性信息而确定的特定列内的具有低可靠性级别的字节的数量时，可以对相应的列执行RS消除解码。这里，一般RS解码处理与RS消除解码处理之间的不同之处在于能够被纠正的错误的数量。

更具体地说，当执行一般RS解码处理时，可以对与在RS编码处理过程中所插入的奇偶校验字节的数量的二分之一(即，(奇偶校验字节数)/2)相对应的数量的错误进行纠错(即，可以纠正24个错误)。另选的是，当执行RS消除解码处理时，可以对与在RS编码处理过程中所插入的奇偶校验字节的数量相对应的数量的错误进行纠错(即，可以纠正48个错误)。

在如上所述地执行纠错解码处理后，可以获得如图66(e)所示的由187个N字节的行(或包)构成的RS帧。按照N个187字节单位的顺序输出具有N*187个字节的大小的RS帧。此处，如图66(f)所示，将已由发送系统移除了的1个MPEG同步字节添加到每一个187字节的包。因此，输出了188字节单位的移动业务数据包。如上所述，经过RS帧解码的移动业务数据被输出到数据去随机化器1007。数据去随机化器1007对输入的移动业务数据执行去随机化处理，这对应于在发送系统中所包括的随机化器的逆处理。之后，输出经过了去随机处理的数据，由此得到从发送系统发送的移动业务数据。

一般数字广播接收系统

图67例示了示出根据本发明的一个实施方式的数字广播接收系统的结构的框图。这里，图38的解复单元可用于数字广播接收系统。参照图67，数字广播接收系统包括调谐器6001、解调单元6002、解复用器6003、音频解码器6004、视频解码器6005、本机电视应用管理器6006、频道管理器6007、频道映射表6008、第一存储器6009、SI和/或数据解码器6010、第二存储器6011、系统管理器6012、数据广播应用管理器6013、存储控制器6014、第三存储器6015、和GPS模块6020。这里，第一存储器6009对应于非易失性随机存取存储器(NVRAM)(或闪存)。第三存储器6015对应于大规模存储装置(例如硬盘驱动器(HDD)、存储器芯片等)。

调谐器6001通过天线、电缆、和卫星中的任一个来调谐特定频道的频率。随后，调谐器6001将所调谐的频率下变频为中频(IF)，随后被将中频输出到解调单元6002。此处，调谐器6001受到频道管理器6007的控制。而且，经过调谐的频道的广播信号的结果和强度还被报告给频道管理器6007。由调谐后的频道的频率所接收到的数据包括主业务数据、移动业务数据、和用于解码主业务数据和移动业务数据的表数据。

根据本发明的实施方式，可以将移动广播节目的音频数据和视频数据应用为移动业务数据。由不同类型的编码器对这些音频数据和视频数据进行压缩，以将其发送到广播站。在这种情况下，在接收系统中设置视频解码器6004和音频解码器6005以与用于压缩处理的各编码器相对应。之后，将由视频解码器6004和音频解码器6005来执行解码处理。随后，经过处理的视频和音频数据将被提供给用户。音频数据的编码/解码方案的示例可包括AC 3、MPEG 2音频、MPEG 4音频、AAC、AAC+、HE AAC、AAC SBR、MPEG-环绕、和BSAC。而视频数据的编码/解码方案的示例包括MPEG 2视频、MPEG 4视频、H.264、SVC、和VC-1。

根据本发明的实施方式，移动业务数据的示例可包括针对数据业务而提供的数据，诸如Java应用数据、HTML应用数据、XML数据等。针对该数据业务而提供的数据可对应于Java应用的Java类文件，或对应于指定这些文件的定位(或位置)的目录文件。此外，这些数据还可以是在各应用中使用的音频文件和/或视频文件。数据业务可包括天气预报业务、交通信息业务、证券信息业务、提供信息问答节目的服务、提供观众参与的服务、实时投票、用户互动教育节目、游戏业务、提供关于肥皂剧(或肥皂系列剧)的情节摘要、人物、原始音轨、拍摄场地的信息的业务、提供关于过去比赛和选手简介和成绩的信息的业务、产品信息和产品订购业务、以及提供关于按照媒体类型、播放时间、和主题等分类的广播节目的信息的业务。这里，上述的数据业务类型仅仅是示例性的并且本发明并不仅限于这里所给出的示例。此外，根据本发明的实施方式，移动业务数据可以是元数据。例如，以XML格式编写元数据从而通过DSM-CC协议进行发送。

解调单元6002对从调谐器6001输出的信号执行VSB解调和信道均衡，由此识别主业务数据和移动业务数据。之后，以TS包为单位输出经识别的主业务数据和移动业务数据。在图38到图66中示出了解调单元6002的示例。因此，在稍后的处理中将详细地描述解调器的结构和操作。然而，这仅仅是示例性的，本发明的范围并不限于这里所说明的示例。在作为示例而出的本发明的实施方式中，只有从解调单元6002输出的移动业务数据被输入到解复用器6003。在这种情况下，主业务数据包被输入到对主业务数据包进行处理的另一解复用器(未示出)。这里，为了在对主业务数据包进行处理后存储主业务数据，将存储控制器6014也连接到该另一解复用器上。本发明的解复用器还被设计为在单个解复用器中既处理移动业务数据包也处理主业务数据包。

存储控制器6014与解复用器连接以控制对移动业务数据和/或主业务数据的即时记录、保留(或预先编程)记录、时移等。例如，当设定了即时记录、保留(或预先编程)记录、时移中的一种并且在图67所示的接收系统(或接收机)中进行了编程时，根据存储控制器6014的控制将输入到解复用器的相应移动业务数据和/或主业务数据存储在第三存储器6015中。可以将第三存储器6015描述为临时存储区域和/或永久存储区域。这里，临时存储区域用于时移功能，而永久存储区域用于根据用户的选择(或决定)的数据的永久存储。

当需要再现(或播放)存储在第三存储器6015中的数据时，存储控制器6014读取存储在第三存储器6015中的相应数据并将所读取的数据输出到相应的解复用器(例如，移动业务数据被输出到图67所示的解复用器6003)。此处，根据本发明的实施方式，由于第三存储器6015的存储容量有限，因此为了存储容量的效率，将所输入的经过压缩编码的移动业务数据和/或主业务数据未加修改地直接存储在第三存储器6015中。在这种情况下，根据再现(或读)命令，使从第三存储器6015读取出的数据通过解复用器以将其输入到相应的解码器，由此将其恢复到初始状态。

存储控制器6014可以对已存储在第三存储器6015或目前正在缓冲的数据的再现(或播放)、快进、回绕、慢动作、即时重放功能进行控制。这里，即时重放功能对应于重复地观看观众(或用户)希望再次观看的画面。可以针对已存储的数据来执行即时重放功能，并且也可以通过将即时重放功能与时移功能相关联以针对目前正在实时接收的数据执行即时重放功能。如果正在输入的数据与模拟格式相对应，例如，如果传输模式是NTSC、PAL等，则存储控制器6014对输入的数据执行压缩编码并将经过压缩编码的数据存储到第三存储器6015。为此，存储控制器6014可包括编码器，其中可以将编码器实施为软件、中间件、和硬件中的一种。这里，可以使用MPEG编码器作为根据本发明的一个实施方式的编码器。还可以将编码器设置在存储控制器6014的外部。

