CN1132389C - 功率正交调制系统和方法 - Google Patents

Abstract

功率IQ调制系统和方法包括各自包含信号输入端、电源输入端和功率输入端的第一和第二功率放大器。第一和第二功率放大器最好是C类功率放大器。还提供第一、第二、第三和第四基准频率信号的信号源。第一和第二基准频率信号相互倒相，而第三和第四基准频率信号相互倒相。第一、第二、第三和第四基准频率信号最好分别为0°、180°、90°和270°相移基准频率信号。还提供交换系统，它随I和Q输入信号之一的极性而变地选择性地把第一和第二基准频率信号之一加到第一功率放大器的信号输入端。交换系统还随I和Q输入信号中另一个的极性而变地选择性地把第三和第四基准频率信号之一加到第二功率放大器的信号输入端。第三放大器、最好是D类放大器、响应I和Q输入信号之一而向第一放大器的电源输入端提供第一可变电源电压。第四放大器、最好也是D类放大器、响应I和Q输入信号中另一个而向第二放大器的电源输入端提供第二可变电源电压。耦合器把第一和第二功率放大器的功率输出耦合至负载如无线电话的天线。因此，提供了能使用高效率的C类和D类放大器的功率IQ调制。

Description

功率正交调制系统和方法

发明领域

本发明涉及调制系统和方法，更具体地说，涉及正交(IQ)调制系统和方法。

发明背景

调制系统和方法被广泛地用在发射机中以把包括语音和/或数据的信息调制在载波上。所述载波可为最终载波或中间载波。所述载波频率可能在UHF(特高频)、VHF(甚高频)、RF(射频)、微波或任何其他频带内。调制器也称为“混频器”或“乘法器”。例如，在移动无线电话中，把调制器用于无线电话的发射器。

图1说明传统的IQ调制器。如图1中所示，IQ调制器10，也称为“四相调制器”或“正交调制器”，它包括正交分路器20，也就是90°移相器，以及耦合至正交分路器的一对乘法器16a，16b。可控振荡器15，诸如压控振荡器(VCO)耦合至正交分路器20以产生90°相移的振荡信号。同相(I)数据11a和正交相位(Q)数据11b耦合至各个乘法器或混频器16a，16b。分别通过I数模转换器(DAC)14a和QDAC 14b把数字输入数据转换成模拟数据。各个DAC 14a和14b的输出加在各个低通滤波器12a和12b上以提供各个I和Q数据输入11a和11b。调制器通过在加法节点218把乘法器16a，16b的输出相加来把输入数据调制在载波13上。已调载波通过功率放大器22放大并且通过天线24发射出去。参阅例如美国专利4890301和5574755。

在现代无线电话通信中，移动无线电话在尺寸、成本和功耗上持续减小。为了满足这些目标，一般希望提供能产生高功率调制同时减小所消耗的电池电力的量的IQ调制系统和方法。遗憾的是，IQ调制器的功率放大器22可能由于其中效率的限制而消耗过多的电力。更具体地说，众所周知设置线性A类或AB类功率放大器22可能具有低至30％或更小的效率。因而，大量的电池电力可能浪费在发热上。而且，传统的IQ调制器的噪声系数可能太大所以可能需要用到高成本的声表面波(SAW)滤波器。

以下事实也是众所周知的：使用“rTheta”(“rθ”)技术来分开调制输入信号的振幅和相位。在rTheta技术中，在振荡器中调制相位，而在功放级调制振幅。遗憾的是，rTheta技术可能要求振荡器锁相环支持相位调制的带宽。在宽带无线电话信号如TDMA和CDMA信号的情况下，提供振荡器锁相环中必要的带宽可能更加困难。

发明概述

因而本发明的一个目的是提供改进的IQ调制系统和方法。

本发明的另一个目的是提供能保证高效率的IQ调制系统和方法。

本发明的又一个目的是提供不需要使用线性放大器的IQ调制系统和方法。

按照本发明，这些及其他目的是通过提供在功率放大器本身中调制同相(I)和正交相位(Q)输入信号的功率IQ调制系统来达到的。可使用高效率的C类和D类功率放大器。

按照本发明的功率调制系统包括第一和第二功率放大器，每个放大器包括信号输入端、电源电压输入端和功率输出端。第一和第二功率放大器最好是C类功率放大器。还设置了第一、第二、第三和第四基准频率信号的信号源。第一和第二基准频率信号相互倒相，而第三和第四基准频率信号相互倒相。第一、第二、第三和第四基准频率信号最好分别为0°、180°、90°和270°相移基准频率信号。

