CN1124706C

CN1124706C - 用于天线阵列的同步调制和数字聚束的有效装置

Info

Publication number: CN1124706C
Application number: CN96199917A
Authority: CN
Inventors: P·W·登特
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1995-12-07
Filing date: 1996-11-12
Publication date: 2003-10-15
Anticipated expiration: 2016-11-12
Also published as: JP2000501907A; EP0865692B1; JP3879935B2; US6404821B1; WO1997021284A1; DE69619268D1; AU1157297A; CN1209234A; DE69619268T2; CA2239513A1; BR9611699A; KR100433966B1; AU720057B2; US6219375B1; KR19990071995A; EP0865692A1; US5909460A

Abstract

本发明公开了一个采用第二个数量的天线阵列元素来发送第一数量数据信息信号的数据聚束网络。汇集装置被用来将从每个信息信号中选出来的一个信息比特集合到一个比特矢量之中。数据处理器有一个接收该比特矢量的输入端和许多等于第二数量的天线元素的输出端，并且处理该比特矢量。最后，调制波形发生器接到每个第二数量输出端产生被每个天线元素发送的信号。

Description

用于天线阵列的同步调制和数字聚束的有效装置

技术领域

本发明涉及到数据聚束，更特别地涉及到一个用于天线阵列的同步调制和数据聚束的有效装置。

发明背景

根据已知的技术，电气驱动的有方向性的天线阵列采用一种被称作数据聚束的技术。在数据聚束中，要被发送的许多信号波形N，如果有必要的话，在“模拟-数字”(A到D)转换器的作用下，由数字抽样序列来代表。通常，复数序列送到被称作数字聚束网络的数字处理器的输入端，数字聚束网络计算相应于要被驱动的天线阵列的元素数量的M个输出序列。一般的复数输出序列在“数字-模拟”(D到A)转换器的作用下，被转换为模拟波形，用来调制无线电载波，采用的方法是，比如，一个已知类型的正交调制。被已调无线电频率波形放大来由被相应的天线元素发送。这项已有的技术，数字聚束网络对每次输入信号的采抽样值，有效地执行一次N个输入端的复数矢量与M×N的复系数矩阵相乘运算，以产生M个输出的复数矢量。

这项已有的技术，数字聚束网络被示于图1。信息信号，这也许是诸如语音的模拟信号，采用A到D转换器10将其转换为数字信号。A到D转换器10输出端的信号可能是，比如，16-比特数字抽样值的每秒8千个抽样的PCM信号，总共128千比特/秒通常被认为超出了在无线电链路上传输数字语音信号的能力。结果，编码器11，它可能是“残留激励线性预测”(RELP)编码器，或是一个其它已知的诸如Sub-band、CELP或VSELP的形式，用来将声音比特率显著降低到8千比特每秒或者更低，而保持合理的电话质量。这样的编码器尽可能地减少语音信号的自然冗余，使得接收质量对比特误差更加敏感。因而，通过以更智能化的纠错编码代替一些冗余来再次扩展比特率就很普遍了。然后，网络数据就可以采用任何一种诸如PSK、QPSK、Offset-QPSK、Pi/4-DQPSK、16QAM等等的已知数字调制技术而被调制到无线电载波上发送。在PSK中，载波可以简单地根据发送的数据是“1”还是“0”来倒相，这种突然的倒相增大了无线电信号的频谱扩展以及其它无线电信道潜在的干扰，所以，已有技术的调制部分包括数字波形的滤波器，用来将“1”(+1)和“0”(-1)之间的转换倒圆，在一种被称为部分响应信号(partia1 response signalling)的极端情形，就使用过度滤波来减少被信号用来传送的频谱带宽。滤波器用来获得所需的频域特性，但是，不论是采用诸如可能由电阻、电感和电容组成的频域滤波器，还是通过在时域采用时间抽样的处理，都能达到这个要求。一种原型的时域滤波器被称作横向滤波器或“有限冲激响应”(FIR)滤波器，其它的现有技术时域滤波器被称作“无限冲激响应”(IIP)滤波器。

一个FIR滤波器包括一个或多个用来延迟要滤波的信号以形成有抽头的延迟线的延迟阶段，当信号已经是连续数字波形值的形式时，这样的抽头延迟线可以通过连续地在数字寄存设备中存储抽样值来形成。抽样值以不同的延迟量被延迟，然后被加权和累加以产生滤波特性，这样的滤波器在用来对数字波形滤波的时候，每个输入数据比特通常产生几个输出值，使得能够正确地代表1-0转换的形状，这对在控制频谱为所要求的形状是很重要的。这些值不再是+1或-1，而是二者之间的任意值。这样，预调制滤波器就有将单个比特信息值改变为多个多数字值的作用。

在现有技术聚束方法中，经过滤波的多值调制波形被加到数字聚束器13，数字聚束器形成M个调制波形的不同复数加权的组合，当这些波形被调制到合适的载波并提供给相应的天线阵列时，这使每个已调信号以分离的、所要求的方向被辐射出去。聚束器的常规复数数字输出被D/A变换，方法是采用例如一个用于实部的D/A变换器，再后接一个平滑或反畸变滤波器，以在抽样之间产生连续的波形，对虚部也采用同样的装置。D/A转换了的波形被称作I、Q波形，被加到I、Q调制器(或正交调制器)，该调制器将这个复数调制加到所要求的载波上，D/A转换、反畸变滤波器以及I、Q调制器都在图1的块14中。

这样，现有技术聚束器就通过有混合系数矩阵的MxN矩阵乘法的装置形成N个输入信号抽样的M个组合。例如，假设N＝320，M＝640，那么，对每个信号抽样周期来说，就必须执行204800个复数相乘-累加运算。一个典型的编码数字语音信号可以由一个10KHz带宽的调制波形表示，要精确地代表1-0转换，如果以每个带宽周期8个抽样来抽样，就会从每个调制波形发生器带来每秒80k个复数抽样。这样，每秒钟数字聚束器必须执行的复数运算就是80000×204800＝16,384,000,000。

数字信号处理器件的指令执行速度是用每秒多少兆次或MIPS来计算的，这样就需要16384MIPS的处理速度。但是，在通常测量的DSP能力中，一个复数相乘-累加运算包括4个相乘-累加。所以，要求的实MIPS的数量就是65536，最多允许＞100,000。

本技术的情形表明，数字信号处理器，比如Texas InstrumentsTMS320C56的执行速度大约是40MIPS，因而要求的320输入、640输出聚束器就需要2500个器件。这也可以表述为每个声音信道8个DSP。由于本技术的DSP很昂贵，每个声音信道使用8个DSP就会增加提供通信基础设施的费用，这是按照每安装一个声音信道的费用来计算的。

发明概要

所以，以每个声音信道压低了的费用，提供数字化聚束和频谱控制的调制信号，这就是本发明的目的，可以根据下面的描述和附图，通过实践本发明来达到这个目的。本发明涉及一个聚束网络，该网络适用于采用M个天线元素发送N个数字信息流。N个数字信息流由二进制1和0来代表，或者以算术单位+1或-1来代表，这些未滤波的数字构成了所发明的聚束器的输入，它们不再做乘法。而且，为了节省计算量，预计算的和与差可以存入由信息流的比特组寻址的查询表中。由于聚束网络执行线性操作，对数字信号波形滤波以限定传输带宽，这可以在输出信号上做，而不在输入信号上做，这就允许简化聚束处理过程。

根据本发明的一个方面，公开了一个使用第二数量的天线阵列元素来发送第一数量的数字信息信号。一个汇集装置被用于将从每个信息信号中选出的一个信息比特组合为一个比特矢量。数字处理装置具有这个比特矢量的输入端和许多在数量上等于第二数量天线元素的输出端，并对该比特矢量进行处理。最后，调制波形发生装置接到每个第二数量的输出端，产生由每个天线元素发送的信号。

根据本发明的另一个方面，公开了一个使用第二数量的天线阵列元素来发送第一数量的数字信息信号的数字聚束网络，包括：用来将从每个上述信息信号中选出的信息比特组合到一个比特矢量中的装置；有一个上述比特矢量输入端和在数量上等于上述第二数量天线元素的多个输出端，用来处理上述比特矢量的数字处理装置；以及与每个上述第二数量的输出端相连的，用来产生供每个天线元素发送的信号的调制波形发生装置。

