CN102084631B - 减小的峰值-rms比多码信号 - Google Patents

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Abstract

本文描述发射器和方法，它们生成减小的峰值-rms比多码无线电信号，这帮助节约电池使用寿命并且增加通信范围和平均数据吞吐率。

Description

减小的峰值-rms比多码信号
相关申请
本申请涉及美国专利申请No.12/166910，2008年7月2日提交，标题为“Multi-Dimensional Signal of Reduced Peak-to-RMS Ratio”(Attorney Docket No.P25702)。通过引用将这个文档的内容结合入本文中。
技术领域
一般来说，本发明涉及无线电信领域，具体来说，涉及用于生成减小的峰值-rms比多码无线电信号的发射器和方法，这帮助节约电池使用寿命，并且增加通信范围和平均数据吞吐率。
背景技术
同此定义下列缩写词，在现有技术和本发明的以下描述中涉及其中至少一部分。
CDMA    码分多址
FIR     有限脉冲响应
HSPA    高速分组接入
QAM     正交幅度调制
UMTS    通用移动电信服务
WCDMA宽带码分多址
在称作WCDMA或UMTS的第三代蜂窝系统中，当前存在正在规范的、用于将更高数据速率从移动电话发射到网络(或基站)的HSPA方法。HSPA传输使用称作“多码CDMA”的方式。在这种多码CDMA系统中，通过将各数据符号与扩展码组合，将其在时间和频谱上展开。在下行链路(基站到移动电话)，用于从基站发射信号的码在基站处经过协调，使得它们相互正交。相比之下，在上行链路(移动电话到基站)，不同移动电话之间实现正交性所需的协调被认为太难实现，因此各移动电话使用不同的随机码序列。
但是，在各移动电话处，仍然有可能生成在它们之间协调成相互正交的多个随机码序列。这些正交码的每个则可携带符号子流，使得组合符号流速率得到增强。但是，在这种情况下，移动电话的可用发射器功率将在不同码之间划分，这表示可对各子流成功接收和无差错解码的范围将减小。实际上，与通过只将发射器功率除以子流总数所预计的情况相比，从移动电话发射的多码调制信号中的每个子流的功率的减小情况更差。这是因为，与其说平均功率受到电池电压限制，不如说峰值信号幅度正好受到电池电压限制。
因此，在第三代蜂窝系统中，希望一种调制方案，它在所有子流的合成峰值信号幅度的限制内开发每个子流的最大平均功率。例如，如果移动电话使用具有三个长度＝4码的三码多码方案(其中各码携带采用相似幅度16QAM符号的子流)，则在给定峰值幅度限制内发射的总平均功率在滤波成包含该频谱时低于峰值7.32dB，并且每个子流的平均功率低于峰值12.1dB。滤波一般进一步增加峰值-rms比。HSPA标准描述对三个长度＝4扩展码方案的改进，原因在于它规定两倍功率(√2乘以幅度)的长度＝2码，它在与叠加和正交的长度＝4码携带第三符号的相同时间周期中携带两个符号，这有效地实现与三个长度＝4码相同的符号率。这个4+(2，2)配置能够开发低于峰值5.44dB的总平均功率，并且比关联三个长度＝4扩展码方案的4+4+4配置更有效1.88dB。虽然4+(2，2)配置工作顺利，但仍然希望移动电话能够在发射多码调制信号时进一步减小峰值-平均功率比。这个需要及其它需要由本发明的发射器和方法来解决。
发明内容
在一个方面，本发明提供一种发射器，所述发射器能够通过采用接受输入比特块的比特编组器、使用扩频信号编码方案的多个码来发射数据，将输入比特块分为多个小组，其中每个小组与复平面中的两个轴的一个或另一个以及与多个码的一个码关联，以及将比特小组路由到码片值生成器装置(例如查找表、实时计算装置)。码片值生成器装置生成I信号值和Q信号值，I信号值和Q信号值的每个按照以下所述来确定：(1)比特到符号映射，所述比特到符号映射将数字信号值与小组中的比特的每个可能模式关联；(2)轴旋转，所述轴旋转用于将任一对数字信号值与多维旋转矩阵(例如2×2旋转矩阵)相乘，以便生成旋转的信号值对；以及(3)加法，所述加法将与相同轴对应的旋转和/或非旋转数字信号值相加，以便分别生成I信号和Q信号值，其中与具有零度轴旋转的I信号值和Q信号值相比，所述I信号值和Q信号值具有减小的峰值-rms比。