还设置交换系统，它随I和Q输入信号之一的极性而变地选择性地把第一和第二基准频率信号之一加在第一功率放大器的信号输入端。交换系统还随I和Q输入信号中另一个的极性而变地选择性地把第三和第四基准频率信号之一加在第二功率放大器的信号输入端。

第三放大器最好是D类放大器，它对I和Q输入信号之一作出响应而向第一放大器的电源输入端提供第一可变电源电压。所述电源电压输入端最好对应于第一放大器的输出级的漏极或集电极电压。第四放大器最好也是D类放大器，它对I和Q输入信号中另一个作出响应而向第二放大器的电源输入端提供第二可变电源电压。耦合器把第一和第二功率放大器的功率输出耦合到负载如无线电话的天线。因此，功率IQ调制设置成可使用高效率的C类和D类放大器。

第一、第二、第三和第四基准频率信号可由产生第一基准频率信号的可控振荡器生成。第一倒相器对可控振荡器作出响应而产生第二基准频率信号。移相器对可控振荡器作出响应而产生第三基准频率信号。第二倒相器对移相器作出响应而产生第四基准频率信号。

交换系统可包括对I和Q输入信号中正极性的一个作出响应而把第一基准频率信号耦合至第一功率放大器的第一转换器。第一转换器还对I和Q输入信号中负极性的一个作出响应而把第二基准频率信号耦合至第一功率放大器。第二转换器对I和Q输入信号中另一个正极性的信号作出响应而把第三基准频率信号耦合至第二功率放大器。第二转换器还对I和Q输入信号中另一个负极性的信号作出响应而把第四基准频率信号耦合至第二功率放大器。可设置耦合在I和Q输入信号之一和第一转换器之间的第一极性检测器以便检测I和Q信号之一是正还是负。可设置耦合在I和Q输入信号中的另一个和第二转换器之间的第二极性检测器以便检测I和Q信号中的另一个是正还是负。

第一模数转换器也可耦合在I和Q输入信号之一与第三放大器之间，使得第三放大器对I和Q信号之一的数字表示作出响应而向第一放大器的电源输入端提供第一可变电源电压。也可设置耦合在I和Q输入信号中的另一个与第四放大器之间的第二模数转换器，使得第四放大器对I和Q信号中另一个的数字表示作出响应而向第二放大器的电源输入端提供第二可变电源电压。所述模数转换器最好是δ-∑(delta-sigma)模数转换器。

还可提供把第一和第二功率放大器的功率输出耦合到负载的耦合器的各种实施例。耦合器可包括把第一和第二功率放大器耦合到负载如无线电话天线的匹配网络。耦合器最好在把第一和第二功率放大器耦合到负载的同时，把第一和第二功率放大器互相隔离开。耦合器可包括把第一功率放大器耦合到匹配网络的第一四分之一波长传输线和把第二功率放大器耦合到匹配网络的第二四分之一波长传输线。在并非最佳、然而有用的实施方案中，所述耦合器可包括把第一功率放大器耦合到匹配网络的第一隔离器和把第二功率放大器耦合到匹配网络的第二隔离器。所述匹配网络可为电压电流转换匹配网络，如四分之一波传输线或其分立元件等效形式。在以下的专利中也说明了这些耦合技术：2000年10月17日授予本发明的共同发明人Dent、并转让给本发明的受让人的题为“混合希莱克斯/多赫蒂(Chireix/Doherty)放大器和方法”的美国专利6,133,788，以及1999年7月27日授予本发明的共同发明人Dent、并转让给本发明的受让人的题为“使用双向器件的功率波形合成”的美国专利5,930,128。

最后，众所周知，第一和第二C类放大器可以具有作为各自的第一和第二可变电源电压的函数的非线性振幅和/或相位响应。按照本发明的功率调制可包括幅度失真和相位失真的补偿，这种补偿对I和Q输入信号敏感，以便修改I和Q输入信号来减小非线性振幅响应。更具体地说，补偿系统和方法响应I和Q输入信号而产生预失真的I和Q信号，并且把预失真的I和Q信号加至交换系统和第三、第四放大器，从而补偿非线性失真。

