CN1128064A

CN1128064A - 利用多个相关器延时间隔补偿多径失真的伪随机噪声测距接收机

Info

Publication number: CN1128064A
Application number: CN94192920A
Authority: CN
Inventors: P·芬顿; B·R·汤森
Original assignee: Novatel Communications Ltd
Current assignee: Novatel Inc
Priority date: 1993-11-29
Filing date: 1994-11-22
Publication date: 1996-07-31
Also published as: CA2162926A1; JPH09505404A; WO1995014937A1; US5414729A; CA2162926C; AU8137894A

Abstract

由取样电路、多个载波和代码同步电路以及多个数字相关器组成的伪随机噪声(PRN)编码信号接收机。取样电路将接收复合信号的数字取样值提供给多个接收机通道电路。同步电路最好在这样的意义上是非相关的，即使存在多谱勒或电离层失真也能够跟踪接收信号中的任何相移，并因此能调整本地产生的载波基准信号的频率和相位。各通道中的多个相关器使数字取样值与具有多个时间偏移的本地产生的PRN代码相关，以便产生多个相关信号。多个相关信号传送给参数估算器，后者估算直达路径信号及任何多径信号的延迟和相位参数，并校正距离测量值。

Description

利用多个相关器延时间隔补偿多径失真的伪随机噪声测距接收机

发明的领域

本发明总的来说涉及伪随机噪声(PRN)编码信号数字接收机，例如在无源测距系统中使用的接收机，特别涉及那种已在对多径衰落敏感的通信环境中被采用的接收机。

发明的背景

美国的“全球定位系统(Global Positioning System)”(GPS)和俄罗斯的“全球导航系统(Global Navigation System)”(GLONASS)这样的无源测距系统使用户能够精确地确定纬度、经度、高度和日时。测距系统接收机一般通过译码由一组专用卫星传送的若干个精确定时的信号来实现以上目的。

例如，在GPS系统内，卫星传送的每一信号被用以表示该卫星的位置和规格化为格林尼治平时的日时的低频(一般为50Hz)数字数据所调制。每一卫星信号再被专门的高频伪随机噪声(PRN)代码所调制，这就提供了精确地确定每一卫星的视线信号传输时间的机制。

GPS系统的卫星群位于地球同步轨道上，从而使至少4个卫星处在地球任一给定位置的直接视线内。一般的PRN接收机因此接收了由这些卫星传送的几个信号组成的复合信号以及任何噪声和干扰信号。译码器或通道电路然后可以通过使该复合信号与指定给感兴趣的特定卫星的PRN代码信号的本地产生的基准型式相关(相乘)，从而来恢复传输信号中的一个信号。如果该本地产生的PRN基准信号被正确定时，则可以正确地检测该特定卫星的数字数据。

因为不同卫星传输的信号使用了具有低或零互相关功率的专门PRN代码，所以从不同卫星接收的信号也通过乘法处理自动分离。然后就可以通过利用PRN代码的相位信息准确地确定至少4个卫星的传输时间、和通过检测每一卫星的星历表和时刻数据来求得接收机的三维位置及其速度。

为了准确地确定PRN基准信号的偏移，其相对延时通常相对于输入信号而发生变化，直到确定了所得到的相关信号的最大功率电平为止。在相应于最大接收功率这一刻的时间偏移处，本地基准信号被认为与输入信号同步，可以进行距离测量。使本地产生的PRN代码信号的过早、准时和滞后型式与接收的复合信号相关的所谓延迟锁定环(DLL)跟踪系统就执行这些操作来保持每一通道中的PRN代码锁定。

因为存在这种精确地确定准确的传播时间的需要，所以PRN接收机的设计者必须面对若干问题。一个问题涉及到接收信号准确的相位和频率跟踪；另一个问题涉及到存在电离层失真时校正接收信号和本地PRN代码信号发生器之间的相对偏差。

另外，因为GPS系统依赖于通信传播的直接视线，所以任何的多径衰落都会进一步歪曲接收信号的定时计算。在理想的系统中只有一个信号，即走直达或最短路径的信号。但是，由于发射机使用非定向(广角)天线实现最大范围的覆盖和由于发射机是如此地远离接收机，所以诸如建筑物和自然表面形成物这样的周围反射物体的存在，意味着信号一般可以走多条路径。这样的多径信号将走略微不同并稍长一些的路线，因此在一个不同的时刻到达接收机。

在任一给定时刻多径信号确切的个数是相对于任一和全部反射物体的卫星和天线位置的函数。因此，在通常的情况下，可以没有、或有许多多径信号。由于多径信号经过的路程较长，所以它们将总是在直达路径信号之后的某一时刻被接收并将因反射的缘故而必然有功率损耗。这一延时等于直达路径和反射路径之间的长度差除以传播速度。

多径的存在对获得代码锁定的过程的影响在于将总是与多径信号以及与所需的直达路径信号有某些相关。

处理这一问题的一般方法是这样地来设计PRN自相关函数，使得即使在时间上与零之间的很小偏移都将导致该相关函数计算中的接近零的值。但是，实际上自相关功率随着时间偏移的增大而沿着正或负的方向线性地减小。只有当PRN代码偏移大于加或减一片(Chip)时，多径相关功率才成为零。由于载波的取样速率通常比PRN代码分片速率(Chipping rate)高得多，所以偏相关(Partial Correlation)将在子片偏移处出现。