在另一个方面，本发明提供一种用于使用用于携带多个多比特数据符号的多接入码来生成具有减小的峰值-rms比的无线电信号的方法。在一个实施例中，该方法包括下列步骤：(a)确定携带数据符号的多接入码的数量；(b)将一组比特分为数量小于或等于多接入码的数量的两倍的小组；(c)使用比特的每个小组来选择多个同相或正交信号值之一，其中通过如下方式修改至少一个所述所选信号值对以便得到旋转信号值：在所选信号值对的平面中执行轴旋转；(d)将各接入码与包含同相值之一和正交值之一或者包括旋转同相值之一和旋转正交值之一的复信号值相乘，以便得到各接入码的一组调制码片；以及(e)将各接入码的对应码片相加，以便得到多码信号，其中与没有轴旋转的无线电信号相比，减小了峰值-rms比。
本发明的附加方面将部分地在以下具体实施方式、附图和任何权利要求中提出，部分地从具体实施方式中得出或者可通过实施本发明来了解。
要理解，以上的一般描述和以下的具体实施方式只是示范和说明性的，而不是对所公开的本发明的限制。
附图说明
通过结合附图参照以下具体实施方式，可获得对本发明的更全面了解，附图包括：
图1是用于帮助说明本发明的传统HSPA 4+(2，2)多码蜂窝系统的简图；
图2是示出用于帮助说明本发明的16QAM星座的16个点的简图；
图3是与用于帮助说明本发明的传统4+4+4多码蜂窝系统关联的简图；
图4是示出用于帮助说明本发明、可将六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3编组以形成多维符号的不同方式的简图；
图5是可视地示出用于帮助说明本发明、调制到长度＝4码的16QAM符号相对调制到双倍功率(√2乘以幅度)的长度＝2码的16QAM符号的45度相位旋转的简图；
图6是具有根据本发明的一个实施例所配置的发射器的移动电话的框图；以及
图7是示出根据本发明的一个实施例、用于使用用于携带多个多比特数据符号的多接入码来生成具有减小的峰值-rms比的无线电信号的方法步骤的流程图。
具体实施方式
本发明包括实现一种调制方案的移动电话发射器和方法，该调制方案在所有子流的合成峰值信号幅度的限制内开发每个子流的期望平均功率。在一个实施例中，发射器发射包括N个CDMA扩展码的线性总和的信号，这些码与取决于复数据符号、例如16QAM符号的相应复信号值相乘。在复信号乘法之后这些码的实部和虚部构成每个码具有两个维的多维信号空间中的维。一对维可选择成形成平面，并且信号空间然后可在复数据符号被映射到信号空间之前在任何这种平面中旋转，使得应用数据符号调制之后的所得合成信号峰值-rms幅度比减小。为了帮助描述本发明，首先针对图1-4来提供与具有4+4+4配置的上述传统三码多码方案以及具有4+(2，2)配置的上述传统HSPA三码多码方案有关的详细描述，此后则相对图5-7来提供关于本发明的详细论述。
参照图1，存在传统HSPA三码多码蜂窝系统100的框图，其中移动电话102具有发射器108，发射器108向基站104发射每个4码片调制周期具有三个16QAM符号S1、S2和S3的无线电信号。如图所示，长度＝2码重复两次，并且用于接连携带两个16QAM符号S2和S2，而与长度＝2码正交的长度＝4码被加性叠加，并且用于在相同4码片周期期间携带第三16QAM符号S1。16QAM符号星座具有图2所示的一般形式。各符号S1、S2和S3具有4个比特，因此对于三个符号S1、S2和S3，有在4码片时间间隔中传递的12个比特，表示4096种可能性。因此，在基站104处的解码可包括测试全部4096种可能性(“强力(brute force)”方法)，或者可使用2008年2月22日提交的标题为“有效多码检测(Efficient Multicode Detection)”的共同转让美国专利申请序号12/035970中公开的减小复杂度方法，通过引用将其内容结合到本文中。
使用16QAM符号的通信包括在信号的I分量和Q分量的每个分量上传送2个比特，这些比特在复信号平面的两个维的每个维中围绕零平均分布。因此，I分量可取值+1.5、+0.5、-0.5和-1.5，而Q分量独立地同样进行。图2示出16个可能的信号点，它们在I、Q平面中位于规则矩形网格的交点。单个16QAM符号的峰值-rms比可通过确定峰值幅度和均方根值来计算。峰值幅度在I和Q同时都取其最大幅度+/-1.5时发生，从而给出净向量长度1.5√2，而均方根值通过将对全部16个点的幅度的平方求平均来计算。存在各具有平方幅度值(1.5√2)2＝4.5的4个角点、这些侧上各为平方幅度(1.52+0.52)＝2.5的8个点以及中间的平方幅度(0.5√2)2＝0.5的4个点。这些点的平均值为(4×4.5+8×2.5+4×0.5)/16＝2.5。因此，rms值为√2.5或1.58。因此，峰值-rms幅度比为1.5√2/√2.5，它按照分贝为2.55dB。