更具体地说，可设置查找表，它响应I输入信号而产生第一振幅失真补偿值和第一相位补偿值，并且响应Q输入信号而产生第二振幅失真补偿值和第二相位补偿值。还可设置一对查找子表。还设置加法器，它把第一振幅失真补偿值和第二相位补偿值相加而产生预失真的I信号，并且从第二振幅失真补偿值中减去第一相位补偿值而产生预失真的Q信号。还可设置分开的加法器和减法器。按照本发明的补偿系统和方法还可分开用于针对产生失真的放大器中的失真进行预补偿。

因此，本发明可提供高效率的功率IQ调制，从而允许减小移动无线电话或其他发射机的尺寸、成本和/或功耗。不需要使用宽带振荡器锁相环，并且可以不需要用高性能的SAW滤波器来减小发射噪声。还提供了相关的功率调制方法。

附图简介

图1是传统的IQ调制器的方框图。

图2-5是按照本发明的功率IQ调制系统和方法的方框图。

图6是按照本发明的补偿系统和方法的方框图。

最佳实施例的详细描述

现将在下文中参照其中表示了本发明的最佳实施例的附图对本发明作更加充分的描述。但是本发明可用许多不同的形式来实施而不应该认为它局限于本文中给出的实施例；宁可说，提供这些实施例使得本公开详尽和完整，因而将向本专业的技术人员充分通报本发明的范围。类似的标号在通篇中指的是类似的元件。应该明白，当元件称作被“耦合”至另一元件时，它可能被直接连接至另一元件或者也可出现中介元件。

如本专业的技术人员所希望的，本发明可能以系统(装置)或方法来实施。本发明可采用整个硬件的实施例或结合硬件和软件两方面的实施例的形式。

因此，附图中的各个块和块的组合支持执行规定的功能的装置的组合和执行规定的功能的步骤的组合。正如对于本专业的技术人员众所周知的，附图中的每个块可用许多不同的方式来实现。

现在参考图2，将描述按照本发明的功率IQ调制系统和方法。如图2中所示，功率调制系统和方法200在各个I和Q路径中，调制和放大同相I和正交相位Q输入信号。Q路径中的元件用符号a指明而I路径中的元件用符号b指明。如图2中所示，分别包括第一和第二功率放大器210a和210b。第一和第二功率放大器210a和210b每个包括各自的信号输入端212a、212b，电源输入端214a，214b和功率输出端216a，216b。

基准频率源220产生第一、第二、第三和第四基准频率信号222a-222d。第一和第二基准频率信号222a和222b相互倒相而第三和第四基准频率信号222c和222d相互倒相。第一至第四基准频率信号222a-222d最好分别为0°、180°、90°和270°相移基准频率信号。

如图2中所示，基准频率源220最好包括产生第一基准频率信号222a的可控振荡器如压控振荡器224。还可包括锁相环。第一倒相器226响应可控振荡器224而产生第二基准频率信号222b。移相器228响应可控振荡器224而产生第三基准频率信号222c。第二倒相器232响应移相器228而产生第四基准频率信号222d。但是，本专业的技术人员应该明白可用许多其他技术以在符号位控制下产生基准频率或倒相基准频率信号。

继续对图2的描述，交换系统240随I和Q输入信号之一例如Q输入信号的极性而变地选择性地把第一和第二基准频率信号之一222a或222b加在第一功率放大器210a的信号输入端212a。交换系统240还随I和Q输入信号中另一个例如I输入信号的极性而变地选择性地把第三和第四基准频率信号之一222c或222d加在第二功率放大器210b的信号输入端212b。如果必要，第一和第二驱动器242a，242b可分别插在交换系统240和各个C类放大器210a、210b之间，对C类放大器210a、210b进行过激励，以便获得关于放大器210a、210b的所希望的增益或驱动功率电平。

如图2中所示，交换系统最好包括第一转换器诸如第一单刀双掷(SPDT)开关244a，后者响应I和Q输入信号中正极性的一个而把第一基准频率信号222a耦合至第一功率放大器210a，并且响应I和Q输入信号中负极性的一个而把第二基准频率信号222b耦合至第一功率放大器210a。第二转换器诸如第二SPDT开关244b响应I和Q输入信号中另一个正极性的信号而把第三基准频率信号222c耦合至第二功率放大器210b，并且响应I和Q输入信号中另一个负极性的信号而把第四基准频率信号222d耦合至第二功率放大器210b。本专业的技术人员会理解可使用平衡调制器代替SPDT开关以选择性地把基准信号倒相。

