CN1096159C - 带分布式接收机的多用户通信系统 - Google Patents

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Abstract

一种有效利用数据传输容量和分集处理的卫星转发器扩频通信系统关口站信号接收方法和装置。各模拟接收机(62M)接收的通信信号数字化后传至FHT组件(164)用预定PN序列解扩频为编码数据码元，并用FHT器件(192)变换为能量量度。各信道的这些变换结果输入一分配给用户的量度接收机(166N)处理，重组数据。各模拟接收机连接一组FHT组件(164MN)控制各分集路径。该组件包括解扩频器件(176、178)和FHT器件(192)，均分布在关口站的处理阵列中。

Description

带分布式接收机的多用户通信系统
发明背景
I.发明领域
本发明涉及诸如无线数据或电话系统、卫星转发器型扩频通信系统之类的多址联接通信系统。更具体地说，本发明涉及一种采用与若干模拟接收机分别耦合以降低数据传送要求的多个数字接收机组件，进行数字信号解调的通信系统总体结构。本发明还涉及一种码分多址联接扩频通信系统中用来降低产生单一用户数据所需数据传送速率的某些信号解调功能再分配方法。
II.相关技术的描述
为了在大量系统用户间传送信息，已开发各种多址联接通信系统。该系统所用技术有时分多址联接(TDMA)、频分多址联接(FDMA)和调幅(AM)(如振幅压扩单边带：ACSSB)等调制方案，其基本方法已众所周知。然而，扩频调制技术，如码分多址联接(CDMA)，具有超越其它调制方案的显著优点，尤其在为大量通信系统用户提供服务的情况下。在4901307号美国专利的精神中已揭示CDMA技术在一种多址联接通信系统的应用。该专利1993年2月13日提出，名为“采用卫星转发器或陆上中续器的扩频多址联接通信系统”，已转让给本发明受让人，在此援引作参考。
4901307号专利揭示一种多址联接通信系统技术，其中大量一般移动用户或远端系统用户分别采用收发信机，通过诸如公用电话交换网等，与其他系统用户或所需信号接收端进行通信。这些收发信机利用CDMA扩频通信信号，通过卫星转发器、关口站或陆上基站(有时也称为区站或蜂窝区)相互联系。该系统使系统用户之间和此通信系统所接其他系统的用户之间，可传送各种数据和语言通信信号。
采用诸如4901307号美国专利所指示的扩频信号和调制技术的通信系统具有高于其他技术的系统容量。这是因为其他技术中做成在系统所服务的不同地区，频谱重复使用多次，而一个地区内的用户之间则共同争用。采用CDMA比采用其他多址联接技术取得较高的给定频谱利用率。此外，采用宽带CDMA技术较易克服多径衰落等问题，尤其有利于陆上中继站。
宽带CDMA通信中用的伪噪声(PN)调制技术具有较高的信号增量，使频谱上相同的通信信道或信号可较快区分开。假定任何传播路径差带来的相对传播时延大于PN筹元(片码)的一个周期(所带宽的倒数)，则上述情况可使跨越不同路径的信号便于区别。如果采用约1MHz的PN筹元速率，则能用全扩频增益(等于扩展频宽与系统数据速率之比)鉴别路径延迟或到达时间相差1微秒的信号路径。
鉴别多径信号的能力使多径衰落的严重程度大为缓解，尽管由于有时路径延迟差小于一个PN筹元周期而不能完全消除该衰落。因为建筑物和地面的反射大为减少，而且往返总路径很长，卫星转发器或定向链路存在延迟短的路径尤为确实。因此，作为减少衰落的不利影响和相关用户(或卫星转发器)移动带来的问题的一种方法，最好具有某种信号分集。
通常，扩频通信系统采用3种分集，即时间、频率和空间的分集。采用信号分量的重复和时间交错可得时间分集。信号能量沿广扩带宽的扩散提供一种频率分集。因此，频率选择性衰落只影响一小部分CDMA信号带宽。采用多信号路径(一般通过不同的天线或波束)提供空间分集。
通常将卫星转发器用的波束配置成覆盖较大的地理区域，因而任何时间都比陆上中继器系统可对较多的用户寻址。每颗卫星一般都用多条波束(11～16条左右)同时射至若开相邻地理区域，从而提供分集。多波束目标用户观众的相对规模一般不小，即便用户面积密度小时也这样，也即，虽然服务区会包括人口密度低的地区，各区域综合的总规模意味着一给定卫星波束图内仍有很多用户。此外，有些地区还利用卫星克服陆上电话系统的不足，这些地区可能人口密度较高。
用卫星为较多的用户提供业务，落实到每个转发器的有效发射机或天线较多(多达每卫星有16波束)和每卫星波束通信信道较多。通常，一卫星的每波束通信信道数从陆上中继器常见的64条增加到128条。这些因素使系统关口站必须接纳的数据和信号处理量比基站增加许多。
陆上基站一般最多使用6副天线，大致为一完整蜂窝区1副到分裂蜂窝区的3个扇形区各2副，而且各天线在一载波频率上接收通信信号。反之，卫星关口站使用有1副或多副天线(根据需要)在不同载波频率接纳16条或更多波束的接收机阵列(约32部或更多的接收机)处理通信信号。关口站还提供对视线内的多颗(在任何给定时间内一般为6颗左右)卫星的业务。在一典型系统中，8个轨道面各使用6颗卫星，有些系统还打算用更多卫星。
卫星转发器系统接纳较多通信信号，落实为各关口站要传送和处理大量通信信号。在各天线接收的信号下变频为相应基带信号且去除载波信号，以提供数字样本信号时，数据速率约为每载频(波束)80兆位每秒(Mbps)。将各模拟接收机来的信号传给关口站中指派用于处理具体用户通信的调制解调器阵。这意味着必须沿连接所有调制解调器的公共总线传送各接收机的数据，以便这些调制解调器能分别检测和处理多路径信号。对于目前通信系统的数据速率，在关口站调制解调器部分与模拟接收机之间传送信号的关口站总线必须处理速率高达约若干千兆位每秒(Gbps)或以上。如此大量数据的控制、交换、定时等超出关口站节省成本有效益的范围。这就使总线传送结构的负担在费用合理且可靠的条件下超出现有技术的极限。此外，在各处理电路结构间传送如此大量数据的布缆要求也变得高度复杂。
因此，希望关口站总体结构内必须使从一功能单元(或功能级)传送到另一单元的数据量减少。还希望为增加容量或需要更新时便于扩充系统提供的廉价模块化元件，得到较有效的应用。
概述
鉴于上述问题和有关扩频通信系统关口站、基站通信信号处理技术中发现的其他问题，本发明的一个目的是为关口站中接收信号的正交信道分配通信处理要求。
本发明的第二目的是减少扩频通信系统关口站中必须沿模拟和数字数据处理单元间的公共信号导线传送的每单位时间数据总量。
另一个目的是提供一种使关口站各模拟接收机所关联的处理资源可成本较低效益较高地分配的方法。
本发明的一个优点是采用非常可靠、便于生产且有成本效益的扩频和其他数字信号处理组件，以分配成并行阵列和关口站模拟接收机一起使用。
其他优点有电路母板的数据传输速率降低，所需导线和电缆数量减少，而且相关处理设备量也减少。
种种目的、目标和优点都在扩频多址联接通信系统(如CDMA无线电话/数据通信系统)关口型基站用的一种信号处理总体结构中实现。在这些CMDA系统中，使用者(系统用户)利用给定载波频率中不同编码通信信号的信道，通过基站或卫星转发器和关口站相互通信。利用分别配置成在至少一个载波频率上接收信号的模拟接收机，在一条或多条分集传输路径上，从多个系统用户处接收一些扩频通信信号。这些模拟接收机以预定的取样率将通信信号变换为数字信号。该数字通信信号输出到接于各模拟接收机输出端的一组相应的解调组件。与各模拟接收机相连的解调组件数量安排得使要通过该相应模拟接收机接收各用户所发信息的每一分集通信路径，至少有一组件可用。
