CN1100860A - 多重调制通信系统 - Google Patents

Abstract

多重调制通信系统包括一个发射机，后者调制和 发送由第一调制技术调制的通信信号和由第二调制 技术调制的通信信号。第一调制技术和第二调制技 术是不同的。该通信系统还包括能接收由第一调制 技术调制的通信信号和由第二调制技术调制的通信 信号并解调该通信信号的接收机。

Description

本发明涉及射频信号，包括但不限于调幅（AM）和调频（FM）信号的发送和接收。

无线电通信系统可在发射机和接收机之间传输信息。射频（RF）信道可使信息在发射机和接收机之间传输。通过把信息与具有特定频率的RF电磁波合成，即把信息信号调制到载波上，调制后的信息信号就可通过自由空间传送到接收机。已知多种不同的调制技术（如，调幅（AM）、调频（FM）、相位调节和复合调制）可把信息信号与一电磁波合成。通信单元（诸如便携式无线电、移动无线电）和基站，都包括发射机和/或接收机。

线性AM发射机的覆盖区不如同一峰值发射功率电平的FM发射机的那么大，即信号不如FM发射机传得远，因为AM传送的平均包络大小是在最大输出电平以下变化的，而FM传送的平均包络大小恒定在最大输出电平。但是，由于FM发射机在与AM发射机相同的功率电平用了更多的能量来发送，所以FM发射机将较快地耗完便携式发射机的电池。

因而，需要一种发射机，它具有AM发射机的低率特性，而又保留FM发射机覆盖区的优势。

图1示出了本发明的FM发射机、FM发射机和公用接收机。

图2示出了本发明的具体的FM发射机、具体的AM发射机和具体的公用接收机。

下面描述用单个发射机发送通信信号并用单个接收机接收同一信号的装置和方法。当发送FM信号时，可获得附加的通信范围。当发送线性AM信号时，可实现更有效的电池性能。单个发射机既发射AM信号，也发射FM信号。能够差分相位差的单个接收机解调AM信号或FM信号。仅需要一个接收机，且不必告知接收机所发送的信号是哪种类型的调制。

在最佳实施例中，FM调制器具有12.5KHz的信道，线性AM调制器具有6.25KHz的信道。接收机在两种情形下可以相同。本发明所用的调制形式是QPSK-C。这种调制技术在Alano  L.Wilson等人1990.12.19递交的题为“多重调制结构兼容的无线电”（Multi-Modulation  Scheme  Compatible  Radio”的美国申请No.07/629，931中做了详细公开;该文献在此被作为对比文献。QPSK意为四相移相键控。QPSK-c（这里c为兼容）是AM和FM兼容的QPSK的线性差分形式。利用FM可以较高的平均功率进行发送，因而可获得比使用AM时更大的信号覆盖面积。但由于AM发射机耗费的功率较小，因而对便携式无线电的电池或电源来说比FM发射机更有效。当使用QPSK-c调制时，在FM发送时用4电平（4-level）FSK（移频键控），而在AM发送时用D-QPSK（差分QPSK）。从AM转换到FM，产生较高的平均功率，因而增大信号的覆盖面积，而牺牲电池充电费用。这样可增大范围，且对同一无线电或通信单元来说在希望得到这样的覆盖区时，可获得较大的覆盖区。相反，当不必要扩大范围，而需节省电池量时，可从FM转换到AM。在本发明中，通信单元可改变其调制类型，并因而能很快地响应这种改变。这是通过诸如x/（sinx）滤波器（其中，在最佳实施例中α＝πfT）和用于指数函数的相位角积分器来实现的。

图1的一部分示出了一个常规的4电平FM发射机。要发射的信息进入数字信号处理器（DSP）101。DSP101处理该信息并把它发送到频率调制器103，频率调制器103将信息送到C级（Class  C）的功率放大器（PA）。如图1所示，C级4电平FM发射机发送一个恒定的包络。

