CN1097915A - 高频接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种高频电视信号接收中进行良好 输出线性的图像同步检波的高频接收装置。基准固 体振荡元件A一端与地之间串接电容19与可变电 容元件17，其接点通过缓冲放大器16与第二低通滤 波器18连接第一低通滤波器14的输出，滤波器18 的时间常数设定得比滤波器14的要大，即便检波用 振荡器11与中频相位差非π/2，也能由可变电容元 件微调PLL电路5所用基准固体振荡元件4的并联 电容。因此振荡器6的振荡频率可微调，可使中频落 在振荡器11的振荡频率范围内。

Description

本发明涉及高频电视信号接收等用的高频接收装置。
以下说明以往的高频接收装置
图4示出以往的高频接收装置。图4中，以往的高频接收装置由以下部分构成：输入高频电视信号的输入端子44;与该输入端子44的输出连接的高频放大器45;一端输入与该高频放大器45的输出连接的混频器46;与该混频器46另一端输入连接的振荡器49;与该振荡器49连接的PLL（锁相环）电路48;与该PLL电路48连接的基准固体振荡元件47;通过中频滤波器50与上述混频器46的输出连接的中频放大器51;一输入端送入该中频放大器51输出信号的图像同步检波器52;一端输入由上述中频放大器51的输出馈给，而另一端输入则通过使检波用振荡器54输出移相π/4（弧度）的第一移相器55提供的相位比较器56;设于该相位比较器56输出与上述检波用振荡器54的控制输入之间的第一低通滤波器57;设于上述检波用振荡器54输出与上述图像同步检波器52另一端输入之间，移相-π/4（弧度）的第二移相器58。这里，从该高频接收装置的输入端子44至混频器46称为调谐单元，而从中频放大器51至输出端子53则称为图像检波单元。
图像检波单元的图像检波是由PLL（锁相环）控制为与调谐单元输出的中频相位差呈π/2（弧度）的上述检波用振荡器54，来切换上述中频，进行图像同步检波的。
不过，这种以往的电路结构中，幅度调制（AM调制）发生向调制度深的方向急骤变化时，即需要解调线性良好地再现至图5（a）中A处所示脉冲状白色图像信号的变化时，即使输入至上述相位比较器56的图像载波幅度急骤减小，也需要一相位稳定的上述第二检波用振荡器54。但是，以往上述检波用振荡器54为了能与CATV（有线电视）系统的图像载波频率偏移相适应，采用的是很重视检波特性的稳定，而相位稳定度却较低的振荡器。即，以往的实例中上述检波用振荡器54的振荡频率可变范围设定为±200KHz，相位稳定度较低。结果产生的问题是，上述图像同步检波器52的输出产生图5（b）中B处所示白色图像信号的非线性部分，无法线性良好地检波。
本发明正是要解决这类问题的，其目的在于提供一种进行检波输出线性得到改善的图像同步检波的高频接收装置。
为了达到该目的，本发明的高频接收装置设有连接第一低通滤波器输出的缓冲放大器，与该缓冲放大器的输出端相连的第二低通滤波器，一端与上述基准固体振荡元件连接的电容器，在该电容器另一端与地之间阳极端接地的可变电容元件，而且上述第二低通滤波器的时间常数比上述第一低通滤波器的时间常数大。
按此构成，由于第1低通滤波器的输出通过缓冲放大器以及第二低通滤波器与可变电容元件连接，即便是检波用振荡器与中频的相位差不是π/2（弧度），也可以由决定中频的PLL电路进行频率控制来微调振荡器的振荡频率。也就是说，由可变电容元件对PLL电路中所采用的基准固体振荡元件的并联电容加以微调，就有可能使中频正确地落在检波用振荡器的振荡频率范围内，从而可确保检波用振荡器与中频的相位差为π/2（弧度）。而且，第一低通滤波器的时间常数小于第二低通滤波器的时间常数，所以能获得一种高频接收装置，跟随图像载波幅度的急骤变化，进行检波输出线性得到改善的图像同步检波。
图1是本发明一实施例高频接收装置的方框图。
图2是本发明第二实施例高频接收装置的方框图。
图3是本发明一实施例主要部分的详细方框图。
图4是以往高频接收装置的方框图。
图5（a）和5（b）是脉冲状的白色图像中频信号与解调后图像信号的波形图。
以下参照附图说明本发明一实施例。