解调组件利用有相应偏置或时间偏移的具体通信系统的预选同相位(I)和正交相位(Q)伪随机噪(PN)编码系列，将多数字通信信号解扩频，以形成编码数据码元。这些预选伪噪声(PN)系列也用于在对打算接收的用户发送前，调制数字数据信号的同相和正交分量。
解调组件一般还将编码数据码元累积成预定的码元群，并将其中的预选数量码元群提供给正交函数变换器变换为码元数据的码元能量量度。该能量量度表示与相应模拟接收机工作信道所用编码数据的假设关联的能量值。
各解调组件，其一部分有一解扩频级(或解扩电路)，另一种分有一正交码变换器(或电路)。前者用来为各用户生成各分集路径的编码数据码元，后者用来对编码数据进行接收和正交变换，以生成码元能量量度。典型的变换器为阶数与输入码元群规模对应的快速阿达玛尔(Hadamard)变换器。因此，各变换器的输出代表通过一相应接收机工作的一条信道的量度。
此解调组件可按中间用公共传输总线连接的解调器前端(DFE)和解调器后端(DBE)制作。这样可使模块化结构和电路集成的程序高，达到成本低且可靠的目的。通过，变换器级(DBE)和解扩频展级(DBE)数量一样，尽管某种程度的分时或信号选择可使所需级数不相等。
将各解调组件(或DBE)生成的量度数据至少传送给预先分别分配给一用户的量度数据接收机系列中的一个接收机。各量度接收机分别对应于一条要处理的编码信号信道，而各变换电路的输出分别对应于一个信道量度接收机。
多个量度数据接收机分别连接成接收各模拟接收机关联的一个或多个解调组件所发的能量量度信号。本发明还包括在各量度接收机输入端采用加法单元对从多个组件(或变换器)接收到的码元能量量度求和，以生成用于导出信道数据的单一信道码元能量量度。
本发明的另外一些方面中，还跟踪接收信号间的相对时间差和PN序列的相位，并提供定时调整信号以表明差异的符号和大小。解扩频后，还按照响应于定时控制信号值变化作调整的抽取点，对数字信号进行抽取。
本发明对于降低与至少一个上量转发器通信，使系统中用户单元的通信信道信号传送到模拟接收机的关口型基站的信号传送结构复杂程度，非常有效。在任何给定时间至少有2颗卫星与关口站进行通信的情况，这一点尤其有效。
附图说明
从下文结合各处均以相同参考符号代表相同组成部分的附图所作详细说明，本发明会更清楚。附图中：
图1画出典型无线通信系统的总体示意图。
图2画出图1无线通信系统的典型关口站调制/解调装置方框图；
图3画出能有效构成图2的模拟接收机的模拟电路；
图4采用大量接收机画出图2关口站调制解调器部分的多搜寻指解调总体结构方框图；
图5画出能有效构成图2所示的数字数据接收机的一种解调电路；
图6画出能有效构成图2所示数字数据接收机的第二种解调电路。
图7画出采用多分布式数据接收机的一种新关口站总体结构；
图8画出图7关口站总体结构中用的典型FHT组件输入部分；
图9画出图8中典型FHT组件的输出部分。
较佳实施例的详细描述
本发明提供一种扩频多址联接通信系统所用基站和关口站的新型信号处理总体结构。采用一种新的数字接收机和解调器方案，便可获得的信号总线容量利用较有效。本发明的方法和装置将接收机系列中各接收机收到的通信信号变换为数字式，再解调各信号以去除外部PN码，并对在各频率上传送给全部系统用户的数据计算信号数据能量量度。然后，将各接收信号内各预定用户的数据量度传至分配给独立通信电路或接收者的信号解码器和分集合并器。
此系统总体结构的初始层涉及模拟信号处理和数字通信信号解扩频，可用称为“FHT组件”的电路组件系列有成本效益地完成。数据以降低的速率从FHT组件输出，能较方便地用现有技术调整或处理。用比大量接收信号的传统A/D数据样本低的数据速率，较方便地将此层提供的能量量度数据传送给一系列用户解码器。这点对卫星转发器系统很有用。
在当前CDMA通信系统(如无线数据或电话系统)的设计中，预先定义的地理区域(或蜂窝区)内的基站分别使用若干调制器-解调器装置或扩频调制解调器处理系统用户的通信信号。每一扩频调制解调器通常采用一数字扩频发送调制器、至少一套数字扩频解调器和至少一套搜索接收机。在一般工作期间，按需要将基站的调制解调器分配给各远端用户单元或移动用户单元，以便向通信信号传输提供所分配的用户单元。对于采用卫星转发器的通信系统，这些调制解调器一般放在用专门天线和控制系统，以通过卫星传送信号的方法同用户通信的基站(称为关口站或网枢)。可能有与卫星或关口站通信的其他相关控制中心，以维持系统的大范围业务量控制和信号同步。
在图1的总体概貌中画出按本发明原理构成和工作的一无线通信系统范例。图1所示通信系统10在具有无线数据终端或电话机的远端或移动用户单元与系统基站之间进行通信中，利用扩频调制技术。大都市区的蜂窝区电话系统可能有几百个这种陆上基站为几千移动用户服务。使用卫星的通信系统一般用较少的转发器，每一转发器服务的用户较多，供散布在较大的地理区域。
如图1所示，通信系统10采用含有提供系统范围基站(或关口站)控制用的接口和处理电路的系统控制器和交换机12(也称为移动电话交换局：MTSO)。控制器12还对从公用交换电话网(PSTN)到相应基站或关口站以传给所需(或指定)用户单元的电话呼叫，以及通过一个或多个基站从用户单元接收并传给PSTN的呼叫，进行路由选择。多数通信系统中的用户单元一般不配置成直接相互通信，所以控制器12通过通过相应的基站和PSTN连接用户之间的呼叫，从而使用户单元相互通信。用诸如专用电话线路、光纤链路或微波、专用卫星通信链路等已知设备(但不限于此)，能建立将控制器12连接到各系统基站的通信链路。
图1所示通信系统部分中，画出两个示范基站14和16用于陆上中继通信，而且有两个卫星转发器18和20，以及相关的关口站或网枢22、24。这些系统组成部分用于实现与具有蜂窝区移动电话机(例，不限于此)等无线通信设备的2个或多个远端用户单元26、28的通信。虽然这些用户单元按移动进行讨论，但也要理解本发明的精神可适用于需要远端无线通信业务的固定用户单元。该后一类业务尤其涉及用卫星转发器在世界上的许多远端区建立通信链路。
按嗜好的不同，有些通信系统中有时也将用户单元称为用户终端，或简称为“用户”。此外，典型的通信系统采用大量用户单元和比图1所示2颗多的大量卫星，其数量约为48颗或更多，在低地球轨道(LEO)的若干不同轨道面上运行。然而，熟悉此技术者不难理解可如何将本发明的精神用于各种卫星系统配置和关口站。
波束(点波束)和蜂窝区(或扇形区)这两个词在技术上可相互交换称呼，而且所服务的地理区域性质相同，仅所用中继平台类型的物理特性及其位置不同，所以在本说明各处可交替使用。然而，上述平台之间，某些传输路径特性和对频率、信道重复使用的约束各不相同。蜂窝区按基站信号的有效“到达”定义，而波束是卫星通信信号射在地球表面所覆益的“斑点”。此外，扇形区通过覆盖一蜂窝区内的不同地理区域，而不同频率的卫星波束(有时称为FDMA信号)可覆盖一公共地理区域。
基站和关口站这两个词有时也可互换使用，其中，关口站技术上当作专用基站，通过卫星转发器管理通信，要用配套设备执行较多的“内务处理任务”以通过移动转发器维持上述通信链路，而基站则利用陆地上的天线管理周围地理区域中的通信。中央控制中心在与关口站和移动卫星交互作用时，一般要执行较多的功能。