但是，对于图1的调制，可以看到，两个I值和两个Q值将在各码片周期中重叠。长度＝4码的I值可以是四个值1.5、0.5、-0.5、-1.5其中之一，而长度＝2码的I值更大，是√2倍。同样地缩放Q值。因此，应用与以上所述相同的过程来计算峰值-rms比对于背景部分所述的这种类型的多码调制给出答案5.44dB。另一方面，如果已经使用图3所示的传统4+4+4配置的三个长度＝4码，则每个的I值会是值1.5、0.5、-0.5或1.5中的任一个，从而给出峰值I值4.5，并且同样地给出峰值Q值，或者组合的I和Q的峰值幅度4.5√2。但是，rms值刚好是以上计算为√2.5的单个16QAM传输的rms值的√3倍。因此，叠加的三个长度＝4码的峰值-rms比为4.5√2/(√3×√2.5)＝2.32或7.32dB，如背景部分所述。因此，当峰值幅度受到限制时，图1的4+(2，2)配置优于图3的4+4+4码配置。
移动电话的发射器108具有功率放大器(P.A.)106，它无失真地生成平均功率输出，这除了其它因素之外还取决于信号的峰值-rms比。对于B类功率放大器106，最大非失真效率在正好生成最大功率时发生，其中最大效率定义如下：
Figure BPA00001287507900061
并且当归一化成单位负载电阻(unity load resistance)时，最大效率能够定义如下：
Figure BPA00001287507900062
另一方面，对于可变幅度信号的平均效率定义如下：
Figure BPA00001287507900063
Figure BPA00001287507900071
Figure BPA00001287507900072
另外，具有零静态偏置的B类功率放大器106的功率消耗正好与输出信号幅度成比例。因此，平均DC功率消耗等于峰值功率消耗乘以平均幅度与峰值幅度之比，它归一化到单元负载电阻以给出下式：
Figure BPA00001287507900073
Figure BPA00001287507900074
组合等式1b、2c和3b产生下式：
η＝ηmax/(峰值-rms比 x 平均-rms比)    (4)
其中ηmax是功率放大器实现相关的量，可假定设计人员已经使其为最大；但是，值(峰值-rms幅度比×平均-rms幅度比)是调制的特征。因此，要最大地利用可用功率放大器效率，会希望使后一个量为最小。
再次参照图3所示的三码多码方案，可以看到，三个16QAM符号S1、S2和S3能够被看作六个4-AM符号，每个4-AM符号用其四个可能的信号点携带信息的两个比特，并且占用六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3其中之一。如图所示，这些对(I，Q)维根据90度相位差是正交的，而正交码的使用允许使用全部六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3来传递这样的三对I，Q值，它们在码相互正交时彼此正交。传输中没有信号失真，六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3真正无关，原因在于它们没有相互干扰，并且接收器噪声具有标称和相等的rms值，它在维I1、Q1、I2、Q2、I3或Q3的任一个与那些维的任何另外一个之间不相关。但是，只要涉及移动电话的发射器108，六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3则不是无关的，原因在于值I1、I2、I3以及同样地值Q1、Q2、Q3线性而不是二次地相加。因此，瞬时发射信号幅度如下表所示(参见图3中的码1、码2和码3)：
           码片1       码片2       码片3       码片4
Itransmit＝I1+I2+I3    I1+I2-I3    I1-I2+I3    I1-I2-I3
Qtransmit＝Q1+Q2+Q3    Q1+Q2-Q3    Q1-Q2+Q3    Q1-Q2-Q3
以及发射信号幅度为(I2 transmit+Q2 transmit)0.5
以上表明，由于在四个码片上测试I1、I2和I3的所有有符号组合，因此，无论它们的单独符号是什么，它们将在一个或另一个码片中相长性地(constructively)相加，以便产生那个码片中的峰值。除非受到限制，否则发射信号幅度的最坏情况是当I的峰值和Q的峰值正好在相同码片中发生时。