因此，在存在多径失真时，大多数GPS接收机的精度降低，处理时间增大。在高精度的微分GPS(differential GPS)应用中尤其如此，这时伪距离多径(pseudorange multipath)将导致混进微分校正中的误差，造成大的位置偏离。

与其它误差源不同，多径一般在天线位置之间是未校正的。因此，基台和远程接收机受到不同的多径干扰，这样一来，它们之间简单的不同将不会消除由多径失真造成的误差。还有，对每一天线位置的多径进行模拟将是困难和不现实的。

减少多径的一般方法是对天线设计进行仔细地选择和进行仔细的位置选择。不幸的是，通常不能够改变这些参数。例如，如果天线要固定在飞机的机身上，则由于空气动力学的考虑，不能随意地移动或替换天线，其形状受到严格的限制。

所需要的是：一种在存在多径衰落时减小PRN测距接收机中、特别是低频C/A代码类型的接收机中的跟踪误差的方法，这种方法不降低接收机的信号捕捉能力，不增大因多谱勒频移、突然的接收机移动或其它噪声源造成的误差。与要求特殊的天线或接收机位置设置不同，所希望的减小多径失真的方法将是对用户透明的，可以在GPS接收机本身之内进行操作。

发明的概略

简单地说，本发明是一种由一个取样电路、多个载波和代码同步电路、和多个相关器组成的改进的伪随机噪声(PRN)编码信号接收机，其每一个相关器具有可选择的代码延迟间隔。多个相关器的延时间隔分布在预期的相关峰值附近，以产生相对于多径失真而变化的相关函数参数的数值。那些由自相关峰值的形状的测定可辨别得出的、感兴趣的参数包括直达信号路径的时间和相位偏移。

可以再用这一信息来确定本地产生的PRN基准代码和载波相位跟踪信号的偏离值，或者可以用该信息来调整距离测量。

如果多径相关器不能在全部时间被每一个通道使用，则随着信号出现时间而顺序地对少数几个相关器(例如每通道两个相关器)进行代码延迟，从而能够在规定时间之外从若干个点对相关函数进行测量。

在另一实施例中，可以让接收机中的大多数通道处于进行正常的操作，而一个或一些通道被专用于连续地按通道进行排序，以便确定被跟踪的部分PRN代码的多径参数。

这种结构有若干种优点。在例如工业用的GPS粗/探测(C/A)代码(GPS coarse/acquisition(C/A)code)应用(在其中，接收的复合信号中的多径失真的数量级与PRN代码片的时间相同)的环境下，PRN接收机能够在广泛的操作条件范围内接收载波和实现代码锁定。一旦接收机被锁定，则即使存在多径失真，它也将自动保持被锁定状态。

即使在微分测距应用中，不使用特殊的天线设计和没有规定天线的特定位置也可有效地实现距离测量精度的改进。

附图概述

参看以下连同附图一起的描述可以更好地理解本发明的上述和其它优点，附图中：

图1是采用本发明的PRN接收机高级别方框图，包括了该接收机的下变频器、取样器、通道和处理器电路；

图2是通道电路之一的方框图，其中说明每一通道使用了多个相关器；

图3是在每一通道电路中使用的载波/代码同步电路的方框图；

图4是在每一通道电路中使用的相关器电路的方框图；

图5是表示被接收的PRN信号各个部分的相对持续时间的时序图；

图6是直达路径信号相关、多径信号相关和所获得的直达与多径相关的曲线图；

图7是具有不同相移的另一多径相关的曲线图；

图8是表示通道22的针状突起限制效果(nadlimitingeffect)的曲线图；

图9表示所获得的跟踪误差；

图10是表示多个相关器的分布的限带相关函数(bandlimited correlation function)的另一曲线图。

最佳实施例的详细描述

现在将注意力转向附图，图1是根据本发明设计的伪随机噪声(PRN)测距接收机10的总体方框图。其中包括天线11、下变频器12、同相(I)和正交(Q)取样器14、处理器16、控制总线18、通道总线20和多个通道22a、22b、……22n(总称通道22)。在此描述的接收机10应用于使用工业用的粗/探测(C/A)伪随机码的美国全球定位系统(GPS)，但是也可以应用于其它测距系统。

天线11接收由在视野内、即在天线11的直接视线内的全部参与卫星传送的信号组成的复合信号C_s。当GPS系统处于完全可操作情况时，在地球的每一位置处可以同时接收至少4个以及多达11个卫星的信号。

复合信号C_s传送到下变频器12以便产生中频信号IF。该IF信号是复合信号C_s的经过下变频和滤波的型式。下变频器12应当具有一个其带宽宽到能够使若干片的PRN编码信号通过的带通滤波器。对于在此描述的C/A代码的实施例，这一带宽通常是8MHz。