根据本发明的另一个方面，公开了一个使用第三数量的天线阵列元素和第二数量的通信信道来发送第一数量乘以第二数量个数字信息信号的数字聚束网络，包括：用于将从每个第一数量的用来发送的信息信号中选出的一个信息比特组合于一个上述第二数量的通信信道中，并将上述选择的比特组合到一个比特矢量中的装置；有一个用于上述比特矢量的输入端和多个在数量上与上述第三数量的天线元素相等的输出端的数字处理装置；调制波形发生装置，它与每个上述第三数量的输出端相连，它用来产生在上述通信信道中由每个天线元素发送的信号。

根据本发明的另一个方面，公开了一个采用第二数量的天线阵列元素来发送第一数量的数字信息流的数字聚束器，包括：用于从每个上述信息流中选择一个信息比特并组合他们以产生一个实的比特矢量，从上述信息流中选择另一个信息比特以产生一个虚的比特矢量的选择装置；用于处理上述实的比特矢量以为每个上述第二数量的天线元素获得第一个实的和第一个虚的数字输出码字，并且处理上述虚的比特矢量以获得相应于第二数量的实的和虚的输出码字的数字处理装置；用于为每个天线元素将与之相关的第一实的和第二虚的输出码字相组合，并且将与之相关的第一虚的和第二实的输出字组合以获得一个相应的多比特QPSK调制符号的组合装置；用于为每个上述天线元素处理上述QPSK调制符号以获得一个相应的QPSK调制的无线电波形的调制波形发生装置。

根据本发明的另一个实施例，公布一个使用第二数量的天线阵列元素发送第一数量的数字信息流的数字聚束器。该聚束器包括一个选择装置、数字处理装置、开关装置和调制波形发生装置，该选择装置用来一次从每个信息流中选择一个信息比特并将它们组合成一个实比特矢量，从信息流中选择另一个信息比特，在一个重复的序列中形成一个虚比特矢量。数字处理装置用于重复地处理实比特矢量，并交替地处理虚比特矢量，为每个第二数量的天线元素取得相应于每个实比特矢量的第一实的和第一虚的数字输出码字，并且取得相应数量的对应于每个虚比特矢量的第二实的和第二虚的输出码字。开关装置选择第一实数字输出码字并交互地选择第二虚输出码字以产生实OQPSK调制值信号流，或者选择第二实数字输出码字并交替地选择第一虚输出码字以产生虚OQPSK调制值信号流。调制波形发生装置为每个天线元素处理实的和虚的OQPSK调制值以获得相应的OQPSK调制的无线电波形。

附图简述

在联系附图阅读下面详细描述的基础上，可以很容易地理解本发明的这些及其它特性和优越之处，其中：

图1描述了现有技术的多聚束网络；

图2描述了一个根据本发明的一个实施例的聚束网络；

图3描述了根据一个已知的方法产生滤波了的PSK的过程；

图4描述了滤波调制波形的数字化产生过程；

图5描述了示于图2的波形发生器的实现；

图6描述了使用预计算查询表的聚束；

图7描述了根据本发明的一个实施例用于聚束的16兆比特DRAM的用法；

图8描述了用于产生不同信道之间的缝隙交错束的DRAM。

图9描述了在不同频率信道之间的时间共享的发明的聚束器；

图10描述了用于联结数字频率分离多路的聚束器；

图11描述了差分QPSK调制波形的产生；

图12描述了根据本发明的一个实施例的用于差分QPSK聚束的装置；

图13描述了用于硬限幅信道的接收的发明的聚束器的使用；

图14描述了用于多比特量的接收处理的发明的聚束器的使用；

发明详述

发明的聚束器示于图2中。模拟/数字转换(图1(10))、声音编码及纠错编码(图1(11))已被简化于图2中的信源编码块20之中，信源编码包括将声音、图象、用于传真的文件或任何其它形式的信息缩小为用于传输的数字比特流，还可能包括A/D转换、去掉冗余的数据压缩和增加传输可靠性的纠错和/或检测编码。

信源编码的输出在算术上用一个每个信息比特一定数量的速率的+1或-1序列来表示。这个序列比由图1的调制波形发生器12产生的序列更加简单，典型地，后者每个数据比特产生8个多比特复数，因为它对用以传输的数字数据波形滤波来约束频率占用。本发明依据这样的原理，聚束网络执行线性操作，调制波形产生是线性操作，因此，它们的顺序是可逆的。根据本发明，调制波形产生是在聚束之后进行的，这就避免了在聚束器之前从每个信息比特一个单个比特值到几个多比特值的扩展，这样，聚束器必须以典型速率的1/8的速率执行操作。聚束器只必须做与预检测聚束系数相关的N次加法和减法(根据输入比特是+1还是-1)，而不做乘法。例如，如果信号i的要求发射方向的聚束系数是c1i、c2i、c3i...cmi，而信号i＝1，2，3，4...n的比特是+1，-1，+1，+1...+1，那么聚束网络必须计算：

方程组1

c11-c12+c13+c14......+c1n 阵列元素1

c21-c22+c23+c24......c2n 阵列元素2，

其余以此类推形成组合的+/-号形式与输入端数据比特极性有关。如果cik通常都是复数，那么，与图1中的4nm个相乘-累加相比，上式则只有2nm个加法或减法运算。而且只需要以典型速率的1/8进行运算，总共节省到原来的1/16，这就使得每个声音信道的费用从8个DSP减少到0.5个DSPS，这是负担得起的。

在继续解释如何通过使用预计算的查询表可以获得更大的节省之前，先解释现在放置于聚束器之后的调制波形发生器的功能。在使用线性调制的时候，数据比特波形被滤波以限制频谱占用，然后采用例如AM、PSK、DQPSK、OQPSK等将其调制到载波上。线性调制引起变化的无线频率幅度以及变化的相位，而当要求仅在相位调制的信号保持固定幅度的时候，就要用到诸如FM、PM、FSK、MSK、GMSK、CPFSK及类似的非线性调制。后者在诸如数字移动电话的传输单路信息流方面有更大的优越性，因为固定包络发射器可以更有效地工作。在一个传输多样化信号的处于工作状态的相位矩阵中，由每个元素发送的复合信号不可避免地要变动幅度和相位，这样，采用要求变动幅度的在频谱占用上有更高效率的线性调制方法就没有不利之处了。

数字信息的最简单的调制方法是PSK。PSK是有滤波比特流的载波的有效的双边带抑制载波幅度调制，图3a显示了利用已知的平衡调制器30a由一些波形来产生滤波后的PSK。未被滤波的数据波形32a被送到一个限带的、低通滤波器31a以产生滤波波形了的33a，滤波了的波形在平衡调制器30a中与载波34相乘以产生已调波形35a。在已调载波32a中，在滤波了的波形为负的期间，对应于原始信号中的二进制“0”信号，RF载波相位反转180度。现在更加流行的调制方法示于图3b中。数据比特波形被看作+或-符号的一系列脉冲32b，而不是平顶方波32a，这些脉冲送到冲激滤波器31b，作为响应，它以一种特定的方式改变每个脉冲，这被称作冲激响应。因为滤波器是线性的，输出波形33b是由每个数据脉冲产生的冲激响应的线性叠加(根据数据比特的符号确定是加还是减)。然后，象前面采用平衡调制器30b来产生已调载波35b一样，这个波形对载波34进行调制。波形33a和33b是相似的，同样，波形35a和35b也是相似的。当频率响应H(jw)和H’(jw)有如下关系时：

H^{'} (jw) = H (jw) \cdot \frac{SIN (wT)}{wT}

T是数据比特周期；

图3a和图3b的系统实际上是一样的。

现代理论认为，不限制包括Sin(wT)/wT因子的冲激响应可以做得更加合乎需要。其优越之处在于，不需要通过过度滤波来降低通信效率就可以获得更好的频谱限制，通过更容易地从数学上将传输过程模拟为发射滤波器、传播信道和接收滤波器组合起来时的冲激响应可得到更好的解调算法，而且，如果组合的信道有奈奎斯特(Nyquist)特性，这意味着它的组合冲激响应在离开极点的多个数据比特期间有过零点，那么，在正确的瞬间对接收信号抽样时，将会再生比特极点，而不会因受到临近值的干扰而被破坏，也就是说，没有码间干扰(ISI)。一项公用的技术确认，至少对理想传播信道来讲，发送和接收滤波器的组合冲激响应是奈奎斯特的。一个任意均等放置的整个奈奎斯特响应就可以分别用在发送和接收滤波器，所以每个滤波器都被假设为具有奈奎斯特滤波器频率响应的平方根，发送滤波器可以做成平方根奈奎斯特，但是实际中在接收器中频(IF)滤波器上就比较难以控制。不管怎样，在接收器上对平方根-奈奎斯特的偏离，可以简单地由传播信道带来的线性非理想性来模拟，并且可以由已知类型的均衡器来补偿。

