CN1074218C - 用于多相分量下变换的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种用于下变换多相调制信号的下变换器方法和装置。该下变换器可以多相接收机，例如正交接收机来实现。模拟数字变换器(103)以取样速率变换中频信号为数字信号。并联的希尔伯特变换滤波器(104)和延迟单元(105)提供数字信号的各自通带正交和同相分量。数字变换器(107)根据预定格式改变通带正交和同相分量以便提供基带正交信号和基带同相信号。该数字变换器(107)可以是用于解调码分多址(CDMA)信号的伪随机序列解调器。除了自动增益控制之外，还能提供各种类型的DC估计。

Description

用于多相分量下变换的方法和装置
本发明涉及数字的下变换，具体涉及用于多相分量下变换的方法和装置。
在无线电传输系统中，发送机从数字数据中产生数字符号并且发送这些符号以利于接收机的接收。该信道可以是无线的或有线的。如果该信道是一个射频(RF)无线信道，在接收机接收之前时间分散可引入到信号中。衰落、同信道和邻信道干扰和噪声也可引入到该信号中。
发送机产生如数字符号S(n)这样的输出。接收的信号被滤波和取样产生接收的数字信号Y(n)，该信号被发送到一个解调器(例如信道均衡器)。对于任何类型的信号调制(例如FM，QPSK，OQPSK，π/4-DQPSK，GMSK，DS-(DMA)，希望正交信号的表示，在接收机处需要提供由接收机和信道产生的正交下变换和信号损伤消除。
TDMA(时分多址)无线电传输是在分离时隙1至N上时间共用传输。TDMA无线电传输可以是在单个频率载波上。不同的信号序列SS，它包括同步序列SO和带有被发送信息的数据序列，能在每个时隙内发送。该信号序列SS包含二进制信号，虽然前述的符号S(n)能被编码，例如根据QPSK码。在复数平面中，具有指定的I和Q轴，四个可能的符号S(n)值被标记在一个象限内，在每个象限具有二进制数00，01，10或11。
扩频DS-CDMA(直接序列-码分多址)无线电传输系统同时发送到所有用户，而且通过扩频每个用户的信号序列SSi在相同的信道频率上发送，信号序列SSi具有伪噪声(PN)序列PM※(※表示复数共轭)。每个用户的信号序列以这样的方式扩频，即通过使用相应的同步PN序列PNi在接收机中每个信号可唯一地被解扩，而同时降低其它用户的信号(干扰)，以便信号质量不受损伤。此外，或替代PN序列，由沃尔什(Walsh)序列构成的信令组可用于用户的信号(扩频或解扩)之间的进一步鉴别，如所描述的，例如用于双模式宽带扩频蜂窝系统的TIA/EIA IS-95移动站-基站兼容性标准。
在接收机侧，有许多方法在希望的信号中可引入直流(DC)或载波误差项。在基带电路中，由于运算放大器的偏移，解调器的偏移电压，和/或模数变换器的特性可引入DC项。同样，因为为了解调希望的信号为基带，需要相干的本地振荡器(L，O)，可以是任何本地振荡器泄露的自解调，它将产生基带DC误差项。如果接收的信号被变换为中频(IF)然后被数字化，类似的现象能引入误差，特别是当本地振荡器的频率或中频被选择为或是相干的或是相关比特速率(经常进行简化信号取样和处理)。对于大多数系统，通过交流电流(A.C)能消除DC误差项(以及是希望信号的一部分的任何DC项)，交流电流(A.C)用足够低的截止频率进行耦合，以便不明显地影响希望信号的内容。但是，如果接收机是自动增益控制的，那么A.C耦合将很可能不能证明是有效的，因为DC偏移将是动态的而且很可能是以上述A.C耦合截止频率的速率偏移。这是在TDMA系统的情况。在码分多址(CDMA)系统中，DC偏移可能是特别困难的。因为基带信号具有固有的DC项，它必须提供以成功地解调该信号，其它DC项的增加将极大地降级解调性能。
在接收机中可使用自动增益控制(AGC)来限制接收机要求的动态范围。其中，自动增益控制将限制所要求的模数变换器比特的数量。通常，在TDMA系统中，希望跟踪由于对数正态衰落(静区的)而不是瑞利衰落(快衰落)的信号衰减。在CDMA系统中，正如通过模数变换器所看到的，自动增益控制(AGC)设置合成白噪声类似成分信号的变量。
典型地，接收机根据接收的在复数平面调制的接收信号执行正交下变换。在模拟接收机或数字接收机，例如TDMA或CDMA接收机中能够执行正交下变换。常规地执行从中频(IF)的正交变换，例如在模拟接收机中，通过输入通带模拟信号到两个模拟的并联的混频器中，该混频器接有低通滤波器，以便消除双频信号分量。模数变换器被用于取样合成的模拟同相和正交基带信号。