本实施例设想基站14和16分别在其天线辐射图服务的独立地理区域(“蜂窝区”)提供业务，而将卫星18和20的波束导向覆盖其他相应的地理区域。不过，不难理解依据通信系统的设计和提供的业务，卫星的波束覆盖(服务区)和陆上中继器的天线辐射图在一特定区域会完全或部分重叠。因此，在通信进程的各点，不同地区或蜂窝区的服务基站或关口站之间要进行交接切换，从而任何这些通信区域或装置之间也会得到分集。
CDMA技术可形成的信号增益在用户单元充分改变位置以跨入新基站、关口站或卫星波束图服务的区域时，可执行“软”越区切换方案。根据接收信号强度和频率利用度，一条通信链路可能同时由分别属于2个关口站的2个调制解调器运用，也可能在2个调制解调器之间转换运用。这样，用户单元在越区切换过程利用多个关口站调制解调器，从而关口站内进行处理必须传送的数据量也增多。
图1中，用线条30、32的系列分别表示基站14和用户单元26、28之间的一些通信链路的信号路径或“电路”。这些线条的箭头按正、反向链路画出通信链路信号方向的范例，但仅为清楚，不代表对实际信号模式或所需通信路径的任何限制。同样，基站16和用户单元26、28之间的通信链路也用线条34、36分别表示。
为了通过卫星18、20，在一个或多个关口站(或中央网枢)22、24和用元单元26、28之间建立通信，画出了另外一些信号路径。用线条40、42和44的系列表示这些通信链路的卫星-用户部分，而关口站-卫星部分则用线条46、48、50和52表示。有些配置中，还能建立卫星-卫星直接通信，如通过线条54表示的链路。为了清楚，没有画出卫星20与用户单元26进行通信，但依据具体系统配置和卫星波束图分布，肯定能进行该通信。
当前的CDMA无线电话或蜂窝区电话系统中，各基站或关口站还在其整个覆益区发送没有数据调制的“导频”信号。各扇形区一般有其独特的导频信号。用户单元用该导频信号取得初始系统同步和发送信号的时间、频率、相位跟踪。对卫星系统来说，此信号在各卫星波束中传送，并由具体的关口站利用卫星始发。各关口站或基站一般对所用的每一频率发送一个导频信号，并由从该发送源接收信号的全部用户公用。利用其他一些信号发送扩频调制信息，如关口站标识、系统定时、用户播叫信息和其它各种控制信号。
每一关口站一般使用一独特导频信号(取决于全系统范围的重复使用)，该信号用不同编码相位偏移的相同PN码生成。这样使PN码可便于相互区别，始发基站和关口站之间也便于区别，而且提供简便的捕获和跟踪。在整个通信系统用一个导频信号码序列，使用户单元可利用各编码相位的相关过程，以对所有导频信号码相位的一次搜索找到系统定时同步。
另一方面，通信系统中使用一系列的PN码，各关口站用的PN码不同，各卫星面也可能不同。熟悉此技术者不难明白可按需要的多少分配PN码，以识别通信系统中的具体信号源或转发器。即可按需要将PN码用于区分系统内的各转发器或信号源，但取决于通信道的总数和对系统内可寻址用户数最多的期望。
通信系统还会使用另一种信号(称为播叫信号或信道)将消息发给用户单元，以表示呼叫或某种通信信息已“到达”关口站并“保留”给这些单元。播叫信号一般提供用户起动通信链路时用的适当信道分配，并请求指定用户单元应答。
按实际不重叠(或不相交)的形式设计基站服务的地理区域，该形式通常使用户单元-基站的距离比另一基站近，或者位于蜂窝区分裂的扇形区。由于用户单元及其信号强度的不同，而不是与卫星的相对远近，尽管决定因素出现在卫星所发的具体波束图中，卫星通信也和上述情况一样。此外，波束会在特定区域重叠，但可用频率等某些传输特性区分。图1中，可认为用户单元28用于陆上业务时最靠近基站16，但在卫星18或20的覆盖内用于关口站业务。
呼叫发起时，用户单元28传送控制消息给最邻近的基站16或适当的卫星关口站22。收到呼叫请求消息，基站16就传送被叫号码给系统控制器12，该控制再通过PSTN将呼叫接给预定接收者。另一方面，关口站22通过卫星18建立通信链路，并接收呼叫请求消息，传送给系统控制器12接上面所述那样进行处理。
PSTN中或与另一用户单元发出一用户单元的呼叫请求或消息链路请求时，控制器12一般对一预定区内的所有基站或关口站发送呼叫信息，目标用户单元或者已知在该区(如根据先前的消息)，或者预计在该区(如处于“归属”区域)。关口站和基站又在各自的覆盖区为预定接收者发送播叫消息。检出播叫消息时，用户单元对最靠近的基站应答控制消息，或通过卫星对关口站应答该消息。此控制消息通知系统控制器12哪个关口站、卫星或基站在与用户单元通信。于是，控制器12将呼入消息或呼叫通过该关口局链路转接给该用户单元。倘若用户单元(图中的28)离开先前所选卫星18或关口站22(或24)的覆盖区，则借助通过其他卫星转接通信信号，试行延续通信链路，直到必须用另一关口站或基站。为这类通信运用额外通信链路又给关口站增加信号处理。
通过经陆上中继器系统的2个或多个基站或空间转发器系统的2条或多条卫星波束或者个体卫星，同时接一移动用户的多条链路提供多信号路径，可得空间分集(或路径分集)。即获得在卫星通信环境或对室内通信而言，利用多通信路径或多副天线为一个用户周密安排收、发信，可得路径分集。此外，可获得路径分集的方法还有使跨越传播延迟各不相同的各路径到达的信号可就各路径进行接收和处理，从而利用多路径环境。如果有2条或多条路径可用，且其迟延差足够大，假设大于1微秒，则要用2个或多个接收机分别接收这些信号。由于这些信号通常呈现独立衰落和其他传播特性，接收机能分别处理，并由分集合并器将输出合并，以提供最终输出信息或数据，从而克服单一路径中存在的困难。
在1992年3月31日提出的5101501号美国专利(题为“CDMA蜂窝区电话系统的软越区切换”)和1992年4月28日提出的5109390号美国专利(题为“CDMA蜂窝区电话系统的分集接收机”)中提出多址联接通信中采用路径分集的例子。此二专利均转让给本发明受让人，援引于此供参考。
虽然陆上中断器和基站已在使用上占优势，但将来的系统会较侧重于采用卫星转发器提供较广阔的地理覆盖，接通较多的“远端”用户，取得真正的“全球”通信服务。不幸的是，通信系统扩充全球网结构和卫星转发器的新应用产生中央控制站和关口站处理大量通信链路的新问题。
扩频通信系统(如图1)采用以直接序列伪噪声(PN)扩频载波为基础的波形。即获得用伪噪声序列调制基带信号，以取得扩频效果。PN序列包括一些频率比被扩频的基带通信信号高得多的“筹元”。典型的筹元速率为12288MHz左右，并根据所需总带宽(或可容许信号干扰)以及本技术熟悉者已知的其他涉及信号强度和质量的指标选择。鉴于费用限制和通信质量的折衷，本技术熟悉者赞赏按所分配的频谱修改筹元速率的方法。
基站(或关口站)至用户的链路中，由分别具有不同性能和提供不同功能的两种序列构成扩展频谱用的二进制序列。“外部”码用于鉴别不同基站发的信号和各种多路径信号。此外部码由一个蜂窝区(或一条波束)内的所有信号共用，通常是比较短的PN码序列。“内部”码则用于鉴别一区域内的不同用户或一基站、关口站(或一波束)在正向链路上发的用户信号。即，各用户单元通过使用其独特的覆盖PN码序列，分别有自己的正向链路正交信道。在反向链路上，用户信号不完全正交，但用调制码元的方法识别。