如图2中还示出的，交换系统240最好还包括耦合在I和Q输入信号之一与第一转换器244a之间的第一极性检测器246a，用来检测I和Q输入信号之一是正的还是负的。第二极性检测器246b耦合在I和Q输入信号中另一个与第二转换器244b之间，用来检测I和Q输入信号中另一个是正的还是负的。

仍然继续图2的描述，第三放大器250a、最好是D类放大器、响应I和Q输入信号之一、例如Q输入信号、而提供第一可变电源电压至第一放大器210a的电源输入端214a。第四放大器250b响应I和Q输入信号中另一个，例如I输入信号，而提供第二可变电源电压至第二放大器210b的电源输入端214b。

为了分别为第三和第四放大器250a和250b产生适当的输入，第一模数转换器、最好是δ-∑模数转换器260a、耦合在I和Q输入信号之一和第三放大器250a之间，使得第三放大器响应I和Q信号之一的数字表示而提供第一可变电源电压至第一放大器210a的电源输入端214a。第二模数转换器、最好是第二δ-∑模数转换器260b、耦合在I和Q输入信号中另一个和第四放大器250b之间，使得第四放大器250b响应I和Q信号中另一个的数字表示而提供第二放大器210b的第二可变电源电压输入214b。如图2中所示，低通滤波器262a，262b，264a和264b可分别对Q和I输入以及第三放大器250a和第四放大器250b的输出进行滤波。通常，通过数字信号处理器(DSP)以数字形式产生I和Q信号。DSP可包括数字式的低通滤波器262a和262b。δ-∑转换器260a和260b可以通过完全的数字逻辑处理和系统把来自DSP的滤波后的数字样本流从脉冲编码调制(PCM)格式转换成δ-∑表示。

最后，耦合器270把第一和第二功率放大器210a和210b的功率输出216a和216b耦合至负载272如无线电话的天线。在一个实施例中，耦合器270包括把第一和第二功率放大器耦合至负载272同时使第一和第二功率放大器210a和210b相互良好地隔离的匹配网络。

现在将描述图2的功率调制系统的操作和方法。可控振荡器224的频率最好设置为发射载波频率。90°移相器228最好产生与原始信号同样的但它们之间有90°相移的信号。然后，原始信号和90°相移的信号被送至倒相器226和232，后者是增益为-1的放大器。由此产生四种基准频率信号222a-222d。他们最好代表可控振荡器224的+sin(正弦)和-sin以及+cos(余弦)和-cos。

控制两个转换器244a和244b以选择一个通道的sin的极性和另一通道的cos的极性。这些信号独立地去到驱动放大级242a和242b以及功率放大输出级210a和210b。

Sin或cos信号的极性的控制最好与I或Q通道的振幅变为零相一致。这可以减少把由极性变化感应的噪声引入输出信号频谱内。

两个功率放大输出级最好通过匹配网络270中的串联隔直流电容器耦合，使得可以彼此间独立地控制最好对应于C类放大器的漏极电压的电源电压。C类放大器210a和210b与匹配网络270之间的距离最好比载波频率的波长短一些。

C类放大器的电源电压214a和214b最好通过D类放大器250a和250b以高效率的方式产生，用低通滤波器246a和246b以消除开关噪声。到D类放大器250a和250b的输入信号通过δ-∑处理而产生，以便可以减小低通滤波器246a和246b的带宽内的噪声。因此，利用适当的I和Q信号，有可能以相位平面的向量产生任何所希望的轨迹。D类放大器最好既能产生电流又能吸收电流，以便在各个调制循环周期中电流可以均匀地从放大器210a和210b流回到电源。

功率放大器210a和210b最好为饱和的C类放大器而不是线性功率放大器。从而可获得高效率。可以降低带外噪声，这可以免去回路中附加的SAW滤波器。最终可以支持大的调制带宽。这种带宽可以仅受分别连接在D类放大级250a和250b之后的低通滤波器264a和264b的滤波带宽的限制。

图3是按照本发明的功率IQ调制系统和方法的第二实施例的方框图。除了在C类放大器210a和210b的功率输出端216a和216b与匹配网络270之间的末级输出级的各个支路中包含适当阻抗的各个四分之一波长传输线310a和310b之外，图3的功率调制系统和方法200’与图2的类似，如上文引入的专利申请中公开的。