同时，为了防止对存储在第三存储器6015中的输入数据进行非法复制(或拷贝)，存储控制器6014对输入数据进行加扰(或加密)并将加扰的(或加密的)数据存储在第三存储器6015中。因此，存储控制器6014可包括用于对存储在第三存储器6015中的数据进行加扰的加扰算法(或加密算法)和用于对从第三存储器6015读出的数据进行解扰(或解密)的解扰算法(或解密算法)。加扰方法可包括使用任意密钥(例如，控制字)来对一组需要的数据进行修改，并且还可以是混合信号的方法。

同时，解复用器6003接收从解调单元6002输出的实时数据或从第三存储器6015读出的数据，并对接收的数据进行解复用。在本发明给出的示例中，解复用器6003对移动业务数据包执行解复用。因此，在本发明中，将详细地描述移动业务数据的接收和处理。然而，根据本发明的很多实施方式，通过解复用器6003、音频解码器6004、视频解码器6005、本地电视应用管理器6006、频道管理器6007、频道映射表6008、第一存储器6009、SI和/或数据解码器6010、第二存储器6011、系统管理器6012、数据广播应用管理器6013、存储控制器6014、第三存储器6015、和GPS模块6020，不仅可以处理移动业务数据，而且还可以处理主业务数据。之后，可以使用经过处理的数据以向用户提供多种业务。

解复用器6003对移动业务数据和根据SI和/或数据解码器6013的控制而输入的移动业务数据包的系统信息(SI)表进行解复用。之后，经过解复用的移动业务数据和SI表被按照区段的格式输出到SI和/或数据解码器6010。在这种情况下，优选地使用用于数据业务的数据作为被输入到SI和/或数据解码器6010的移动业务数据。为了从用以发送移动业务数据的信道提取移动业务数据并且对所提取的数据进行解码，需要系统信息。也可以将这种系统信息称为业务信息。系统信息可包括信道信息、事件信息等。在本发明的实施方式中，可以应用PSI/PSIP表作为系统信息。然而，本发明并不限于这里所说明的示例。更具体地说，无论名称如何，按照表格式发送系统信息的任何协议都可应用于本发明中。

PSI表是为识别信道和节目而定义的MPEG-2系统标准。PSIP表是高级电视系统委员会(ATSC)标准，其能够识别信道和节目。PSI表可包括节目关联表(PAT，program association table)、有条件接入表(CAT，conditional access table)、节目映射表(PMT，program map table)、和网络信息表(NIT，network information table)。这里，PAT与由PID为‘0’的数据包发送的特殊信息相对应。PAT发送PMT的PID信息和与各节目相对应的NIT的PID信息。CAT发送关于发送系统所使用的付费广播系统的信息。PMT发送传输流(TS)包的、用于发送构成相应节目的视频和音频数据的节目识别号和单独的比特流PID信息和用于发送PCR的PID信息。NIT发送实际传输网络的信息。

PSIP表可包括虚拟信道表(VCT，virtual channel table)、系统时间表(STT，system time table)、评级区域表(RRT，rating region table)、扩展文字表(ETT，extended text table)、定向频道变化表(DCCT，directchannel change table)、事件信息表(EIT，event information table)、和主指南表(MGT，master guide table)。VCT发送关于虚拟信道的信息(例如用于选择信道的信息)和诸如用于接收音频和/视频数据的包标识(PID)号的信息。更具体地说，当解析VCT时，广播节目的音频/视频数据的PID可能是已知的。这里，在信道内与信道名称和信道号一起发送相应的音频/视频数据。

图68例示了根据本发明的一个实施方式的VCT句法。通过包括以下字段中的至少一种来构成图68的VCT句法：table_id字段、section_syntax_indicator字段、private_indicator字段、section_length字段、transport_stream_id字段、version_number字段、current_next_indicator字段、section_number字段、last_sectoin_number字段、prtocl_version字段、和num_channels_in_section字段。

VCT句法还包括第一‘for’循环重复语句，其重复与num_channels_in_section字段值一样多的次数。第一重复语句可包括short_name字段、major_channel_number字段、minor_channel_number字段、modulation_mode字段、carrier_frequency字段、channel_TSID字段、program_number字段、ETM_location字段、access_controlled字段、隐藏字段、service_type字段、source_id字段、descriptor_length字段、和被重复次数与第一重复语句所包括的描述符的数量一样多的第二‘for’循环语句中的至少一个。这里，为了简单起见，将把第二重复语句表示为第一描述符循环。第一描述符循环所包括的描述符descriptors()被单独地应用于各个虚拟信道。

此外，VCT句法还可以包括additional_descriptor_length字段、和重复次数与额外地添加到VCT的描述符的数量一样多的第三‘for’循环语句。为了本发明说明书的简单起见，将把第三重复语句称为第二描述符循环。第二描述符循环所包括的描述符additional_descriptors()一般地应用于在VCT中所描述的所有虚拟信道。

如上所述，参照图68，table_id字段表示能够将正在被发送到表的信息标识为VCT的唯一的标识符(或标识)(ID)。更具体地说，table_id字段表示用于通知与该区段相对应的表是VCT的值。例如，可以将值0xC8赋予table_id字段。

Version_number字段表示VCT的版本号。Section_number字段表示该区段的号码。last_section_number字段表示完整的VCT的最后区段的号码。而num_channel_in_section指存在于VCT区段中的整个虚拟信道的数量。此外，在第一‘for’循环重复语句中，short_name字段表示虚拟信道的名称。Major_channel_number字段表示与在第一重复语句中所定义的虚拟信道相关联的‘主要’信道号码，而minor_channel_number表示‘次要’信道号码。更具体地说，每一个信道号码都应与主要和次要信道号码相关联，并且主要和次要信道号码被作为对应虚拟信道的用户参考号码。

示出的program_number字段用于使具有MPEG-2节目关联表(PAT)的虚拟信道与在虚拟信道中定义的节目映射表(PMT)关联起来，并且program_number字段与PAT/PMT内的节目号码相匹配。这里，PAT描述了与各个节目号码相对应的节目的要素，而PAT表示了用于发送PMT的传输包的PID。PMT描述了附属信息、和用以发送节目标识号和单独的比特序列(诸如构成节目的视频和/或音频数据)的传输包的PID列表。

图69例示了根据本发明的一个实施方式的service_type字段。Service_type字段表示在相应的虚拟信道中提供的业务类型。参照图69，规定了service_type字段应该只表示模拟电视、数字电视、数字音频数据、和数字视频数据。另外，根据本发明的一个实施方式，可以规定，应该在service_type字段中指明移动广播节目。如图67所示，可以把SI和/或数据解码器6010解析的service_type字段提供给接收系统并相应地使用。根据本发明的其它实施方式，还可以将经过解析的service_type字段提供给音频解码器6004和视频解码器6005中的每一个，从而在解码处理中使用该字段。

source_id字段表示与相应的虚拟信道相关联的节目源。这里，源是指诸如图像、文字、视频数据、或声音之类的特定的源。source_id字段在发送VCT的传输流中具有唯一的值。同时，在下一个‘for’循环重复语句内的描述符循环(即，描述符)中，可以包括业务位置描述符。该业务位置描述符可包括流类型、PID、和各基本流的语言代码。

