CN1053075C

CN1053075C - 在码分多址接收机中接收和解码通信信号的方法和设备

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Publication number: CN1053075C
Application number: CN94192974A
Authority: CN
Inventors: 爱德华·K·B·李
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1993-08-02
Filing date: 1994-07-20
Publication date: 2000-05-31
Anticipated expiration: 2014-07-20
Also published as: AU7473594A; DE69431877T2; JP3210343B2; US5345472A; CN1128594A; EP0712553A1; JPH09501032A; EP0712553B1; EP0712553A4; WO1995004413A1; DE69431877D1; BR9407159A

Abstract

在自适应CDMA接收机(20)中，DS－SS接收信号和基准信号通过使它们之间的误差最小化而得到均衡。接收信号包括含有用扩频时片序列编码二进制比特的希望的DS－SS通信信号。接收信号以时片速率被取样，以产生取样的相互相关的接收信号。利用正交变换算法对接收的样值解相关，以提高相应于接收样值的解相关单元。根据解相关单元，通过使误差最小化来加速均衡过程。

Description

在码分多址接收机中接收和解码通信信号的方法和设备

本发明涉及通信系统领域，具体涉及直接序列码分多址(DS-CDMA)通信系统。

码分多址(CDMA)通信系统广泛地用于具有军事和商业应用的卫星通信中。因通信的信息在宽的分配频谱上被扩频而且频谱可多次重用，故这些系统已称为“CDMA扩展频谱通信系统”。

因CDMA调制技术对于在陆地和地面移动环境一般出现的衰落条件固有地比较敏感，故它们的应用限制在卫星通信。但是，随着数字信号处理能力的最近的进步，CDMA通信系统在地面陆地移动环境中在变得日益普及。例如，最近的发展已允许CDMA系统用在蜂窝电话环境。

总的说来，现有两种类型的CDMA通信系统，一种称为跳频CDMA系统，这种系统中宽的分配的频谱被划分成相当多的较窄频带，其中信息信号根据预定码在这些频带上被转换或“跳频”；另一种CDMA系统称为直接序列CDMA通信系统(DS-CDMA)，以二进制比特的形式的用户信息信号通过它们与称为伪随机噪声(PN)码的扩频码组合，在分配的频谱上扩频。扩频码包括称为时片的二进制状态的预定序列。按照常规，CDMA发射机以扩频时片序列乘以用户信息比特序列来产生DS-SS通信信号，扩频时片序列由特定的接收机识别。在典型的CDMA通信系统中，接收机具有先前的针对它们的扩频时片序列的知识并根据已知的扩频时片序列对DS-SS通信信号进行解码。

CDMA接收机除了接收希望的DS-SS信号之外，还接收多址DS-SS干扰信号。在希望的信号和干扰信号之间存在大功率差异时，在扩频序列中的非零互相关会产生称为“近远”问题的现象。在“近远”情况下，较高功率干扰信号明显地压倒较低功率的希望信号，这样降低了接收机的接收质量。改进“近远”问题的一种常规的途径是使用一种功率控制方案，其中来自接收机的功率被反馈，以控制干扰发射机的功率，以消除功率的差异。在另一种解决方案中，PN码被相互正交的构成。正交的码在希望的和干扰的时片序列中在预定的时间间隔上产生零互相关。像这样的具有正交时片序列的干扰信号在接收机的解调过程中被抑制。

一种较新的解决方案提出了一种自适应解扩频或解调过程。在自适应的CDMA系统中，接收机使用自适应均衡方法能够抑制多址干扰。均衡方法利用最小均方误差(MMSE)准则，用未编码的基准序列均衡由扩频时片序列编码发送的训练比特序列。在这样的系统中，CDMA发射机发射训练比特序列，而接收机根据训练序列、通过对接收的训练比特序列与基准比特序列之间的误差收敛或减至最小来自适应地确定解扩频码。解扩频时片序列的自适应确定和多址干扰的抑制允许非常大量的用户经扩频信道互相通信，无需预先知道系统参数或功率控制机制。