下变频器12还产生一个等于4倍的IF信号频率的取样时钟信号F_s，它指示取样器14取样IF信号取样值的时刻。

取样器14接收IF和F_s信号并通过通道总线20向通道22提供IF信号的数字取样值。该取样值由在由F_s信号表示的时刻取样的IF信号的同相(I)和正交(Q)取样值组成，该取样通常由按照IF信号的载波频率的精确的90°相位旋转进行取样的模-数变换器来进行。利用按照这些准则选取的数字取样时钟信号F_s，即每一IF载波周期取样4个取样值，取样器14的输出取样值的同相和正交次序就是I、Q、-I、-Q、I、Q……等等。I和Q取样值然后被分离，并通过通道总线20的单独的I_s和Q_s导线与F_s信号一起被传送给通道22。关于下变频器12和取样器14的实施例的详情，请参看1992年3月31授权的、题为“全球定位系统的多通道数字接收机”的美国专利5101416，该专利的受让人是NovAtelCommunication Ltd。

通常指定每一通道22来处理由当前在天线11视野内的一个卫星传送的信号。给定的通道22这样就对I_s和Q_s信号进行处理并跟踪由其被指定的卫星传送的载波和代码。如下所述，每一通道22利用载波和代码同步电路通过保持为所需卫星特有的、所期望的多谱勒频移来对PRN编码载波信号进行频率和相位跟踪。此外，每一通道22还包括保持与本地产生的PRN代码基准信号的相位锁定的多个相关器，以便消除任何多径失真对位置测量的影响。

本地产生的PRN代码基准信号然后被用来译码来自该被指定卫星的数据。所得到的译码数据(包括卫星星历表、日时和状态信息，以及本地产生的PRN代码相位和载波相位测量值)通过控制总线18提供给处理器16。参看图2详细描述通道22。

处理器16利用控制总线18控制取样器14和通道22。处理器16包括中央处理单元(CPU)162，中央处理单元(CPU)162通常利用多位数据总线DATA、地址总线ADDR、控制信号CTRL和同步控制器电路164来支持同步类型的输入/输出(I/O)，以及利用中断信号INT和中断控制器电路电路166来支持中断类型的I/O。定时器168提供某些定时信号，例如表示要进行距离测量的请求的测量触发信号MEAS。参看以下讨论将会更好地理解处理器16的操作及其用软件实现的各种功能。

从天线11接收的复合信号C_s一般包括由在视野内(即在接收机10的直接视线内)的所有卫星传输的信号、诸如多径信号这样的任何干扰信号和噪声。GPS C/A测距系统采用的载波信号是1.57542千兆赫(GHz)的L波段载波，PRN代码速率为1.023MHz，标称发射功率为-160dBW。约为-204dBW/Hz的自然背景噪声通常混在L波段的信号之中。另外，如下所述，在复合信号C_s中有一个或多个多径信号。有关GPS系统信号格式的更详细信息，请参看位于加州Downey90241的RockwellInternational Corporation卫星系统部出版的“接口控制文件ICD-GPS-200，1984年9月26日”。

在图5中用失真的时标来表示由GPS卫星传送的典型的PRN测距信号和在通道22n的最佳实施例中的某些信号的各种分量的相对持续时间。一个载波周期具有特定的持续时间C。数字取样信号时钟F_s的一个周期由k个载波周期组成。

一个PRN代码片(code chip)包括F_s信号的N个周期，一次PRN代码出现时间由Z个PRN代码片组成，Z也被称为PRN代码的序列长度。1个数据位一般由T次PRN代码出现时间(codeepoch)组成。对于本发明的适用于接收GPS L1测距信号的最佳实施例，载波频率是1575.42MHz，K是77，所以F_s等于20.46MHZ。此外，常数N是20，所以PRN代码片速率是1.023MHz，Z是1023，所以PRN代码出现时间速率是1KHz。另一常数T也是20，所以数据位速率是50Hz。

通道电路22n的细节如图2所示。它包括载波和代码同步器电路220，PRN代码发生器230，载波移相器235，多个相关器240-1、240-2、240-3、……、240-m(总称相关器240)，代码移位寄存器250，早减晚(或早、晚)鉴别器260，点积(或准时、早减晚)鉴别器265，以及多径参数计算器270。

PRN代码发生器230利用同步器220输出的信号来产生本地PRN基准信号PRN CODE。在任一给定时刻产生的特定PRNCODE信号依赖于通道需要调谐到哪一个卫星，正如由SAT ID输入所选择的那样。诸如代码发生器230这样的PRN代码发生器在本领域是众所周知的。

同步器220是一个数控振荡器(NCO)，它利用取样时钟F_s和来自处理器16的合适指令来提供PRN代码发生器230和相关器240在载波或代码载波相位方面非相干地跟踪由剩余多谱勒和多径失真造成的误差所需的控制信号。

在继续通道22n的详细讨论之前，先参看图3，它是载波和代码同步器220的详细方框图。这一部件包括所期望的多谱勒速率寄存器221，累积delta距离(ADR)寄存器222，以及细片(finechip)计数器224。代码相位发生器电路226还包括子片计数器226a、片计数器226b和信号出现时间计数器226d。缓冲器电路227、228和229使处理器16能够装入、读和增加或减去在同步器220中的各种计数器和寄存器的内容。

同步器220从通道总线20接受取样时钟信号F_s，从控制总线18接受的所期望的多谱勒值EDOPP和寄存器及计数器222、224和226的校正值。它根据这些输入来给PRN代码发生器230提供时钟信号CLK和复位信号RST，还给控制总线18提供中断信号INT1、INT4和INT20。瞬时载波相位角估计值也通过位π0、π1、……πp提供给相关器240。