存在有利的装置，可以用来产生经平方根-奈奎斯特滤波器或实际上可以是任何一种滤波器滤波了的数据脉冲的调制波形。一旦选择了所需要的奈奎斯特滤波器响应，就可以计算出它的频率响应的平方根，然后，可以通过对其频率响应进行傅立叶变换来计算出平方根-奈奎斯特滤波器的冲激响应。通常，冲激响应是一个连续的波形，但是用比在其频率响应为非零而且仍是显著值处的最高频率高2倍的抽样率抽样得到的一系列抽样值就足够代表这个冲激响应了。实际上，所用的抽样率可以解释为数据比特率的倍数，并且尽可能简单地被选做用来平滑抽样波形的平滑滤波器，这就要求这种必须是由模拟器件构成的连续时域滤波器比所要求的奈奎斯特滤波器具有更宽带宽，使得它的截止频率的公差不影响整个响应，而这个响应应当由精确的、数字地产生的平方根奈奎斯特特性占主导地位。

用于数字地产生滤波了的调制波形的系统画于图4之中。数据比特在时钟的作用下进入移位寄存器单元40...45，被延迟1、2、3、4、5或6个比特周期的比特就可以由移位寄存器上的节点提供给数字计算器46，对每次移位，数字计算器要计算：

方程组2S0＝b1·F(-3T)+b2·F(-2T)+b3·F(-T)+b4·F(0)+b5·F(T)+b6·F(2T)S1＝b1·F(-2.9T)+b2·F(-1.9T)+b3·F(-0.9T)+b4·F(0.1T)...b6·F(2.1T)S2＝b1·F(-2.8T)+b2·F(-1.8T)+b3·F(-0.8T)+b4·F(0.2T)...b6·F(2.2T)·＝ . . . . .·＝ . . . . .S8＝b1·F(-2.2T)+b2·F(-1.2T)+b3·F(-0.2T)+b4·F(0.8T)...b6·F(2.8T)S9＝b1·F(-2.1T)+b2·F(-1.1T)+b3·F(-0.1T)+b4·F(0.9T)...b6·F(2.9T)

其中F(t)是所要求的滤波器在离开极点的时间‘t’位置上的冲激响应，T是比特周期，并且上面假设每个比特周期计算10个波形抽样点(即图4中的N1等于10)。如果要求每比特8个抽样点，那么F(t)的自变量就应当是以T/8，而不是0.1T步幅增加。

因为上面的冲激响应F以及需要计算其值的时间位置预先都已知道，上面公式中所有的60个F的值都可以被预先计算出来并存于查询表或只读寄存器中。还有更好的地方，因为数据比特b1...b6联合在一起只有64种不同的组合，每个值S0...S9只可能是F值的64种可能的组合中的一种，它们的组合就可以预先计算出来并存于S0的64个值的表中，S1的64个值的表中，...，等等，总共640个值。按现代的标准看，这是一个相对较小的“只读寄存器”(ROM)，所以就有可能避免与代替用于数字计算器46的、由移位寄存器40...45寻址的ROM表一起的计算。

数字计算器46的输出就是每个数据比特N1个值的流。它可以加到D/A转换器47以产生相应的模拟抽样点序列48。这个波形在抽样点之间是不连续的，所以就必须加以平滑以避免发送中的频率扩散。但是，在相对高的、N1倍于比特率的抽样率的时候，会出现不连续的现象。因此，信号就应当被一个连续时间滤波器49滤波，该滤波器的频率响应在几倍于比特率的部分截止，而且不影响我们试图精确定义的比特率附近范围的频率响应。连续时间滤波器49在其完全平方根-奈奎斯特响应上可能具有的任何小的残留效应都要在上面定义的预计算F系数中加以考虑，F系数可以被计算而得，例如，通过所要求的平方根-奈奎斯特滤波器与连续时间滤波器49的近似反相相乘。

一种有利的可选择的技术示于块(51...54)，这在美国专利申请号07/967,027和08/305,702中都已公布，在这里都将作为参考。

数字计算器46产生的N1个抽样值从属于向连续波形转变的第一步，方法是采用数字内插器51在原始抽样点之间加入额外的抽样点，这可以是一种简单的线性内插，例如简单地在原始抽样点之间连上直线以确定内插抽样点的值。然后，抽样点以内插率加入到一个高比特率的Sigma-Delta转换器52，该转换器以更高的比特率流中的“1”与“0”的比例来代表波形。由反相器54产生这个比特流的反相流，这个比特流及其反相被加入到平衡的(推-挽)(push-pull)连续时间滤波器装置53以产生所需要的连续波形。可选择装置(51...54)的一个优点是取消D/A转换器47，其它方面的优点已在前述应用中讨论了。

一个与图4相似的修改了的装置可以用来实现调制，之所以要作修改，是因为后聚束调制器的输入量已由组合的聚束操作转换为多比特复数值，不再是图4中的单比特值。

图5图示了这个改变了的波形发生器。包含从聚束器21的一个输出端得到的复数数字流的实数部分的一个抽样值流在相应于所要求的发送滤波的冲激响应长度的一系列寄存器(60...61，62)中被延迟，对应于每个移入延迟元素60...62的输入抽样值，卷积器63就通过用延迟元素中的多比特值代替b1...b6计算公式集合2，产生N1个输出抽样值，这就包括完整的乘法，因为b1...b6不再只是+/-1。但是，完成滤波操作的乘法数量就大大地少于完成聚束所需的数量。所以，在调制滤波复杂程度的开销价格上简化聚束，这又是一大优点。卷积器66和卷积器63是一样的，它处理来自聚束器21的一个输出端的复数数字流的虚部。那些在数字设计技术方面的技术人员将会意识到为了更进一步的简化在实部和虚部之间在时间上共享一个卷积器的可能性。假设聚束要通过改变系数而动态地取向，卷积器63和66还要做与固定常数的乘法，而不象聚束器21所做的乘法。这样，就可以建立起一个简单的数字硬件来执行与固定常数的卷积，而不做与可变量的矩阵乘法。

卷积器63和66的输出包括一个以提升了的、每个原始数据周期N1个抽样的抽样率复数数字流，采用转换器67和68以及平衡滤波器69和70，用上述“内插”和“Sigma-Delta”技术将这些抽样值转换为用来调制载波的模拟波形。平衡I、Q波形与载波频率的正弦和余弦波形一起加到平衡I、Q调制器71、71和73，以获得由相位矩阵元素(图中未画出)发送的信号。

当输入值只是+1或-1(二进制的1或0)时，就可能对聚束网络做更进一步的简化，现在来解说这一点。方程组1描述了将要做的计算，事实上，除了确定的符号、根据方程组2所示的数据比特极性与+/-号相乘而外，这与方程组2是一样的。这样，矩阵元素1的未滤波的信号的表述就变为：

E1＝b1·c11+b2·c12+b3·c13+b4·c14...+bn·c1n 矩阵元素1

这些表达式的子集包括，例如只能取8比特的b1...b8，此例中，只可能有256种值，因为8比特只有256种不同的组合，系数要至少固定于用于大量抽样值计算。这样，下面所有256个可能值

b1·c11+b2·c12+b3·c13+b4·c14+b5·c15+b6·c16+b7·c17+b8·c18就可以被预先计算出来并存于表T(b1，b2，b3...b8)之中，通过8比特地址b1、b2、b3...b8对该表寻址可以将它们读取出来。由于在当代技术中65536字的半导体存储器是单个的、低成本器件，甚至16比特的组合都能预计算和存储。预计算这样的表的一个十分有效的方法是通过每次只改变一个比特、以一个被称作格雷码的计数顺序来探测所有16比特模式，然后每个计算的后续值等于前一个值两次加上或减去与改变了的比特相关的c系数，每个计算的值只需做一个加法或减法。

对比特17....32；33....48等等也可以计算出一个相似的表。最后，利用这些表，E1可以这样来计算：

E1＝T1(b1...b16)+T2(b17....b32)+T3(b33....48).......