技术上已熟知，能建立一个有n个长度为n的正交二进制序列(n为2的幂)的集。这方面在《数字通信及其在太空中的应用》(Digital Communicationswith Space Applications)(S.W.Golomb等著，Prentice-Hall于1964年出版)第45～64页等著作中有论述。实际上，对长度为4的倍数但小于200的多数序列已求出其正交二进制序列集。此类序列中一种较易生成的称为沃尔什(Walsh)函数或阿达玛尔(Hadamard)矩阵。
n阶Walsh函数可递归定义为： W ( n ) = W ( n / 2 ) W ( n / 2 ) W ( n / 2 ) W * ( n / 2 ) 式中，W*表示W的“逻辑非”，而且W(1)＝0。于是，一Walsh序列就是Walsh函数矩阵各行中的一行，n阶Walsh函数具有n个长度各为n比特的序列。
n阶Walsh函数(和其他正交函数)所具有的特性为：如果各序列时间上对准，则在码元串中n个码元的期间，该集内所有不同序列之间的交叉相关为零。通过观察各序列中刚一半的比特与其它各序列的比特不同，不难理解上述特性。另一有用的特性总有一个序列由全“0”组成，而其他所有序列则一半为“1”，一半为“0”。因此，Waslh函数很适合用作通信系统中的正交码或正交码序列。
技术上也知道，在数字值变换为有助于信号处理的电压跃迁的情况下，Walsh函数可用“+1”和“-1”表示(实数状态)。在此方法中，全“0”函数变成全“+1”或全“-1”函数，而其他各序列则一半为“+1”，一半为“-1”。
通信系统中可用许多载波波形，其中包括一典型实施例采用由一对二进制PN序列作4相相位调制的正弦载波。此方法中，2个序列长度相同的PN发生器生成上述序列。一个序列对载波的同相信道(I信道)作2相相位调制，另一序列对载波的正交信道(Q信道)作2相相位调制。所得信号相加，形成复合4相载波。
在一典型配置中，关口站(或基站)发的所有信号共用以相互存在90度相移用于I信号和Q信道的外部PN码。如上所述，这些信号也以用Walsh函数生成的内部码扩频。所用Walsh函数的阶数n一般约为64或128，使关口站至用户的链路对多载波频率产生多达128的正交通信信号或正向链路信道。对一波束中的一个频率，可将这些系列中的3个专门用于导频、同步和播叫信道。对一特定用户寻址的信号乘以外部PN序列，再乘以该用户正向链路或信息传送期间由关口站或通信系统控制器分配的特定Walsh序列(或Walsh筹元序列)。
因为预定义地理覆盖区域用的外部PN码各不相同，所以相邻的蜂窝区、扇形区或其他区域可重复使用内部Walsh函数。信号从2条或多条卫星波束(关口站)达到一特定用户处的传播时间不同，这意味着不能按同时维持多个蜂窝区Walsh函数正交性的要求，保持信号完全时间对准。依靠外部PN鉴别从不同关口站收到的信号。然而，从关口站通过一卫星波速发送的所有信号均相互正交，实际上相互没有干扰。这就大量消除多数地方的干扰，可得较大的容量。
在同步、播叫和话音(或业务信道)信号中，输入数据(如数字话音)一般加以编码，配上重复，再进行交错，以提供检错和纠错功能。这使得通信系统能以较低的信噪比和信扰比运转。重复处理保证数据以预定的速率传送。例如，在一数据帧内，4800bps的数据可重复一次，2400bps的数据可重复4次，以获得所需的9600bps速率。编码、重复和交错等技术本行业中已熟知。于是，各信道的纠错编码码元流中的码元乘以所分配的Walsh码序列(如上文所述)，再乘以外部PN码。然后，所得各信号的扩频码元流相加，形成复合波形。
又将所得复合波形调制在正弦载波上，并进行带通滤波，转换为所需工作频率，放大后，由天线系统发射。另一实施例将形成关口发送信号的这些操作，有些顺序相互变换。例如，可选周各话音信道乘以外部PN码波形，并在要发送的所有信道信号相加之前进滤波。相加可在若干不同处理点完成，例如在中频，或者在乘以PN序列前或后的基带频率等处均可。本行业中熟知，线性操作的顺序可互换，以获得各种实现方面的好处和各种设计。
图2中更详细地说明实现CDMA系统所用基站或关口站设备的设计范例。在一典型基站中，一般利用至少2个接收机部分，各部分有各自的模拟接收机和天线，以旋行空间分集接收。在关口站，如上文所述，采用多部模拟接收机实现频率分集。即，关口站中，各模拟接收机从不同的卫星波束或分波束接收不同频率的信号。按照需要和费用允可范围，也用一些分立天线进行一些信号接收。在上述两种情况下，各接收机部分对通信信号进行实质上相同的处理后，进行分集合并过程。虚线内的组成部分对应于一基站(或关口站)与一用户单元之间的通信管理单元。模拟接收机(或接收机部分)的输出也提供给其他要用于施行与别的用户单元通信的组成部分。
图2所示关口站的收发信机或调制器/解调器部分具有第一接收机部分，该部分用天线60接收通信信号，并连接将信号下变频、放大且数字化的模拟接收机62。模拟接收机62将数字化信号输出给至少一个搜索接收机64和至少一个数字数据解调器66A。各解调器形成搜寻型接收机的一个搜寻指。用附加数字数据解调器66B～66N取得运行中各用户单元或通信电路的信号分集，此部分有些系统设计中为任选项。分配各搜寻指(或解调器)跟踪并解调沿交变路径运行的用户通信信号。这些解调器解调过程采用略为不同的定时，且相位差至少为一个PN筹元周期。此法提供在多路径信号有多种可能性的情况下很有好处的分集方式。此外，还可按需要由通信系统有意形成多路径信号，以改善链路。
关口站一般具有附加接收机部分，以接纳附加载波频率的通信信号或采用其他不同参数的信号。这部分图2中用包含第二天线70、第二模接收机74和第二套数字数据解调器76A～76N的第二接收机部分表示。然而，关口站中一般采用许多这种接收机部分，以便在任何特定时间接纳全部在处理的卫星波束和分波束。至少有一关口站控制处理机78接至解调器66A～66N、76A～76N和搜索接收机64、74。控制处理机78提供命令和控制信号，以及一些数据通路，以实现各种功能，以信号处理、定时信号生成、电源和越区切换控制、分集、分集合并和与MTSO的系统接口等等。控制处理机78执行的另一主要任务是为用户通信分配Waslsh序列、发射机和解调器。
数据解调器66A～66N、76A～76N输出的信号接至一个或多个分集合并器和译码器80，后者用于合并为一共同用户单元的接收机输出的信号，并将合并后的信号输出给数字链路82。数字链路82还接到控制处理机78、发送调制器84，而且一般还连接MTSO数字交换机或通信网。数字链路82用于控制管理按照需要在分集合并器和译码器80、MTSO网以及一个或多个关口站发送调制器84之间传送译码、非编码和编码数据，这些操作全由控制处理机78控制。
图3较详细画出模拟接收机62。如图3所示，天线60接收的信号接至下变频器部分100，该部分根据需要在射频(RF)放大器102以输入的RF频率将信号放大后，在混频器106与参考频率信号源104的输出混频，将已放大的RF信号转换为中频(IF)信号。所得IF信号经低通滤波器(LPF)108传至IF放大器112，为另一下变频器部分110进一步放大信号。下变频器110在信号传至以适当时钟速率将其数字化的模拟—数字(A/D)变换器122之前，将已放大的IF信号变换成所需基带频率。对本实施例，一般使用9.8304MHz左右的时钟速率，这是PN筹元速率的8倍。下变频器110使用参考频率信号源114和混频器116，而且后面接有带通滤波器(BPF)118和带通放大器120。虽然A/D变换器122画作形成接收机62的一部分，但也不难放在解调电路的别处，例如形成数字数据解调器66、76或搜索放大器64、74的紧密部分。