ADR寄存器222和代码相位发生器226的内容提供了指定给通道22n的特定卫星信号的传输时间的瞬时估计值。传输时间的这一估计值和(由图1的定时器168估算的)接收机日时之间的差然后被作为该信号的传播时间加上任何接收机的时钟偏移。通过将传播时间乘以光速，处理器16就可以得到从接收机10到指定卫星的距离的准确测量值。在由定时器168的测量选通信号MEAS表示的选定时刻进行这些测量，一般在所有的通道22中同时地获得这些测量值。处理器16然后用所获得的到每一卫星的距离来计算接收机10的位置和速度。

在进行操作时，首先通过控制总线18给所期望的多谱勒速率寄存器221装入被通道22n跟踪的某一卫星的估计的多谱勒偏移EDOPP。在大多数情况下，例如当接收机10已工作了一段时间时，由于来自每一卫星的日历数据包括所有其它工作卫星的估算位置，所以可以从接收机10已与之同步的那些卫星接收到的日历数据中得到EDOPP的估计值。但是，如果这一日历数据不能够得到，例如当刚接通接收机10时，就可以用如在上述美国专利5101416中描述的逐步近似技术来确定这一估计值。

按每F_s个脉冲的载波多谱勒周期来规定多谱勒值。例如，如果所期望的多谱勒频率是+4.45千赫(KHz)(这是静止接收机和正在趋近的卫星可能的多谱勒频率)，则除以GPS L1实施例的典型的F_s频率20.46MHz就得到每F_s脉冲的约为0.00044载波周期的所期望的多谱勒频移。多谱勒值以这样的方式被规定时将总是小于1。

用于提供到被跟踪卫星的距离的估计值的ADR寄存器222被分为全周期部分222W和部分周期部分222p。如图所示，加法器223在每一F_s脉冲出现时将多谱勒寄存器221的内容加到ADR 222的部分周期部分222p中去。部分周期部分222p的最高有效位0、1、……，p于是就提供了各周期中的瞬时期望的载波相位角。

当部分周期寄存器222p有进位输出时，就递增总数部分222w，并且也递增细片计数器224。如果部分周期寄存器222p需要借位，就递减总数部分222w和细片计数器224。

子片计数器226a被F_s信号同步以及被细片计数器224控制。子片计数器226a名义上是一个直接被F_s信号控制的0至N-1计数器，但根据细片计数器224状态的不同可被调整为进行增加一个外加周期或减少一个周期的计数。特别是，当细片计数器产生进位、即从K-1递增到0时，就从子片计数器226a中挪用一个周期以便使其与ADR222同步。换句话说，这一事件使子片计数器226a对于一次循环只计数到N-2。

当细片计数器224借位、即从0递减到K-1时，就给子片计数器226增加一个周期，因此它对于一次循环就从0计数到N。

通过不断地减去或增加一个周期的取样时钟F_s，本地产生的PRN代码(被代码相位发生器226的输出信号RST和CLK所控制)就保持与本地产生的载波相位同步(正如ADR222的状态所表示的那样)。这样一来，只要由ADR222所表示的载波相位保持被锁定到输入载波，则代码相位发生器226就将保持被锁定到输入PRN代码。这是在以下的意义上被非相干地实现的，即为了使PRN代码发生器230保持相位锁定，本地基准信号F_s不需要保持被相位锁定到中频信号IF的载波上。

子片计数器226a的最高有效位被用来作为表示PRN代码片边缘的时钟信号CLK。在GPS L1载波的最佳实施例中，由于N等于20，所以子片计数器226a从零计数到19，即每个PRN代码片有20个F_s周期(图5)。

片计数器226b用来确定整个PRN代码序列的持续时间。对于GPS实施例，在PRN代码出现时间中有1023个C/A代码片，因此片计数器226b从零计数到1022。最高有效位INT1向处理器16指示出整个PRN代码出现时间的结束，它还被用来复位本地PRN代码发生器230。还产生了是INT1速率4倍的另一时钟信号INT4(即片计数器226b的第三最高有效位)。正如简短描述的那样，INT1和INT4都可被用来在最初的锁定序列期间中断处理器16以便为相关器240服务。

最后，出现时间计数器226d用来指出在T次PRN代码出现时间之后数据位的结束。由作为INT20信号输出的出现时间计数器226d的最高有效位来给出这一指示。

载波跟踪环路固有地比代码DLL灵敏得多，能够极精确地测量细小的变化。假定载波环路在正确地进行跟踪，则细片计数器224连同子片计数器226a一道使通道22n能够精确地跟踪接收机10相对于卫星的任何相对运动。

现在回到图2，更详细地说明一般接收机通道22n的操作。载波移相器235从同步器220中接收I_s和Q_s取样值，还接收瞬时载波相位位π1、π2、……πp。载波移相器235然后将I_s和Q_s取样值进行一定量值的相位旋转，这一量值用由同步器220产生的瞬时载波相位角的估计值来表示，载波移相器235还根据以下公式提供输出I_D和Q_D：

I_D＝I_scos(II)＋Q_ssin(II)