图70例示了根据本发明的一个实施方式的业务位置描述符。如图70所示，业务位置描述符可包括descriptor_tag字段、descriptor_length字段、和PCR_PID字段。这里，PCR_PID字段表示由program_number字段所指定的节目中的传输流包的PID，其中，传输流包包括有效的PCR字段。同时，业务位置描述符包括number_elements字段以表示在相应的节目中所使用的PID的数量。根据number_elements字段的值，可以确定下一个‘for’描述符循环重复语句的重复次数。参照图70，‘for’循环重复语句包括stream_type字段、elementary_PID字段、和ISO_639_language_code字段。这里，stream_type字段表示相应的基本流的流类型(即，视频/音频数据)。elementary_PID字段表示相应的基本流的PID。ISO_639_language_code字段表示相应的基本流的语言代码。

图71例示了根据本发明的可被分配到stream_type字段的示例。如图71所示，可以应用以下类型作为流类型：ISO/IEC 11172视频、ITU-TRec.H.262|ISO/IEC 13818-2视频或ISO/IEC 11172-2受限参数视频流、ISO/IEC 11172音频、ISO/IEC 13818-3音频、ITU-T Rec.、H.222.01|ISO/IEC13818-1 private_section、包含有私有数据的ITU-T Rec.H.222.0|ISO/IEC13818-1PES包、ISO/IEC 13522 MHEG、ITU-T Rec.H.222.0|ISO/IEC13818-1附件A DSM CC、ITU-T Rec.H.222.1、ISO/IEC 13818-6类型A、ISO/IEC 13818-6类型B、ISO/IEC 13818-6类型C、ISO/IEC 13818-6类型D、ISO/IEC 13818-1辅助等。同时，根据本发明的实施方式，还可以应用以下类型作为流类型：MPH视频流：非分层模式、MPH音频流：非分层模式、MPH非A/V流：非分层模式、MPH高优先级视频流：分层模式、MPH高优先级音频流：分层模式、MPH低优先级视频流：分层模式、MPH低优先级音频流：分层模式等。

如上所述，“MPH”对应于“移动(mobile)”、“步行(pedestrian)”、和“手持(handheld)”的首字母，并且表示与固定类型系统的相反的概念。因此，MPH视频流非分层模式、MPH音频流：非分层模式、MPH非AN流：非分层模式、MPH高优先级视频流：分层模式、MPH高优先级音频流：分层模式、MPH低优先级视频流：分层模式、和MPH低优先级音频流：分层模式对应于在发送和接收移动广播节目时应用的流类型。另外，分层模式与非分层模式都与在具有不同优先级的流类型中使用的数值相对应。这里，根据在任一种编码或解码方法中所应用的分层结构来确定优先级。

因此，当使用分层结构类型的编解码器时，分别地指定了包括分层模式和非分层模式的字段值，以表示各个流。由SI和/或数据解码器6010来解析这种流类型信息，以将其提供给视频解码器6004和音频解码器6005。之后，视频解码器6004和音频解码器6005都使用经过解析的流类型信息，以便执行解码处理。可应用于本发明中的其它流类型包括用于音频数据的MPEG 4音频、AC 3、AAC、AAC+、BSAC、HE AAC、AAC SBR、和MPEG-S，并且还可以包括用于视频数据的MPEG 2视频、MPEG 4视频、H.264、SVC、和VC-1。

此外，参照图71，在使用分层模式和非分层模式的字段中，诸如MPH视频流：非分层模式和MPH音频流：非分层模式，可以分别将使用用于音频数据的MPEG 4音频、AC 3、AAC、AAC+、BSAC、HE AAC、AAC SBR、及MPEG-S和用于视频数据的MPEG 2视频、MPEG 4视频、H.264、SVC、及VC-1作为各种音频流和视频流的替换类型的示例视为本发明的其它实施方式，并且因此，可以将这些示例包括在本发明的范围之内。同时，可以将stream_type字段提供为PMT中的一个字段。并且在这种情况下，显然这种stream_type字段包括上述句法。STT发送关于当前数据的信息和定时信息。RTT发送关于节目分级的区域和咨询机构的信息。ETT发送对特定信道和广播节目的额外描述。EIT发送关于虚拟信道事件(即，节目标题、节目开始时间等)的信息。

图72例示了根据本发明的用于事件信息表(EIT)的比特流句法。在该实施方式中，图72所示的EIT与PSIP表相对应，PSIP表包括关于虚拟信道中的事件的标题、开始时间、时长等信息。参照图72，EIT由多个字段构成，这些字段包括table_id字段、section_syntax_indicator字段、private_indicator字段、source_ID字段、version_numbers_in_section字段、current_next_indicator字段、和num_event字段。更具体地说，table_id字段是具有值‘oxCB’的8比特字段，其表示相应的区段被包括在EIT中。section_syntax_indicator字段是具有值‘1’的1比特字段。其表示相应的区段通过section_length字段并且遵循一般区段的句法。private_indicator字段对应于具有值‘1’的1比特字段。

另外，source_ID字段与用于标识承载上述表所示出的事件的虚拟信道的ID。version_numbers_in_section字段表示事件信息表所包括的元素的版本。在本发明中，关于之前的版本号，在事件信息表中包括了事件变化信息，其中，具有新版本号的事件变化信息被视为最近变化的信息。Current_next_indicator字段表示相应的EIT所包括的事件信息是当前信息还是后续信息。并且最终，num_event针对表示具有源ID的信道所包括的事件的数量。更具体地说，下面示出的事件循环被重复与事件的数量一样地多的次数。

上述EIT字段一般地被应用于一个EIT句法所包括的至少一个或更多个事件。所包括的循环语句(“for(j＝0；j＜num_event_in_section；j++){}”描述了各个事件的特征。以下字段表示各个单独的事件的详细信息。因此以下字段被分别地应用于EIT句法所描述的各个相应的事件。事件循环中所包括的event_ID是用于标识各个单独的事件的标识符。事件ID的数量与用于扩展的文字消息(即，ETM_ID)的标识符的一部分相对应。start_time表示事件的开始时间。因此，start_time字段采集从电子程序信息提供了节目的开始时间信息。length_in_seconds字段表示事件的持续时间。因此，length_in_seconds字段采集从电子节目信息提供的节目的结束时间信息。更具体地说，通过将start_time字段值与length_in_seconds字段值相加来采集结束时间信息。title_text()字段可用于表示广播节目的标题。

同时，可以将应用于各个事件的描述符包括在EIT中。这里，descriptors_length字段表示描述符的长度。另外，‘for’循环重复语句所包括的描述符循环(即，描述符{})包括AC-3音频描述符、MPEG 2音频描述符、MPEG 4音频描述符、AAC描述符、AAC+描述符、HE AAC描述符、AAC SBR描述符、MPEG环绕描述符、BSAC描述符、MPEG 2视频描述符、MPEG 4视频描述符、H.264描述符、SVC描述符、和VC-1描述符中的至少一个。这里，各描述符都描述了关于被应用于各个事件的音频/视频编解码器的信息。可以将这种编解码器的信息提供给音频/视频解码器6004和6005并且在解码处理中使用该信息。

最后，DCCT/DCCSCT发送与自动(或直接)信道变化相关的信息。而MGT发送PSIP所包括的上述表的版本和PID信息。PSI/PSIP所包括的上述表中的每一种都由被称为“区段”的基本单位构成，并且一个或更多个区段的组合形成表。例如，可以将VCT划分成256个区段。这里，一个区段可包括多个虚拟信道信息。然而，不将单组信道信息划分成两个或更多个区段。此处，接收系统可以对仅使用PSI所包括的表、或仅使用PSIP包括的表、或PSI与PSIP中包括的表的组合而发送的数据业务的数据进行解析和解码。为了对移动业务数据进行解析和解码，需要PSI所包括的PAT和PMT、以及PSIP所包括的VCT中的至少一种。例如，PAT可包括用于发送移动业务数据的系统信息，以及PMT的与移动业务数据相对应的PID(或节目号)。PMT可包括TS包的用于发送移动业务数据的PID。VCT可包括关于发送移动业务数据的虚拟信道、和TS包的用于发送移动业务数据的PID的信息。