本例中，A/D变换器122输出到解调器66和搜索接收机74的数字化信号由合并的I、Q信道信号组成。然而，熟悉本技术者不难赞同可将A/D变换器122做成在I、Q信道数字化之前用2条分立的A/D变换器通路将信道分开，而是分开模拟-数字变换后的数字I、Q信道信号。这样分离仅仅改变用于传送数据给其他接收机组成部分的数据总线的特性和各接收机所关联输入端的数目。技术上已熟知RF-IF-基带效率变换和I、Q信道信号模拟-数字变换的各种方案。第二接收机部分用与对图2中第一接收机部分讨论的相同方法，处理所接收的通信信号。
从解调器66A～N和76A～N输出加权码元，并作为输入提供给分集合并器和译码电路80。合并器和译码器80包括将解调器66A～N和76A～N所输出码元的两组加权系数相加的加法器。一致性取决于信号导向哪个用户或通信链路(或电路)用于哪些至少代表一条通信的信号。然后，检查所得组合系数，或将其相互比较，以确定其中的最大系数值；该最大系数值又用来确定电路80中实现译码器用的一组译码器权值和码元。例如Viterbi算法译码器可用此信息决定最大似然信息比特序列。
来自通信系统内MTSO或其他合并器的信号用数字链路82接至适当的发送调制器，以发给接收用户。用来构成数字链路82的电路已熟知，一般包括已知的各种数字数据交换和存储元件。发送调制器84对发送给预定接收用户的数据进行扩频调制，并将所得信号提供给对呼出信号所用发送功率进行控制的发送功率控制器86。关于范例发送调制器84的结构和工作的更详细情况在5103459号美国专利(题为“CDMA蜂窝区电话中生成信号波形的系统和方法”)中有讨论。该专利转让给本发明受让人，援引在此供参考。
功率控制器86的输出在加法装置88中与在相同发射频率上将输出导向其他用户单元的发送调制器/功率控制器的输出相加。加法器88的输出提供给模拟发信机90进一步在所需频率上放大后，输出到天线92，以通过卫星转发器发射给用户单元。控制处理机78还控制导频、同步信道和播叫信道信号的生成和功率，以及这些信号与其他信号相加并输出到天线92之前与功率控制器86的连接。
关口站用搜索接收机74扫描有关接收时域的用户始发信号，以确保所关联的数字数据接收机66、76(如果工作的话)跟踪并处理最强的可用时域信号。控制处理机一般用搜索接收机判决将哪些解调器分配给模拟输出。搜索接收机74提供一信号给关口控制处理机78，处理机78又提供控制信号给数字数据解调器66、76，以选择合适的接收信号输入(定时)作进一步处理。然后，各解调器负责用一种已知技术跟踪正在接收的信号的定时。
一种已知跟踪技术是“前/后相关”法。该法使接收信号与其前、后的本地参考PN序列相关。若无定时误差，则这些相关值之差平为零。反之，有定时误差，则指示该误差的大小和符号，并相应调整解调器的定时，借助锁定检测器，前后相关定时环路用于锁定或跟踪载波信号的频率和相位。
关口站接收机的信号处理与用户单元中相同部分进行的信号处理不同。如前文所述，关口站一般发送导频信号，并用单一正交码序列覆盖正在传送给各用户单元的数据码元。反之，尽管费用和技术上允许，用户单元也不另行发送关口站进行信号处理时可用作相关参考的导频信号。因此，用户至关口站(或蜂窝区)的链路一般以非相关调制和解调为特征。这种方案中，用户单元对码元组采用若干正交函数(本例为每6个码元64个Walsh编码序列)，将数据码元编码。即，用各6数据码元组中的二进制值从64个Walsh编码中选择1个，而且该编码为此预先分配参考号。在接收端，检出各Walsh编码，并按预先选择的参考号样式变换成相应的码元序列，得出原来的6个码元，进一步处理以提供数据。
图4给出图2中部分画出的关口站22、24的通信信号接收部分。如图4所示，有一个包含“M”部模拟接收机62的阵列，各接收机至少连接一相应的天线66，并采用一相应的A/D变换器122M(未画出)。可按需要使用多部天线，特别是用于多卫星或多星位时。多A/D变换器在数据总线160上为一系列解调单元66MN提供数字式数据或数据码元流。借助于下标M，不用号码76指明第二解调器组。该下标表示使用与信号处理部分关联的天线阵，任何给定时间关口站在接收的模拟输入路径或模拟信号多达M个。M的值取决于本技术领域已知的具体通信系统设计参数，其典型值为每频道32左右，但小于或等于64，与接收机数一致，如上文所述。又，所用模拟接收机数极大部分取决于关口站要接纳的卫星数和波束通信信号数(频率数和路径数)。
N的值取决于模拟接收机所处理各载波信号要接纳的通信信道数或用户单元信号数。此数当前接近的极限为128(Walsh码长度为n)，其原因在于每一信号路径(或输入)要有至少128个信息信道以跟踪125个用户和导频、同步及播叫等信号。如果N小于128，即N小于n，则只在中、低数量用户接用期间能进行合理的分集，但当系统容量接近全满时，例如配合各M的N都用于不同用户，分集就不能进行。即，只要第M模拟路径的工作用户少于n，对各第M模拟路径的用户数就能分集。一旦该工作用户数达到或超过，即不能再分集。
因此，对于希望中等业务量的系统，N的值应为128左右，以确保所有M模拟输入信道中各用户单元信号的分集接收。同时，在此上限值的情况下，NM的值(信道总数乘以模拟接收机总数)接近4096或其以上的解调器。如此过大数量的解调器总要浪费资源，而且系统的组成和管理很复杂。已发现为M部模拟接收机中各接收机的中等数量欺望用户的每一个仅提供4～6个左右的解调器，系统容量就不够。因此，多数系统NM总要限制为256～382个左右的解调装置。
根据所用模拟接收机和解调器的数量，不难理解内部数据总线160在各组成部分之间传送的数据非常大，这些总线的控制功能非常复杂。例如，通信系统10中的典型数据速率为9600bps。因为用固定速率的信号有好处，即使数据(如低密度数据或话音)以较低的速率发出，也要进行重复，以提供9600bps的固定定时数据帧。一般将数据进行编码和交错，形成每秒9600编码码元，再用扩频序列调制，从而变成1.2288Mbps的通信信号。
当数据从接纳的各卫星经各模拟信号路径到达时，各天线60(或天线输入)和相应的模拟接收机62M将所收通信信号的数据供给数据总线160。因此，对于30部或更多的接收机从4颗或更多卫星分别接收信号的情况，数据传输速率接近5Gbps或更高。此速率由本系统的PN码筹元速率(1.2288Mbps)决定，而且采用I、Q信道接收信号(X2)均8倍过取样(×8)和每样本4比特(×4)。这些参数可得80Mbps每载频(或每卫星波束)左右的数据速率(因为1.2288×8×2×4＝78.64Mbps)。如果任何时间用每卫星转发器16波束(×16)与通信系统中多达4颗的卫星通信(×4)，则一关口站内所有M部模拟接收机在总线160上传送的数据，其速率接近5Gbps或更高(78.64×16×4＝5.033Gbps)。