对于根据MMSE准则自适应实现干扰抑制，可利用最小均方(LMS)或递归最小平方(RLS)算法。这些算法利用数学计算和矩阵运算使接收训练序列和基准比特序列之间的误差最小。但是，当干扰信号明显地强于希望的信号时，已知LMS算法是具有慢收敛速率。另一方面，递归最小平方(RLS)算法比LMS算法具有更快的收敛速率，而且前者算法的收敛速率不依赖于干扰信号与希望信号的比值。但是，当发射机的数目少于时片数和噪声功率相对于信号功率是相对地小的时候，RLS算法不能用在DS-CDMA的情况。这些条件产生具有零或近零本征值的接收的输入相关矩阵。输入相关矩阵被规定为由输入矢量与其自己的转置矢量相乘产生的矩阵的加权和。这些零或近零本征值在使用RLS算法的误差最小化处理中导致最终发散(divergence)。

在移动通信环境中，要求迅速地跟踪变化的信道特性并提供快的通信链路。如上所述，用以对基准信号与接收的信号之间的误差进行收敛和使误差减至最小的常规的LMS方法是费时的。据此，现在需要一种加速自适应均衡的过程，借此，在明显地比使用RLS和LMS算法的常规方法更短时间持续期中可实现误差最小化。

简单地说，根据本发明，CDMA接收机包括通过使接收的DS-SS信号和基准信号之间误差减至最小来自适应地解码DS-SS通信信号的方法和设备。接收的信号包括含有用扩频时片序列编码的二进制比特的希望信号。接收的信号以时片速率取样，产生互相关的接收的样值。利用正交变换算法来对接收的样值解相关以提供相应于所述接收的样值的解相关的单元。使用LMS或RLS算法，根据解相关的单元使误差减至最小。

图1示出CDMA通信系统图。

图2示出根据本发明的DS-SS通信信号的定时图。

图3示出图1的通信系统中使用的CDMA发射机的方框图。

图4示出根据本发明的CDMA接收机的方框图。

图5示出图4的接收机中使用的扩频均衡器的方框图。

图6示出使用格拉姆-施密特(Gram-Schmidt)正交化的解相关器的方框图。

虽然本说明书包括了由权利要求书规定的本发明有关新颖性的特征，但可以相信从以下结合附图的描述中所考虑的问题会更好地理解本发明。

参见图1，该图示出体现本发明原理的通信系统100。该通信系统100包括多个CDMA发射机10，这些发射机发送直接序列扩频(DS-SS)通信信号30。DS-SS通信信号30包括基带希望信号，该信号包括用扩频时片序列编码的二进制比特。通信系统100还包括多个CDMA接收机20，该接收机接收被发送的希望的通信信号30以及来自其它的CDMA发射机的其它多址干扰信号。这样，接收的通信信号除了希望的信号这外，还包括多址干扰信号和噪声。在接收机20接收的信号可用以下数学式表示：

R = Σ_{k = 1}^{L} \sqrt{g_{k}} d_{k} P_{k} + N_{n} - - - - (1)

式中：g_k、d_k和P_k分别代表第k个用户信号、第k个用户数据比特和第k个用户扩频矢量。Nn表示零平均高斯随机噪声。在式(1)中，假定存在L个发射机，包括希望的发射机，假定P1代表希望的信号扩频序列(或矢量)和d₁是希望的数据比特，如后所描述，取+1或-1的值。注意大写字符用于表示矢量或矩阵。

通信系统100是一种自适应CDMA通信系统，因此，解扩频时片序列是自适应地确定的。确定的解扩频时片序列抑制多址干扰信号并解码希望的信号。如在后面详细描述的，接收机20通过使接收的信号和基准信号即相应于希望的信号之间误差最小确定在训练间隔期间解扩频时片序列或矢量。通过使接收机20处的均方误差(MSE)最小而使误差减至最小，MSE描述如下：