这样，通过这个方法，所需的加法的数量就减少到原来的1/16，表的输出的加法可以这样来完成，采用二进制树结构和串行加法器将它们两两组合，如图6所示。

一组16数据比特b1...b16被当作一个地址加到预计算RAM表80中，就可以获得8-比特实部和8-bit虚部的值，一个类似的预计算部分和就可以从RAM表81中获得。为了使值比特串行地进入串行算术加法器87和88，实部和虚部值被并行-串行变换器83、84、85和86变为串行的。和式R2+R1、I1+I2是加法器87和88的串行数字输出，并在尖端逐渐变细的加法树中按顺序被组合进更进一步的求和之中，直到最后步骤89和90，这就完成了E1的计算。多比特值的加法采用串行算法的好处在于，采用集成电路技术就可以简单地完成，并且没有输出延迟，正如在美国专利申请第07/735,805号中的用于计算“快速沃尔什变换”的公布材料一样，在这里作参考。

应当记得，原来提起用于编码语音的每信道的数据比特是在10KB/S附近，示于图6中的网络就只需每100uS计算一个输出值。这对于访问存储器是相当慢的，访问存储器可以有更高的速度，例如到达10MB/S。以提供的超额速度计算总和的方法是将图6用于一个TDMA系统，其中可能有1024语音比特流被时间转换到10MB/S，这样网络操作的信号数量是1024N，如果系数表对每个时隙都一样，这就意味着N个TDMA信号对所有的时隙在同一个方向集中被发射。下面将公布其它的可以在“时隙接着时隙”的基础上改变方向的结构。

例如，采用512相位阵列元素可以构成256束系统，方法是根据图6，使用16个产生每个阵列元素信号的65k字存储器、总共16×512＝8192的存储器芯片。但是，要注意到，在TDMA帧1024个时隙中的每个时隙，它要处理256个信号，这样容量就是262,144个声音信道，每个声音信道的组成是一个RAM芯片的8192/262144＝1/32。这意味着建立很大容量通信系统的大型相位阵列通信系统的经济的可能性。

利用图6提供的额外存储器速度的另一种方法示于图7之中。动态RAM芯片在计算机市场的商业竞争的驱使下不断地变得更加大规模，16兆比特的DRAM现在已经到了商业生产能力的极限。假设图7中有16兆比特DRAM提供2²⁰个16-比特字，因而有20条地址线和16条数据线。DRAM100用来为16个阵列元素保存预计算信号b1...b16的组合，预计算的值以串行值占据比特的方式被存储起来，例如所需的最少的有意义的比特，用8个连续的字节代表8-比特实部，用后续的8个连续字节代表8-比特虚部。同样字节的其它比特(比如第二个至少所需的有意义的比特)存储阵列元素2的相似信息，等等。每个16-比特字就包括16个阵列元素的一个比特的实部或虚部值，8-比特的一个实部值的一个比特由三个“比特地址”线来寻址，而实部和虚部则由R/I地址线来选择，通过这些地址线，8比特实部值就可以串行地输出，后面则跟着8-比特虚部值。通过这种方法，就可以获得串行值，而不使用图6中83至86的从并行到串行的转换器，并且这对16个阵列元素都同时地完成。这样，DRAM 100、101的寻址就比图6快16倍，即16倍于编码语音比特率，或160千字/秒，这正适合于DRAM的速度。

现在可以从如100和101的DRAM对中得出一对相应的串行部分和，并在串行加法器102中加起来。加法器102的串行输出更进一步与加法器103的相似输出加起来，然后顺次地通过二进制树直到最后从加法器104输出。

当所有实部值的8比特都被加起来了，加法树102、103...104的输入端就被固定在最后一个比特极性，这是值的符号，时钟继续加到加法器树，使得进位得以传输而产生求和输出的最有意义的比特。在这期间，虚部值在时钟的作用下从DRAM 100、101输出，并在第二加法树(图中未画出)中累加起来作为虚数部分。

根据图7构成的256信号输入和512阵列元素的系统，使用16个DRAM芯片外加一个串行加法树以产生16个阵列元素的信号，于是，对总共512个元素，就需要32个这样的结构，总共512个DRAM。这就表示了每个声音信道2个DRAM的组成，但是它们不是被全速地使用。寻址速度可以从160千赫增大64倍至10兆赫，这就允许64个时隙重复使用该结构，提供了64×256个声音信道，和每个声音信道一个

DRAM的1/32的组成，与前面一样。但是，RAM芯片要大些，即，16兆比特芯片与图6的1兆芯片相比。这就允许去掉图6中的并行-串行转换器，但是这种交换或许是或许不够经济，有许多因素影响这个交换，比如，图6中堆积8192个芯片的印刷电路板的数量和面积，和图7中的512个芯片的开销是一样的，这种交换也依赖于所要求的是否是一个宽带、1024-时隙的TDMA系统，或者所要求的是否是较窄带的、较少时隙的TDMA系统。当然可能会有数字设计技术方面的技术人员将本发明改造以适用于时间共享聚束硬件以在不同载波上而不是在不同时隙上产生聚束，这就利用了图6中提供的额外速度，超过了处理单个10千比特声音信号所要求的速度，在这种情形下，采用图6的硬件在所有载波频率上形成的聚束方向集合与TDMA系统中在所有时隙上是一样的。但是，这也就更加要求以不同的时隙或载波频率来形成聚束集合指示不同方向。这种间隙聚束的使用已描述于美国专利申请第08/179，953号，这里完整地写出以作参考。图8显示了发明的变化以为不同的“信道”产生不同的聚束方向集合，其中信道可以是一个频率、一个时隙或一个二者的组合，只显示了图6中等价于RAM80的部分在图8中的转变，至于如何来完成这项转变，这对该技术的专业人士来讲是很显然的事。

一个1兆字×16-比特DRAM 110包括16个数据比特(16384种组合)以及16个不同通信信道的部分和。信道通过剩下的4根地址线来选择。该结构的其余部分可以和图6中一样。在一个16-时隙的TDMA系统中，在一个特定时隙里传输的所有信号的第一个比特被加到b1...b16和其它每个RAM，而时隙0(二进制0000)则被加到每个RAM的其它4个地址线，然后加入数据比特，并保持信道选择比特在0000直到时隙结束，然后，加入第二时隙中的所要传输的第一数据比特，同时信道选择比特变为0001，在序列重复的点上依此类推，直到信道1111。对于256-聚束、512-元素阵列，可以使用8192个DRAM芯片，并由16个时隙共享。这样组成就增加到每个声音信道2个DRAM芯片，以获得从时隙到时隙改变聚束方向的特权，但在只使用16个时隙时，所能提供的速度仍然利用不足。如果要增加时隙数量以更好地利用RAM速度能力，那么，或者需要增加RAM规模超过16兆比特，或者接受一些时隙必须使用同一聚束方向集合，就好象只有16种不同的聚束方向集合，而这就足以达到只使用每个聚束和位于聚束外25％、离开中心-4dB弧度的基站通信的美国专利第08/179,953号的目的。

图9图示了发明的聚束装置是如何能够在不同的频率通道之间被共享的，即是对FDMA系统而言的。一个聚束器120连续地接收信号数据比特121(b1、b1....bn)在一个形成于无线电信道频率1的一组聚束中传输，该信道由通过将信道数目地址比特设置到120以确定为信道1。数字形式的天线元素信号从聚束形成器输出到一组信道1的锁存器中，控制单元固定一个选通信号，使得锁存器存储这些值，图9只显示了信道1的元素1的锁存器123，还有用于2、3、4等所有信道1的信号的锁存器(图中未画出)。然后设置信道数目为2，用于在信道2上的第二聚束方向集合上传输的第二组数据比特122就提供给聚束器120。信道2的输出被锁存在用于信道2的第二组锁存器中，其中只画出了元素1的锁存器124。采用这种方法，在所有信道频率中循环一周后，控制单元回到计算信道1的下一个抽样点，其余的依此类推。锁存器123用来设置连续的信道1的值，然后还必须用调制波形发生器125来滤波，如图5所示的那样。然后，滤波了的I、Q调制值在转换器128中被D/A变换，并使用一个I、Q或正交调制器129将其调制到信道频率上，第二个滤波波形发生器126和D/A转换器131及调制器132处理元素1的信道2的信号。然后，用于连续信道频率的129、132等的输出加起来，形成从元素1发送的复合信号，相似的设备集合组产生元素2...M的相应信号。