也能实现各种类型数字正交下变换器。这些数字下变换器比模拟下变换器的一个优点是减少了所要求的模数变换器的数目。例如第一类型数字下变换器要求一个高速模数变换器，紧接着两个数字混合器和抽取滤波器。例如在Harris Part No.HSP 50016中提供这样的实现。第二类型数字下变换也使用一个模数变换器。选择取样频率(fs)和最后的中频(fIF)，这样，信号的样值需要用相应符号变化交替地供给两个低通内插滤波器，以便获得希望的同相和正交基带信号。例如在Harris Part No.43216或由L.E.Pellon的文章“用于正交取样的双奈奎斯特数字乘积检测器”，IEEE关于信号处理会刊，1992年7月第1670-1681页，提供了这样的数字下变换器。
另一类型的数字下变换使用与复数下变换器状态一起的离散时间希尔伯特(Hilbert)滤波器。这样类型的希尔伯特下变换器在“具有高动态范围的正交取样”(IEEE会刊航空空间电子系统第Vol.AE8-18，No.4，第736-739页，1982年，11月)中叙述了，引用在这里作为参考。这种类型的希尔伯特下变换器比模拟下变换器也少使用一个模数变换器。少一个模数变换器允许少一个接收机支路，该支路在同相和正交信号之间提供更好的增益平衡。在同相和正交信号分量之间的希尔伯特下变换器的相位精度和增益平衡也是更精确的，而且对温度变化或老化(元件的偏移)不敏感。
上述的第一数字下变换器比模拟下变换器需要高得多的速度的模数变换器。第一数字下变换器也要求实际的高速相乘，用于下混频该信号以提取同相和正交基带信号。第二数字下变换器不要求高速模拟数字变换器或高速相乘，因为它使用无乘法器的最后下变换级。但是，第二数字方式要求昂贵的A/D变换器，因为要求取样速率。希尔伯特下变换器要求复杂的混频级执行下变换。昂贵的硬件或扩展的处理器时间必须用于乘该复数。
本发明通过提供用于多相分量下变换的方法和装置解决这些和其它问题。一个模数变换器提供用于接收中频信号并且以取样速率提供数字信号。希尔伯特变换网络根据从模数变换器提供的数字信号提供通带正交分量。延迟元件根据来自模数变换器的数字信号提供通带同相分量。数字变换器根据预定格式改变来自希尔伯特变换网络和延迟元件的通带正交和同相分量，以提供下变换的基带正交和同相信号。一个选择器，可操作地耦合到所述希尔伯特变换网络和所述延迟单元，以便交替地选择通带正交分量和通带同相分量，提供通带正交分量和通带同相分量到所述数字变换器。根据不同的实施例，由伪随机序列解调器提供数字变换器。该数字变换器还能伴有用于下变换码分多址(CDMA)信号的早先或后来的变换器。自动增益控制电路能够提供下变换器的增益控制。直流(DC)估计器还能提供执行在基带正交和同相信号上的DC估计调整。
当与附图结合在一起阅读如下详细的说明书时，本发明的这些和其它结构和特点将变得更为清楚了。
本发明提供一种具有无乘法器的下变换级和仅需要一个模数变换器的正交下变换器。比用于模拟下变换器的两个模拟接收机支路的两个模数变换器需要少一个模数变换器。较低频率的取样速率也可用于模数变换器。在本发明中也不需要一个乘法器，因为在第一数字变换器中是需要的。取样速率fBAUD被置于中频fIF的整数倍以提供这些好处。由本发明也获得了同相和正交信号之间较好的增益平衡和低的幅度波动。而且，改进了同相和正交信号分量之间的相位精度和增益平衡，没有温度和老化的敏感性。
进一步使用希尔伯特滤波器的本发明比其它已知数字方式具有一个附加的优点。本发明采用了90°相位精度，带宽和滤波器抽头数之间折衷的优点。本发明中滤波器可用少到每输出点对4个抽头(4×附加取样)实现或者通过选择希尔伯特滤波器级为奇数以一个抽取器的半时钟速率(2×附加取样)工作。此外，可选择取样速率和最后的中频fIF，使为抽取器抽取信号至T-间隔样值所需要的计算量最小，这里1/T＝fBAUD是波特(符号)速率。即如前所述fs＝4fIF，但有附加约束即fIF＝fBAUD，这样，抽取正好是需要的抽取滤波器的样值选择过程。
图1表示根据本发明用于多相位分量下变换的方法和装置的第一实施例的原理方框图。
图2表示根据本发明利用具有一种类型DC估计和自动增益控制的抽取器的多相位分量下变换的方法和装置的第二实施例的原理方框图。
图3表示根据本发明的另一类型DC估计的原理方框图。
图4表示根据本发明提供一种类型自动增益控制的详情的原理方框图。
图5表示根据本发明用于对码分多址(CDMA)信号下变换的附加前和后变换器的原理方框图。
图6表示根据本发明在码分多址(CDMA)下变换器中的变换器的一个例子的图。
图1表示一个接收机100，它包括在最后的中频(IF)级102之后的一个下变换器。该下变换器包括具有足够分辨率(比特)的一个模数变换器103来处理接收机的动态范围和满足均衡噪声要求。该模数变换器103接着一个变换网络104，一个选择器106和一个数字变换器107。数字变换器107由一对符号改变装置125，120和130，135组成，每一个用于每个支路。符号改变装置包含一个循环移位寄存器120，它包含符号信息，和一个符号改变装置，用于根据到相应的通带分量的循环移位寄存器的掩蔽寄存器的输出加上符号改变125。数字变换器107的结果是正交和同相基带信号分量114和115。正交和同相基带信号分量114和115被加到DC估计器/抑制电路108。DC估计器108的输出是无DC的基带正交和同相信号。