另外，在图4中所示的第三实施例200”中，可以在功率输出216a和216b与匹配网络270之间包含一对隔离器410a和410b。尽管这种配置或许不能提供高效率，但是它可提供简化的组合以及在所希望的应用场合改善线性的可能性。作为一个实例，匹配网络270可能为两个分开的匹配网络，每个网络连接至隔离器410，后者把两个匹配网络接合并接到天线272的馈电线的连接点的阻抗从50欧姆增加到100欧姆。

图5说明又一个实施例200，其中匹配网络270被一对电压电流(VI)转换器和匹配网络570a和570b代替。

图3-5的每个实施例可能有各种不同的优点和缺点。例如，图3的实施例利用四分之一波长传输线310a和310b把功率放大级210a和210b的电压为主的信号源(predomcnantly voltage source)转换成电流。然后，这些电流可通过匹配网络270并联相加和提供给负载。

图4的实施例使用一对隔离器410a和410b以便把两个功率放大输出级210a和210b的输出合并。所述隔离器以总效率的代价可减小两个功率放大级210a和210b之间的干扰。最后，图5的实施例利用匹配网络570a和570b以便把C类放大器210a和210b的电压输出转换成供加在负载上的电流。

C类放大器210a、210b在电源电压与输出电平之间可以具有非线性关系，这导致失真。这种放大器还可能遭受从幅度调制到相位调制(Am-to-PM)的转换的损害，由此幅度调制产生不希望有的相位调制。本发明还可包括补偿这种信号失真的方法和系统。

这种预补偿可以是或者前馈预补偿，其中针对放大器将引入的已知失真而对I和Q信号进行预补偿；或者反馈预补偿，其中检测输出信号的幅度或相位，与期望值相比较以获得误差量，然后用误差量来产生修正的、将导致更加准确地产生所期望的输出信号的I、Q值。反馈系统可以是或者实时反馈系统，或者“脱机”或“学习”系统，后者逐渐调整预补偿I、Q值的方式以便更精确地产生所期望的输出信号。

一般，可以用功率检测器来测量输出信号的幅度，但是输出相位可能更难以测量，因为通常是相对于相位基准信号来测量相位的。因而，尽管控制幅度线性的反馈技术可能相当实用，但是补偿AM-to-PM转换的前馈技术可能更实用。

补偿失真的最佳技术包括用数字信号处理器以产生补偿的I和Q信号。例如，预补偿传统的放大器以及AM-to-PM转换的、取决于总输出信号幅度的技术，可包括使用数字信号处理器来从I²+Q²的平方根计算出输出信号的所期望的总幅度。

然后把所期望的幅度作为地址加在预存储的查找表格中以获得幅度补偿值，后者被用来对I和Q值进行比例缩放以获得经幅度补偿后的I和Q值，当把这些补偿后的I和Q值用于调制时，可以导致产生正确的、所期望的输出信号幅度。

然后或者把原始的所期望的幅度或者把补偿后的幅度加在预存储的相位补偿表中以获得补偿AM-to-PM转换的相位补偿值。然后把这种相位补偿值用于与幅度补偿后的I和Q值进行复数相乘以获得经相位和幅度补偿的I和Q值，当后者被用于调制时，可以导致产生正确的、所期望的信号幅度。

一般对AM-to-PM转换和对幅度非线性的预补偿所需的相乘次数为6，但是这可能通过以下技术减小到4。

由A(t)＝(I(t)²+Q(t)²)^1/2得到所期望的幅度。然后，如果该放大器产生振幅失真函数F(A)并且相位旋转等价于乘以复数[cos(Φ(A))，sin(Φ(A))]，则当按以下方程修改时，原始的I、Q值应该被修正： $\left[\begin{array}{c}I\text{'}\\ Q\text{'}\end{array}\right]=F^{-1}\left(A\right)/A\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\Φ}\right)& \sin \left(\mathrm{\Φ}\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\Φ}\right)& \cos \left(\mathrm{\Φ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]$

因而，

I’＝F^-1(A)/A cos(Φ)I+F^-1(A)/A sin(Φ)Q

Q’＝F^-1(A)/A cos(Φ)Q-F^-1(A)/A sin(Φ)I

既然F^-1(A)/A cos(Φ)和F^-1(A)/A sin(Φ)纯粹是振幅A的函数，它们可以被预先计算并存储在查找表如F1(A)和F2(A)中，并且如上来使用它们。由此，仅用四次乘法来修正相位和幅度失真。