同时，根据本发明的实施方式，可以应用DVB-SI而不应用PSIP。DVB-SI可包括网络信息表(NIT)、业务描述表(SDT，service descriptiontable)、事件信息表(EIT)、和时间与数据表(TDT，time and date table)。DVB-SI可与上述的PSI组合使用。这里，NIT按照特定组来划分与特定的网络提供商相对应的业务。NIT包括在IRD建立过程中使用的所有调谐信息。NIT可用于告知或通知调谐信息的任何变化。SDT包括业务名称和与特定的MPEG复用相对应的各种业务相关联的不同参数。EIT用于发送与MPEG复用中发生的所有事件相关联的信息。EIT包括关于当前的传输的信息，也包括选择性地包括可由IRD接收到的不同传输流的信息。而TDT用于更新IRD中所包括的时钟。

此外，还可以包括三种选择性SI表(即，业务群关联表(BAT，bouquetassociate table)、运行状态表(RST，running status table)、和填充表(ST，stuffing table))。更具体地说，业务群关联表(BAT)提供使IRD能够向观众提供业务的业务分组方法。每一个特定的业务都属于至少一个“群”单元。运行状态表(RST)区段用于快速地和立即地更新至少一个事件执行状态。只在事件状态的变化点处发送一次执行状态区段。而其它的SI表一般地发送若干次。填充表(ST)可用于替换或放弃附属的表或整个SI表。

在本发明中，当移动业务数据对应于音频数据和视频数据时，优选的是，被包括(或被载入)在TS包的有效载荷中的移动业务数据对应于PES类型的移动业务数据。根据本发明的另一实施方式，当移动业务数据对应于数据业务的数据(或数据业务数据)时，被包括在TS包的有效载荷中的移动业务数据由数字存储介质命令与控制(DSM-CC)区段格式组成。然而，包括有数据业务数据的TS包可对应于打包基本流(PES，packetized elementary stream)类型或区段类型。更具体地说，或者由PES类型数据业务数据构成TS包，或者由区段类型数据业务数据构成TS包。包作为本发明的示例，将给出由区段类型数据构成的TS包。此处，数据业务数据被包括在数字存储介质命令与控制(DSM-CC)区段中。这里，DSM-CC区段由188字节单位的TS包构成。

此外，TS包的构成DSM-CC区段的包标识被包括在数据业务表(DST)中。当发送DST时，将‘0x95’赋予为PMT或VCT的业务位置描述符所包括的stream_type字段的值。更具体地说，当PMT或VCT的stream_type字段的值是‘0x95’时，接收系统可对包括了移动业务数据的数据广播节目的接收做出确认。此处，可以通过数据/对象轮播方法来发送移动业务数据。数据/对象轮播方法对应于有规律地重复发送相同的数据。

此处，根据SI和/或数据解码器6010的控制，解复用器6003执行区段滤波，由此放弃重复的区段并仅将非重复的区段输出到SI和/或数据解码器6010。解复用器6003还可以通过区段滤波以仅将构成期望表(例如，VCT或EIT)的区段输出到SI和/或数据解码器6010。这里，VCT或EIT可以包括移动业务数据的特定描述符。然而，本发明没有排除将移动业务数据包括在其它表(例如，PMT)中的可能性。区段滤波方法可包括在执行区段滤波处理之前对由MGT定义的表(如VCT)的PID进行验证的方法。或者，区段滤波方法还可以包括在VCT包括固定的PID(即，基础PID)时未对MGT进行验证而直接执行区段滤波处理的方法。此处，解复用器6003通过参考table_id字段、version_number字段、section_number字段等来执行区段滤波处理。

如上所述，对VCT的PID进行定义的方法广义上包括两种不同的方法。这里，VCT的PID是区分VCT与其它表所需的包标识符。第一种方法包括：设定VCT的PID，以使得该PID取决于MGT。在这种情况下，接收系统不能直接地验证众多PSI和/或PSIP表中的VCT。相反，为了读取VCT，接收系统必需检查在MGT中定义的PID。这里，MGT对不同表的PID、大小、版本号等进行定义。第二种方法包括：设定VCT的PID，以使得PID具有基础PID值(或固定PID值)，从而不取决于MGT。在这种情况下，与第一种方法不同，无需对MGT所包括的每一个单独的PID进行验证，就可以识别出根据本发明的VCT。很明显，必需预先在发送系统与接收系统之间达成关于基础PID的协定。

同时，在本发明的实施方式中，通过区段滤波，解复用器6003可以仅将应用信息表(AIT，application information table)输出到SI和/或数据解码器6010。AIT包括关于在接收机中运行的用于数据业务的应用的信息。也可以将AIT表示为XAIT、和AMT。因此，包括应用信息的任何表都可以与以下描述相对应。当发送AIT时，可以将值‘0x05’赋予PMT的stream_type字段。AIT可以包括应用信息，诸如应用名称、应用版本、应用优先级、应用ID、应用状态(即，自动启动、用户专用设置、取消等)、应用类型(即，Java或HTML)、包括应用类和数据文件的流的定位(或位置)、应用平台目录、和应用图标的位置。

在使用AIT来检测数据业务的应用信息的方法中，可以使用component_tag、original_network_id、transport_stream_id、和srvice_id字段来检测应用信息。component_tag字段指定了承载相应的对象轮播的DSI的基本流。original_network_id字段表示提供传输连接的TS的DVB-SI original_network_id。transport_stream_id字段表示提供传输连接的TS的MPEG TS，而service_id字段表示提供传输连接的业务的DVB-SI。通过使用original_network_id字段、transport_stream_id字段、和service_id字段，可以获得关于特定信道的信息。可以由SI和/或数据解码器6010将使用上述方法检测到的诸如应用数据等数据业务数据存储在第二存储器6011中。

SI和/或数据解码器6010对构成解复用的移动业务数据的DSM-CC区段进行解析。随后，在第二存储器6011中，将与解析结果相对应的移动业务数据存储为数据库。SI和/或数据解码器6010组合具有相同的表标识(table_id)多个区段以构成表，该表随后被解析。之后，解析结果被作为数据库存储在第二二存储器6011中。此处，通过对数据和/或区段进行解析，SI和/或数据解码器6010读取了没有经过解复用器6003的区段滤波的所有剩余的实际区段数据。随后，SI和/或数据解码器6010将读取的数据存储到第二存储器6011。第二存储器6011对应于存储了根据表而解析的系统信息和根据DSM-CC区段而解析的移动业务数据的表和数据/对象轮播数据库。这里，表所包括的table_id字段、section_number字段、和last_section_number字段可用于表示相应的表是否由单个区段或多个区段构成。例如，具有VCT的PID的TS包被组合以形成区段，而具有分配给VCT表标识符的区段被组合以形成VCT。当对VCT进行解析时，可以获得关于移动业务数据将发送到的虚拟信道的信息。