接收机100接收信号110，该信号可能是具有任意调制的(例如QPSK)模拟信号。这个信号也可能是由有线发送或者传输可能是无线的(例如RF信号)。该信号一旦被接收，信号110由最后的IF级102处理，该最后IF级102用于变换并滤波来自初始的或中频(IF)的信号到另一个希望的最后的中频(IF)。该信号还被滤波除去不希望的频率分量并降低噪声和干扰。最后IF频率(fIF)被选择为信号波特率的倍数(fBAUD＝1/T，这里T是符号间隔)。在这种情况下，该fIF被设定等于fBAUD，用于进一步降低要求的模数变换器的取样速率和要求的硬件时钟速率。IF级102的模拟信号输出然后被模数变换器103取样，这里取样速率(fs)被选择为4×最后IF频率。即fs＝4fIF，因为fIF＝fBAUD，那么该信号是4×附加取样。即每基带T间隔符号有4个样值。取样的实际信号111然后被输入到变换网络104以获得正交通带信号分量112。变换网络104能实现为希尔伯特变换滤波器。另一方面，变换网络104能实现为低通滤波器而延迟电路为另一个低通滤波器。这两种低通滤波器可以在Harris Part No.43216或由L.E.Pellon文章“用于正交取样的双奈奎斯特数字乘积检测器”中选择，(IEEE信号处理的会刊，1992年7月第1670-1681页)引用在这里作为参考。
取样的实际信号111还被发送到延迟电路105，该延迟电路105延迟等于变换网络104的群时延，例如，当希尔伯特变换滤波器被选择为奇数级(滤波器的抽头的奇数)用于变换网络104时，延迟电路105的延迟等于由变换网络104处理的样值的整数。延迟电路105的输出是带通同相信号分量113。然后选择器106交替地选择正交信号112，然后同相113带通信号分量样值，馈送到数字变换器107的正交支路，同时交替地选择同相113然后正交通带信号分量样值输入到数字变换器107的同相支路。
正交支路的样值具有根据掩蔽寄存器(在图1中显明的寄存器)内当前输入由符号改变装置125改变它们的符号，该掩蔽寄存器在包含正交变换序列的循环缓冲器120中。类似地，同相支路的样值具有根据掩蔽寄存器内当前输入由符号改变装置135改变它们的符号，该掩蔽寄存器在包含同相变换序列的循环缓冲器130中。这些符号改变装置只要求使用或是数字门或者在微处理器或数字信号处理器中的简单运算使二进制比特倒相。复数的相乘算法或电路不需要只执行符号改变，因此节省了硬件或处理器时间。
这些序列来自复数过程指数(-jπk/2)，需要变换通带信号分量为基带信号分量，由于最后IF频率和取样频率关系fs＝4fIF。注意，给定的复数通带信号d(KT)＝I′(KT)+jQ′(KT)中心在fIF。为了变换这个信号为基带要求用复数过程指数(-j2πkfIF/fs)乘该信号。因为fIF/fs＝1/4，则过程变为指数(-jπk/2)。因此，2(KT)＝d(KT)※EXP(-jπk/2)可写为(I(0)，Q(0))，(-Q(1)，I(1))，(-I(2)，-Q(2))，(Q(3)，-I(3))，对于K＝0.3，这里符号的这种格式和I和Q按次序的用4的周期重复，即：
(I(0)，Q(0))，(-Q(1)，I(1))，(-I(2)，-Q(2))，(Q(3)，-I(3))
(I(4)，Q(4))，(-Q(5)，I(5))，(-I(6)，-Q(6))，(Q(7)，-I(7))
(I(8)，Q(8))，(-Q(9)，I(9))，(-I(10)，-Q(10))，(Q(11)，-I(11))仅要求根据改变样值改变符号的过程EXP(-jπk/2)的有效实现可通过循环缓冲器120和130来提供。该循环缓冲器120和130分别包含符号改变变换序列(1，-1，-1，1)和(1，1，-1，-1)。
选择器106交替地选择从变换网络104和延迟电路105输出的样值。数字变换器107的正交支路的输出是正交基带取样信号分量114和数字变换器107的同相支路的输出是同相基带取样信号分量115。
然后DC估计器108有效地估计来自正交基带取样信号分量的DC(零频率)信号分量并减去它们产生无DC分量116的正交基带取样信号。同时，DC估计器组件108有效地估计来自同相基带取样信号分量的DC(零频率)信号分量，并减去它们产生无DC分量117的同相基带取样信号。DC估计器108将在下面参见图3讨论。