此外，由于解调器数量多，关口站中实现此电路设计，将信号再传至各模拟接收机所用全部解调器所需的布线(或布缆)变得很复杂。这点导致敷设费用增加且可靠性降低。据估计，即使简单的关口站总体结构，也要用2000～3000条电缆传送信号。
为了对一户用单元用以通信的具体关口站解调器发送的扩频信号译码，必须生成并应用相应的PN码系列。各解调器66MN(66N或76N)中可用若干解调技术，图5和6画出其中的两种。然而，熟悉此技术者不难发现这只是为了说明采用目前的通信系统总体结构设计时，总线160中结构的复杂性。在本发明精神范围内可用其他解调技术，而且所作说明毫无限制本发明运作之意。
如图5中所示技术说明例那样，将数字化I、Q信道信号或A/D变换器的数据取样和解调器66产生的相应PN′I和PN′Q序列一起，输入到PN QPSK相关器124。QPSK相关器(或解扩频器)124将复合I、Q分量信号取样解扩散，以便提取所发送的I、Q信道数据码元。此方法中，每解调器包括2个PN发生器114、116，分别生PNI和PNQ序列作为同相(I)信道和正交(Q)信道的PN序列。控制处理机78提供定时和顺序控制信号给此二发生器。上述两个N序列代表与前文所述调制方案中关口站调制解调器和所有用户单元公用的短外部PN码序列。5228054号美国专利指示上述PN发生器电路。该专利1993年7月13日提出，题为“快速偏置调整且列长为2的幂的伪噪声序列发生。该专利转让给本发明受让人，援引在此供参考。
图5的装置中，解调器66MN还可包括长编码PN发生器118，生成用户专用长PN码序列PNU，用于在特定通信链路期间与用户单元通信。可用按上述用途配置的各种已知元件构成PN发生器118。例如，可用最大线性序列发生器，生成按用户单元地址或装置电子标识(ID)等附加因素作时间偏移的甚长PN码。一般用关口站(或MTSO12)提供给用户单元的“准备”信息，在中央处理机78的控制下选择所用的特定PN码。这种序列可按需要加以动态改变，而且可将其删削，以取得所需长度。另一方面，可按需要利用诸如采用数据加密标准(DES)的加密器等非线性密码发生器代替PN发生器118。
将发生器118的Walsh码序列逻辑合并，其方法为对分别在一对逻辑元件120、122中的PNI和PNQ序列，用乘法或者在有些配置中用“异”运算合并，以提供序列PN′I和PN′Q。PN′I和PN′Q又传送到PN QPSK相关器124，使I、Q信道数与此二项列相关，并分别提供相关I、Q信道输出给一对累加器126A、126B。因此，由用户专用PN码序列和短编码PNI、PNQ序列将关口站从用户单元收到的(数字化)通信信号解调。
累加器126A、126B汇集码元数据，并加以暂时存储一段预定时间，例如一个Walsh码元周期或256筹元周期。在一实施例中，此时间对应于1/4800秒，即每秒4800码元，但也可用其他速率。累加器主要将数据从串行码元流变换为并行码元集。累加器126A、126B的输出是I、Q信号分量(或信道)各自的码元数据，并以4800码元/秒的速率输入到快速Hadamard变换(FHT)器件128。数据输出后，累加器126A、126B就复位(清零)，以便累加下一取样集。
FHT器件128作为Walsh码变换器起作用，即把64个Walsh筹元的每个集(或序列)变换为接收信号能量与代表用户单元所发原编码数据的64个Walsh函数(或编码序列)中的一个相对应的似然量度(或估计)。FHT128的实际输出包含关于所发送编码的量度，该量度必须进一步处理，以决定非相关解调方案中的传输内容。所得信道数据从FHT器件128输出到分集合并器和译码器，与其他信号路径的数据合并，进行解交错和译码。
在第二方法中，解码器配置成接收所分配通信信道上的信号，将其解扩频后，将该信号的取样群变换为具体取样与具体正交码相对应的群置信量度。然后，将最大置信号度及其对应的标号数据码元用于生成软判决数据。又将各接收数据帧中的软判决数据进行解交错后，用于生成软判决转移量度，再用已知译码技术将该量度用来生成估计的数据比特。
图6画出实现上述步骤的示范结构，其中用双最大值量度发生器形成最大似然译码技术用的软判决转移量度。此结构还允许一个双最大值量度发生器桥接多个译码器。此技术在序列号为08/083110的共同待批美国专利申请中有更详细的介绍。该申请题为“采用双最大值量度生成过程的非相关接收机”，已转让给本发明受让人，援引在此供参考。
用信号分路器130将输入信号又分离为I、Q分量后，分别在乘法器136、138中乘以2个PN发生器132、136的PNI和PNQ编码序列。此乘法过程得到的乘积分别在累加器140、142中累加后，接着输出到一组正交码变换器146、148，确定数据码元代表的Walsh码。
将预定数量的取样信号(如64个)独立输入包含快速Hadamard变换器的正交码变换器144、148，该快速Hadamand变换器生成多个输出信号(输入64个取样长度组时为64个)。各变换器的输出对应于具体取样信号组与具体正交码相对应的置信量度。此外，各变换器输出信号有一相关的隐式或显式标号数据码元，该码元表示变换器输出信号与哪个具体正交码相对应(64个取样长度组用6个比特长度标号)。
由乘法(或平方)装置150、152分别将各I、Q变换器输出信号取平方。接着，用加法装置154分别将每对取平方后的信号加在一起，生成一组判决值。即，各信号取平方装置的一个取平方后的信号与其他表示对应于相同正交码的关联标号的平方后信号配对。这样相加产生与各个正交码关联的能量电平。
各解调器66N的各组判决值可传至串接的加法器156，按照相关码元标号，将这些值的各个输出组成若干分集接收机信道的判决值复合总和。将此复合判决值输入到双最大值量度发生器158，在该处产生一组综合软判决数据。如上文所述，可用串行并并行的方式传送复合输出数据和综合软判决数据。
然后，将综合软判决数据输入到解交错器和译码器电路，按独立数据的程度使综合判决数据解交错。解交错操作已为本技术领域所熟知，此处不再论述。解交错后的软判决数据输入到采用若干已知译码技术中的一种(如最大似然译码)的译码器，以生成原发送数据信号的估计业务信道数据比特。
然而，如上所述，采用当前种种信号解调方法都需要在数据总线160上传送数量过大的数据。因此，本发明人揭示一种新的关口站总体结构，该结构减少传送到多个解调器以进行分集信号处理的数据量。通过重新分配资源并在内部数据总线或导线传送数据之前，直接将某些资源用于各模拟接收机输出端，使数据在合并入用户信道之前速率大为降低。本方案中，关口站中的传输总线或导线可用当前的技术，方便地适应所需大量数据及其带来的数据传输速率。
实现该方案的方法是：如前文所述，在各模拟部分的输入端使用一系列A/D变换器，并对各模拟接收机的所有接收信号施加PNI和PNQ序列。即，各模拟部分接收和处理的所有信号在传送到其他多路化装置进一步处理之前，用适当的短PN序列解扩频。这等于M部模拟接收机中的每一部并行完成N次解扩频。为了适应与关口站固定时有关的不同信号会出现定时不同，信道大体上相互独立地解扩频。解扩频自动降低关口站解调器输入信号的数据速率。若与其他资源分配步骤结合使用，会得到较有效的关口站信号处理总体结构。