另外，根据本发明，SI和/或数据解码器6010对VCT的SLD进行解析，由此将具有相应的基本流的流类型信息发送到音频解码器6004或视频解码器6005。在这种情况下，相应的音频解码器6004或视频解码器6005使用发送的流类型信息以执行音频或视频解码处理。此外，根据本发明，SI和/或数据解码器6010对EIT的AC-3音频描述符、MPEG 2音频描述符、MPEG 4音频描述符、AAC描述符、AAC+描述符、HE AAC描述符、AAC SBR描述符、MPEG环绕描述符、BSAC描述符、MPEG 2视频描述符、MPEG 4视频描述符、H.264描述符、SVC描述符、VC-1描述符等进行解析，由此将相应事件的音频或视频编解码器信息发送到音频解码器6004或视频解码器6005。在这种情况下，相应的音频解码器6004或视频解码器6005使用发送的音频或视频编解码器信息以便于执行音频或视频解码处理。

可以将所获得的与数据业务相对应的应用标识信息、业务组成标识信息、和业务信息存储在第二存储器6011中，或者将它们输出到数据广播应用管理器6013。此外，可以参考应用标识信息、业务组成标识信息、和业务信息来对数据业务数据进行解码。或者，这些信息还可以为数据业务的应用程序的操作做准备。另外，SI和/或数据解码器6010控制对系统信息表的解复用，系统信息表对应于与信道和事件相关的信息表。之后，可以将A/V PID列表发送到信道管理器6007。

信道管理器6007可以参考信道映射表6008来将对接收系统相关信息数据的请求发送到SI和/或数据解码器6010，从而接收相关结果。此外，信道管理器6007还控制调谐器6001的信道调谐。此外，信道管理器6007可以直接地控制解复用器6003，以建立A/V PID，由此控制音频解码器6004和视频解码器6005。

音频解码器6004与视频解码器6005可以分别地对根据主业务数据包解复用的音频数据和视频数据进行解码并将其输出。或者，音频解码器6004与视频解码器6005可以分别地对根据移动业务数据包解复用的音频数据和视频数据进行解码并输出。同时，当移动业务数据包括数据业务数据以及音频数据和视频数据时，明显地由音频解码器6004和视频解码器6005来分别地对经过解复用器6003解复用的音频数据和视频数据进行解码。例如，可对音频解码器6004应用自编码(AC，auto-coding)-3解码算法、MPEG-2音频解码算法、MPEG-4音频解码算法、AAC解码算法、AAC+解码算法、HE AAC解码算法、AAC SBR解码算法、MPEG环绕解码算法、和BSAC解码算法。同样，可对视频解码器6005应用MPEG-2视频解码算法、MPEG-4视频解码算法、H.264解码算法、SVC解码算法、VC-1解码算法。因此，可以执行解码处理。

同时，本机电视应用管理器6006操纵存储在第一存储器6009中的本机应用程序，由此执行诸如信道改变等一般功能。本机应用程序涉及在产品出厂时存储在接收系统中的软件。更具体地说，当通过用户界面(UI)将用户请求(或命令)发送到接收系统时，本机电视应用管理器6006通过图形用户界面(GUI)在屏幕上显示用户请求，由此响应用户的请求。用户界面通过诸如遥控器、键区、微动控制器(jog controller)、设置在屏幕上的触摸屏等输入装置接收用户请求，并且随后将接收到的用户请求输出到本机电视应用管理器6006和数据广播应用管理器6013。此外，本机电视应用管理器6006控制信道管理器6007，由此控制诸如信道映射表6008的管理的信道相关操作，并控制SI和/或数据解码器6010。本机电视应用管理器6006还控制整个接收系统的GUI，由此将用户请求和接收系统的状态存储在第一存储器6009中并恢复存储的信息。

信道管理器6007控制调谐器6001与SI和/或数据解码器6010以管理信道映射表6008，使得信道映射表6008能够响应用户做出的请求。更具体地说，信道管理器6007将请求发送到SI和/或数据解码器6010，从而对与需要调谐的信道相关的表进行解析。由SI和/或数据解码器6010将解析的表的结果报告给信道管理器6007。之后，基于解析结果，信道管理器6007更新信道映射表6008并在解复用器6003中建立用于对与来自移动业务数据的数据业务数据相关的表进行解复用的PID。

系统管理器6012通过开机或关机来控制接收系统的启动。随后，系统管理器6012将ROM映像(包括下载的软件映像)存储在第一存储器6009中。更具体地说，第一存储器6009存储管理程序(诸如管理接收系统所需的操作系统(OS)程序和执行数据业务功能的应用程序)。应用程序是处理存储在第二存储器6011中的数据业务数据以向用户提供数据业务的程序。如果数据业务数据存储在第二存储器6011中，则由上述应用程序或其它应用程序来处理相应的数据业务数据，由此将其提供给用户。可以将存储在第一存储器6009中的管理程序和应用程序更新或修改为新近下载的程序。此外，即使关闭系统电源，也维持所存储的管理程序和应用程序的储存而不加以删除。因此，当供电时，不需要再次重新下载程序就可以执行程序。

可以在接收系统出厂时将根据本发明的、用于提供数据业务的应用程序初始地存储在第一存储器6009中，或者可以在下载后将应用程序存储在第一存储器6009中。还可以删除、更新、或修改存储在第一存储器6009中的用于数据业务的应用程序(即，数据业务提供应用程序)。此外，可以在每次接收到数据业务数据时下载数据业务提供应用程序并与数据业务数据一起执行。

当通过用户界面发送了数据业务请求时，数据广播应用管理器6013操纵存储在第一存储器6009中的相应应用程序以处理所请求的数据，由此向用户提供所请求的数据业务。并且，为了提供这种数据业务，数据广播应用管理器6013支持图形用户界面(GUI)。这里，可以以文字(或短消息业务(SMS))、语音消息、静止图像、和活动图像的形式来提供数据业务。可以对数据广播应用管理器6013提供用于执行存储在第一存储器6009中的应用程序的平台。该平台例如可以是用于执行Java程序的Java虚拟机。此后，将详细地描述数据广播应用管理器6013的示例，该数据广播应用管理器6013执行存储在第一存储器6009中的数据业务提供应用程序以处理存储在第二存储器6011中的数据业务数据，由此向用户提供相应的数据业务。

假设数据业务对应于交通信息业务，根据本发明的数据业务被提供给具有接收机的用户，接收机末配置文字(或短消息业务(SMS))、语音消息、图形消息、静止图像、和活动图像中的至少一种形式的电子地图和/或GPS系统。在这种情况下，当如图67所示那样将GPS模块6020安装在接收系统上时，GPS模块6020接收从多颗低地球轨道卫星发送的卫星信号并提取当前位置(或区域)信息(例如，经度、纬度、高度)，由此将所提取的信息发送到数据广播应用管理器6013。

此处，假设包括关于各条链路和节点的信息和其它各种图形信息的电子地图被存储在第存储器6011、第一存储器6009、以及未示出的其它存储器中的一个。更具体地说，根据数据广播应用管理器6013做出的请求，读取了存储在第二存储器6011中的数据业务数据并将其输入到数据广播应用管理器6013。数据广播应用管理器6013解释(或解密)从第二存储器6011读取的数据业务数据，由此根据消息的内容和/或控制信号来提取必要信息。换言之，数据广播应用管理器6013使用当前位置信息和图形信息，以使得能够处理当前位置信息并以图形格式向用户提供当前位置信息。