本发明的下变换器可通过如下办法容易地实现，通过在数字信号处理器(DSP)上运行的固件，该处理器具有内部或外部的模数变换器，或可容易地集成到单个应用的专用集成电路(ASIC)或可编程的门阵列(FPGA)电路。本发明的下变换器可被应用于或是TDMA或是CDMA接收系统。对于CDMA系统，交换器电路107可用图5的变换器电路代替。
图2表示下变换器的另一个实施例，包括抽取器201，用于降低每输出样值要求操作的数目。该抽取器201在变换网络104，105之前，并降低4fIF取样速率至2fIF。自动增益控制(AGC)和DC估计也被表示作为本发明的各种实施例中可得到的其它可用特征的例子。
该接收机接收信号110。IF级102滤波和变换该信号为等于该信号波特率(fIF＝fBAUD)的最后的IF。然后通过一个数字衰减器242把该信号调整到达到希望的电平，该衰减器又受自动增益控制(AGC)算法或电路244的控制。数字衰减器242出来的模拟信号被模数变换器103取样，取样速率(fs)被选择为4×最后的IF频率，如前所述，该信号是4倍(4×)附加取样。
该抽取器201发送偶数样值到变换网络104和发送奇数样值到延迟电路105。在这种情况下，变换网络104是希尔伯特变换滤波器。因为使用没有中间抽头的奇次希尔伯特滤波器，这是可能的。产生的通带正交112和同相113取样的信号分量被时间调整和2×附加取样。因此，每基带T间隔符号将有两个样值。
通带正交112和同相113取样的信号分量直接地被输入到数字变换器107。该正交信号分量具有它们的符号，该符号由符号改变装置225根据在掩蔽寄存器中当前的输入在数字变换器107中改变，掩蔽寄存器在包含正交变换序列的循环缓冲器220中。类似地，该同相信号分量具有它们的符号，该符号由符号改变装置235根据在掩蔽寄存器中当前的输入在数字变换器107中改变，掩蔽寄存器在包含同相变换序列的循环缓冲器230中。这些序列来自需要变换通带信号分量为基带信号分量的复数处理指数(-jπK)，由于最后的IF频率和取样频率关系fs＝2fIF。由循环缓冲器220和230可提供仅要求符号改变的处理指数(-jπK)的有效实现。该循环缓冲器220和230分别包含变换序列(-1，+1)和(-1，+1)。注意，该循环缓冲器可用时钟的J-K触发器代替。数字变换器107的正交支路的输出是正交基带取样信号分量和数字变换器107的同相支路输出是同相基带取样信号分量115。
图2实施例的DC估计器组件108包含DC估计滤波器205和206，从提取器201而不是如图1实施例中的数字变换器取出它们的输入。从提取器201来的同相和正交通带样值也可看作为具有交变符号的交替的基带同相和正交信号分量样值。因此，提取器201以下列形式提供基带同相和正交样值到DC估计滤波器：
…，I(8T)，-I(6T)，I(4T)，-I(2T)，I(0)→
…，-Q(7T)，Q(5T)，-Q(3T)，Q(T)，0
DC估计组件108的延迟电路215延迟同相信号一个样值的间隔(Ts)，时间对齐来自提取器201的通带同相和正交信号样值。通过经符号改变装置212和213加循环缓冲器214中的符号改变信息到提取器输出的样值，建立基带同相和正交信号样值。DC估计滤波器205和206有效地估计对于正交基带214和同相基带207取样信号分量的DC(零频率)信号分量，并经求和器210和211减去它们，产生无DC分量的正交基带116和同相基带117取样值号。延迟组件209和208主要地提供补偿DC估计滤波器的群时延。延迟部件209和208具有的时延等于DC滤波器群时延减去变换网络104和延迟电路105群时延的时延。这种配置通过相对于图1下变换器产生较小的总时延。注意这类的DC估计也可使用代替图1所示的DC估计类型。图1DC估计类型又可使用以代替图所示的那种类型。
自动增益控制(AGC)电路244使用信号116和117估计加到数字衰减器242需要的信号，以便保持恒定的信号电平或在模数变换器103处信号的变化。在图4中描述了在TDMA系统中使用的(AGC)电路244的一个示例结构的自动增益控制。对于CDMA系统，自动增益控制AGC电路244将包括一个装置，通过在给定时间间隔求和同相和正交样值的平方和的平方根来计算功率，并从由数字积分器跟随的希望的参考信号中减去这个信号。积分器的输出可用作输入到AGC查阅线性  表，然后其输出加到衰减器。如果该衰减器接收一个模拟输入，那么还需要数模变换器电路(D/A)。注意，通过再取信号116和117作为输入，自动增益控制(AGC)电路244也可用在图1所示的下变换器的实施例中。