图1也示出了一个常规的线性AM发射机。要发送的信息在DSP107进行处理半被输出到一个常规的线性化器109，线性化器109的输出被输入到一个AB级的功率放大器111。如图所看到的，AM信号有一个非恒定的包络。AM信号的平均信号功率小于具有同样峰值包络大小的FM信号的平均信号功率。

图1还示出了一个公用接收机，既能接收4电平FM发射机的信息，也能接收线性AM发射机的信息。公用接收机有一个前端接收机113、一个数字接收机115和一个把信息处理成数据或可听到的话音的数字信号处理器117。线性AM发射机的幅度随时间变化，在频率偏差很大时，幅度减小。注意，DSP101、DSP107和DSP117也可完成上述之外的功能。在说明书和附图中，所用的DSP可以是莫托罗拉公司的DSP56001。

图2示出了图1的发射机和接收机的具体实施方案。一个产生4电平FSK数据的FM发射机由方框201、203、205和207显示。4电平数据输入到升余弦滤波器201，该滤波器201是其邻道干扰滤波器过渡比α＝0.2的奈奎斯特升余弦有限脉冲响应型邻道干扰滤波器，如本领域中熟知的。FM发射机包括由方框203和205组成的差分编码器。由πfT/sin（πfT）滤波器203和积分器205组成该差分编码器。在最佳实施例中，积分器205是采用本领域熟知的模2π相位特性以避免溢出的简单积分器。积分器205的输出是4电平输入信号的相位φ。升余弦滤皮器201和πfT/sin（πfT）滤波器203的一个实施方案的具体描述将在下一段给出。相位调制器207接收相位φ，并对其进行调制，产生一个表示成e^jφ形式的复数值的结果。相位调制器的输出e^jφ被输入到转换开关209。

奈奎斯特升余弦滤波器201和πfT/sin（πfT）滤波器203的级联滤波器的实现可如下进行。让H（ω）等于理想的奈奎斯特升余弦滤波器的频率响应。归一化的角频率为1弧度/秒，归一化的符号时间（symbol  time）（由T表示）为π秒，且

H（ω）＝1    当1-α≥｜ω｜

H（ω）＝ 1/2 + 1/2 cos（ (π（｜ω｜-1+α）)/(2α) ）当1-α＜｜ω｜≤1+α

H（ω）＝0    当1+α＜｜ω｜

滤波器的脉冲响应h（t）可用付氏逆变换得到，注意H（ω）是偶函数：

h(t)= 1/(2π) ${\∫}_{\mathrm{-\; \infty }}^{\infty }$ H(ω)e^jωtdω= 1/(π) ${\∫}_0^{\infty }$ H(ωt)cos(ωt)dω

= 1/(π) ${\∫}_0^{\mathrm{1\; -\; \alpha }}$ cos(ωt)dω+ 1/(2π) ${\∫}_{\mathrm{1\; -\; \alpha }}^{\mathrm{1\; +\; \alpha }}$ cos(ωt)dω+ 1/(2π) ${\∫}_{\mathrm{1\; -\; \alpha }}^{\mathrm{1\; +\; \alpha }}$ cos( (π(ω-1+α))/(2α) )cos(ωt)dω

用恒等式cos（x）cos（y）＝0.5cos（x+y）+0.5cos（x-y）进行积分：

h(t) = (sin[(1-α)t])/(πt) + (sin[(1+α)t]-sin[(1-α)t])/(2πt)

$+\frac{\mathrm{sin\; ［\pi +(1+\alpha \; )\; t\; ］-sin\; ［(1-\alpha \; )t\; ］}}{\mathrm{4\; \pi \; (}\frac{\pi }{\mathrm{2\alpha }}\mathrm{+\; t)}}+\frac{\mathrm{sin\; ［\; \pi \; -\; (1+\alpha \; )\; t\; ］+sin\; ［(1-\alpha )\; t\; ］}}{\mathrm{4\; \pi \; (}\frac{\pi }{\mathrm{2\alpha }}\mathrm{-\; t\; )}}$