如果I信号和Q信号具有相同形式，则断定发射幅度的峰值-rms比与单独I或单独Q的峰值-rms比相同，其中I和Q的组合只是同样地将峰值和rms相对单独I或单独Q增加到√2倍。因此，对单独I和单独Q寻求具有低峰值-rms比的调制方案可产生组合发射信号的低峰值-rms。
参照图4，简图示出可将六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3编组以形成两个三维符号402和404。当调制在三个轴的每个中为4-AM时，这些三维符号402和404为立方体。实际上，六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3可在概念上按照任何期望方式例如编组为六个4-AM符号(图3)、编组为三个16QAM符号406、408和410(图4)或者编组为对其使用术语V3AM的上述两个3-D符号402和404，以表示沿3维空间的各轴的幅度调制(V3)。原则上，六个维I1、Q1、I2、Q2、I3和Q3备选地能够编组为一个V4AM符号和一个QAM符号。因此，当沿三个轴中每个轴的点的数量为4时，3-D符号中的点的总数则为43＝64，因此能够使用标记64-V3AM。同样，沿V4的各维的四个点产生256-V4AM，沿V5的各维的五个点能够产生1024-V5AM，以及沿V6的各维的六个点能够产生4096-V6AM。
关于作为跨越两个以上的维的调制(例如图4的立方体星座402和404)，指示可在与I，Q或相位平面不同的平面中旋转星座。例如，星座能够在I，I平面或Q，Q平面(例如I1和I2所形成的平面)中旋转。图4的立方体星座402和404的不同旋转的计算机试验表明峰值-rms比从使用三个长度＝4码的标准三重16QAM的7.32dB减小到当一个符号在I1，I3平面中旋转45度并且另一个符号在Q1，Q3平面中旋转45度时的5.44dB。这所表示的是，代替如过去那样将符号1应用于码1并且将符号3应用于码3，本发明的一个实施例中的码接收来自45度旋转符号对的调制，如下所示：
[cos(45)-sin(45)](I1+jQ1)＝(I1-I3)/√2+j(Q1+Q3)/√2
[sin(45)cos(45)](I3+jQ3)＝(I1+I3)/√2+j(Q1+Q3)/√2
可以看到，分别采用缩放1/√2的两个符号的和与差来调制这些码。如果旋转不同于通过45度，则旋转矩阵产生其它缩放。
现在考虑码1和3是长度＝4正交模式，如下所示：
             码片1    码片2    码片3    码片4
码1＝        1        -1       -1       1
以及码3＝    1        -1       1        -1
并且作为符号S1＝I1+jQ1和S3＝I3+jQ3的函数来计算各码片，得到：
             码片1    码片2    码片3    码片4
√2 x        S1       -S3      S3       -S1
可以看到，结果是符号S1和S3各以符号改变来重复两次，但按照交织顺序S1、S3、S3、S1。
其它正交码对产生相似但不同的结果，如下所示：
             码片1    码片2    码片3    码片4
码1＝        1        -1       -1       1
码3＝        1        1        1        1
√2 x        S1       S3       S3       S1
             码片1    码片2    码片3    码片4
码1＝        1        -1       1        -1
码3＝        1        1        1        1
√2 x        S1       S3       S1       S3
             码片1    码片2    码片3    码片4
码1＝        1        -1       -1       1
码3＝        1        -1       1        -1
√2 x        S1       -S1      S3       -S3