MSE＝E〔(W^TR-d₁)²〕 (2)式中：E上平均运算符，W是接收机的解扩频矢量。矢量W是解扩频接收的DS-SS通信信号和使MSE减至最小的解扩频矢量。

请注意，在训练期间的自适应误差的最小化是异步地执行的，即无需接收机和发射机的比特定时或时片定时同步。这是因为在出现干扰信号的情况下任何类型的同步是接近不可能的。因此在训练期间解扩频时片序列被确定的同时，冗余的非交替训练比特序列被发送而不需要同步。

参见图2，该图示出来自图1的发射机10的希望发射的DS-SS通信信号30的定时图。DS-SS通信信号30包括射频调制比特串，它们由希望的扩频时片序列编码。比特和时片是二进制信号，呈现分别由V₊₁和V_-1的电压电位表示的+1和-1的两个状态之一。V₊₁和V_-1电位等值并且极性相反。在DS-SS信号30的开始，发送冗余的训练序列31，它由接收机20用于自适应地确定解扩频时片序列。在本发明的优选实施例中，训练比特序列包括具有例如接续的+1的比特状态序列的非交替的和连续比特状态的预定冗余比特序列。训练序列31跟随的是发射机同步序列33，它用于同步接收机和发射机比特定时。最好地，接收机和发射机的同步在训练间隔之后，因为干扰信号的不利影响在这一阶段被抵消了，因此能够进行同步。接收机和发射机的同步是熟知的了，而且可包括自相关和互相关程序。发射机比特定时序列33之后，包含用户产生数据的用户信息序列35被发送。用户产生数据可能是例如数字化的话音或是在计算设备中使用的原始二进制数据。

参见图3，该图示出CDMA发射机10的方框图。CDMA发射机10包括：一个中心控制器和信号处理器方框220，用以控制发射机10的整个操作，它包括用于调制和产生扩频时片序列需要的信号处理；一个训练序列方框201，用以产生预定训练序列；一个发射机同步序列发生器方框203，用以产生跟随训练序列的发射机比特定时序列；一个用户信息序列方框205，用以提供二进制比特序列形式的用户信息。该用户信息可能来源自各种信源，例如来自话音编码器，该编码器从麦克风接收话音信息，或者可能包括自计算设备产生的原始数据信息；一个选择器方框207，在中心控制器和处理器部件220的控制下，用于以适当的次序选择训练、比特定时或用户信息序列之中的一个并把它施加给乘法器209；一个扩频时片序列产生器方框211，产生扩频时片序列，以与被发送到接收机的比特序列相组合，已产生的扩频时片序列最好包括公知的全PN码，它具有希望的互相关和自相关特性，扩频时片序列具有用于编码传输序列的每个比特的预定时片数(n)；一个乘法器209，用扩频时片序列乘以传输序列之一并把它施加到调制器213；调制器213可包括许多已知的二进制信号调制器，例如二进制相移键控(BPSK)或正交相移键控(QP-SK)调制器，将调制器213的输出施加到功率放大器215，用以放大已调信号，并把它施加到天线217上以便发射出去。可以理解，方框220和结合发射机10描述的一些其它的方框可以利用一个或多个已知的数字信号处理器，例如由摩托罗拉公司生产的DSP56000系列处理器来实现。

参见图4，该图示出CDMA接收机20的方框图。接收机20接收所接收的通信信号，该信号包括由干扰的DS-SS信号和噪音污染的希望的DS-SS通信信号。在天线301接收所接收的通信信号并把它加到预选滤波器303，它提供初始接收机选择性。滤波信号被加到熟知的基带解调器305。基带解调器305包括熟知的解调器，根据在发射机10中使用的调制方案解调通信信号，提供基带信号306。该基带信号306被加到熟知的时片匹配滤波器部件307。时片匹配滤波器包括熟知的综合和清除(integrate-and-dump)滤波器部件，由该部件以时片速率取样并综合接收的DS-SS通信信号并在每个时片间隔结束处清除该结果。时片配匹滤波器的输出被施加到解扩频均衡器400，根据训练序列自适应地确定解扩频时片序列矢量W。如后面详细地描述的，解扩频均衡器通过自适应地均衡具有相应于训练比特序列的未编码预存储基准信号的接收信号提供解扩频时片矢量W。信号处理器和控制器方框320执行用于接收机20的所有需要的信号处理要求。均衡器400解扩频DS-SS通信信号306并在其输出端415提供解码的通信信号。该解码的通信信号被加到用户接口方框313，它可能包括多个用户接口设备之一，例如扬声器、计算设备、数据显示器或传真机或话音信箱机。