图73例示了根据本发明另一实施方式的数字广播(或电视)接收系统的结构的框图。参照图73，数字广播接收系统包括调谐器7001、解调单元7002、解复用器7003、第一解扰器7004、音频解码器7005、视频解码器7006、第二解扰器7007、认证单元7008、本机电视应用管理器7009、信道管理器7010、信道映射表7011、第一存储器7012、数据解码器7013、第二存储器7014、系统管理器7015、数据广播应用管理器7016、存储控制器7017、第三存储器7018、通信模块7019、和GPS模块7020。这里，第三存储器7018是大容量存储装置，诸如硬盘驱动器(HDD)或存储芯片。另外，在对图73所示的数字广播(或电视)接收系统进行描述的过程中，为了简单起见，将省略那些与图67的数字广播接收系统的组件相同的组件。

如上所述，为了提供防止非法复制(或拷贝)或非法观看通过使用广播系统来发送的经过加强的数据和/或主要数据的业务，并且提供付费广播业务，发送系统通常可以加扰并发送广播内容。因此，为了向用户提供正常的广播内容，接收系统需要对经过加扰的广播内容进行解扰。此外，在解扰处理前，一般可以使用认证装置来对接收系统执行认证处理。此后，将详细地描述根据本发明的一个实施方式的包括认证装置和解扰装置的接收系统。

根据本发明，接收系统可设置接收加扰的广播内容的解扰装置和认证(或验证)接收系统是否有权接收加扰内容的认证装置。此后，将把解扰装置称为第一解扰器7004和第二解扰器7007，而将把认证装置称为认证单元7008。这种对相应组件的命名仅仅是示例性的，并且不限于本发明的说明书所提出的术语。例如，还可以将这些单元称为解密器。尽管图73例示了设置在接收系统内部的解扰器7004和7007以及认证单元7008，但是可以将解扰器7004和7007以及认证单元7008单独地设置在内部或外部模块中。这里，模块可包括槽型(诸如SD或CF存储器)、存储棒型、和USB型等，并且可拆卸地固定到接收系统。

如上所述，当认证单元成功地执行了认证处理时，由解扰器7004和7007对加扰的广播内容进行解扰，由此将解扰的广播内容提供给用户。此处，可以使用多种认证方法和解扰方法。然而，在接收系统与发送系统之间，应对各种相应方法达成协定。此后，将描述认证方法和解扰方法，并且为了简单起见，将省略对相同的组件或处理步骤的描述。

将详细地描述包括认证单元7008和解扰器7004与7007的接收系统。接收系统通过调谐器7001和解调单元7002接收加扰的广播内容。随后，系统管理器7015确定接收到的广播内容是否已被加扰。这里，可以包括解调单元7002作为如图38到图66所述的根据本发明的实施方式的解调装置。然而，本发明并不限于这里所说明的描述中给出的示例。如果系统管理器7015确定接收到的广播内容已被加扰，则系统管理器7015对系统进行控制以操纵认证单元7008。如上所述，为了确定根据本发明的接收系统是否对应于被授权接收付费广播业务的合法主机，认证单元7008执行认证处理。这里，认证处理可根据认证方法而不同。

例如，认证单元7008可通过将接收到的广播内容中的IP地址和IP数据报与相应主机的特定地址进行比较来执行认证处理。此处，相应接收系统(或主机)的特定地址可以是MAC地址。更具体地说，认证单元7008可从封装的IP数据报中提取IP地址，由此获得与IP地址映射的接收系统信息。此处，接收系统可预先设置有与IP地址和接收系统信息相映射的信息(例如，表格式)。因此，认证单元7008通过确定相应的接收系统的地址和与IP地址映射的接收系统的系统信息之间的一致性来进行认证处理。换言之，如果验证单元7008确定两种类型的信息彼此相符，则认证单元7008确定该接收系统被授权接收相应的广播内容。

在另一示例中，由接收系统与发送系统预先定义了标准化的标识信息。随后，由发送系统来发送请求付费广播业务的接收系统的标识信息。之后，接收系统确定接收到的标识信息是否与其自身唯一的标识号相符，从而执行认证处理。更具体地说，发送系统建立用于存储请求付费广播业务的接收系统的标识信息(或标识号)的数据库。随后，如果相应的广播内容被加扰，则发送系统将标识信息包括在EMM中，并随后将其发送到接收系统。

如果相应的广播内容被加扰，则通过相应的数据报头或另一数据包来发送诸如CAS信息、模式信息、消息位置信息等应用于广播内容的加扰的消息(例如，授权控制消息(ECM，entitlement control message)、授权管理消息(EMM，entitlement management message))。ECM可包括用于广播内容的加扰的控制字(CW)。此处，可以使用认证密钥对控制字进行编码。EMM可包括认证密钥和相应数据的授权信息。这里，可以使用接收系统专用分发密钥对认证密钥进行编码。换言之，假设使用控制字对增强的数据进行加扰，并且从发送系统发送认证信息和解扰信息，则发送系统使用认证信息对CW进行编码并随后将编码后的CW包括在授权控制消息(ECM)中，ECM随后被发送到接收系统。此外，发送系统将用于对CW和接收系统的接收数据(或业务)的授权进行编码的认证密钥(即，有权接收相应广播业务或数据的接收系统的标准化序号)包括在授权管理消息(EMM)中，EMM随后被发送到接收系统。

相应地，接收系统的认证单元7008提取接收系统的标识信息和接收到的广播业务的EMM所包括的标识信息。随后，认证单元7008确定标识信息是否彼此相符，从而执行认证处理。更具体地说，如果认证单元7008确定信息彼此相符，则认证单元7008最终确定接收系统有权接收所请求的广播业务。

在再一示例中，接收系统的认证单元7008可拆卸地固定到外部模块。在这种情况下，接收系统通过公共接口(CI)与外部模块连接。换言之，外部模块可以通过公共接口来接收由发送系统加扰的数据，由此执行接收数据的解扰处理。或者，外部模块还可以仅将解扰处理所需的信息发送到接收系统。公共接口被构造在物理层和至少一个协议层上。这里，考虑到在稍后处理中协议层的可能扩展，可以将相应的协议层构造成至少具有能够各自提供独立功能的一层。

外部模块可由具有关于加扰处理所使用的密钥的信息和其它认证信息但不包括任何解扰功能的存储器或卡组成，或者由具有上述密钥信息和认证信息且包括加扰功能的卡组成。为了向用户提供从发送系统提供(或发送)的付费广播业务，接收系统与外部模块二者都应该得到认证。因此，发送系统可以向得到认证的接收系统与外部模块对提供相应的付费广播业务。

而且，应该通过公共接口在接收系统与外部模块之间执行认证处理。更具体地说，模块可通过公共接口与接收系统所包括的系统管理器7015进行通信，由此对接收系统进行认证。或者，接收系统可通过公共接口来对模块进行认证。此外，在认证处理过程中，模块可提取接收系统的唯一ID和其自身的唯一ID并将提取的ID发送到发送系统。因而，发送系统可使用发送的ID值作为确定是否开始所请求的业务的信息或作为付费信息。只要有必要，系统管理器7015就通过通信模块7019将付费信息发送到远程发送系统。

认证单元7008对相应的接收系统和/或外部模块进行认证。随后，如果成功地完成了认证处理，则认证单元7008证实相应的接收系统和/或外部模块是有权接收请求的付费广播业务的合法系统和/或合法模块。此外，认证单元7008还可以从接收系统的用户所签约的移动通信业务提供商接收认证相关信息，而不是从提供所请求的广播业务的发送系统接收认证相关信息。在这种情况下，可以由提供广播业务的发送系统来加扰认证相关信息并随后通过移动通信业务提供商将该信息发送给用户，或者可以由移动通信业务提供商直接地加扰并发送认证相关信息。一旦认证单元7008成功地完成了认证处理，则接收系统可对从发送系统接收到的经过加扰的广播内容进行解扰。此处，由第一解扰器7004和第二解扰器7007执行解扰处理。这里，可以将第一解扰器7004和第二解扰器7007包括在接收系统的内部模块或外部模块中。