             码片1    码片2    码片3    码片4
码1＝        1        1        -1       -1
码3＝        1        1        1        1
√2 x        S1       S1       S3       S3
后两个示例符合当前HSPA标准，它规定两个符号采用长度＝2扩展码依次传送，而第三符号使用正交长度＝4扩展码在相同周期中传送(参见图1)。在后两个示例中，长度＝2扩展码在一种情况下为1、-1而在第二情况下为1、1，它们是唯一的两种可能性。长度＝4码则在第一情况下为1、-1、-1、-1和1、-1、1、-1中的一种或者在第二情况下为1、1、-1、-1和1、1、1、1中的一种。因此，通过使用三个长度＝4扩展码并且在两个实轴所定义的平面中和两个虚轴所定义的平面中应用45度轴旋转，本发明能够再产生当前HSPA调制，它在长度＝2码上传送两个符号并且在长度＝4码上传送一个符号。但是，本发明还能够产生当前HSPA规范中无法并且尚未设想的调制，如前三个示例所示。另外，长度＝4码、三重16QAM情况中的上述45度轴旋转所产生的峰值-rms幅度比在滤波之前从7.32dB减小到5.44dB。
还研究在由I轴和Q轴所组成的任何平面中的旋转如何影响峰值-rms比。为了在旋转之后保持正交性，优选的是选择属于相同码的I和Q轴。计算机搜索揭示，峰值-rms比从没有轴旋转情况下的7.32dB减小到当第二16QAM符号在其I，Q平面中相对于第一和第三符号在其I，Q平面中旋转60度而旋转30度时的6.51dB。因此，均匀交错排列16QAM符号的相位角减小了峰值-rms比，在这个具体示例中减小0.81dB。
现在可应用两种类型的轴旋转，如下所述：
(1)在I，I和Q，Q平面中的45度旋转涉及所述符号中的两个符号，以及
(2)在I，Q轴的其余对的平面中的旋转涉及三个16QAM符号中的其余符号。
结果如下表1中概括：
表1
  情况编号   峰值/RMS   功率放大器效率因子
  1   7.32dB   -3.20dB
  2   6.51dB   -2.80dB
  3   5.44dB   -2.32dB
  4   4.77dB   -1.99dB
情况编号1是使用三个长度＝4码的三重16QAM。
情况编号2是使用三个长度＝4码的三重16QAM，其中在三个16QAM符号之间具有30度的逐渐相位旋转；
情况编号3是使用三个长度＝4码的三重16QAM，其中在所述符号中的两个符号的II平面中具有45度旋转以及在同样两个符号的QQ平面中具有45度旋转；以及
情况编号4与情况编号3一样，其中在第三符号的I，Q(相位)平面中具有附加45度旋转。
注意：虽然上述示例中使用16QAM，但如果需要，则能够使用其它大小的QAM星座，例如64QAM。
为了帮助基站的接收器对移动传输进行解码，符合WCDMA标准的移动电话发射已知导频码，它叠加在其它数据承载码上。导频码由基站的接收器用于建立相位参考，以及表征多径信道，以便于未知符号的解码。例如，三重16QAM使用总可用正交码空间的3/4(即，四个长度＝4码中的三个)，并且导频传输使用码空间的其余1/4。在导频码所提供的信道参考的质量与它使用的原本用于数据承载码中的能量之间存在折衷。这种折衷引起导频码在相对于长度＝4码符号的大约-12dB的等级被传送，并且这个导频码在WCDMA标准中指定为E-DPCCH信道。对包括另一个正交码上的导频码的峰值-rms比的影响如下表2所示：
表2
  情况编号   峰值/RMS   功率放大器效率因子
  1   7.61dB   -3.34dB
  2   6.97dB   -3.03dB
  3   5.81dB   -2.50dB
  4   5.29dB   -2.24dB
为了完整性，下表3和4示出在具有和没有导频码的情况下根余弦滤波(root-raised cosine filtering)之后的所计算性能。在每种情况下，导频码与调制到长度＝4码的第一16QAM符号同相(或正交)。根余弦滚降因子α等于0.22，如对于UMTS(WCDMA)无线系统所规定的。
表3(具有/没有导频码的情况下)
  情况编号   峰值/RMS   功率放大器效率因子
  1   8.74dB   -3.91dB
  2   8.02dB   -3.55dB
  3   7.32dB   -3.27dB
  4   6.67dB   -2.94dB