图3表示图1或图2的DC估计器电路108的可替代的结构。提供滤波器205，206和延迟组件208，209，紧接它们各自相加节点500，501，产生最后的无DC的基带正交和同相信号分量。取样的正交信号112被输入到DC估计滤波器205和延迟缓冲器209，其长度等效于滤波器205的群时延。在加法器500从延迟信号中减去DC估计滤波器的输出，产生滤波的正交信号116。类似地，取样的同相信号113被输入到DC估计滤波器206和延迟缓冲器208，其长度等效于滤波器206的群时延。在加法器501从该延迟信号减去DC估计滤波器的输出，产生滤波的同相信号117。在本发明的实施例中还能实现另一种可替代类型的DC估计滤波器。
图4表示根据本发明的自动增益控制(AGC)电路的方框图。所示的对数正态跟踪或瑞利衰落抑制自动增益控制(AGC)电路244包括一个信号强度指示器(SSI)电路610，提供初始信号强度估计。提供不连续的传输检测器625和相应的滤波器开关630和635，以及两个短期信号功率平均估计器165和620。为了线性化和/或衰减器变换目的，具有相应滤波系数更新算法645的自适应滤波器或长期平均估计器640接着查找表。这个自动增益控制(AGC)电路244也可与图1的接收机一起使用。
正交116和同相117信号样值从下变换器的9C抑制级108接收。信号强度指示器电路610接收正交116和同相117信号样值并且通过在给定时间间隔(例如如果4×附加取样，64样值将是16符号间隔)上相加正交和同相样值平方和的平方根。然后使用对数查找表610把该信号变换为以10为底的对数单位，注意，如果希望的话，不需要取平方根，而且可移出相加，或附加地可构成对数查找表的部分。短期平均估计器615使用信号强度指示符样值612来计算短期平均信号。在这个实施例中，短期平均估计器615是一个5抽头的有限脉冲响应(FIR)矩形滤波器(这等效于5点移动平均)。先前平均锁定估计器620使用信号强度指示信号612产生先前平均锁定信号。在这个实施例中，先前平均锁定估计器620是一个单级点无限脉冲响应(IIR)滤波器。滤波器开关630和635选择或是来自FIR滤波器615的目前短期平均信号或来自IIR滤波器620的先前平均锁定信号，提供短期平均信号637。
不连续的传输(DTX)选择电路625注视当前的信号强度指示样值612(RSSI)和短期平均信号637(SMEAN)和比较同阈值(DTXTHR)的差，确定是否出现不连续传输，由如下关系式所示：
SMEAN＞RSSI+DTXTHR即，为了避免由于不连续传输而跟踪RF信号电平的下降，自动增益控制算法跟踪深负衰落比其它负和正衰落更快。这种完成是修改短期平均，以便使用具有一个极点很接近于1的单极点HR滤波器，用于慢跟踪。
如果由不连续传输选择电路625检测到不连续传输，则不连续传输选择电路625设置滤波器开关630和635，以便选择先前平均锁定信号(由于单极点IIR滤波器)作为短期平均信号637(SMEAN)。否则，滤波器开关630和635被设置给FIR滤波器615，以便选择目前短期平均信号作为短期平均信号637(SMEAN)。该不连续传输选择电路625可包括一个计数器执行开关630和635的控制。对于给定的时隙，当上述关系是确定的时候，该计数器(DTXCNTR)(初始置于零)被增加以便计数具有不连续传输的给定用户的时隙的总数。每当上面的关系不确定时，该计数器(DTXCNTR)递减(直至零)。该计数器(DTXCNTR)被用于确定在最近过去时间里是否出现不连续传输并用于加速收敛，当上面的关系式是不确定的时候，FIR滤波器被用于更新短期平均信号637(SMEAN)也出现返回到正常工作。
这个自动增益控制(AGC)电路的另一个特征是对于RF信号电平大的正变化的敏感性。如果RF信号电平跳跃，这样通过固定量INITTHR(典型地置于6dB)，短期平均信号637(SMEAN)超过长期平均(LMEAN)，或者如果不连续传输刚刚结束，由如下两个关系表示：
SMEAN＞LMEAN+INITTHR或者
RSSI＞LMEAN和DTXCNTR＞4然后由滤波器开关620用短期平均信号(SMEAN)作为当前的信号强度指示样值(RSSI)612重新初始化整个自动增益控制算法。当没有初起化自动增益控制算法的信号强度历史时在跟踪不由衰落或移动产生大的RF信号电平变化时，这样做加速收敛。主要通过自适应滤波器640和滤波系统更新算法645，短期平均信号(SMEAN)被用于长期平均估计。该自适应滤波器640和滤波系数更新算法645计算长期平均信号642(LMEAN)和查表650被用于产生反馈增益控制信号246。这种反馈增益控制信号246代表具有衰落分量滤出的估计信号强度。
注意，有一些理由不是代替跟踪瑞利分量。一个理由是衰落频率是如此之高，使得以这样高的速率取样信号来估计信号强度或提供具有快得足以补偿衰落的反馈环路的自动增益控制是不实际的。同样，许多接收机通过由几乎所有TDMA系统在每个时隙发送的同步字，有时与信道均衡器一起对衰落校正。