参见图5，该图示出解扩频均衡器400的方框图。均衡器400包括一个n抽头延迟线均衡器，如前所述，这里n是扩频时片序列内每比特的时片数。抽头延迟线由n-1个串行连接的触发器402的组所组成，触发器的输出连接到相应数量的乘法器404。串行连接的触发器402组的工作像一种移位寄存器，以时片速率串行地移位，在每个比特间隔期间接收在时片匹配滤波器307的输出提供的样值r₁、r₂、…r_n。。用式(1)给出的数学表示的接收的样值矢量R代表接收的样值r₁、r₂、…r_n。也可知道因为训练比特序列和干扰信号是用扩频时片序列编码、接收的样值矢量R的单元即r₁-r_n互相相关。根据本发明，根据接收信号和希望的信号之间的误差最小而使接收的样值r₁-r_n被解除互相相关以提供解除相关的单元。因此，触发器402的输出被加到解相关器方框406，用于解相关接收的样值r₁-r_n和用于提供解相关的单元y₁、y₂、…y_n，此后用解相关的矢量Y表示。解相关方框406利用一个正交变换算法变换接收的样值矢量R。已知的正交变换算法可用于解相关接收的样值矢量R。这种算法包括本征值变换和格拉姆-施密特正交化。

在每个比特间隔的末端，乘法器404用由抽头系数产生器方框407提供的抽头系数w₁、…w_n乘以已产生的解相关单元y₁-y_n。用解扩频矢量W代表抽头系数w₁，…w_n，发现它满足式(2)并使由矢量R代表的接收信号和希望的信号d₁之间的误差减至最小。利用相应于训练序列的且由方框403提供的预存储基准比特序列来代表均衡器400中的希望的信号。加法器405将乘法器404的输出相加以提供加法器输出408。将加法器的输出408施加到比较器409与阈值判决部件410。阈值判决部件410包括一个阈值比较器，在训练间隔之后提供用户比特序列的检测比特。阈值判决部件410提供均衡器输出415。阈值检测判决部件410通过把加法器输出408与比特状态阈值电平相比较，确定解码的比特状态。可以理解，均衡器输出415与加法器输出408之间涉及(1/n)比值。在训练期间，比较器409把加法器的输出408与由方框403提供的预存储基准比特序列相比较。预存储的基准序列是代表未编码的训练序列的预定基准信号。因此，基准序列也是一个具有冗余接续和未编码无交替序列的信号。比较器409将预存储的基准比特序列与加法器输出相比较并提供一个误差信号411，该误差信号被施加到抽头系数产生器方框407。抽头系数产生器方框407使用最小均方(LMS)或回归最小平方(RLS)算法在每个比特间隔期间更新抽头系数w₁-w_n，并使误差信号411最小化。解扩频均衡器400更新抽头系数w₁-w_n直到使检测的比特序列和预存储训练序列之间的误差信号最小化为止，而且接收的信号和基准信号基本上被分出(diverge)和均衡。一旦匀衡，发送的训练比特序列和预存储的基准比特序列，抽头系数w₁-w_n变为解扩频时片序列或矢量W的表示，它解扩频DS-SS通信信号30并且抑制多址干扰信号无需事先知道扩频时片序列。因为矢量W代表解扩频时片序列。正如前面所说明的，在训练间隔已经结束之后，矢量W的单元被用于对接收的DS-SS通信信号解扩频。