表4(具有导频码的情况下)
  情况编号   峰值/RMS   功率放大器效率因子
  1   8.96dB   -4.01dB
  2   8.27dB   -3.67dB
  3   7.60dB   -3.40dB
  4   7.07dB   -3.14dB
表3和表4证实，所提出的45度轴旋转在滤波之后并且在具有或没有添加导频码的情况下仍然实现峰值-rms比的大致相同减小。发现导频码的最佳相位是当它与长度＝4码符号的I或Q轴对齐时，并且这个相位用于所有上述情况编号1-4中。
参照图5，有可视地示出调制到长度＝4码的16QAM符号502相对于调制到双倍功率(√2乘以幅度)的长度＝2码的16QAM符号504的45度相位旋转的简图。由于缩放和旋转，看到较小星座502完全适合于较大星座504内。可以看到，来自较小45度旋转码的I值或Q值贡献能够是仅有的七个值其中之一。这个特定特征可用于简化基于查找表的发射信号发生器，下面针对图6详细地进一步进行描述。
参照图6，示出具有发射器602的移动电话600，发射器602按照符合根据本发明的一个实施例的上述示教的方式来使用三重16QAM信号。注意，本文中仅描述与本发明相关的发射器的组件和功能。由于在各码间隔中传递12个比特，因此各码片值可以仅取4096个值其中之一。实际上，各码片的实值或虚值可取决于不到12个比特，并且因而可以只能够取不到4096个值。如果考虑导频码，并且它是仅在I或Q信道上发射的仅一个二进制比特，则实值或虚值可取决于13个比特的最大值，这表示它可取不超过8192但可能更少的值其中之一。在任何情况下，这些值充分少，使得它们能够存储在按当今标准的较小存储器中，例如四个码片中每个码片的4096或8192个值的存储器，其中存储器的内容确定编码的性质和所采用的轴旋转。
在这个示例中，由于旋转45度使得它的两个实比特和它的两个虚比特影响两个码片的I值，两个码片的I值取决于第一16QAM符号的两个比特和第三符号的所有四个比特。但是，参照图5，可以看到，从旋转符号对码片的I值或Q值的贡献可以仅取不是16的七个不同值其中之一，因此符号的四个比特首先可减少到指示I贡献的七个值其中之一的第一组3个比特以及指示Q贡献的七个值其中之一的第二组三个比特。可通过小查找表或者通过少数逻辑门以实现可从图5的较小星座502推断的真值表，从而进行从4到3+3的缩减。
因此，在这个示例中，发射器602具有比特编组器604，所述比特编组器配置成接收12个数据比特加上一个导频码比特的块。比特编组器604选择与三个预计16QAM符号的两个轴对应的比特，并且将比特路由到正确查找表606、608、610、612和614。具体来说，比特编组器604将符号3的全部4个比特路由到比特映射表606，它产生三个I指示符比特和三个Q指示符比特。三个Q指示符比特连同第一符号的两个I比特一起然后对32值查找表608(实际仅使用28个条目)进行寻址，以便得到随后将发射的码片I值。类似地，三个I指示符比特连同第一符号的另外两个Q比特和导频码比特一起对64值查找表610(实际仅使用其56个条目)进行寻址，以便得到随后将发射的码片Q值。如果查找表608和610实际传递取决于第一符号的比特的码片1和2的I值和Q值，则节省时间。例如，第一码片1的I值可以是连同第二码片2的I值一起封装到16比特字中的一字节值，并且对于Q值也是同样的。因此，I和Q表608和610分别具有16比特的28倍和16比特的56倍的大小。
4码片周期中的另外两个码片3和4取决于第三符号的同样四个比特以及取决于属于第二符号而不是第一符号的两个比特。如上所述，比特编组器604将符号3的全部4个比特路由到比特映射表606，所述比特映射表产生三个I指示符比特和三个Q指示符比特。三个Q指示符比特连同第二符号的两个I比特一起然后对32值查找表612(实际仅使用28个条目)进行寻址，以便得到随后将发射的码片3和4的I值。类似地，三个I指示符比特连同第二符号的另外两个Q比特和导频码比特一起对64值查找表614(实际仅使用其56个条目)进行寻址，以便得到随后将发射的码片3和4的Q值。在这个示例中，按照所选CDMA多接入码模式已经预先计算查找表606、608、610、612和614。