在一个有大量信道和天线元素的纯FDMA系统中，需要减少调制波形发生器(125、126...)的数量，否则它会等于频率信道和天线元素的数量的乘积，因为在一个纯FDMA系统中，带宽以及每个信道的比特和抽样率远低于如图5中的一样的数字电路的处理能力，同样可以考虑在信道之间时间共享调制波形发生器。通过为每个信道提供一组分离的寄存器(60...62)和(64...65)，至少可能在时间上共享图5中的组成FIR滤波器的卷积器63。事实上，锁存器123是信道19元素1的复数寄存器的第一级(64和60)，而锁存器126是用于信道2的一组寄存器的第一部分。这样，通过为每个信道提供一个锁存器/寄存器阵列，加上选择所有与一个信道相关的锁存器作为卷积器63和66的输入的装置，就可以在信道之间共享卷积器。不论什么时候需要这样的寄存器阵列，这项技术的技术人员都将会意识到“随机存取寄存器”芯片能够得以合适地完成。

还可以通过数字技术减少D/A转换器和调制器的数量，需要避免这样的模拟电路的乘法，这样的电路不适合于在集成电路上做大量的集成。

调制器的功能是将每个信道信号转换到它各自的载波频率并在求和器130上将在不同频率上的信号相加。这种“频分多路技术”也可以用高速数字技术来完成，目的就是每次求和每秒钟计算足够数量的抽样值，例如：S0+S1·exp(jdW·t)+S2·exp(j2dW·t)+S3·exp(j3dW·t)...+Sn·exp(jndW·t)

.这个表达式可以改写为：S0+exp(jdW·t)[S1+exp(jdW·t)[S2+exp(jdW·t)[S3+exp...]...]

这里dW是单位为弧度/秒的信道空间，n比频率信道数小1。通过产生S_-L·exp(-jLdW·t)+S_-L+1·exp(-j(L-1)dW·t)...+S_-1·exp(-jdW·t)+S₀+S₁·exp(jdW·t)...+S_L·exp(jLdW·t) 这里L＝n/2，且n假设为偶数。

后一个表达式还可写成：0.5[(S_-L+S_L)·cos(LdW·t)+(S_-L+1+S_L-1)·cos((L-1)dW·t)...+(S_-1+S₁)·cos(dWt)

+S₀+j0.5[(S_L-S_-L)·sin(LdW·t)+(S_L-1-S_-L+1)·sin((L-1)dW·t)...+(S₁-S_-1)·sin(dWt)]

这样采用后一个表达式，通过对两个信号和做余弦调制(I-调制)，并对另外一路做正弦调制(Q-调制)，I/Q调制器的数目就可能减半。这种技术被称作“独立旁带调制”(ISB)，它将一个信号放到离中心频率负向偏移的频率位置上，而将另一个信号放在同一频率却是离开中心频率正向偏移的频率位置。这个技术通常由于硬件在调制过程中做得不完整，例如载波不平衡、正弦和余弦信号之间不完全正交，等等，使得信道之间不能完全分离。但是，这些技术在多元素阵列方面则工作得更好些，因为这种不完整性从一个天线元素信道到另外一个天线元素信道不会被校正，而所要的信号则要被校正。不需要的信号就趋向于以随机方向辐射，以卫星通信为例，这种不完整的能量的传播就无害地辐射到太空，而总体来讲就没有到达地球。

诸如LdW·t的复指数的相位，是以连续地增加t的值和减少模-2Pi来计算的，“t”的增加必须至少包括载波频率LdW的奈奎斯特抽样频率，这个抽样率要比由卷积器63和66产生的信号S1、S2等的抽样率高，因而必须在FDM处理中做信道信号的进一步的上变频。

上述表述可以看作一个“傅立叶变换”，有多种方法可以数字地做傅立叶变换，如离散傅立叶变换、快速傅立叶变换。描述所有的数字地做频分转换的方法就超出了本公布材料的范围，想象一个数字FDM单元，它有包括要做频分转换的信号的、以每信道第一抽样率的多个数字输入序列，并且产生以第二、更高抽样率、代表转换了的信号的输出数字序列，这就足够了。第一，较低的抽样率由每个信道的诸如图5的上变频卷积器63和66的调制波形发生器来产生；第二，较高的抽样率至少要与FDM输出端的最高频率的奈奎斯特速率相等。

数字FDM输出包括每个阵列元素的复数整数流，在I和Q的D/A转换器中被D/A变换，对应于每个阵列元素，变换了的值再加到一个单个的正交调制器。显示使用一个数字FDM单元的装置示于图10，时间和控制单元127控制连续的比特矢量(b1...bn)；(b(n+1)....b2n)的出现，并送到时间共享的聚束器120，该聚束器能根据前述原理工作。比特矢量中的每个比特都代表来自诸如声音信道的通信信道的一个比特，这些比特采用不同指示聚束和频率信道同时地被发送。例如，如果在N个不同方向中的每个方向上，n个频率信道中的每个信道都能在不同的通话中再使用，那么，可以同时作总共nN个声音信道的通信。前述的比特矢量就由从每个上述声音信道中选择一个比特来产生。

聚束器从第一个N信道中组合N个比特在频率1上发送，以获得M个阵列元素输出抽样点。每个抽样点都送到与之相连的数字FDM单元140，只有第一阵列元素的FDM单元140示于图10中。然后，控制单元127使第二比特矢量提供给聚束器120，同时将信道频率号2连到聚束器120的信道地址输入端，这就产生了一组元素信号，使得第二组比特采用第二组聚束方向在第二频率上被发射出去。连续提供给聚束器120的比特矢量与合适的信道数量一起，就为每个天线阵列元素产生一个连续的流，该数据流相应于代表在不同中心频率上传送的信号的复数输出抽样点。在一次采用所有信道数量的一个完整周期之后，数字FDM单元将为每个信道数量存储抽样值，并计算出代表上述抽样值转变为各自相对频率的相应的FDM输出序列。通过相对频率，这就意味着，可能在几个GHz的范围内的绝对信道频率已经被移动，数字抽样值流代表零频率中心频率或适合于数字FDM单元的计算速度的低频附近的复合信号。FDM抽样值流加到高速D/A转换器141，这里抽样值流被转换为I、Q调制波形并被调制在所要求的载波上。当然也可以先将其调制到一个合适的中频，然后使用一个上变频器将其转换到最后的频率。这些细节是设计选择的事务，而不是本发明的根本性的东西。然后，已调、在最后频率上的信号就被放大到所要求的发射功率电平上并加到阵列元素。为了这个目的，功率放大器可以与天线阵列元素集成到一块。

这里描述的发明的聚束器转换了“调制波形发生”和“聚束”的顺序以放大后者。由于通常发生在调制波形发生器中的抽样率和字长度的扩展，就增加了简化程度。避免扩展，直到执行了聚束计算，显著地减小了聚束计算复杂度并允许使用预计算的存储表。当本发明使用于CDMA系统时，在聚束之前避免比特率扩展的好处将变得更加明显。在CDMA系统中，通信的不同信号不是通过将它们放置在不同频率上或在同一频率上的不同时隙里，而是通过将它们放置于不同的扩展序列。一个高比特率的扩展序列与一个低比特率的信息流混合以有意地扩展其频谱，几个信号使用不同的扩频序列在时间和频率上重叠地发射。接受端采用已知的扩频码来解扩频所要的信号，这样就再次将信号压缩到窄带。但其它的有不同码的信号则不被解码而保持宽带信号，该宽带信号很容易被滤波器装置从所要的窄带信号中区分开来。在现有技术中已知有几种不同形式的CDMA。在同一单元中在同一频率和时间上发射的信号可以用正交码，这种码在理论上允许二者之间没有残留相干而将它们分离开来，或者使用非正交码，这种码表现出一些残留相干。用于非正交码的特殊接收器能解码而得到原信号，同时消除这个残留相干，如美国专利第5,151,919号及美国专利第07/739,446号中所描述的那样，这里列出来作参考。在不同单元里发射的信号可以再次使用同样的扩频码，因为天线系统的单元到单元的分辨或一个频率/码的再使用模式可以防止它们之间的干扰。通过实践本发明，在给定频率或时隙上产生的聚束集合可以设计得允许这样的信道再利用。这样，同一个CDMA扩频码可以在所有聚束之间使用，因为本发明通过分配的聚束方向分辨不同的信号。

现在来考虑一个用于CDMA系统的示于图1中的现有技术系统，调制波形发生器12将通过把高频率扩频码加到每个信道来扩展信号频谱，这样就扩展了代表它所需的每秒的抽样值数，例如，一个原来是10千比特/秒的数字编码声音信号与1兆比特/秒的扩频码混合，就得到了1兆抽样/秒的速率，不论是只有一个还是几个加性重叠信号加于聚束器13，在每个输入端现在都必须操作于1兆抽样/秒。但如果使用本发明，调制波形发生器22放于聚束之后，CDMA码扩展或“码分转换”就发生在这里。因而，聚束器21就操作于降低了的抽样率，只使用单比特输入量。