本发明的自适应滤波器640是一个极点的HR滤波器，该滤波器具有由滤波器系数更新算法641更新的系数，这里K是时间指数，和alpha(α)及beta(β)是自适应滤波器640的时间变化系数，表示如下：
LMEAN(K)＝alpha(el(K)，K)※LMEAN(K-1)+beta(K)※SMEAN(K)bata(K)＝(1-alpha(el(K)，K))
这个算法使用一个误差信号，该信号通过从短期平均信号637减去长期平均信号642进行计算。由于这些信号值发散(误差信号幅度增加)，系数被调整，以致滤波器的极点以所描述的方式移动，更靠近单元循环的原点。例如，一个方法是通过固定的步长CSTEP(例如0.005)改变系数α(el(K)，K)，固定步长取决于误差信号|el(K)|是比一些发散阈值DIVTHR大还是小。
如果|el(K)|＞DIVTHR
        alpha(el(k)，k)＝Min(alpha(el(k)，k-1)+
  CSTEP，Max Allowed alpha)
又alpha(el(k)，k)＝Max(alpha(el(k)，k-1)-CSTEP，
  Min allowed alpha)另一个可选择的方法是递增和递减指示符到包含系数的查找表。
发散使得自适应滤波器640加权输入637比在计算长期平均的下一个值中长期平均信号642的前面的值更加重。即，长期平均的变化能更迅速地跟踪。另一个观察这个的方法是HR滤波器是一个顺序指数平均器，它加权构成指数平均估计的较旧样值比新样值成指数地小。加权这些样值的程度取决于滤波器系数(或如何靠近该极点至0或1)。自适应滤波器640的极点越靠近极点0，它相对于前面的长期平均信号值加权当前的短期平均信号越重，因此在由手对数正态衰落引起的信号强度平均中能跟踪更大的变化。必须不允许自适应滤波器640的极点移动太靠近原点否则估计将降低，即该估计将开始跟踪长期平均信号(LMEAN)的衰落分量。而且，如果自适应滤波器640的极点仍然太靠近1，它也降低长期平均信号(LMEAN)的跟踪，因为它将不能跟踪长期平均信号强度估计的对数正态衰落分量的变化。短期平均信号(SMEAN)和长期平均信号(LMEAN)的每个连续样值停留在彼此的规定距离之内，自适应滤波器640的更多极点以所描述的方式移动更靠近于1，产生加权平均窗口指数地稳定的扩展。为了保持系统的动态(可适应的)，该极点也不允许变得小于零以上的一些固定值。最后，长期平均估计信号642被加到查找表650以产生反馈增益控制信号246，用于补偿接收机的非线性和/或用于衰减器变换目的。
图5表示在本发明的一个实施例中使用的变换电路107的方框图，所指的是码分多址(CDMA)信号。这个变换电路将用于代替图1所示的数字变换器107，或者也可用于图2中，但除去抽取级。这个变换电路提供一个前变换部件300，一个后变换部件302和一个准时(估计)变换部件301，紧接有一个选择和积分部件304，它的输出包括输入到内插部件303的一个反馈信号，内插部件产生输入到每个变换部件的一个同步反馈信号。通带同相113和正交112信号被输入到前变换部件300、后变换部件302和准时变换部件301。在这些部件中，信号被变换为基带并解扩频，如在后面参见图6描述的。通过组合的符号信息，这些信号同时地被变换和解扩频，这些信息来自同相伪随机(PN)序列401和正交伪随机序列402和来自预定的同相序列400和预定的正交序列403、以下面的方式：
    伪随机序列       预定序列         产生的符号
        +               +                 +
        +               -                 -
        -               +                 -
        -               -                 +预定序列400和403可是变换或频率偏移序列。
符号改变装置404和405将产生的符号变化分别加在通带同相113和正交112信号。一般地，在每个变换部件中解扩频序列被偏移不同数目的伪随机时间片样值。在“前”变换部件300中，伪随机序列被延迟1个时间片样值，而在“后”变换部件302中，伪随机序列相对于“准时”变换部件301的伪随机序列偏移在前的1个时间片样值。一个时间片(chip)是用伪随机序列扩频该信号产生的样值。(1个时间片样值＝1/M时间片，这里M是每个时间片样值数，而且M＝4，因为fs＝4fIF和fIF＝时间片速率(fCHIP)。到伪随机序列的整个输入点由从内插器303至每个变换部件的同步反馈信号控制。内插器303根据来自选择/综合部件304的反馈信号和根据需要的解扩频的量确定是否提前或迟后伪随机输入指示符。