Q_D＝Q_scos(II)-I_ssin(II)其中的PRN是PRN CODE输入的当前值，而II是由位π1、π2、……πP表示的瞬时载波相位估计值。由于I_s和Q_s取样值是数字形式的，所以这一移相操作用合适的数字电路来实现。通过在相同的操作中每一F_s时钟脉冲地消除瞬时载频漂移，就可以在出现明显的功率损失之前处理具有大的多谱勒频移的信号。

移位寄存器250从PRN代码发生器230接收PRN代码信号，产生m个时间偏移的PRN代码复制信号PRNt1、PRNt2、……PRNtm。赋予PRN代码复制信号的时间偏移通常按照以下将参看图6至图10描述的方式分布在预期代码延时附近。

时间偏移的PRN代码复制信号PRNt1、PRNt2、……PRNtm然后输入给相应的相关器240-1、240-2、……240-m。每一相关器240-i再将输入的移相取样值I_D、Q_D和指定给该相关器的相应PRN代码复制信号PNRti提供给复数乘法器电路。如图4所示，该乘法器电路包括一对乘法器245I-i和245Q-i。一对累加器247I-i和247Q-i通过直接地累加连续的取样值来对相关的I_D和Q_D数据执行低频滤波功能，以便产生平均的相关器输出Ii和Qi。

一般通过对处理器16(图1)编程来实现的鉴别器260和265对m个相关器的输出I₁、Q₁、I₂、Q₂、……I_m、Q_m进行操作以便确定载波和PRN代码漂移。当检测到本地产生PRN代码和接收代码的差别时，就通过调整同步器220内的计数器222、224或226或多谱勒寄存器221的内部值来校正同步器220。鉴别器260至265以及同步器220于是构成了延迟锁定环(DLL)。

在初始同步模式中使用该(早、晚)鉴别器260。这一鉴别器260利用了以下事实，即当同步器220精确地同相时，早于某一部分PRN代码片时间的一个相关器240的输出功率将会与晚于相同一部分PRN代码片时间的另一相关器240的输出功率相同。

相关器输出选择器261于是选择m对相关器输出中的一对作为早相关器输出I_E、Q_E，另一对作为晚相关器输出I_L、Q_L。早相关器输出I_E、Q_E最好取自具有PRN代码复制信号PRNt的相关器240中的一个，该相关器预期提前了1/2的PRN代码片时间。晚相关器输出I_L、Q_L取自预期滞后了1/2的PRN代码片时间的相关器240。因此，早和晚相关器240在这一初始探测模式中的延时间隔是一个片时间。

接着通过SEL线路将所需卫星的PRN代码装入PRN代码发生器230。然后在为了获得对从指定的通道22接收的卫星信号的频率和代码锁定的努力中逐次地尝试了全部可能的频率和代码相位延迟。特别是通过尝试不同的EDOPP值来扫描载波延迟。通过利用缓冲器227、228和229来调整代码计数器224、226a和226b从而去扫描不同的代码延迟。在每一代码和频率偏移处读出输出I_E、Q_E和I_L、Q_L并例如通过确定它们功率的差值的平方值以便通过鉴别器260来计算功率电平。将这一差值与一个预定阈值作比较，以便确定是否己锁定到该卫星。如果没有锁定到，就尝试下一个载波和代码相位。

必须允许鉴别器260在每一代码和载波延时处停止合适的时间。当搜索强信号的卫星时，这时信噪比高于45dBHz，使用短到PRN代码出现时间的四分之一的静止时间(dwell time)。对于弱的卫星，使用约等于PRN代码出现时间的静止时间。

另外，还可以使用不同的所谓点-积鉴别器(dot-productdiscriminator)265。在这一模式中，另一选择器264选择3个相关器输出对作为准时(P)、早(E)和晚(L)。这一相关器的令人感兴趣的鉴别器操作是：

I_E-L·I_P＋Q_E-L·Q_P这就是为什么它被称为点-积鉴别器。一般来说，因为能够得到准时功率的估计值(它在存在噪声时有较强的信号强度)，所以在点-积模式中相对于噪声能更好地进行载波相位跟踪。

在初始代码锁定之后，通过改变使相关器240中的哪一些被选为早和晚相关器，就可以缓慢地减小早(E)和晚(L)相关器之间的延迟。通过以这样的方式减小DLL的延迟，就降低了由功率估算器265完成的鉴别操作的噪声电平，因而提高的其精度。

两个鉴别器260和265都在这样的假定下运行，即相关函数是理想的，就是说，它是对称的，并在或接近准时相关器的位置处达到最大值。如图6中曲线300所示，这对于直达路径信号确定如此，它在等于零代码片的时间偏移处将具有峰值功率。在这一理想的情形中，相关器功率随着偏移的增大沿负和正方向线性地减小，直到该偏移的振幅值在加上或减去一个代码片时间的时间差处等于零为止。图6中的振幅标尺被归一化为等于一(1)的峰值功率。

但是，这一理想情形只有在没有多径信号时才出现。由于在任一给定位置处出现的多径信号的数目是相对于任何反射物体的卫星和天线位置函数，在任何给定时刻在任何位置处都可能有零至若干个多径信号。