参见图6，图6示出优选的解相关器406的方框图。根据本发明的优选实施例，解相关器406使用格拉姆-施密特正交化的并行结构，它可用单个或多个数字信号处理器实现。格拉姆-施密特解相关器406接收包括相关接收样值r₁-r_n的输入并提供包括解相关单元y₁-y_n的输出。众所周知，格拉姆-施密特解相关过程对来自接续的级中的其余样值的每个接收的样值解相关。解相关过程使用公知的数学计算基本上能从一个接收样值消除其余单元的影响。在图6中，接收的样值矢量R被输入并且在逐个单元的基础上正交。假定：在第一级，矢量R为5单元，使变换施加到该矢量上，r₁′是正交于这些单元，r_j′中j从2至5(上标代表正交化的级)。这种变换可以矩阵形式表示：

[\begin{matrix} r_{1}^{2} \\ r_{2}^{2} \\ r_{3}^{2} \\ r_{4}^{2} \\ r_{5}^{2} \end{matrix}] = [\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ - w_{2}^{1} & 1 & 0 & 0 & 0 \\ {- w}_{3}^{1} & 0 & 1 & 0 & 0 \\ - w_{4}^{1} & 0 & 0 & 1 & 0 \\ - w_{5}^{1} & 0 & 0 & 0 & 1 \end{matrix}] [\begin{matrix} r_{1}^{1} \\ r_{2}^{1} \\ r_{3}^{1} \\ r_{4}^{1} \\ r_{5}^{1} \end{matrix}]

在上面的矩阵中w_j ¹被设定为：

{w_{j}}^{1} = \frac{E [{r_{1}}^{1} {r_{j}}^{1}]}{E [{r_{1}}^{1} {r_{1}}^{1}]}

逐个单元变换连续最多为n次，直到变换的所有输出矢量单元是互相正交的。图6中的部件601代表在每一级产生的计算处理。解相关级的最大数目相应于接收样值数(n)。

已经确定，当希望的发射机数和干扰的发射机数小于时片数n时，接收的样值矢量R的相关矩阵是奇异的或接近奇异的，即它包括零或近零本征值。作为解相关处理的结果，解相关单元可能是分为两组：第一组相应于希望的DS-SS信号和干扰的DS-SS信号，而第二组噪声单元相应于噪声。第二组噪声单元具有比相关的第一组小的多的值。

返回参见图5，抽头系数产生部件407可使用LMS或RLS算法之一，用于产生抽头系数w₁-w_n。根据本发明，抽头系数w₁-w_n根据解相关单元y₁-y_n进行更新。在LMS算法中，步长确定收敛速率。如前面说明的，最大的步长根据最大的信号功率确定。常规的均衡结合每个接收的单元利用相同的步长，根据相关接收的样值而无需解相关它们来产生抽头系数。因此，当干扰信号远强于希望的信号时，步长被设置于小的值，因此收敛速率变为很慢。相反，本发明使用解相关单元y₁-y_n，允许步长互相独立。根据本发明，解相关单元允许LMS算法识别与每个单元相关的信号功率并确定最佳步长，以便加速收敛速率。最好地，与噪声相关的解相关单元在估计希望的信号中可能不被考虑。因此，在本发明的优选实施例中，误差最小化LMS算法利用第一组解相关单元，即与希望信号相关的单元和与干扰信号相关的单元，而不考虑第二组，即与噪声相关的单元，以便估计希望的信号。对于每个矢量单元用本发明的独立步长的LMS抽头加权更新公式可表示为：

w_j(n+1)＝w_j(n)-Δ_ie_nr_j(n)这里Δ_j表示第j个信号矢量单元的步长。

另一方面，抽头系数可使用RLS算法更新。众所周知，RLS算法利用矢量R的输入相关矩阵来减少误差。一般地，在均衡过程中利用RLS算法，必须计算输入相关矩阵的逆(inverse)。当输入相关矩阵是奇异的或接近于奇异时，输入相关矩阵的逆不能计算。常规的均衡过程利用接收的样值矢量R，而不用解相关它们，它通常产生接近于奇异的或奇异的输入相关矩阵。因为本发明的解相关过程识别产生接近奇异的或奇异的矩阵的噪声单元，本发明的RLS误差最小化仅利用与希望信号和用于确定RLS算法的输入相关矩阵的干扰信号相关的第一组单元，而且不考虑与噪声相关的第二组单元，因此，误差最小化RLS算法的输入相关矩阵包括第一组单元，这些单元产生非零对角线单元。