利用恒等式sin（π+x）＝-sin（x）重新组合上式，然后，利用恒等式sin（x+y）+sin（x-y）＝2sin（x）cos（y）：

$\mathrm{h(\; t\; )\; =}\frac{\pi }{{\mathrm{8\alpha }}^{2}t}\frac{\mathrm{sin\; ［(1\; +\; \alpha )\; t\; ］+s\; i\; n\; ［(1\; -\; \alpha )\; t\; ］}}{(\frac{\pi }{\mathrm{2\alpha }}{)}^2}=\frac{\mathrm{\pi \; s\; i\; n(\; t\; )cos(\; \alpha \; t)}}{{\alpha }^2}$

滤波器函数h（t）可在分立的时间间隔被取样，以实现奈奎斯特升余弦有限脉冲响应滤波器201的滤波。

下面将导出整形滤波器f（t），其中F（ω）是整形滤波器的频率响应，T是符号时间，对每秒9600位来说它等于208.333μs，而在上述H中归一化系统中等于π秒，用对所有频率F（ω）＝ (ωT/2)/(sin（ωT/）) ，所关心的F（ω）的频率范围是-1.2π＜ωT＜1.2π，它是当滚降因子α＝0.2时，奈奎斯特滤波器H（ω）所覆盖的频率范围。为了找到合适的脉冲响应，函数F将由用余弦表示的付氏级数进行近似，且结果将被变换到时域。

因为近似F的时间间隔必须大于±1.2π且小于±2π（因为在ωT＝2π时，F有一个奇异点），所以该时间间隔首先被选为±1.33333π。付氏级数展开如下，其中x是归一化的频率：

$\mathrm{F\; (x)\; =}\frac{\mathrm{\pi \; x}}{\mathrm{si\; n(\pi \; x)}}{\mathrm{=\; f}}_0+\underset{\mathrm{k\; =\; 1}}{\overset{\infty }{\mathrm{\Σ}}}{f}_k\mathrm{cos(}\frac{\mathrm{2\; \pi \; k\; x}}{\mathrm{1.33333}})$

,其中x＝fT＝ (ωT)/(2π) ，

f_O=0.75 ${\∫}_{\mathrm{-2\; /\; 3}}^{\mathrm{2\; /\; 3}}$ F(x)dx,且

f_k=1.5 ${\∫}_{\mathrm{-2\; /\; 3}}^{\mathrm{2\; /\; 3}}$ F(x)cos( (2πkx)/1.33333 )dx for k>0.

这些积分很容易进行数值计算。下表列出了前12项：

k f_kk f_k

0    1.35697    6    0.0281791

1    -0.4839    7    -0.0210304

2    0.189043    8    0.0162746

3    -0.0982102    9    -0.0129571

4    0.0594481    10    0.0105541

5    -0.0396059    11    -0.00875928

进行付氏级数逆变换如下：

$\mathrm{f\; (t)\; =}\frac{1}{\mathrm{2\pi }}{\∫}_{\mathrm{-\; \infty }}^{\infty }{\mathrm{F(\omega \; )e}}^{\mathrm{j\; \omega \; t}}\mathrm{d\omega \; =}\frac{1}{\mathrm{2\pi }}{\∫}_{\mathrm{-\; \infty }}^{\infty }{\mathrm{(f}}_0+\underset{\mathrm{k\; =\; 1}}{\overset{\infty }{\mathrm{\Σ}}}{f}_k\mathrm{cos\; (}\frac{\mathrm{2\pi kx}}{\mathrm{1.33333}}{\mathrm{))e}}^{\mathrm{j\omega \; t}}\mathrm{d\omega }$

$=\frac{1}{\mathrm{2\pi }}{\mathrm{(f}}_0\mathrm{\delta (t)\; +}\underset{\mathrm{k\; =\; 1}}{\overset{\infty }{\mathrm{\Σ}}}\frac{f_k}{2}\mathrm{\delta \; (0.75kT\; )+}\underset{\mathrm{k\; =\; 1}}{\overset{\infty }{\mathrm{\Σ}}}\frac{f_k}{2}\mathrm{\delta \; (-0.75kT\; )\; )}$