在某些情况下，多径信号和本地基准PRN信号之间的相关性将具有类似的三角形形状。形状的相同是因为多径信号与直达路径信号相同，只是经过略微不同的较长一些的路径到达接收机的缘故。曲线302表示同一基准PRN信号和具有附加传播延迟的多径信号之间的相关性，该附加传播延迟代表了多径信号到达接收机所需的附加时间。在所示的例子中，该附加传播延迟是0.2片。

由于多径信号也到达接收机，所以直达路径信号和多径信号总有一定的相关性。所获得的相关函数因此是直达路径相关300和多径相关302之和，即实际观测到的相关函数304。由该曲线可见，在存在这种多径信号时，观测到的相关函数304偏离了直达路径信号的相关函数，该直达路径信号就是通道接收机22n实际上一直在试图锁定到的信号。

在图6所示的例子中，假定多径信号具有零度的差别相位，即其相位与直达路径信号的相位相同。在这种情况下，相关曲线304的峰值仍出现在接近零偏移处，上述功率估计器260和265可仍在或接近正确的偏移处寻找相关峰值。但在其它情况下情形将不再是这样了。

特别是，由于受物体反射的作用，多径信号的载波很可能已具有与直达路径信号的载波的相位不同的相对相位差。这一载波相移的大小依赖于反射物体相对于卫星和接收机的确切位置。对于已在此描述的非相干接收机通道22n的影响是：多径相关信号实际上将被乘以一个等于这一相位差的余弦值的常数。

因此，多径相关信号的最大值在相对载波相位差是0°或180°时出现，而最小相关值将在这一相位差是90°或270°时出现。在图6中假定了这一载波相位差为零，因此在多径和直达路径信号之间存在正相关。但是，如图7所示，当多径信号具有180°的载波相位差时，由于180°的余弦值是-1，所以产生与基准信号的负相关。多径相关函数306于是具有负的振幅峰值，直达路径和多径相关之和308的峰值不再位于接近零时间偏移处，其形状明显失真。

这就意味着仅由鉴别器260和265实现的早、准时和晚相关器不可能正确地跟踪所需直达路径信号的PRN代码。特别是在早减晚鉴别器260将认为在该早和晚相关器位置处的功率是相同的，而在点积鉴别器265将认为准时相关器输出功率就是最大相关功率的位置。

因此，虽然由鉴别器260和/或265构成的DLL跟踪环可适用于初始代码相位跟踪，但在某些情况下它们可能促使接收机10锁定到偏离实际位置的位置。这就产生了从卫星到接收机的传播时间测量方面的误差，最终产生接收机10位置计算的误差。

在所讨论的示范性的PRN测距系统中，利用通道22n的取样速率对输入信号的带宽进行了限制，这进一步影响了相关函数的形状。这一点可以由相关函数中峰值的变圆滑和沿正方向的移动来表明。考虑到这一实施例中约8MHz的有限带宽，则实际的相关器响应将因此或多或少被变得平滑了并在时间方面产生了偏移，如图8所示。

由图9的放大图可更好地看出，在这一例子中，早、准时和晚相关器将势必锁定到在正时间方向偏移了约0.05片的位置。这将造成同样数量级的距离测量误差，在所示的例子中这一测量误差意味着大于10米的距离误差。

因此可以用多个相关器240-1、240-2、……，240-m中的另外一些来产生复合多径和直达路径相关信号形状更准确的估计，再用这一估计来产生PRN代码DLL和载波相位跟踪环的更好的校正数值。

为了进一步理解这一点，考虑即使在存在多径时，在通道22n中产生的信号可被预测遵从一个数学模型。假定通道22n如上所述地利用非相干载波和代码同步器230来调整载波和多谱勒误差，则由于直达路径信号而输入到相关器的分量I_D和Q_D可分别表示为：

I＝A·R_f(τ_k)cos(φ_k)

Q＝A·R_f(τ_k)sin(φ_k)其中A是依赖于接收机输入的信噪比的振幅系数，R_f(t)是未滤波的PRN代码自相关函数，τ_k是时刻t_k的代码跟踪误差，φ_k也是时刻t_k的剩余相位跟踪误差。一个给定多径信号的贡献于是可表示为：

I_m＝R_f(τ_k-δ)cos(φ_m＋φ_k)

Q_m＝R_f(τ_k-δ)sin(φ_m＋φ_k)其中φ是多径信号的相对延时，φ_m是多径分量载波的相对相位。

将这些公式代入点-积鉴别器265的公式中，就能够得到点-积鉴别器265的输出：

Dτ_k＝{R_f(τ_k－d/2)－R_f(τ_k＋d/2)}·R_f(τ_k)＋

α²{R_f(τ_k－d/2－δ)－R_f(τ_k＋d/2－δ)}·R_f(τ_k－δ)＋

α{R_f(τ_k－d/2)-R_f(τ_k＋d/2)}·R_f(τ_k－δ)cos(φm)＋

α{R_f(τ_k－d/2－δ)－R_f(τ_k＋d/2－δ)}·R_f(τ_k)cos(φm)其中d是在PRN代码片中的早和晚相关器之间的间隔。

可以按照相同的方式对于示范性相关器240-i响应j个多径信号中的每一个所产生的Ij和Qi信号求出类似的表达式：

I_{i} = A \cdot [R_{f} (τ_{k} + t_{i}) \cdot COS (φ_{k}) + Σ_{j = 0}^{n} α_{j} \cdot R_{f} (τ_{k} + t_{i} + δ_{j}) \cdot COS (φ_{k} + {φm}_{j})]