图1是本发明一实施例高频接收装置的方框图。图1中，1是输入端子，调谐单元的组成包括与该输入端子1的输出连接的高频放大器2，一输入端与该高频放大器2的输出连接的混频器3，以及与该混频器3另一输入端连接，且包含由基准固体振荡元件作频率控制的PLL电路5在内的振荡器6。上述基准固体振荡元件4在本实施例中采用晶体振子，得到4MHz的基准振荡。本实施例中，PLL系统以脉冲吞并方式进行调谐选台动作。配置1/8前置分频器，其后级配置1/32以及1/33的吞并分频器，接着又配置分频比为M的主计数器与分频比为S的吞并计数器，并通过对上述4MHz晶体振子作1/512分频的相位比较用基准频率Fref（＝4000/512＝7.8125KHz）进行PLL选台。这里，上述振荡器6的振荡频率F如式1所示。
f＝Fref＊8＊（32＊M+S）＝62.5＊（32＊M+S）[KHz]（式1）
即，最小可变频率级为62.5KHz，中频精度无法调得比31.25KHz更小。
上述混频器3输出端通过中频滤波器7连接中频放大器8，并设有一输入端送入上述中频放大器8的输出信号的图像同步检波器9。该图像同步检波器9的输出端连接输出端子10。此外，还接有相位比较器13，其一端输入由上述中频放大器8的输出提供，另一端输入则通过使检波用振荡器11的输出相移+π/4（弧度）的第一移相器12提供。而且，上述相位比较器13的输出与上述检波用振荡器11的控制输入之间设有第一低通滤波器14，上述检波用振荡器11的输出与上述图像同步检波器9的另一输入端之间设有相移-π/4（弧度）的第二移相器15。本实施例中，上述检波用振荡器11的振荡中心频率为58.75MHz，该检波用振荡器11的振荡频率变化范围设定为±20KHz（以往例子中为±200KHz），相位稳定度设定得较高。在已有例中，为了在产生PLL选台误差时仍能图像同步检波，将前述检波用振荡器54的振荡频率范围设定得较宽，但本发明中产生PLL选台误差时由于无法保证上述检波用振荡器11与中频的相位差为π/2（弧度），所以无法进行图像同步检波。因此，做成设置以上述第一低通滤波器14的输出作为输入连接的缓冲放大器16，并在该缓冲放大器16的输出与阳极端子接地的可变电容元件的阴极之间设置第二低通滤波器18，上述可变电容元件17的阴极又通过电容器19（约100pF）与上述基准固体振荡元件4连接，以免产生PLL选台误差。
以下就如上构成的高频接收装置说明其动作。
以CATV系统中图像载波频率为91.29MHz且具有40KHz偏移的场合为例说明动作。
式1中，M＝75，S＝1时F＝150.0625MHz，中频则为58.7725MHz上述检波用振荡器设定为58.75MHz±20KHz，因而有2.5KHz的差，图像同步检波发生困难。因此，对相位比较用基准频率加以微调以便Fref变为7.81132…[＝150040/｛8＊（32＊75+1）｝＝Fref1]KHz。即增加新的控制环，使晶体振荡频率为512＊Fref1/1000[＝3.99940…]MHz时的变化量为-150ppm。也就是将第一低通滤波器14的输出输入至输入阻抗非常高的缓冲放大器16，通过上述第二低通滤波器18，使可变电容元件17阴极上所加的电压下降，从而使上述基准固体振荡元件4（本实施例中为晶体振子）的振荡频率下降150ppm。
图3是图1实施例的部分详细方框图。图3中，由一端与上述可变电容元件17的阴极连接的电阻59和连接在该电阻59另一端与地之间的电容60构成上述第二低通滤波器18的。电阻62与电容61串联连接后，一端与地连接，另一端与放大器63的输出连接，构成上述第一低通滤波器14。由电阻59（33kΩ）以及电容60（0.47μF）所确定的上述第二低通滤波器18的时间常数设定为15ms，电阻62（560Ω）以及电容61（0.33μF）所确定的上述第一低通滤波器14的时间常数则设定为0.2ms。
图2中示出另一实施例。20为输入端子，与该输入端子20的输出连接的高频放大器21，一端入与该高频放大器21的输出连接的第一混频器22，以及与该混频器22另一输入端连接且具有由第一基准固体振荡元件作频率控制的第一PLL电路24的第一振荡器25三者构成高频接收装置中的双变频超外差式调谐的上变频器单元。接下来，与上述第一混频器22的输出连接的第一中频放大器26、一端输入与该第一中频放大器26的输出连接的第二混频器27，以及与该第二混频器27另一输入连接且具有由第二基准固体振荡元件28作频率控制的第二PLL电路29的第二振荡器30三者构成高频接收装置中的双变频超外差式调谐的下变频器单元。由上变频器单元与下变频器单元构成双变频超外差式调谐单元。上述基准固体振荡元件23以及28与图1实施例相同，采用晶体振子得到4MHz基准振荡。而且选台方式由于上变频器单元与下变频器单元都以与图1实施例相同的脉冲吞并式进行PLL选台，所以作为上述第二混频器27输出的第二中频，其精度无法调得比31.25KHz更小。而且使用2个晶体振子，与1个振子的情况相比，由于晶体振子振荡频率误差的累加，致使第二中频精度变差。