解扩频可规定为伪随机时间片(例如K)的数目。该时间片必须综合构成一个符号时间片。例如，对于根据IS-95规范的蜂窝无线电基站接收机，4个伪随机时间片将构成1个沃尔什符号时间片(K＝1)。例如，对于根据IS-95规范的移动接收机，64沃尔什时间片将构成一个符号。注意，所述数字信号处理器的输入指示符是用(DSP)实现。对于硬件实现，外部时钟脉冲(提前)或时钟脉冲抑制(迟后)可用于更新伪随机发生器。
选择/综合部件304从每个变换部件取出产生的基带解扩频正交和同相信号并且在N个时间片上综合它们，这里N是用于产生解扩频符号时间片的K伪随机时间片的样值数。计算来自每个变换部件的产生符号时间片的幅度并发送到内插器303，这里它们被具有一定群时延的低通滤波，该群时延小于由于移动无线电位置的变化对于伪随机同步点变化所用的时间。
在内插器303，这些滤波的幅度被比较，以决定是否提前或迟后1个伪随机时间片样值。通常，内插器303经同步反馈信号指示对于K周期(取样间隔)的给定伪随机时间片，然后提前该指示符到下一个伪随机时间片。此外，如果前变换器的滤波隔度是最大的，则同步反馈信号将使所有三个变换器的指示符被迟后一个时间片样值。如果“准时”变换器的滤波幅度是最大的，那么同步反馈信号将留下不变的输入指示符。如果“后”变换器的滤波幅度是最大的，那么同步反馈信号将使输入指示符提前一个时间片样值。
这个CDMA变换过程通过增加前和后变换器部件的数目来改进，所以更多时间片样值将被覆盖。响应于多个时间片样值的滤波幅度之间的内插将改进同步反馈信号的精度(提前或迟后判决)。来自准时变换部件的基带综合(解扩频)正交和同相信号由选择/综合部件304输出作为如图5所示的基带解扩频正交116和同步117信号。
图6是用于表示本发明的其它CDMA实施例的变换电路的详细情况或者用于图1，2或5的变换电路的方框图。通带正交和同相输入112和113被表示为至符号变化装置405和404的输入。符号变化装置被提供来自循环缓冲器403和400的当前的符号信息，该缓冲器包含用于变换的预定序列。通过从相应的伪随机序列402或401得到的符号信息修改来自循环缓冲器403和400的符号信息。还表示了用于选择加上适当伪随机序列符号比特的提前/迟后信号的应用。这个提前/迟后信号在图5的例子中可从内插器303提供。
用于伪噪声(PN)的码分多址(CDMA)信号的解扩频的可替代实施例也可实现如下。在图6的前面描述中，假定分离的实时操作可用于伪噪声解扩频同相和正交信号。当使用高斯(Gaussian)信道或不产生随机的信号相移的信道时，这级可能仅是可接受的。对于更现实的信道(例如，R.F信道)，对于解扩频信号复数运算是需要的。例如，IS-95技术规范要求通过伪噪声序列的复数共轭解扩频该信号，这样要求执行复数数学运算。通过同相和正交伪随机序列形成复数伪随机序列，可用复数即a+jb表示。
加到接收信号的伪随机序列的复数扩频(在逻辑至算法变换01和1至-1之后)取一组四个复数值(1+j1，-1+j1，-1-j1，1-j1)的其中之一。用于扩频该信息信号的发送伪随机序列在传输之前是从接收机使用的复数伪随机序列(例如图6的序列402和401)产生的。发送的伪随机序列是通过简单的求反(即逻辑反)复数伪随机序列的正交分量(例如402)产生的。
这种简单的数学运算是可能的，因为伪随机序列可通过常数，但是任意的，复数相位旋转而不影响解调过程。旋转可选择为+π/4弧度，因此变换可能的值，其伪随机序列可取自四个复数值(1+j0，0+j1，-1+j0，0-j1)的一组。仅在相干系统中旋转必须考虑解调过程，该过程如修改判定边界那样简单，不产生附加运算。
在接收机中，该接收机执行数字下变换和正交伪随机解扩频，下变换器和解扩频器可联合形成不同于上面图6中描述的装置的一个有效的组成装置。这样的装置这时的不同在于伪随机序列和预定序列可起着输入到解码部件的作用。该解码部件可通过查找表或简单的逻辑功能最小化来实现。解码部件的输出控制例如如图1所示的选择器106的操作。这样的控制将确定何时交换同相和正交样值。例如，解码部件的输出附加地控制图1的符号变化装置125和135，图3的225和235或图6的405和404的工作。在这种实现中的信号由下表汇总：
   IPN(401)   QPN(402)    PIS(400)   PQS(403)     PSOP     PNOP     NEtop I+jQ   I符号(404)   Q符号(405)   选择器(106)