Q_{i} = A \cdot [R_{f} (τ_{k} + t_{i}) \cdot \sin (φ_{k}) + Σ_{j = 0}^{n} α_{j} \cdot R_{f} (τ_{k} + t_{i} + δ_{j}) \cdot \sin (φ_{k} + {φm}_{j})]

其中A是直达路径分量的相对振幅，R_f是输入滤波的信号PRN代码和未滤波基准代码之间的互相关，t_i是相关器240-i的基准代码偏移，τ_k是时刻t_k(也称为出现时间K)的代码跟踪误差，φ_k是出现时间K的载波相位误差，α_j是多径分量j的相对振幅，δ_j是多径分量j的延迟，φm_j是多径分量j的相位，n是多径分量的数目。每一相关器240-i的被测相关器功率输出P_i可确定如下：

P_{i} = \sqrt{I_{i}^{2} + Q_{i}^{2}}

根据这一被测相关器功率输出就可以确定图8所示的实际相关曲线。

图10是图8所示同一相关信号的示范性曲线图，说明在m等于19的情况下，19个相关器的每一个的t_i可以如何均匀地分布在相关时间标尺上。因此，通过按照不同的代码偏移t_i分配相关器240的间隔，然后再取样多个相关器240-1、240-2、…240-n的输出，就能够构成上述方程组来求解每一多径分量的α_j、δ_j和φm_j，以及直达路径信号的代码跟踪误差τ_k和载波相位误差φ_k。

该方程组可以由参数估值器270(它一般还由用于处理器18的软件来实现)用任何合适的方式来求解。例如，可以采用最小二乘方估算、最大似然估算、和已有技术中已知的其它信号参数估算技术。

一旦解联立方程组求出了直达路径信号的代码跟踪误差τ_k和载波相位误差φ_k，则这些参数值的估算值就可由系统以若干不同的方法进行使用。

方法之一是，可以将由鉴别器260和/或265实现的跟踪保留在原位，代码跟踪误差τ_k可被作为对于距离估算的最后校正值，正如被载波和代码同步器220所保持的那样。

另一种可选择的方案是，假定参数估算器270能够足够快地进行必要的计算，就可以将代码跟踪误差τ_k和载波相位误差φ_k进行反馈以便控制载波和代码同步器220。特别是，处理器18可以将载波相位误差φ_k附加入到距离寄存器222之中去，以及将代码跟踪误差τ_k加入到PRN代码寄存器226之中去。

还可以根据系统要求以不同的方式实现多个相关器240。方法之一是使每一通道中相关器的实际数目等于m。这一方法在接收机处于多径迅速变化的环境中的应用场合是必需的。

但是，在大多数情况下，一旦实现初始代码锁定，在某个时间的至少几秒钟内可以假定相关功率的估算数值是稳定的。因此，只要相关器具有可调的代码延迟间隔，则每一通道的实际相关器就可以少到只有两台。可以按信号出现时间来对代码延迟间隔进行排序，因此就可以在规定时间之外取得在感兴趣的m个时间偏移中的每一个时间偏移处对相关功率的测量值。

在另一方法中，所有通道22a、22b、……、22n中的所有相关器可定期跟踪同一PRN代码一段时间。对每一感兴趣的卫星根据PRN代码排序所有通道22，因此在规定时间之外将能够确定所有所需的I_j和Q_i信号。

最后，可以使接收机中的大多数通道22工作在鉴别模式中，而专门用一个或较多个通道连续地按通道进行排序，以便提供每一被跟踪卫星的相关参数估算数值。

Claims

1.一种用于解调和译码由多个被传输的伪随机噪声(PRN)编码信号组成的复合射频(RF)信号的接收机，包括：

RF下变频器，用于接收复合RF信号，输出复合中频(IF)信号；

用于产生本地取样时钟信号的装置；

取样电路，用于接收复合IF信号和本地取样时钟信号，输出复合IF信号的数字同相(I)取样值和正交(Q)取样值；

多个通道电路，每一通道电路解调和译码被传输的PRN编码信号中的一个，并与其它通道电路这样地并联连接，即每一通道电路与其它通道电路同时地接收I取样值和Q取样值，其中每一通道电路还包括：

PRN代码信号发生器，用于接收同步调整信号，输出本地基准PRN代码信号；

用于译码I和Q取样值信号的装置，该装置用于接收I取样值、Q取样值和本地基准PRN代码信号，该译码装置将I和Q取样值乘以本地基准PRN代码信号，并输出被译码的I和Q取样值；

自相关装置，用于接收被译码的I和Q取样值，以便确定多次代码相位延迟的自相关功率电平；以及

参数估算器装置，用于接收多次代码相位延迟的自相关功率电平，以便确定到达接收机的直达路径信号的参数。

2.权利要求1的接收机，其特征在于，其中的每一通道电路还包括：

用于提供预期的载波相位信号的装置；

同步电路，用于接收取样时钟信号、预期的载波相位信号和同步调整信号，并且用于输出累加载波相位信号和PRN代码相位控制信号，所述累加载波相位信号和PRN代码相位信号彼此同步；