以下说明高频接收装置中的图像检波单元。该图像检波单元由以下部分构成：通过第二中频滤波器31与上述第二混频器27的输出连接的第二中频放大器32;一端输入由该第二中频放大器32的输出信号提供的图像同步检波器33;与该图像同步检波器33的输出连接的输出端子34;一端输入由上述第二中频放大器32的输出提供，且另一端输入由使检波用振荡器35的输出相移+π/4（弧度）的第一移相器36提供的相位比较器37。该相位比较器37与上述检波用振荡器35之间没有第一低通滤波器38，上述检波用振荡器35的输出与上述图像同步检波器33的另一输入端之间设有相移-π/4（弧度）的第二移相器39。
本实施例中采用与图1所示第一实施例相同的图像检波方式。即连接将上述第一低通滤波器38的输出作为输入连接的缓冲放大器40，并在该缓冲放大器40的输出与阴极端子接地的可变电容元件41的阴极之间连接第二低通滤波器42。而且，上述上变频器单元的上述第二基准晶体振荡元件28通过电容43连接上述可变电容元件41的阴极。上述第二低通滤波器42的时间常数设定得比上述第一低通滤波器38的时间常数大。
另外，上述第一基准固体振荡元件23通过电容43连接上述可变电容元件41的阴极，也可获得相同效果。
如上所述，按照本实施例，则双变频超外差式调谐器中，通过补偿两个晶体振子所带来的误差累加，以进一步谋求改善检波输出线性所需中频精度的提高。
综上所述，按本发明的高频接收装置，则在同第一低通滤波器输出连接的缓冲放大器与阳极端子接地的可变电容元件的阴极之间设有第二低通滤波器，上述可变电容元件的阴极通过电容与基准固体振荡元件连接，而且增加一新控制环路，其中第二低通滤波器的时间常数设定得比上述第一低通滤波器的时间常数大。因此，即便检波用振荡器与中频的相位差不是π/2（弧度），由确定中频的PLL电路作频率控制的振荡器其振荡频率也能以PLL电路所用基准固体振荡元件的并联电容加以微调，仍然可以使中频正确地落在检波用振荡器的振荡频率范围内，从而可以获得一种改善检波输出线性的图像同步检波的高频接收装置。由于检波输出线性的改善，采用本发明的高频接收装置，其效果在于可以获得清晰度很好的图像。

Claims (2)

1、一种高频接收装置，其特征在于设置输入端子，与该输入端子输出端连接的高频放大器，一输入端与该高频放大器的输出连接的混频器，与该混频器的另一输入端连接且具有基准固体振荡元件的振荡器，通过中频滤波器与所述混频器的输出端连接的中频放大器，一输入端送入该中频放大器的输出信号的图像同步检波器，与该图像同步检波器的输出端连接的输出端子，一端输入由所述中频放大器的输出提供且另一端输入通过第一移相器由检波用振荡器输出提供的相位比较器，设于该相位比较器输出与所述检波用振荡器的控制输入之间的第一低通滤波器，设于所述检波用振荡器输出与所述图像同步检波器另一输入端之间的第二移相器；所述第一低通滤波器的输出通过缓冲放大器连接第二滤波器，该第二滤波器的输出与一端跟所述基准固体振荡元件一端连接的电容的另一端相连，该电容端与地之间连接阳极端接地的可变电容元件，而且所述第二低通滤波器的时间常数设定得比所述第一低通滤波器的时间常数大。
2、一种高频接收装置，其特征在于设置输入端子，与输入端子输入端连接的高频放大器，一输入端与该高频放大器的输出连接的第一混频器，与该第一混频器的另一输入端连接且具有第一基准固体振荡元件的第一振荡器，与所述第一混频器的输出连接的第一中频放大器，一端输入与该第一中频放大器的输出连接的第二混频器，与该第二混频器的另一输入端连接且具有第二基准固体振荡元件的第二振荡器，通过中频滤波器与所述第二混频器输出端连接的第二中频放大器，一输入端送入该第二中频放大器输出信号的图像同步检波器，与该图像同步检波器的输出连接的输出端子，一端输入由所述第二中频放大器的输出提供且另一端输入通过第一移相器由检波用振荡器输出提供的相位比较器，设于该相位比较器输出与所述检波用振荡器的控制输入之间的第一低通滤波器，设于所述检波用振荡器输出与所述图像同步检波器另一输入之间的第二移相器;所述第一低通滤波器的输出端连接一缓冲放大器，该缓冲放大器的输出连接第二滤波器，该第二滤波器的输出与一端跟所述第一或第二基准固体振荡元件一端连接的电容的另一端相连，该电容另一端与地之间连接阳极端接地的可变电容元件，而且所述第二低通滤波器的时间常数设定得比所述第一低通滤波器的时间常数大。
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