把来自查找表608、610、612和614的输出输入到顺序复用器(sequentia1 multiplexer)616，其中码片1、2、3和4的I值和Q值则依次选择成具有由复用器控制信号输入618所确定的顺序。复用器控制信号618确定码片1、2、3、4的I、Q值是按照1、2、3、4还是1、3、2、4还是1、3、4、2的顺序来输出，如上所示的这些取决于CDMA码的准确选择以及它们到符号的分配。因此，在其中顺序为1、2、3、4并且查找表606、608、610、612和614被预先计算以省略符号3的45度相对相位旋转的一种模式中，发射器602能够生成为当前HSPA上行链路标准所规定的三重16QAM调制。但是，发射器602还能够按照当前HSPA上行链路标准中没有规定的顺序来输出码片，并且可通过采用预先计算并且存储在查找表606、608、610、612和614中的45度旋转(或其它类型的旋转)来生成具有减小的峰值-rms比的信号。
顺序复用器616具有两个输出618和620，它们分别被提供给两个数模转换器622和624以及两个重构滤波器626和628，以便得到连续时间I和Q模拟调制信号630和632。重构滤波器626和628可以部分是数字域中的FIR滤波器，以及部分是模拟域中的模拟滤波器，并且联合实现期望滤波，这在UMTS/WCDMA系统的情况下是滚降因子α等于0.22的根余弦(根尼奎斯特)滤波。正交调制器634和636接收连续时间I和Q模拟信号630和632，并且分别采用在期望中心频率w的余弦和正弦载波对它们进行调制。正交调制器634和636的输出由功率放大器638放大到发射等级，并且然后在由天线642传送之前对于同时发射和接收模式被馈送通过双工滤波器640a或者备选地在系统仅采用时分双工(乒乓)模式时被馈送通过T/R开关640b。
因此，发射器602能够通过采用接受输入比特块的比特编组器602、使用扩频信号编码方案的多个码来传送数据，将输入比特块分为多个小组(其中各个小组与复平面中的两个轴的一个或另一个以及与多个码的一个码关联)，以及将比特小组路由到码片值生成器装置(例如查找表、实时计算装置)。码片值生成器装置生成I信号值和Q信号值，I信号值和Q信号值的每个按照以下所述来确定：(1)比特到符号映射，所述比特到符号映射将数字信号值与小组中的比特的每个可能模式关联；(2)轴旋转，用于将任一对数字信号值与多维旋转矩阵(例如2×2旋转矩阵)相乘，以便生成旋转的信号值对；以及(3)加法，将与相同轴对应的旋转和/或非旋转数字信号值相加，以便分别生成I信号输出值和Q信号输出值，其中与具有零度轴旋转的I信号值和Q信号值相比，该I信号值和Q信号值具有减小的峰值-rms比。
应当理解，步骤(1)、(2)和(3)中的操作无需实时执行，而是表示关于如何确定本发明用于表示12个数据比特的I值和Q值的数学定义。如上所述，发射器可使用上述数学定义来预先计算12个数据比特加上1个导频比特的不同值的一组查找表，并且查找表可用于减小实施本发明的设备的实时计算或功率消耗。
发射器602的一个实施例在以上描述为通过使用查找表606、608、610、612和614来实现本发明，这是实时计算高效的。但是，发射器602还可通过使用各种备选部件、例如通过作为13个输入比特的函数实时计算输出值I和Q来实现本发明。在任一种情况下，发射器602能够传送包括N个CDMA扩展码的线性总和的信号，码与取决于复数据符号、例如16QAM符号的相应复信号值相乘。复信号乘法之后的码的实部和虚部构成每个码具有两个维的多维信号空间中的维。可选择一对维来形成平面，并且然后信号空间可在复数据符号被映射到信号空间之前在任何这种平面中旋转。在一个实现中，选择一个实轴和一个虚轴来形成平面，并且应用45度旋转，使得合成信号峰值-rms幅度比在应用数据符号调制之后减小。在另一个实现中，选择两个实轴来形成其中执行45度旋转的第一平面，并且选择两个虚轴来形成其中执行第二45度旋转的平面，使得在将16QAM符号映射到旋转信号空间时，产生具有减小的峰值-rms比的蜂窝无线波形。在又一个实现中，在实-虚平面和实-实平面中均应用45度旋转，以便产生更低的峰值-rms比信号。
参照图7，存在示出根据本发明、用于使用用于携带多个多比特数据符号的多接入码来生成具有减小的峰值-rms比的无线电信号的方法700的优选步骤的流程图。方法700包括下列步骤：(a)确定用于携带数据符号的多接入码的数量(步骤702)；(b)将一组比特分为数量小于或等于多接入码的数量的两倍的小组(步骤704)；(c)使用比特的每个小组来选择多个同相或正交信号值之一，其中通过如下方式来修改至少一个同相或正交信号值对以便得到旋转同相或正交值：在所选同相或正交值对的平面中执行轴旋转(步骤706)；(d)将各接入码与信号同相或正交值之一或者旋转同相或正交信号值之一相乘，以便得到各接入码的一组调制码片(步骤708)；以及(e)将各接入码的对应码片相加，以便得到多码信号，其中与没有轴旋转的无线电信号相比，减小了峰值-rms比(步骤710)。