在一个CDMA应用中，用于发射的比特矢量采用不同的CDMA码，聚束可以连续地提供给图10中的时间共享的聚束器120。数字FDM单元就被CDM单元代替，在同一时间将同样的扩频码用于聚束器120的M个输出，而在不同的时间将不同的扩频码使用于输出。聚束器120的每个输出端的连续输出n，就采用不同的扩频码混合起来以产生宽带信号，在D/A转换器和调制器141中被D/A转换和调制。不同的扩频码在大约以同样方向发射的信号之间给出分辨特征，而且还可能是诸如沃尔什-哈达玛集合的正交码。用正交扩频码来与不同信号相乘，这会被此项技术的专业人士看作执行一个“沃尔什变换”，对该变换存在不需乘法的有效的快速算法。这样的“码分转换器”就可以比“数字频分转换器”简单，后者与“快速傅立叶变换”有关而需要复数乘法。加于CDM结构的约束只有用于不同方向的扩频码集合是同样的。这就最大程度地降低了聚束器21的复杂程度。但是，有可能建立一个混合系统，其中在聚束器21之前部分扩频，后来再做最后的扩频，例如，不同信道的数字编码比特流可以采用用于不同聚束的不同的码扩展到适当的数量，例如，信道1的b1可以扩展为b1、-b1、b1、-b1的四倍比特率流，而对信道2可以扩展为b2、b2、-b2、-b2，b3扩展为b3、-b3、-b3、b3。这些将被看作正交扩频码，因而给予不同聚束组的信号以正交性。由于4∶1的小的比特率扩展只能产生四组正交信号，这个正交信号最好用于邻近的聚束之间，这里的指示分辨比较难。以较大角度数量分离的聚束较少受相互之间的干扰影响，所以就不必正交。甚至非正交码还可以用于协助相邻聚束间的指示分辨，非正交码的优越之处在于可以为同样的比特率增长提供更大量的非正交码。一个合适的码集合已描述于美国专利申请第07/866,865号和CIP(45-MR-819R)，二者都列于这里作参考。这样的非正交码的用处在于，不同的、相邻的聚束之间的干扰是在几个相邻聚束的几个信号上的平均，所以单独一个聚束上的一个信号不代表一个起主要作用的干扰器。

迄今为止，所述的聚束器和调制器已部分地设想用于PSK调制，虽然任何形式的线性调制都可以使用。线性特性允许聚束和调制波形发生交换顺序，现在将给出这个原理是如何应用于QPSK或偏移QPSK的例子。

在QPSK中，从语音信号中输出的一对比特信号，其中一个调制在余弦载波上，另一个调制在正弦载波上，也可以这样来说，复数调制的实部是b1，而虚部则是b1’，所产生的QPSK信号就可以记为

S1＝b1+jb1’

从其它信道发射的以不同方向的符号也可以这样记

S2＝b2+jb2’

S3＝b3+jb3’

等等。

提供给聚束网络的符号矢量就可以写为

[\begin{matrix} S 1 \\ S 2 \\ S 3 \\ . \\ SN \end{matrix}] = [\begin{matrix} b 1 \\ b 2 \\ b 3 \\ . \\ bN \end{matrix}] + j [\begin{matrix} {b 1}^{'} \\ {b 2}^{'} \\ {b 3}^{'} \\ . \\ {bN}^{'} \end{matrix}]

由于聚束器的线性特性，实部的比特矢量和虚部的比特矢量可以分别地通过聚束器，然后将结果加起来，同时给虚部权“j”。

例如，图6中的聚束器可以首先用于加于其输入端的实部比特矢量，以获得元素1的结果R1+jI1，以及其它元素的相应结果。然后应用于虚部比特矢量以获得结果R1’+jI1’。加权j，再加到前面的结果中，有

E1＝(R1+jI1)+j(R1’+jI1’)＝(R1-I1')+j(R1’+I1)

可以使用串行算术加法器来产生R1-I1’和R1’+I1，方法是在循环移位寄存器中存储前面的结果(通过应用实部比特矢量而得)，然后串行地加上由应用虚部比特而得的新的结果。当然也可以选择使用字-并行加法器。然后，复数结果可以加到诸如示于图5中的波形发生器。可选择地，由于意识到图5中的电路已经执行了连续地从聚束器21产生的抽样值的加权的加法，有权j的连续抽样值的加法可以这样来完成：通过交替地为聚束器提供实部和虚部比特矢量，可以通过将实部比特矢量的实部结果R加到延迟元素60，同时交替地使用虚部比特矢量的虚部结果I’，使符号改变以获得-I’，并且将虚部值I加到延迟元素64，交替地使用实部R’，以此来实现这一过程。然后，卷积器63和66对每两个移进的复数值(R，I；R’，I’)操作一次以获得一组超出上抽样率的QPSK抽样值。卷积器63也能对I’输入值作符号改变的权重操作，所以就不必对延迟元素60产生-I’。

偏移QPSK的例子更直接。在偏移QPSK中，偶数比特加于Q-信道，而奇数比特加于I信道，但I信道在Q-信道比特的改变中间作改变，这要有一个比特-周期的时间改变。当考虑“脉冲激励”调制时，实脉冲为偶数比特加到调制滤波器，而交替地为奇数比特作虚部脉冲的操作，如图11描述的那样。

根据调制波形发生和聚束的顺序的可相互改变位置的原理，实部和虚部比特脉冲就被加到聚束网络的输入端。如前所示，如果将结果的实部看作虚部，而将符号-改变的虚部看作实部，那么将虚部比特矢量加于聚束网络的操作和对实部矢量的操作是一样的，图12显示了完成此项图2需要作的修改。信源编码20和聚束网络21是一样的，并且以同样的比特率和抽样率操作。偏移QPSK的修改在于开关160的加法，开关转换实部和虚部直接到相应的实部和虚部开关输出，对提供给聚束器21的偶数比特而不是奇数比特，实部和虚部交换，一个反号作用于虚部输入端以产生实部输出。然后，从开关160输出的输出值就象前面一样在调制波形发生器22中被滤波和上变频，例如采用FIR滤波器。从调制波形发生器22输出的滤波和上抽样的输出，是在D/A转换器和调制器23中被D/A转换了和被调制在所选择的信道载波上的复数。这样，除去开关160的加法，使用来自图2的PSK版本的偏移QPSK的唯一差别在于上抽样滤波器可以变窄些，因为对同样的数据率QPSK调制的带宽要减少，这样，上抽样率就可以是PSK情形中的一半，这样偏移QPSK就提供了一个不需改变聚束网络21而减少上抽样滤波器22的计算量的方法。也可以这样来实现这一点：开关160可以被吸收进图2中的调制波形发生单元22，而上面已显示后者可以适用于任何一种线性调制PSK、QPSK和偏移QPSK。诸如DPSK、DQPSK及ODQPSK/DOQPSK的差分调制可以由信源编码单元20中的第一差分编码来处理。

而另一种被称作Pi/4-QPSK或Pi/4-DQPSK(以差分为变量)的线性调制形式在移动通信中找到了应用，例如在美国数字蜂窝移动通信标准IS-54中。在Pi/4-QPSK中，要产生包括一个作为实部的偶数比特和一个作为虚部的奇数比特的2-比特(四相)符号。但是，连续的四相符号在相位上要旋转45度，这样，偶数编号的四相符号可能以下面四个复整数1+j、1-j、-1+j或-1-j之一，而奇数编号的符号则取四个数√2，j√2，-√2或-j√2之一。可选择地，可调节范围，使复数矢量总是有单位长度，

\frac{1 + j}{\sqrt{2}} \frac{1 - j}{\sqrt{2}} \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}} or \frac{- 1 - j}{\sqrt{2}}

对偶数符号

和1 j -1或-j 对奇数符号

偶数位置比特值简单地代表QPSK，如前面讨论的那样，奇数位置值代表QPSK与复数(1+j)/√2之积。这样通过将所描述的聚束器版本用于QPSK，对奇数位置符号通过与(1+j)/√2相乘代表复数转动45度，再将该信号加到调制波形发生器的输入端，本发明也可以适用于处理Pi/4以及Pi/4-QPSK。