在这里描述的发明的放大器中，每个放大器仅放大I部分或Q部分。因而，可以预料，在I放大器中的幅度失真将主要仅取决于I值，而在Q放大器中的幅度失真将主要仅取决于Q值。类似地，在I放大器中的AM-to-PM转换将按照主要取决于I值的相位误差量改变信号相位、使其偏离零(余弦波相位)，而在Q放大器中的AM-to-PM转换将按照主要取决于Q值的相位误差量改变信号相位、使其偏离90°(正弦波相位)。因而可以用不同的预补偿结构来补偿AM-to-PM转换和幅度失真的两个不同值，一个仅取决于I值而另一个仅取决于Q值。

如果I放大器的AM-to-PM转换由Φ(I)描述，则I值的大小将减小至Icos(Φ(I))并且把附加的误差分量Isin(Φ(I))加给Q值。类似地，如果Q放大器的AM-to-PM转换由Φ(Q)描述，则Q值的大小将减小至Qcos(Φ(Q))并且从I分量中减去了附加的误差Qsin(Φ(Q))。如果另外有从I至F(I)的幅度失真和从Q至F(Q)的幅度失真，则所需的I幅度的总的预补偿将用下列函数描述：

(F^-1(I))/(cos(Φ(I)))并且所需的Q幅度的总的预补偿将用下列函数描述：

(F^-1(Q))/(cos(Φ(Q)))

如果放大器是相同的，则这些函数对于一种情况下的自变量I和另一种情况下的Q是相同的函数。整个函数可以被预先计算和存储。无论由I放大器产生的附加给Q的误差分量是由I的期望值引起的或是由使用上述函数的I的预补偿值引起的，它仍然仅取决于I的值，并且因而也可以被预计算和存储在Icos(Φ(I))查找表中，并且对于在Q通道中产生的附加给I的误差也类似。

图6中示出按照本发明的预补偿的方框图。把I的期望值加到查找表600a中以便获得补偿后的I值F1(I)，也称之为第一振幅失真补偿值610a，以及AM-to-PM补偿值F2(I)，也称之为第一相位补偿值620a。类似地，把Q的期望值加到查找表600b中，如果放大器210a、210b及与他们相关的高电平D类调制器250a、250b相同，则查找表600b可为同样的查找表。如果放大器是按不同方式校准的，则图6中由600a和600b表示的两个查找表可为单个查表系统600的不同子表。

Q值访问查找表格600b，以产生幅度预补偿的Q值F1(Q)，也称之为第二振幅失真补偿值610b，以及AM-to-PM补偿值F2(Q)，也称之为第二相位补偿值620b。在加法器630a中，把F2(Q)值加上F1(I)值，同时在求和器630的减法器630b中，从F1(Q)值中减去F2(I)值。求和器630产生预补偿的或预失真的I和Q值，当把后者用在调制各个放大器时，在组合了更准确地沿着期望的I和Q值的放大器输出之后，将产生输出。通过把补偿的I值的模(大小)加至高电平D类I调制器260b、250b、264b，同时用补偿的I值的符号选择来自振荡器224的或者倒相或者非倒相的余弦波基准信号，可以用补偿的I和Q值来调制各个放大器，类似地，把补偿的Q值的模(大小)加到Q调制器260a、250a、264a，同时补偿的Q值的符号选择由基准224相移90度的或者倒相或者非倒相正弦波驱动。

能够对或者整个振幅相关的失真、或者分别与I和Q相关的失真补偿的以上技术，如果两种类型的失真都存在，可以在一起使用这些技术。通过确定对首先应用的技术预计算的查找表格已经考虑到由其次应用的技术补偿的失真，可以按任何次序应用两种技术。

改善线性的其他方法包括笛卡儿反馈(Cartesian Feedback)，比如在授予Bergsten et al的美国专利No.5,483,681中所描述的。

因此，可提供高效功率IQ调制系统和方法以由此使蜂窝无线电话或其他发射机的成本、尺寸和/或功耗能得到减小。

在附图和说明中，已经公布了本发明的典型最佳实施例，并且，尽管用到特定条件，这些条件仅用在通常的描述的意义上而并非为了限定，将在下列权利要求中陈述本发明的范围。

Claims (30)