通过前面所述已经表明，将数据调制到多个加性叠加CDMA码的实部和虚部可被看作将数据比特的小组调制到多维信号空间的维上，并且所得合成信号的峰值-rms比可有利地通过应用由维对所定义的平面中的轴旋转来减小。峰值-rms比的减小允许峰值受限发射器、例如移动电话发射器在没有过度失真的情况下并且以更高效率来传递更大功率输出，因而节约电池使用寿命并且增加通信范围或平均数据吞吐率。
虽然在附图中已经示出以及在以上详细描述中描述本发明的多个实施例，但是应当理解，本发明并不局限于所公开的实施例，而是在没有背离以下权利要求书提出和定义的本发明的精神的情况下还能够进行许多重新布置、修改和替换。

Claims (13)

1.一种用于使用用于携带多个多比特数据符号的多个接入码来生成具有减小的峰值-rms比的无线电信号的方法，所述方法包括下列步骤：
确定用于携带所述数据符号的所述多个接入码的数量；
将一组比特分为数量小于或等于所述多个接入码的数量的两倍的小组；
使用每个小组的比特来选择多个同相或正交信号值之一，其中已通过如下方式修改了至少一对所述所选信号值以便得到旋转信号值：在一对所选信号值的平面中执行轴旋转；
将各接入码与包括所述同相信号值之一和所述正交信号值之一或者所述旋转同相信号值之一和所述旋转正交信号值之一的复信号值相乘，以便得到各接入码的一组调制码片；以及
将各接入码的对应码片相加，以便得到多码信号。
2.如权利要求1所述的方法，其中，所述至少一对所述所选信号值包括一对同相信号值和一对正交信号值。
3.如权利要求2所述的方法，其中，所述轴旋转是所述一对同相信号值的平面中的45度旋转以及所述一对正交信号值的平面中的45度旋转。
4.如权利要求1所述的方法，其中，所述至少一对所述所选信号值包括同相信号值和正交信号值。
5.如权利要求4所述的方法，其中，所述轴旋转是所述同相信号值和所述正交信号值的平面中的45度旋转。
6.如权利要求1所述的方法，其中，所述至少一对所述所选信号值包括同相信号值与正交信号值组对的所有可能的对，并且一对值的平面中的所述轴旋转通过对于每对值逐渐增加的角度。
7.如权利要求6所述的方法，其中，角度的所述逐渐增加是90度除以信号值对的数量。
8.如权利要求1所述的方法，其中，所述码是相互正交的码分多址CDMA接入码。
9.一种发射器，包括：
比特编组器，所述比特编组器接受输入比特块并且将所述输入比特块分为多个小组，其中每个小组与复平面中的两个轴中的一个或另一个以及与来自多个码的一个码关联；
多个码片值生成器装置，所述多个码片值生成器装置接收来自所述比特编组器的比特小组并且生成I信号值和Q信号值，其中所述I信号值和Q信号值中的每个按照以下方式来确定：
比特到符号映射，所述比特到符号映射将数字信号值与所述小组中的每个中的比特的每个可能模式关联；
轴旋转，所述轴旋转用于将任何一对所述数字信号值与多维旋转矩阵相乘，以便生成一对旋转信号值；以及
加法，所述加法将与相同轴对应的所述旋转信号值和非旋转信号值相加，以便分别生成所述I信号值和Q信号值，其中当与具有零度轴旋转的所述I信号值和Q信号值相比时，所述I信号值和Q信号值具有减小的峰值-rms比。
10.如权利要求9所述的发射器，还包括：
多个数模转换器和滤波器，所述多个数模转换器和滤波器进一步处理所述I信号值和Q信号值，以便生成具有期望频谱容量的连续时间信号；
多个正交调制器，所述多个正交调制器将所述连续时间信号调制到余弦和正弦载频波；以及
发射功率放大器，所述发射功率放大器将调制余弦和正弦载波信号放大到发射功率电平。
11.如权利要求9所述的发射器，所述发射器能够在使用零度轴旋转的一种模式中操作以及在将非零轴旋转用于减小峰值-rms比的另一种模式中操作。
12.如权利要求9所述的发射器，其中，所述输入比特块包括12个数据比特，比特小组的数量为六，各包含两个比特，所述比特到符号映射将相对数字值关联到对应于四级幅度值-3、-1、+1和+3的四个可能比特模式00、01、10和11，并且所述轴旋转在从与相同扩频码的复平面的两个垂直轴关联的一对比特小组所得出的一对信号值的平面中为45度。
13.如权利要求9所述的发射器，其中，所述发射器结合在移动电话中。
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