接收系统还设置有用于与包括第一解扰器7004和第二解扰器7007的外部模块进行通信的公共接口，从而执行解扰处理。更具体地说，可以硬件、中间件或软件的形式将第一解扰器7004和第二解扰器7007包括在模块或接收系统中。这里，可以将解扰器7004和7007包括在模块和接收系统的任一个或二者中。如果第一解扰器7004和第二解扰器7007设置在接收系统内部，则有利的是，由发送系统(即，业务提供商和广播站中的至少一个)使用相同的加扰方法对相应的数据进行加扰。

另选的是，如果第一解扰器7004和第二解扰器7007设置在外部模块中，有利的是，由各个发送系统使用不同的加扰方法对相应的数据进行加扰。在这种情况下，接收系统不需要设置与各发送系统相对应的解扰算法。因此，接收系统的结构和大小可以更加简化和紧凑。相应地，在这种情况下，外部模块自身可能能够提供唯一地且仅由各个发送系统提供的CA功能、以及与将被提供给用户的各种业务相关的功能。公共接口使得接受系统所包括的各种外部模块和系统管理器7015能够使用单一通信方法相互通信。此外，由于可以通过使接收系统与提供不同业务的至少一个或更多个模块连接来操纵该接收系统，因此，接收系统可以与多个模块和控制器相连接。

为了保持接收系统与外部模块之间的成功通信，公共接口协议包括周期性地检测对方组件的状态的功能。通过使用该功能，接收系统与外部模块能够管理备相对的对等物(correspondent)的状态。该功能还向用户或发送系统报告在接收系统和外部模块的任一个中可能发生的故障并试图恢复故障。

在再一示例中，可以通过软件来执行认证处理。更具体地说，当例如将具有下载的并预先存储在其中的CAS软件的存储卡插入接收系统中时，接收系统从存储卡接收并加载CAS软件，从而执行认证处理。在该示例中，从存储卡中读取CAS软件并将其存储在接收系统的第一存储器7012中。之后，在接收系统中操作作为应用程序的CAS软件。根据本发明的一个实施方式，CAS软件被安装(或存储)在中间件平台上并随后被执行。将提供Java中间件作为本发明所包括的中间件的示例。这里，CAS软件至少包括认证处理所需的信息和解扰处理所需的信息。

因此，认证单元7008执行发送系统与接收系统之间以及接收系统与存储卡之间的认证处理。此处，如上所述，存储卡应有权接收相应数据并应该包括关于可以被认证的标准接收系统的信息。例如，关于接收系统的信息可包括唯一的号码(如相应的接收系统的标准化的序号)。因此，认证单元7008将存储卡所包括的标准化的序号与接收系统的唯一信息相比较，由此执行接收系统与存储卡之间的认证处理。

如果在Java中间件基础中首先执行CAS软件，则执行了接收系统与存储卡之间的认证。例如，当存储在存储卡中的接收系统的唯一号码与从系统管理器7015中读出的接收系统的唯一号码相符时，则存储卡被验证并确定为可以在接收系统中使用的标准存储卡。此处，本发明的CAS软件可以在出厂时就安装在第一存储器7012中，也可以从发送系统或模块或存储卡下载到第一存储器7012中，如上所述。这里，可以由数据广播应用管理器7016来操纵作为应用程序的解扰功能。

之后，CAS软件解析从解复用器7003输出的EMM/ECM包，以验证接收系统是否有权接收相应数据，由此获得解扰(即，CW)所需的信息并将得到的CW提供给解扰器7004和7007。更具体地说，运行在Java中间件平台中的CAS软件首先从相应的接收系统读出接收系统的唯一(或序列)号码，并将其与通过EMM发送的接收系统的唯一号码相比较，由此验证接收系统是否有权接收相应数据。一旦验证了接收系统的接收权，则使用将发送到ECM的相应广播业务信息与接收相应广播业务的授权来验证接收系统是否有权接收相应的广播业务。一旦接收系统被验证为有权接收相应的广播业务，则使用发送到EMM的认证密钥来解码(或解密)编码的CW并将其发送到ECM，由此将解码后的CW发送到解扰器7004和7007。解扰器7004和7007各自使用CW对广播业务进行解扰。

同时，根据广播站将提供的付费业务，可以扩展存储在存储卡中的CAS软件。而且，CAS软件还可以包括与认证和解扰相关的信息之外的其它附加信息。此外，接收系统可以从发送系统下载CAS软件以升级(或更新)最初存储在存储卡中的CAS软件。如上所述，无论广播接收系统的类型如何，只要设置了外部存储接口，则本发明可以实施符合能够可拆卸地固定到接收系统的所有类型的存储卡的要求的CAS系统。因此，本发明可以以最小的制造成本来实现接收系统的最大性能，其中，接收系统可接收诸如广播节目的付费广播内容，由此确认并考虑到了各种接收系统。而且，由于在本发明的实施方式中，只需要实施最小的应用程序接口，因此可以将制造成本减到最小，由此消除了制造商对CAS制造商的依赖。相应地，也可以将CAS设备和管理系统的制造成本减到最小。

同时，可以以硬件或软件的形式将解扰器7004和7007包括在模块中。在这种情况下，可以由模块来解扰接收到的加扰数据并随后对其进行解调。另外，如果将接收的加扰数据存储在第三存储器7018中，则可以对接收到的数据进行解扰并存储，或者在接收到数据的时间点处将接收到的数据存储在存储器中并随后在播放(或再现)该数据前对其解扰。之后，如果在存储控制器7017中设置了加扰/解扰算法，则存储控制器7017对接收到的数据再次地进行加扰并随后将再次加扰的数据存储到第三存储器7018。

在再一示例中，通过广播网络发送经过解扰的广播内容(该内容的传输受到限制)。另外，为了禁用对相应数据的接收限制，通过通信模块7019发送和/或接收与认证和数据的解扰相关的信息。因此，接收系统能够执行相互(或双向)通信。接收系统可以将数据发送到发送系统内的通信模块，也可以得到从发送系统内的通信模块提供的数据。这里，数据对应于需要发送到发送系统或从发送系统发送的广播数据，并且可对应于诸如接收系统的序列号码或MAC地址的唯一信息(即，标识信息)。

接收系统所包括的通信模块7019提供执行不支持相互通信功能的接收系统与发送系统所包括的通信模块之间的相互(或双向)通信所需的协议。此外，接收系统使用标签长度值(TLV，tag-length-value)编码方法来构造协议数据单元(PDU)，PDU包括将被发送的数据和唯一信息(或ID信息)。这里，标签字段包括相应PDU的索引。长度字段包括值字段的长度。而值字段包括将被发送的实际数据和接收系统的唯一号码(例如，标识号)。