载波旋转装置，用于接收I取样值、Q取样值和累加载波相位信号，以便按累加载波相位信号所表示的数值对I和Q取样值进行相位旋转；

其中的自相关装置将同步调整信号提供给同步电路，并且

其中的PRN代码相位信号被提供给PRN代码信号发生器。

3.权利要求1的接收机，其特征在于，在该接收机中，根据3次以上代码相位延迟确定自相关功率电平。

4.权利要求1的接收机，其特征在于，其中被估算的直达路径信号参数是直达路径代码跟踪误差。

5.权利要求1的接收机，其特征在于，其中被估算的直达路径信号参数是直达路径载波相位跟踪误差。

6.权利要求1的接收机，其特征在于，其中的参数估算器装置还估算一个或多个多径信号的相位跟踪误差。

7.权利要求1的接收机，其特征在于，其中的参数估算器装置还估算一个或多个多径信号的载波跟踪误差。

8.权利要求1的接收机，其特征在于，在该接收机中，多次代码相位延迟的自相关功率电平由同样多数目的实际相关器电路来确定。

9.权利要求1的接收机，其特征在于，在该接收机中，多次代码相位延迟的自相关功率电平通过调整一个或多个实际相关器电路的代码延迟间隔来确定。

10.一种用于解调和译码由多个被传输的伪随机噪声(PRN)编码信号组成的复合射频(RF)信号的接收机，包括：

RF下变频器，用于接收复合RF信号，输出复合中频(IF)信号；

用于产生本地取样时钟信号的装置；

取样电路，用于接收复合IF信号和本地取样时钟信号，以及输出复合IF信号的数字同相(I)取样值和正交(Q)取样值；

多个通道电路，每一通道电路解调和译码被传输的PRN编码信号中的一个，并且与其它通道电路这样地并联连接，即每一通道电路与其它通道电路同时地接收I取样值和Q取样值，其中每一通道电路还包括：

用于提供预期载波相位信号的装置；

同步电路，用于接收取样时钟信号、预期的载波相位信号和同步调整信号，并且用于输出累加载波相位信号和PRN代码相位控制信号，所述累加载波相位信号和代码相位信号彼此同步；

PRN代码信号发生器，用于接收PRN代码相位控制信号，并且输出本地基准PRN代码信号；

包括用于同时解调和译码I和Q取样值信号的装置的译码和载波旋转装置，用于接收I取样值、Q取样值、本地基准PRN代码信号和累加载波相位信号，所述解调装置按载波相位信号所表示的数值对I和Q取样值进行相位旋转，译码装置将I和Q取样值乘以本地基准PRN代码信号，并输出被译码的I和Q取样值；

相关装置，用于接收被译码的I和Q取样值，以便确定至少3次代码相位延迟的多个相关功率电平；

参数估算装置，用于接收多个相关功率电平，将直达路径延时和一次或多次多径延时的估算值提供给接收机；以及

用于通过比较直达路径延时和一次或多次多径延时的估算值同步调整信号提供给同步电路的装置，在该装置中，

通过在初始PRN代码锁定搜索期间将第一和第二代码相位延迟设定为一个等于PRN代码片时间的预定较长的相关器延迟、以及此后将第一和第二代码相位延迟设定为一个等于一部分PRN代码片时间的预定较短的相关器延迟，从而来动态地减少第一和第二代码相位延迟。

11.一种解调和译码由多个被传输的伪随机噪声(PRN)编码信号组成的复合信号的方法，包括以下步骤：

与本地取样时钟信号同步地取样复合信号，由此，提供出该复合信号的数字同相(I)取样值和正交(Q)取样值；

将I取样值和Q取样值供给多个通道电路，每一通道电路这样地与其它通道电路并联连接，即每一通道电路与其它通道电路同时地接收工取样值和Q取样值；

在每一通道电路内：

根据同步调整信号来产生本地基准PRN代码信号；通过将I和Q取样值乘以本地基准PRN代码信号来译码I和Q取样值，并由此产生被译码的I和Q取样值；

确定多次代码相位延迟的I和Q取样值的相关功率电平；以及

根据多次代码相位延迟的相关功率电平估算到达接收机的直达路径信号的参数。

12.权利要求11的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

提供预期的载波相位信号；

通过组合取样时钟信号、预期的载波相位信号和同步调整信号，来产生彼此同步的累加载波相位信号和PRN代码相位控制信号；以及

按照由累加载波相位信号表示的数值对I和Q取样值进行相位旋转。

13，权利要求11的方法，其特征在于，其中的相关功率电平根据3次以上的代码相位延迟来确定。

14.权利要求11的方法，其中被估算的直达路径信号参数是直达路径代码跟踪误差。

15.权利要求11的方法，其特征在于，其中被估算的直达路径信号参数是直达路径载波相位跟踪误差。

16.权利要求11的方法，其特征在于，该方法还估算一个或多个多径信号的相位跟踪误差。

17.权利要求11的方法，其特征在于，该方法还估算一个或多个多径信号的载波跟踪误差。

18.权利要求11的方法，在该方法中，其特征在于，多次代码相位延迟的自相关功率电平由同样数目的实际相关器电路来确定。

19.权利要求11的方法，在该方法中，其特征在于，多次代码相位延迟的自相关功率电平通过调整一个或多个实际相关器电路的代码延迟间隔来确定。