其中δ（t）表示狄拉克（Dirac）δ函数。以每个符号8个样点进行取样，产生非零样点和0.75×8＝6的取样间隔。中间或第0个样点的幅值为f₀，而其余的样点在k＝±1，±2，±3…时幅值为f_k/2。把前面计算出的h（t）与f（t）级联得出FM π/4 DQPSK-c发射机所需的滤波器，如本发明最佳实施例中所用的。虽然所示的上述实施例是有限带宽的形式，但带宽限制是可选择的，且本发明是不要求的。

由方框211、213、215和217组成的AM发射机产生D-QPSK数据。具有电平± (π)/4 和± (3π)/4 的4电平数据被输入由加法器211和延迟器213组成的差分编码器。该差分编码器的输出被输入相位调制器215，其中相位调制器215的输出在每个符号的一个样点包括复数分量I和Q。I表示同相位分量，Q表示正交分量。调制器215的输出被输入到具有α＝0.2的升余弦滤波器217，其中升余弦滤波器217与升余弦滤波器201相似。升余弦滤波器217的输出被输入到转换器209。无论选择哪种传输方式（FM或AM），发射机那部分的输出都被输入到调制器219，调制器219把信号调制到载波频率ω。

每个方框211、213和215都以1样点/符号，或4800符号/秒的速率工作。方框201和217在1样点/符号到输出端的N样点/符号之间进行插值。通常N等于或大于10，但至少大于1。方框203、205和217的每一个都以N样点/符号的速率工作。

在最佳实施例中，为了提高效率和删除冗余部分，在发射机中仅用了一个AB级的PA，因此，用图1的线性AM发射机配置来实现图2的整个发射机（包括方框201到219）。由于本发明的最佳实施例中使用了DSP，所以发射机方框201、203、205、207、209、211、213、215、217和219在线性AM发射机的DSP107中很容易实现。因为方框201-219包括在DSP107中，因此不需要再用DSP101、频率调制器103和PA105。调制器219也在DSP107中实现，且调制器219的输出在发送之前被输入到线性化器109。

图2也示出了具体的公用接收机。在最佳实施例中，接收机方框221、223、225、227、229和231都在DSP117中实现。当接收机和发射机在同样的通信单元或无线电中时，可用一个或多个DSP来支持DSP107和DSP117的功能。弱（loose）IF（中频）波波器221首先接收一调制信号。弱IF滤波器221的输出被输入到下面将要描述的反正切函数223，函数223是包括框223、225及227的频率解调器的一部分。框225和227也是差分编码器的一部分;该编码器还包括积分和转储（dump）滤波器229;后者的功能将在下段描述。方框223的输出被输入到加法器227，而方框225输出的正的延迟分量被从方框227中减去。积分和转储滤波器229的输出被输入到随机梯度位恢复（stochastic  gradient  bit  recovery）方框231，后者的输出是最初发送的4电平数据。随机梯度位恢复是本领域所熟知的。由于接收机只对相位敏感，所以包络不起作用，且通过该公用接收机可接收FM和AM传输并正确地解码。这样，由于AM    PA比相同范围的FM  PA需要更大的功率范围，所以虽然消耗功率更大，但两个调制器的转换器可暂时获得较大的覆盖区。

下面将推导以正弦积分函数Si（x）表示的闭合形式的解的积分和转储滤波器229的脉冲响应，函数Si（x）在本领域中是熟知的。当一部分旁瓣从频率响应中滤出时，实现了有限带宽的积分和转储滤波。在符号恢复中高保真度所必须的这部分频率响应的范围是-（1+α）/（2T）Hz到（1+α）/（2T）Hz。由于在1/THz处的频谱为零，响应被限制在1/T    Hz载止。其中H（x）是有限带宽积分和转储滤波器的频率响应：

H（x）＝ (sin（πx）)/(πx) ｜x｜＜1

H（x）＝0    ｜x｜≥1.