1.一种使用用于响应电源输入(214a，214b)对信号输入(212a，212b)进行功率放大以产生功率输出(216a，216b)的第一(210a)和第二(210b)装置来调制和放大同相(I)和正交相位(Q)输入信号的功率调制系统的特征在于：

用于提供第一(222a)、第二(222b)、第三(222c)和第四(222d)基准频率信号的装置(220)，所述第一和第二基准频率信号相互倒相，而所述第三和第四基准频率信号相互倒相；

用于随所述I和Q输入信号之一的极性而变地选择性地把所述第一和第二基准频率信号之一加到所述用于功率放大的第一装置的信号输入端、并且随所述I和Q输入信号中另一个的极性而变地选择性地把所述第三和第四基准频率信号之一加到所述用于功率放大的第二装置的信号输入端的装置(240)；

用于对所述I和Q输入信号之一作出响应而提供第一可变电源电压至所述用于功率放大的第一装置的所述电源输入端的装置(250a，260a)；

用于对所述I和Q输入信号中另一个作出响应而提供第二可变电源电压至所述用于功率放大的第二装置的所述电源输入端的装置(250b，260b)；和

把所述用于功率放大的第一和第二装置的功率输出耦合到负载的装置(270)。

2.权利要求1的功率调制系统，其中所述用于功率放大的第一和第二装置的特征在于：它们为C类功率放大器以及所述供电装置包括D类功率放大器。

3.权利要求1的功率调制系统的特征在于：所述第一、第二、第三和第四基准频率信号分别为0°、180°、90°和270°相移基准频率信号。

4.权利要求1的功率调制系统，其中用于提供所述第一、第二、第三和第四基准频率信号的装置的特征在于：

用于产生所述第一基准频率信号的装置(224)；

用于把所述第一基准频率信号倒相而产生所述第二基准频率信号的装置(226)；

用于把所述第一基准频率信号移相而产生所述第三基准频率信号的装置(228)；以及

用于把所述第三基准频率信号倒相而产生所述第四基准频率信号的装置(232)。

5.权利要求1的功率调制系统，其中用于随所述I和Q输入信号之一的极性而变地选择性地把所述第一和第二基准频率信号之一加到所述用于功率放大的第一装置的信号输入端、并且随所述I和Q输入信号中另一个的极性而变地选择性地把所述第三和第四基准频率信号之一加到所述用于功率放大的第二装置的信号输入端的装置(240)的特征在于：

用于对所述I和Q输入信号中正极性的一个作出响应而把所述第一基准频率信号耦合至所述第一功率放大装置、并且对所述I和Q输入信号中负极性的一个作出响应而把所述第二基准频率信号耦合至所述第一功率放大装置的第一装置；以及

用于对所述I和Q输入信号中另一个正极性的信号作出响应而把所述第三基准频率信号耦合至所述第二功率放大装置、并且对所述I和Q输入信号中另一个负极性的信号作出响应而把所述第四基准频率信号耦合至所述第二功率放大装置的第二装置。

6.权利要求5的功率调制系统，其中用于随所述I和Q输入信号之一的极性而变地选择性地把所述第一和第二基准频率信号之一加到所述用于功率放大的第一装置的信号输入端、并且随所述I和Q输入信号中另一个的极性而变地选择性地把所述第三和第四基准频率信号之一加到所述用于功率放大的第二装置的信号输入端的装置(240)的特征在于：

用于检测所述I和Q信号之一是正还是负的第一装置(246a)，所述用于耦合的第一装置响应所述用于检测的第一装置；和

用于检测所述I和Q信号中的另一个是正还是负的第二装置(246b)，所述用于耦合的第二装置响应所述用于检测的第二装置。

7.权利要求1的功率调制系统，的特征在于：

用于把所述I和Q输入信号之一转换成数字的、使得所述用于提供第一可变电源电压的装置响应所述I和Q信号之一的数字表示的第一装置(260a)；和

用于把所述I和Q输入信号中另一个转换成数字的、使得所述用于提供第二可变电源电压的装置响应所述I和Q信号中另一个的数字表示的第二装置(260b)。

8.权利要求7的功率调制系统，其中用于转换的所述第一装置的特征在于它是第一δ-∑模数转换器，以及用于转换的所述第二装置的特征在于它是第二δ-∑模数转换器。

9.权利要求1的功率调制系统，其中把所述用于功率放大的第一和第二装置的功率输出耦合到负载的装置(270)的特征在于：它是用于使所述用于功率放大的第一和第二装置与负载匹配的装置。