    0000000011111111     0000111100001111     0011001100110011     0101010101010101     1j-j-11j-j-11j-j-11j-j-1     1111jjjj-j-j-j-j-1-1-1-1     1j-j-1j-11-j-j1-1j-1-jj1 I+jQ-Q+jIQ-jI-I-jQ-Q+jI-I-jQI+jQQ-jIQ-jII+JQ-I-jQ-Q+jI-I-jQQ-jI-Q+jII+jQ     +-+-+-++++---+-+     ++--+-+--+-+--++     011010011001-0110
一般地，本发明提供一种数字信号的下变换和正交解调的方法和装置。这是通过工作在4/T Hz(T是解调方案的符号间隔)的取样速率的单个模数变换器来实现的。模数变换器取样中心在1/THz的实际值的通带调制波形。取样的数据流通过希尔伯特变换器(相位分离器)得到一个分析通带信号，该信号包含原始信号的上频率边带。希尔伯特变换器的正交部分是一个滤波器，该滤波器具有4个不同的非零抽头，而变换器的同相和实数部分正好是一个延迟。希尔伯特变换器之后的下变换过程需要乘以复数过程指数(-jπK/2)，因为最后的IF频率和取样频率关系fs＝4fIF。无需由选择器和数字变换器电路相乘，可有效地执行该过程，该电路复用和执行通带同相和正交信号分量样值的符号改变，以便得到基带同相和正交信号分量样值。同时地或在这个过程以及AGC之后执行DC估计和除去。用这样的方法和装置基本上能得到数字下变换器，无需分离地数字化同相和正交分量，所述下变换器电路以计算地有效的方式实现，而且能够对一些接收机补偿或除去(DC除去)和信道损伤(具有衰落抑制的AGC)的补偿。DC估计电路也被设计为计算地有效的，这样它们要求很少的算法操作。
虽然在上面的说明书和附图中已描述和说明了本发明，应当懂得，这个叙述仅仅通过例子，本领域的技术人员在不脱离本发明的精神和范围下可进行许多改变和修改。例如，不同形式的DC估计可用于本发明的任何实施例，包括各种TDMA和CDMA实施例。而且，本发明可装有或不装抽取器。在CDMA系统中不同类型的伪噪声解扩频也是可能的。不同的自动增益控制(AGC)电路也可用于或是TDMA或是CDMA系统。而且可以用或不用抽取器实现下变换器。

Claims (6)

1.一种下变换器，其特征在于，包括：
一个模数变换器，可操作地被耦合用以接收中频信号和以取样速率提供数字信号；
一个希尔伯特变换网络，可操作地耦合到所述模数变换器，提供数字信号的通带正交分量；
一个延迟单元，可操作地耦合到所述模数变换器，提供数字信号的通带同相分量；
一个数字变换器，可操作地耦合到所述希尔伯特变换网络和所述延迟单元，根据至少一个变换序列改变通带正交和通带同相分量以提供基带正交信号和基带同相信号，所述数字变换器包括一个正交变换器，可操作地被耦合用以从所述选择器接收选择的通带正交分量并根据第一变换序列改变选择的通带正交分量以提供基带正交信号；和一个同相变换器，可操作地耦合用于从所述选择器接收选择的通带同相分量，以便根据第二变换序列改变通带同相分量以提供基带同相信号；和
一个选择器，可操作地耦合到所述希尔伯特变换网络和所述延迟单元，以便交替地选择通带正交分量和通带同相分量，提供通带正交分量和通带同相分量到所述数字变换器。
2.根据权利要求1的下变换器，其特征在于，进一步包括一个抽取器，可操作地耦合用于接收来自所述模数变换器的信号，并交替地提供数字信号到所述变换网络和所述延迟单元。
3.根据权利要求1的下变换器，其特征在于，进一步包括：
一个前变换器，可操作地耦合到所述希尔伯特信息网络和所述延迟单元，根据变换序列改变通带正交和通带同相分量以提供一个前基带正交信号和前基带同相信号；
一个后变换器，可操作地耦合到所述希尔伯特变换网络和所述延迟单元，根据变换序列改变通带正交和通带同相分量，以便提供后基带正交信号和后基带同相信号；和
一个选择器，可操作地耦合到所述前变换器，根据选择信号的质量从所述前、后和数字变换器之一选择基带正交信号和基带同相信号。
4.根据权利要求1的下变换器，其特征在于，该分量由二进制数构成，和其中所述数字变换器根据变换序列改变二进制数的符号。
5.根据权利要求1的下变换器，其特征在于，进一步包括一个DC估计器，可操作地耦合以便消除来自基带正交信号和基带同相信号的DC。
6.一种用于下变换信号的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
(a)以一个取样速率取样中频信号，以产生数字信号；
(b)变换该数字信号产生通带正交分量；
(c)延迟该数字信号产生通带同相分量；
(d)根据至少一个变换序列改变通带正交和通带同相分量，以便提供一个基带正交信号和基带同相信号；和
(e)交替选择通带正交分量或通带同相分量。
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