上面已表明，一个用于传输天线阵列的聚束网络可以用较简单的方式来建成，方法是通过实践本发明的改变调制波形发生和聚束的操作顺序，使得聚束网络只在单个比特数量上进行操作。已经说明这适合用于广泛的线性调制，包括PSK、QPSK、DQPSK、ODQPSK、ODQPSK、Pi/4-QPSK、Pi/4-DQPSK以及正交和非正交的CDMA波形。本项技术的技术人员可以发现适用于本发明的调制波形的其它变化，而所有这些用法都被认为属于权利要求中确定的本发明的精神和范围。

也可能改变一些在发明的聚束器中使用的技术，将其用于接收而不是发射，在接收过程中，多个接收天线元素接收信号+噪声波形，该波形通常是多比特数量。但是，在基于阵列增益以增加信噪比超过归一化值的大型阵列中，通常单个元素信号的信噪比是小于归一化值的。当信噪比是小于归一化值时，所有阵列元素都是一样的，所以就可以预先得知接收的信号部分是等幅度的，就可以在每个阵列元素后采用硬限幅信道来剔除幅度信息。硬限幅信道在其限幅IF放大器输出端只产生一个二电平信号。这样这个信号就可以被当作单个比特数量并由前述发明的聚束器来处理。硬限幅IF信号最好采用高于信号带宽的抽样率抽样，用时钟将其瞬时值记入触发器。IF的过零就在时间上或在最接近时钟脉冲的相位上被量化。甚至如果这是一个相对粗糙的相位量化，在不同阵列元素信道之间的噪声量化不被校正，而所要的信号则被校正，这就使得在聚束之后，信号与量化噪声之比就被增强了，就象信号与热噪声的比率一样。图13显示了采用本发明的聚束器的硬性限幅接收机信道的用途。

一个天线元素阵列200接收信号和噪声，每个天线信号都被滤波、放大，随意地被下变频到方便的中频，然后在接收器信道201中被限幅以产生二电平信号202。这些信号包括在高电平和低电平之间的转换的精确同步的信息。由于数字逻辑电路通常不能很好地适用于混合在时间上随机转换的逻辑信号，这个转变被限制只出现在触发器203的抽样时钟的有规律的触发时刻，不管怎样，抽样时钟频率要足够地高，使得能够与一个周期片段的转换同步地存储改变。这样，每个元素信号的瞬时相位就可以被捕捉和量化到2-电平的数字流204，可以采用前述接受单比特量化的聚束器来混合这些信号流。也可以采用其它的捕捉相位的装置；例如，一个粗糙的相位数字转换器可以将相位分类到最近的四个值+/-45度或+/-135度，输出单比特数量的代表±1±j的复数，已经描述了一个可以接受由实的矢量±1和虚的矢量±j组成的输入信号的聚束网络，可以用来处理这样的信号。

在诸如没有这么大的处理增益来减小量化噪声的较小阵列的情形中，就不可能需要使用诸如接收器信道的硬限幅的粗糙量化，在这样的情形中，接收单元的信号可以采用已知的放大、滤波、下变频、最后正交解调的技术将其下变频转换到正交基带(I、Q信号)，然后数字化到足够的精确以降低量化噪声到所要求的水平。一个可选择的数字化无线电信号以产生复数的方法是LOGPOLAR方法，这在美国专利第5,048,059号中已经公布，列于此以作参考。这种对数极性方法提供与瞬时信号+噪声的幅度的对数以及瞬时信号+噪声相位有关的数字化的输出，可以通过用于聚束网络中的处理的反对数和余弦/正弦查询表的装置将这些值转换为I、Q(相互正交的)表示。虽然发明的聚束网络从原理上被设想为利用只处理单比特数量的好处，但它也可以用于处理多比特正交复数信号表示，如下面将参考图14作的解说一样。

多比特值(b3，b2，b1.b0)(c3，c2，c1，c0)可以代表比如接收信号集合的实部，它可以首先串行地给聚束网络提供最少的有效的比特。聚束器适用于混合单比特输入b0c0的值，以产生多比特输出值SOi＝Cli·bO+....+Cni·c0，其中的Cli是聚束/信号编号“i”的聚束系数集合。

现在将下一个最有效的比特b1...c1提供给聚束器，可得到输出

Sli＝Cli·b1+......+Cni·c1

用一个相似的方法，也可以顺序地获得S2i和S3i，而

S2i＝Cli·b2.....+Cni·c2和

S3i＝Cli·b3.....+Cni·c3

由于有关的有效的比特b3、b2、b1、b0和c3、c2、c1、c0的比率为8∶4∶2∶1，只需将部分结果S3i、S2i、Sli、S0I混合于这些比率之中，以获得所需的聚束器作用于多比特值8b3+4b2+2b2+b0等等的结果，

Si＝8·S3i+4·S2i+2Sli+SOi就是所要的结果，

如果聚束器300提供并行字输出，那么就只需要使用一个复数累加器来累加连续的复数输出SOi、Sli、S2i、S3i，每次累加之后，为了计及二进制权重，要将累加器的实部和虚部左移。通过这个方法，用于处理单比特的发明的聚束器就可以用于处理多比特值。

当输入是复数时，可以使用两个复数输出加在一起的聚束产生器，也可以使用一个交替地处理实的和虚的输入比特矢量的同样的聚束器。例如，首先将最少的有效比特(实的)矢量加到聚束器，获得一个输出SOi＝ROi+IOi，并分别在实部和虚部累加器中累加，然后提供虚的LSB矢量而获得R0i'和I0i’，在累加之前必须被j加权，表示R0i'加到虚部累加器，而I0i'则从实部累加器中减去。两个累加器都要左移一位，再继续处理第二最少有效比特(实的)矢量，其后跟着第二LSB(虚的)矢量，依此类推，直到得到最后的结果。即使是最合适的阵列规模，在聚束后有最合适的指示增益，实部和虚部输入值的有效比特数不一定要大，最多4位有效比特就足够了。这样，由于短的字长输入，发明的聚束器就避免了N×M个复数乘法，并且通过明智地使用预计算的查询表甚至充分地减少了保留的加法的数量，而且在减少开销和复杂度方面还很有利。示于图6中的聚束器可以在不同时隙或不同信道频率之间时间共享，处理速度允许，并且可以用来在图8中作改动以从一个频率到另一个频率或从一个时隙到另一个时隙改变聚束方向。所有这些都被认为是属于与用于接收目的有关的权利要求的范围。

本项技术的技术人员将会理解到，本发明可以用其它的特定形式来实施，而不离开其精髓和基本特点。现在公布的实施例就可以在各个方面看作是说明性的而非限制性的。本发明的范围由附加的权利要求指定，而不由前面的描述确定，而所有的来自同样的意义和范围的改变都会被认为是包含在内的。

Claims

1.一个使用第二数量的天线阵列元素来发送第一数量的数字信息信号的数字聚束网络，包括：

用来将从每个上述数字信息信号中选出的信息比特组合到一个比特矢量中的装置；

有一个上述比特矢量输入端和在数量上等于上述第二数量天线阵列元素的多个输出端，用来处理上述比特矢量的数字处理装置；以及

与每个上述第二数量的输出端相连的，用来产生供每个天线阵列元素发送的信号的调制波形发生装置。

2。根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置包括使用一组有限冲激响应系数的有限冲激响应滤波装置。

3.根据权利要求2的聚束网络，其特征在于，上述系数产生一个相对于上述数字信息信号数据率的奈奎斯特滤波器的平方根。

4.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置使用扩频码来产生CDMA信号。

5.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置产生一个滤波了的PSK信号。

6.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置产生一个滤波了的QPSK信号。

7.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置产生一个滤波了的偏移QPSK信号。

8.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置产生一个滤波了的Pi/4-移相QPSK信号。

9.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，中上述调制波形发生装置产生一个滤波了的DPSK信号。

10.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置产生一个滤波了的DQPSK信号。

11.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置产生一个滤波了的偏移DQPSK信号。

12.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置产生一个滤波了的Pi/4-移相DQPSK信号。

13.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置包括“数字到模拟”转换器。

14.根据权利要求13的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置包括“正交调制”。

15.根据权利要求13的聚束网络，其特征在于，上述“数字到模拟”转换器包括高比特率的“总和增量调制”。

16.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述数字处理装置包括存储器装置，该存储器用来存储预计算的带有由上述输入比特矢量确定的算术符号的预测系数的部分和的查询表。