其中h（t）是滤波器H（x）的脉冲响应，ω＝2πx，且H（ω）是偶函数：

h(t)= 1/(2π) ${\∫}_{\mathrm{-\; \infty }}^{\infty }$ H(ω)e^jωtdω= 1/(2π) ${\∫}_{\mathrm{-\; 2\; \pi }}^{\mathrm{2\pi }}$ (sin(ω/2))/(ω/2) e^jωtdω

= 1/(π) ${\∫}_0^{\mathrm{2\; \pi }}$ 2/(ω) sin(ω/2)cos(ωt)dω

= 1/(π) ${\∫}_0^{\mathrm{2\; \pi }}$ 1/(ω) (sin[(t+1/2)ω]-sin[(t-1/2)ω])dω

= 1/(π) ( ${\∫}_0^{\mathrm{2\; \pi \; (\; t\; +\; 1\; /\; 2\; )}}$ sin(y) (dy)/(y) - ${\∫}_0^{\mathrm{2\; \pi \; (\; t\; -\; 1\; /\; 2\; )}}$ sin(y) (dy)/(y) )

= 1/(π) (Si[2π(t+1/2)]-Si[2π(t-1/2)])

其中

Si(x)= ${\∫}_0^x$ sin(t) (dt)/(t)

虽然上述例子是有限带宽的形式，但是有限带宽是可以选择的，且在本发明中不需要。

因此，在本发明中，当由于无线电命令或确定任何原因而希望时，无线电将自动从AM转换到FM，以获得一特定信号的较大的范围。无线电或通信单元也可从例如基站或包括另一无线电的其它控制单元接收信号，指示它以特定的调制进行传送。同样，该无线电将自动从FM转换到AM，以获得更好的电池效率。这一转换在转换器209中进行，转换器209在最佳实施例中受DSP控制。

虽然，最佳实施例中使用了QPSK-c调制，但公用接收机还可用于通过相位（即所有点部落在一个图上）来区分数据的任何调制，如QPSK和CORPSK（相关PSK）。

虽然用一个DSP来完成本发明的许多功能，但也可使用分立元件或其它可编程逻辑电路来得到相同的效果。

Claims (10)

1、一种通信系统，其特征在于：

一个发射机，它调制和发射由第一调制技术调制的通信信号和由第二调制技术调制的通信信号，其中所述第一调制技术和所述第二调制技术不同；以及

能接收由所述第一调制技术调制的所述通信信号或由所述第二调制技述调制所述通信信号并解调所述通信信号的接收机。

2、根据权利要求1的通信系统，其特征还在于所述第一调制技术为调幅且所述第二调制技术为调频。

3、根据权利要求1的通信系统，其特征在于所述第一调制技术是差分四相移相键控，而所述第二调制技术是4电平移频键控。

4、根据权利要求1的通信系统，其特征还在于当希望所述发射机处于低功耗时，发送由所述第一调制技术调制的所述通信信号。

5、根据权利要求1的通信系统，其特征还在于当希望所述发射机有较大的信号覆盖区时，发送用所述第二调制技术调制的所述通信信号。

6、一种通信单元，其特征在于：

用第一调制技术调制通信信号的装置，它产生第一调制信号;

用第二调制技术调制通信信号的装置，它产生第二调制信号，其中所述第一调制技术和所述第二调制技术是不同的;

在所述第一调制信号和所述第二调制信号之间进行选择的装置，以产生一个选择的信号;以及

用于发送所述选择的信号的发射机。

7、根据权利要求6的通信单元，其特征还在于所述第一调制技术为调幅，而所述第二调制技术是调频。

8、根据权利要求6的通信单元，其特征还在于所述第一调制技术是差分四相移相键控，而所述第二调制技术是4电平移频键控。

9、根据权利要求6的通信单元，其特征还在于当希望所述发射机有低功耗时，选择所述第一调制信号。

10、根据权利要求6的通信单元，其特征在还在于当希望所述发射机有较大的信号覆盖区时，选择所述第二调制信号。

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