先在图7中以方框图的形式说明按照本发明的原理运行的新关口站信号接收总体结构。图7中，如前文图4中所述，采用一部或多部天线60M和模拟接收机62M。然而，62中未画出的A/D变换器122M，其输出导至与各信号接收部分关联的相应FHT组件164MN，而不仅仅导至解调器66N。这里，N用于表示每一模拟接收机用的FHT组件数，而且等于关口站通过各模拟接收机处理的信道总数n。FHT组件164MN用于生成信号量度，该量度又传给一系列(N个)量度接收机166N进一步处理，以形成输出数据。该N一般为6-8，可等于“n”(Walsh函数长度)。量度接收机166N包括与上述双量度接收机相同的电路，用来把能量量度数据变换为适当形式进行译码，而且能用本技术领域已知若干器件中的一种制成。
图8和图9中给出FHT组件164MN的较详细方框图。图8画出接收/解扩频部分，也称为解调器前端(DFE)，图9画出输出/量度生成部分，也称为解调器后端(DBE)。如图8所示，和上文所述一样，在模拟接收机62处理天线60接收的通信信号后，用信号分路器170将来自A/D变换器的数字化I、Q信道信号变换为分开成I、Q分量。然后，I、Q分量分别在乘法器或逻辑器件176、178乘以来自两个PN发生器172、174的相应PNI和PNQ编码序列。此乘法运算的积分别在累加器184、186进行累加后，输出给一组正交码变换器，确定由接收数据代表的Walsh码似然估计能量量度。因此，各关口站模拟接收机通过天线从用户单元收到的(数字化)通信信号在出现进一步处理或信号传送之前，用短PNI和PNQ编码序列加以解调或解扩频。
一般用两个PN发生器172、174分别生成PNI编码序列和PNQ编码序列。此二PN序列代表前文已讨论的外部PN码序列，可按上文所述那样生成，控制处理机78提供定时和顺序控制信号给此二发生器。此外，为了使利用PN发生器172、174所发PN码的定时变化，可用本技术领域已知的加偏、去偏电路或其他定时装置，图中未画，以免复杂。
累加器184、186分别汇集乘法器(或门电路)176和178提供的码元数据，并加以暂时存储一段预定的时间，例如一个或多个码元周期或128个筹元周期。如果累加器184、186存储码元数据较长的时间(约为许多码元周期)，则下续处理装置有较多时间对用户单元信号或所接收载频的数据信道扫描这些信号。累加器184、186通常分别串联一组抽取器180、182，对提供给下续处理装置的数据建立一取样速率。这样抽取还用来减少传经累加器的数据量，从而进一步降低量度接收机要控制的数据速率。累加吕184、186的输出组件总线188上传送到下续处理级。
然后，进一步处理解扩频信号，以生成所需码元能量量度。这点一般通过用FHT器件变换数据值或对反向通信链路用的Walsh编码进行译码来实现。此过程不就信号导至哪个用户作任何假设，只是检索信号内包含的数据。图9中进一步详细画出实现FHT组件(或功能)的DBE部分和量度生成输出的装置。图8画的每套装置(DFE)都配使用图9所示的一套装置，以构成各模拟搜寻指的一个FHT组件。然而，如果采用某种分时共用或假设选择，则在整个FHT组件中可用较少的DBE器件为各套DFE器件的输出服务。即，根据诸如最小似然或处理前将有些数据合并等因素，可以实现只选择某些DFE输出进一步处理。
图9中，累加器184、186所存的码元数据分别传送到“按时”Walsh筹元累加器(或缓存器)190和“前/后”、“快/慢”筹元缓存器(或累加器)194、196。这些缓存器包括本技术领域的电路元件，以便信号信息(或比特)传入FHTMN组件的这部分时加以存储。可用在命令装置或控制处理机78控制下工作的一系列缓存器、寄存器或预定存储器，实现此功能。依据关口站中的平均使用率，有些上述器件可由处理搜寻指公用。上述缓存器接收并累积码元数据，以便能适当处理。
前/后缓存器194用于提供比按时缓存器190所提供的数据提前和迟后一个筹元周期的数据。实现此功能的一般方法是将按时缓存器190的输出延迟一个筹元周期，从而无延迟的数据相对提前一个筹元，再将缓存器190的数据延迟又一个筹元周期，以形成迟后数据。前/后缓存器194的数据输入到时间跟踪(TTL)198，由该环路跟踪筹元序列的定时，以调整PN序列解扩频和FHT组件164MN中其他处理的定时。时间跟踪环路198的一个输出直接(或经总线188)传送到其他装置，如使用该环路所提供通信信号定时信息的PN发生器172、175等。
与此同时，快/慢筹元缓存器196接收数据，并传送给频率跟踪环路200，由该环路确定相应模拟接收机62M所接收数据的载波信号的频率和相位。关口站中的其他装置(如模拟接收机62M和控制处理机78等)用此信息调整模拟处理装置的跟踪，以正确锁定在接收通信信号上。
缓存器190中存的数据传送到快速Hadamard变换器件192(FHT)，由该器件判定码元数据能量量度。此FHT器件的结构和操作熟悉此技术者已明的，在上述参考专利中也已看到。FHT器件192的输出传送给输出控制门电路(或开关装置)202和最大能量电平检测器204。图9将一种示范输出控制作为两个输入端的“与”门示出。提供量度数据当作门电路202的一个输入，提供来自信号时钟检测器206的输出控制信号当作第二输入，因而对输出进行控制。
FHT器件192对所有此关口站处理的信号或确在给定波束/分波束内的信号具有相同的性能。因此，根据需要采用分时共用的硬件和存储装置，数量不同的FHT器件就可为全部的信道和接收机服务。此外，能用可编程FHT器件对通信系统10或关口站的所需变化作动态调整。
锁定检测器206利用最大能量电平检测器204的输出，确定何时FHT器件192对码元数据准确译码。即，锁定检测器206确定何时FHT组件164MN中的定时和频率跟踪装置准确跟踪用户信号，而且FHT器件192将对应于发送码元数据的群码元数据适当译码。这时，锁定检测器206发出一输出信号，将时间跟踪环路和频率跟踪环路分别锁定在当前的调整位置延续至少一段预定的时间(如7个码元周期)，并启动门电路202输出。
不难看出，如果组成部分170-206都每M部接收机N重各分，则所用基本电路元件数量比上述典型陆上中继基站用的多。然而，在本技术领域中，这些电路元件成熟、了然，能用当前的集成电路技术廉价复制备分。这类集成电路器件占用空间小且很可靠，有助于实现非常可靠的关口站总体结构。
门电路202的输出提供给量度接收器166N，该接收机的作用相当于关口站中各通信电路或用户单元信道的后处理器。各FHT组件中每一DBE部分的输出传给一信道量度接收机。即，同以前方法中将数字化接收机的输出传给各信道接收机相反，各FHT组件将其输出传给对应于一用户信道的量度处理装置。与各模拟接收机62M关联的FHT组件输出，代表相同通信信道要接收但跨越不同模拟路径到达的信号。这些输出传给适当的信道量度接收机，该接收机还将来自各FHT组件的信号合并在一起。
这样，对于编码码元数据，数据速率已急剧降低到4800bps。各量度接收机166N分别完成技术上熟知的分集合并和其他处理步骤，以便将能量量度合并为接收数据估计。这方面前面已论述，这里不作该电路更详细的介绍。可用本技术领域已知的相同方法处理量度接收机166N的数据输出。
上文所述是一种解调通信信号的新方法和装置，该方法和装置使关口站总体结构中后面一些信号处理级中承担的数据速率降低，信号传输连接的复杂程度也降低。不是将所有模拟接收机的输出提供给所有解调器对各解调器中的一个用户进行处理，而是就多个用户独立于其他模拟信号地解调各模拟信号。采用这种方法，合并并按照一用户(或信道)译码。这样，既提高信号处理效率，又降低费用和复杂程度且增加可靠性。