17.根据权利要求16的聚束网络，其特征在于，上述部分和是为上述比特矢量的上述比特的每种组合预先计算和存储的。

18.根据权利要求16的聚束网络，其特征在于，数字加法器混合不止一个上述查询表的输出。

19.根据权利要求16的聚束网络，其特征在于，数字加法器是串行数字加法器。

20.根据权利要求16的聚束网络，其特征在于，上述查询表的值与增加连续存储器字地址中的有效比特一起存储，上述字的不同比特代表来自几个预计算值的相似的有效比特。

21.根据权利要求16的聚束网络，其特征在于，上述存储器装置更进一步地存储计算的不止一个上述系数的集合。

22.根据权利要求21的聚束网络，其特征在于，相应于所要的系数集合的值是通过将信道地址加到上述存储器地址输入端从上述存储器选择出来的。

23.根据权利要求22的聚束网络，其特征在于，上述信道地址代表一个TDMA帧的时隙。

24.根据权利要求16的聚束网络，其特征在于，上述信道地址代表一个频道。

25.根据权利要求1的聚束网络，其特征在于，上述数字处理装置还有一个用于接收信道指示信号的输入端。

26.根据权利要求25的聚束网络，其特征在于，上述信道指示信号代表一个TDMA帧的时隙。

27.根据权利要求25的聚束网络，其特征在于，上述信道指示信号代表一个频率信道。

28.一个使用第三数量的天线阵列元素和第二数量的通信信道来发送第一数量乘以第二数量个数字信息信号的数字聚束网络，包括：

用于将从每个第一数量的用来发送的数字信息信号中选出的一个信息比特组合于一个上述第二数量的通信信道中，并将上述选择的比特组合到一个比特矢量中的装置；

有一个用于上述比特矢量的输入端和多个在数量上与上述第三数量的天线阵列元素相等的输出端的数字处理装置；

调制波形发生装置，它与每个上述第三数量的输出端相连，它用来产生在上述通信信道中由每个天线阵列元素发送的信号。

29.根据权利要求28的聚束网络，其特征在于，上述组合装置连续地使用信息比特来组合上述比特矢量以用于在连续通信信道中的传输，上述数字处理装置连续地处理上述比特矢量以产生上述连续的输出。

30.根据权利要求29的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置更进一步使用上述连续输出来连续地产生用于在连续通信信道中传输的信号。

31.根据权利要求28的聚束网络，其特征在于，上述通信信道是一个TDMA帧的时隙。

32.一个采用第二数量的天线阵列元素来发送第一数量的数字信息流的数字聚束器，包括：

用于从每个上述数字信息流中选择一个信息比特并组合他们以产生一个实的比特矢量，从上述数字信息流中选择另一个信息比特以产生一个虚的比特矢量的选择装置；

用于处理上述实的比特矢量以为每个上述第二数量的天线阵列元素获得第一个实的和第一个虚的数字输出码字，并且处理上述虚的比特矢量以获得相应于第二数量的实的和虚的输出码字的数字处理装置；

用于，对于每个天线阵列元素，将与之相关的第一实的和第二虚的输出码字相组合并且将与之相关的第一虚的和第二实的输出字组合以获得一个相应的多比特QPSK调制符号的组合装置；

用于为每个上述天线阵列元素处理上述QPSK调制符号以获得一个相应的QPSK调制的无线电波形的调制波形发生装置。

33.根据权利要求32的聚束网络，其特征在于，上述调制波形发生装置包括使用一个有限冲激响应系数集合的有限冲激响应滤波装置。

34.根据权利要求33的聚束网络，其特征在于，上述系数产生一个相对于上述QPSK调制符号的符号率的奈奎斯特滤波器的平方根。

35.一个采用第二数量的天线阵列元素用于发送第一数量的数字信息流的数字聚束器，包括：

选择装置，用于一次从每个上述数字信息流中选择一个信息比特并组合它们以产生一个实的比特矢量，和用于从上述数字信息流中选择另一个信息比特以用一重复序列产生一个虚的比特矢量；

数字处理装置，用于交替地重复处理上述实的比特矢量和虚的比特矢量以为每个上述第二数量的天线阵列元素获得与每个实比特矢量有关的第一实的和第一虚的数字输出字，和获得与每个虚的比特矢量有关的相应数量的第二实的和第二虚的输出字；

开关装置，用于交替地选择第一实的数字输出字，和上述第二虚的输出字以产生一个实的OQPSK调制值的数据流，并且用来交替地选择第二实的数字输出字和选择第一虚的输出字以产生一个虚的OQPSK调制值的数据流；以及

用来为每个上述天线阵列元素处理上述实的和虚的OQPSK调制值以获得一个相应的OQPSK调制的无线电波形的调制波形发生装置。

36.根据权利要求35的聚束器，其特征在于，上述调制波形发生装置包括使用一组有限冲激响应系数的有限冲激响应滤波装置。

37.根据权利要求36的聚束器，其特征在于，上述系数产生一个相对于上述QPSK调制符号的符号率的奈奎斯特滤波器的平方根。

38.根据权利要求32的聚束器，其特征在于，上述调制波形发生装置包括“数字-模拟”转换器。

39.根据权利要求32的聚束器，其特征在于，上述调制波形发生装置包括“正交调制”。

40.根据权利要求38的聚束器，其特征在于，上述“数字到模拟”转换器包括高比特率的“总和增量调制”。

41.根据权利要求32的聚束器，其特征在于，上述数字处理装置包括存储器装置，该存储器用来存储预计算的带有由上述输入比特矢量确定的算术符号的预测系数的部分和的查询表。

42.根据权利要求41的聚束器，其特征在于，上述部分和是为上述比特矢量的上述比特的每种组合预先计算和存储的。

43.根据权利要求41的聚束器，其特征在于，数字加法器混合不止一个上述查询表的输出。

44.根据权利要求43的聚束器，其特征在于，数字加法器是串行数字加法器。

45.根据权利要求44的聚束器，其特征在于，上述查询表的值与增加连续存储器字地址中的有效比特一起存储，上述字的不同比特代表来自几个预计算值的相似的有效比特。

46.根据权利要求41的聚束器，其特征在于，上述存储器装置更进一步地存储计算的不止一个上述系数的集合。

47.根据权利要求46的聚束器，其特征在于，相应于所要的系数集合的值是通过将信道地址加到上述存储器地址输入端从上述存储器选择出来的。

48.根据权利要求47的聚束器，其特征在于，上述信道地址代表一个TDMA帧的时隙。

49.根据权利要求47的聚束器，其特征在于，上述信道地址代表一个频道。

50.根据权利要求32的聚束器，其特征在于，上述数字处理装置有一个更进一步的用于接收信道指示信号的输入端。

51.根据权利要求50的聚束器，其特征在于，上述信道指示信号代表一个TDMA帧的时隙。

52.根据权利要求50的聚束器，其特征在于，上述信道指示信号代表一个频道。

53.根据权利要求35的聚束器，其特征在于，上述调制波形发生装置包括“数字到模拟”转换器。

54.根据权利要求35的聚束器，其中上述调制波形发生装置包括“正交调制”。

55.根据权利要求53的聚束器，其中上述“数字到模拟”转换器包括高比特率的“总和增量调制”。

56.根据权利要求35的聚束器，其中上述数字处理装置包括存储器装置，该存储器用来存储预计算的带有由上述输入比特矢量确定的算术符号的预测系数的部分和的查询表。

57.根据权利要求56的聚束器，其特征在于，上述部分和是为上述比特矢量的上述比特的每种组合预先计算和存储的。

58.根据权利要求56的聚束器，其特征在于，数字加法器混合不止一个上述查询表的输出。

59.根据权利要求58的聚束器，其特征在于，数字加法器是串行数字加法器。

60.根据权利要求59的聚束器，其特征在于，上述查询表的值与增加连续存储器字地址中的有效比特一起存储，上述字的不同比特代表来自几个预计算值的相似的有效比特。

61.根据权利要求56的聚束器，其特征在于，上述存储器装置更进一步地存储计算的不止一个上述系数的集合。

62.根据权利要求61的聚束器，其特征在于，相应于所要的系数集合的值是通过将信道地址加到上述存储器地址输入端从上述存储器选择出来的。

63.根据权利要求62的聚束器，其特征在于，上述信道地址代表一个TDMA帧的时隙。

64.根据权利要求62的聚束器，其特征在于，上述信道地址代表一个频率信道。

65.根据权利要求35的聚束器，其特征在于，上述数字处理装置有一个更进一步的用于接收信道指示信号的输入端。

66.根据权利要求65的聚束器，其特征在于，上述信道指示信号代表一个TDMA帧的时隙。

67.根据权利要求65的聚束器，其特征在于，上述信道指示信号代表一个频率信道。