接收系统可构造配置有Java平台且在通过网络将发送系统的Java应用下载到接收系统之后工作的平台。在这种情况下，也可以构造从接收系统所包括的存储装置下载包括由发送系统自身定义的标签字段在内的PDU并随后将下载的PDU发送到通信模块7019的结构。另外，可以在接收系统的Java应用中构造PDU并随后将其输出到通信模块7019。还可以通过从Java应用发送标记值、待发送的实际数据、相应的接收系统的唯一信息并在接收系统中执行TLV编码处理来构造PDU。由于即使添加了发送系统需要的数据(或应用)的情况下也不需要改变接收系统的固件，因此这种结构非常有利。

发送系统内的通信模块可通过无线数据网络来发送从接收系统接收的PDU，或者可以将通过网络接收到的数据构造成发送到主机的PDU。此时，当构造发送到主机的PDU时，发送端内的通信模块可包括被设置在远程位置的发送系统的唯一信息(例如，IP地址)。另外，在通过无线数据网络接收和发送数据过程中，接收系统可设置有公共接口，并且还设置有可通过移动通信基站(如CDMA和GSM)来连接的WAP、CDMA1x EV-DO，并且还设置有可通过接入点连接的无线LAN、移动互联网、WiBro、WiMax。上述接收系统对应于未配备通信功能的系统。然而，配备通信功能的接收系统部不需要通信模块7019。

通过上述无线数据网络而发送和接收的广播数据可包括执行限制数据接收的功能所需的数据。同时，解复用器7003或者接收从从解调单元7002输出的实时数据、或者接收从第三存储器7018读取的数据，由此执行解复用。在本发明的实施方式中，解复用器7003对得到增强的数据包执行解复用。前面已经在本发明的说明中描述了相似的处理步骤。因此，为了简单起见，将省略详细的对增强数据进行解复用的处理。

第一解扰器7004从解复用器7003接收经过解复用的信号并对接收到的信号执行解扰。此时，第一解扰器7004可接收从认证单元7008接收到的认证结果和解扰处理所需的其它数据，从而执行解扰处理。音频解码器7005和视频解码器7006接收经过第一解扰器7004解扰的信号，并随后将信号解码并输出。或者，如果第一解扰器7004没有执行解扰处理，则音频解码器7005和视频解码器7006直接地将接收到的信号解码并输出。在这种情况下，由第二解扰器7007接收经过解码的信号并随后将其解扰并进行相应的处理。

尽管此处参照本发明的优选实施方式介绍和例示了本发明，但是很明显的是，本领域的技术人员不脱离本发明的精神或范围的情况下可以进行各种修改和变型。因此，本发明旨在涵盖落入本发明所附的权利要求及其等同物的范围内的修改例和变型例。

这里，结合“最优实施方式”对本发明的实施方式进行描述。

根据本发明的、用于发送和接收信号的方法和用于发送和接收信号的装置的实施方式可以用于广播和通信领域。

Claims (14)

1.一种接收系统，该接收系统包括：

接收单元，其接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号，所述移动业务数据构成了RS帧，所述RS帧包括所述移动业务数据的至少一个数据包、基于所述至少一个数据包生成的RS奇偶校验、以及基于所述至少一个数据包和所述RS奇偶校验生成的CRC校验和；

解调器，其将由所述接收单元接收到的所述广播信号中包括的RS帧数据转换成基带RS帧数据；

均衡器，其对由所述解调器解调后的数据执行信道均衡；

块解码器，其以块为单位对由所述均衡器进行了信道均衡的数据执行符号解码；以及

RS帧解码器，其以RS帧为单位对解码后的移动业务数据执行CRC解码和RS解码，由此来纠正所述RS帧内的所述移动业务数据中出现的错误。

2.根据权利要求1所述的接收系统，其中，数据组构成了RS帧，其中，将N个已知数据序列插入所述数据组内多个区域中的某些区域，并且其中，将传输参数插入所述N个已知数据序列中的第一已知数据序列与第二已知数据序列之间。

3.根据权利要求2所述的接收系统，该接收系统还包括：

传输参数检测器，其检测所述传输参数；以及

电源控制器，其基于检测到的传输参数来控制电源，由此接收分配了包括所请求移动业务数据的数据组的时隙。

4.根据权利要求2所述的接收系统，该接收系统还包括：

已知序列检测器，其检测所述已知数据，其中，所述均衡器利用检测到的已知数据来对所述移动业务数据进行信道均衡。

5.根据权利要求2所述的接收系统，其中，将一个RS帧数据分配给多个数据组中的至少某些区域，所述数据组构造有多个区域，然后接收所分配的RS帧数据。

6.根据权利要求2所述的接收系统，其中，将多个RS帧中的一个RS帧数据分配给多个数据组中的某些区域，所述数据组构造有多个区域，并且将其它RS帧数据分配给相应数据组内的剩余区域，然后接收所分配的RS帧数据。

7.根据权利要求2所述的接收系统，其中，利用下式来确定所述数据组的复用规则：

SLOT_i＝((4(i-1)+O_i)mod 16)+1

这里，如果1≤i≤4，则O_i＝0；

否则如果i≤8，则O_i＝2；

否则如果i≤12，则O_i＝1；

在其他情况O_i＝3，

1≤SLOT_i≤16，并且1≤i≤TNOG

SLOT_i表示子帧内被分配有第i个数据组的时隙，而TNOG表示分配给一个子帧的数据组的总数。

8.一种在接收系统中处理数据的方法，其包括以下步骤：

接收步骤，接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号，所述移动业务数据构成了RS帧，所述RS帧包括所述移动业务数据的至少一个数据包、基于所述至少一个数据包生成的RS奇偶校验、以及基于所述至少一个数据包和所述RS奇偶校验生成的CRC校验和；

转换步骤，将接收到的广播信号中包括的RS帧数据转换成基带RS帧数据；

均衡步骤，对解调后的数据执行信道均衡；

符号解码步骤，以块为单位对进行了信道均衡的数据执行符号解码；以及

CRC解码和RS解码步骤，以RS帧为单位对解码后的移动业务数据执行CRC解码和RS解码，由此来纠正所述RS帧内的所述移动业务数据中出现的错误。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，数据组构成了RS帧，其中，将N个已知数据序列插入所述数据组内多个区域中的某些区域，并且其中，将传输参数插入所述N个已知数据序列中的第一已知数据序列与第二已知数据序列之间。

10.根据权利要求9所述的方法，该方法还包括以下步骤：

检测所述传输参数；以及

基于检测到的传输参数来控制电源，由此接收分配了包括所请求移动业务数据的数据组的时隙。

11.根据权利要求9所述的方法，该方法还包括以下步骤：

检测所述已知数据，其中，所述均衡步骤利用检测到的已知数据来对所述移动业务数据进行信道均衡。

12.根据权利要求9所述的方法，其中，将一个RS帧数据分配给多个数据组中的至少某些区域，所述数据组构造有多个区域，然后接收所分配的RS帧数据。

13.根据权利要求9所述的方法，其中，将多个RS帧中的一个RS帧数据分配给多个数据组中的某些区域，所述数据组构造有多个区域，并且将其它RS帧数据分配给相应数据组内的剩余区域，然后接收所分配的RS帧数据。

14.根据权利要求9所述的方法，其中，基于下式来确定所述数据组的复用规则：

SLOT_i＝((4(i-1)+O_i)mod 16)+1

这里，如果1≤i≤4，则O_i＝0；

否则如果i≤8，则O_i＝2；

否则如果i≤12，则O_i＝1；

在其他情况O_i＝3，

1≤SLOT_i≤16，并且1≤i≤TNOG

SLOT_i表示子帧内被分配有第i个数据组的时隙，而TNOG表示分配给一个子帧的数据组的总数。

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