上述较佳实施例介绍目的在于使本技术领域熟练人员能制作或使用本发明。这些实施例和种种变型对上述人员均显而易见，如天线数量和种类、模拟接收机和定义的一般原理等，均可用于其他实施例而无需创造发明。因此，本发明原本就不要受此处所说明实施例的限制，而是要符合与所指示原理和新颖特性一致的最大范围。

Claims (22)

1.一种扩频通信系统信号接收方法，该系统中，信息在通信信号内通过正交编码信道进行传送，其特征在于，所述接收方法的步骤包括：
用一部或多部模拟接收机，在一条和多条分集路径上从一个或多个系统用户接收通信信号，并将该信号变换为数字通信信号；
将所述数字通信信号加到接于各模拟接收机的一组相应的解调组件，组件的数量安排得使通过该相应模拟接收机，要从各用户接收信号的每条通信路径至少有一组件可用；
在所述解调组件的一个部分用一个或多个预选的伪随机噪声(PN)码序列将各所述数字通信信号解扩频；
将至少为预选数量的解扩频通信信号分别变换为能量量度信号，这些能量量度信号表示与所述解调组件另一部分的编码数据关联的能量值；
将对应于要给用户的信号的所述能量量度信号作为输入传到预先分配给所述用户的多部量度接收机中的至少一部。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述解扩频生成编码数据码元，所述变换的步骤包括将各分集路径的所述编码数据码元传送给多个正交函数变换器中的一个，以生成码元能量量度，各变换器的输出代表通过相应模拟接收进行工作的信道的信道量度。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法的步骤还包括将各所述量度接收机的输入端上从多个变换器收到的码元能量量度相加，以生成一个信道码元能量量度，供导出信道数据用。
4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述正交函数变换器包含快速Hadamard变换器。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述量度接收机分别对应于一条要处理的编码信号信道。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述模拟接收机配置成接收至少一个载波频率的信号，并以预定的取样率将所述信号变换为数字通信信号。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述模拟接收机配备在关口型基站中，而且至少采用一卫星转发器，将所述通信系统内用户单元来的所述通信信道信号传送给所述模拟接收机。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，任何给定时间至少有两颗卫星在与所述关口站通信。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预先选择的伪随机噪声(PN)序列还用于在数字数据信号发送给预定接收者之前，对该信号的同相分量和正交分量进行调制。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述方法的步骤还包括跟踪所接收通信信号与解扩频中用的所述PN序列相位之间的相对时间差，并提供定时调整信号以指出时间差的符号和大小。
11.一种扩频通信系统信号接收装置，该系统中，信息在所发通信信号内，由系统用户通过正交编码通信信道传送，其特征在于，所述装置包括：
接成用于接收扩频通信信号的一部或多部模拟接收机，各接收机配置成接收至少一个载波频率的信号，并将所述信号变换为数字通信信号在输出端提供；
连接各所述模拟接收机输出端的多个解调装置，用来以一个或多个预先选择的伪随机噪声(PN)码序列将各所述数字通信信号解扩频，从而形成编码数据码元，还用来至少将预选数量的所述解扩频信号变换为表示关联编码数据能量值的的能量量度，所述装置配置成接纳每一条通过该相应模拟接收机要从各用户接收信息的通信路径；
多部量度接收机，分别接成从一个多个与各模拟接收机关联的所述解调组件接收能量量度信号，这些信号提供预分配的一条编码通信信道的信号量度。
12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述解调装置包含解调组件，该组件的数量安排得使通过该模拟接收机，要从各用户接收信号的每条通信路径至少有一组件可用，各所述解调组件包括：
生成编码数据码元的解扩频装置，以及
变换装置，用来接收所述编码数据码元，并进行正交函数变换，以生成码元能量量度，代表通过相应模拟接收机进行工作的信道的信道量度。
13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，该装置还包括加法装置，用来将各所述量度接收机输入端上从多个解调组件接收到的码元能量量度相加，以生成一信道码元能量量度，供导出信道数据用。
14.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述变换装置包含快速Hadamard变换器。
15.如权利要求11所述的装置，其特征在于，将所述量度接收机预先分配给要处理的一条编码信号信道。
16.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述模拟接收机配置成至少接收一个载波频率的信号，并按预定取样率将所述信号变换成数字通信信号。
17.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述模拟接收机配置在关口型基站内，而且至少采用一个卫星转发器将所述通信系统内用户单元的所述通信信道信号传送给所述模拟接收机。
18.如权利要求17所述的装置，其特征在于，任何给定时间至少有两颗卫星在与所述关口站通信。
19.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述预先选择的伪随机噪声(PN)序列还用于在数字数据信号发送给预定接收者之前，对该信号的同相分量和正交分量进行调制。
20.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述通信系统包含无线电话/数据通信系统，其中远端用户位于多个蜂窝区，而且用码分多址联接(CDMA)扩频通信信号对至少一个关口站传送信息。
21.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述组件的数量等于一接收机服务的预定最大用户数与各用户接收信号的最大期望信号路径数的乘积。
22.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述解调装置的数量等于一接收机服务的预定最大用户数与各用户接收信号的最大期望信号路径数的乘积。
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