可知道抽头延迟线均衡器400可在接收机20的数字信号处理器320内实现。因此，数字信号处理器320可包括解相关器部件406，抽头系数产生器部件407和取得本发明目的其它必要部件。另一方面，均衡器400可利用常规的数字的和逻辑的分离元件来实现，这是现有技术熟知的。

从前面可知，本发明通过使用正交变换执行解相关过程主要地改进在接收信号均衡和其解码期间的收敛速率。接收样值的解相关识别和避免与噪声相关的单元。因此，误差最小化的LMS或RLS的收敛速率基本上利用来自接收样值的解相关得到的信息进行加速。

虽然说明和描述了本发明的优选实施例，但应当明白，本发明不受到这种限制。本领域的技术人员可进行各种修改、改变、变化、替代和等效，这些都不脱离由所附权利要求书限定的本发明的精神和范围。

Claims

1.在码分多址(CDMA)接收机中，该接收机利用自适应均衡使接收的DS-SS信号和基准信号之间的误差最小化，一种解码接收信号的方法，其特征在于，包括以下步骤：

a)接收包括希望的DS-SS信号的DS-SS通信信号，其中所述希望的DS-SS信号包括用扩频时片序列编码的二进制比特；

b)在一个比特间隔期间取样所述接收的DS-SS通信信号，以产生接收的样值，所述接收的样值是相互相关的；

c)利用正交变换算法解扩频接收的样值，以提供相应于所述接收样值的解相关单元；和

d)根据解相关单元使误差减至最小。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，所述DS-SS通信信号被干扰的DS-SS信号和噪声污染；和其中所述解相关单元包括相应于希望的DS-SS信号和干扰DS-SS信号的第一组单元和相应于噪声的第二组单元，其中使误差减至最小的步骤是基于第一组的解相关单元。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于，解相关取样的接收的单元的步骤包括利用格拉姆-施密特变换的步骤。

4.根据权利要求2的方法，其特征在于，使误差减至最小的步骤包括更新抽头的延迟线均衡器(TDLE)的多个抽头系数的步骤。

5.根据权利要求4的方法，其特征在于，更新抽头系数的步骤包括利用最小均方(LMS)算法，其中最佳步长是独立地确定的，用于更新TDLE的每个抽头系数。

6.根据权利要求4的方法，其特征在于，更新抽头系数的步骤包括利用回归最小平方(RLS)算法。

7.一种自适应码分多址(CDMA)接收机，该接收机通过(使接收的DS-SS)通信信号和基准信号之间误差减至最小来应用自适应均衡，其特征在于，该接收机包括：

用于接收DS-SS通信信号的装置，所述DS-SS通信信号包括希望的DS-SS信号，其中所述希望的DS-SS信号包括用扩频时片序列编码的二进制比特，

一个抽头延迟线均衡器，包括：

取样装置，用于在一个比特间隔期间取样所述接收的DS-SS通信信号，以产生接收的样值，所述接收的样值是互相相关的；

解相关装置，利用正交变换算法解相关接收的样值，以提供相应于所述接收样值的解相关单元；

误差最小化装置，响应所述解相关单元，使基准信号和接收的DS-SS通信信号之间的误差减至最小。

8.根据权利要求7的接收机，其特征在于所述解相关装置利用格拉姆-施密特变换。

9.根据权利要求7的接收机，其特征在于，误差最小化装置进一步包括一个抽头系数产生器，利用最小均方(LMS)算法提供抽头系数。