10.权利要求9的功率调制系统，其中把所述用于功率放大的第一和第二装置的功率输出耦合到负载的装置(270)的特征在于：它是把所述用于功率放大的第一装置耦合到所述用于匹配的装置的第一四分之一波长传输线(310a)和把所述用于功率放大的第二装置耦合到所述用于匹配的装置的第二四分之一波长传输线(310b)。

11.权利要求9的功率调制系统，其中把所述用于功率放大的第一和第二装置的功率输出耦合到负载的装置(270)的特征还在于：它是用于把所述用于功率放大的第一装置与所述用于功率放大的第二装置互相隔离的装置(410a，410b)。

12.权利要求9的功率调制系统，其中所述匹配装置的特征在于：它是用于把电压转换成电流的装置。

13.权利要求1的功率调制系统，其中所述用于功率放大的第一和第二装置产生非线性失真，所述功率调制系统的特征还在于：

用于从所述I和Q输入信号中产生预失真的I和Q信号和用于把所述预失真的I和Q信号加到至少一个用于选择性地施加的装置和所述用于供电的装置、从而补偿所述非线性失真的装置(600，630)。

14.权利要求13的功率调制系统，其中所述用于产生的装置的特征在于：

用于响应所述I输入信号以产生第一振幅失真补偿值和第一相位补偿值、并且响应所述Q输入信号以产生第二振幅失真补偿值和第二相位补偿值的装置(600)；和

用于把所述第一振幅失真补偿值和所述第二相位补偿值相加以产生所述预失真的I信号，并且从所述第二振幅失真补偿值中减去所述第一相位补偿值以产生所述预失真的Q信号的装置(630)。

15.权利要求1的功率调制系统的特征在于：所述I和Q输入信号为I和Q无线电话通信信号以及所述负载为无线电话天线。

16.一种响应电源输入(214a，214b)使用对信号输入(212a，212b)进行功率放大的第一和第二装置以产生功率输出(216a，216b)，用于调制和放大同相(I)和正交相位(Q)输入信号的方法的特征在于：

提供第一(222a)、第二(222b)、第三(222c)和第四(222d)基准频率信号，所述第一和第二基准频率信号相互倒相而所述第三和第四基准频率信号相互倒相(220)；

随所述I和Q输入信号之一的极性而变地选择性地把所述第一和第二基准频率信号之一加到所述用于功率放大的第一装置的信号输入端(240)；

随所述I和Q输入信号中另一个的极性而变地选择性地把所述第三和第四基准频率信号之一加到所述用于功率放大的第二装置的信号输入端(240)；

响应所述I和Q输入信号之一而提供第一可变电源电压至所述用于功率放大的第一装置(250a，260a)；

响应所述I和Q输入信号中另一个而提供第二可变电源电压至所述用于功率放大的第二装置(250b，260b)；和

把所述用于功率放大的第一和第二装置的功率输出耦合到负载(270)。

17.权利要求16的方法，其中所述用于功率放大的第一和第二装置的特征在于：C类功率放大器并且所述供电步骤使用D类功率放大器。

18.权利要求16的方法，其中所述第一、第二、第三和第四基准频率信号的特征在于：其分别为0°、180°、90°和270°相移基准频率信号。

19.权利要求16的方法，其中所述提供第一、第二、第三和第四基准频率信号的步骤的特征在于：

产生所述第一基准频率信号(224)；

把所述第一基准频率信号倒相以产生所述第二基准频率信号(226)；

把所述第一基准频率信号移相以产生所述第三基准频率信号(228)；以及

把所述第三基准频率信号倒相以产生所述第四基准频率信号(232)。

20.权利要求16的方法，其中所述选择性地施加的步骤的特征在于：

响应所述I和Q输入信号中正极性的一个而把所述第一基准频率信号耦合至所述第一功率放大装置；

响应所述I和Q输入信号中负极性的一个而把所述第二基准频率信号耦合至所述第一功率放大装置；

响应所述I和Q输入信号中另一个正极性的信号而把所述第三基准频率信号耦合至所述第二功率放大装置；以及

响应所述I和Q输入信号中另一个负极性的信号而把所述第四基准频率信号耦合至所述第二功率放大装置。

21.权利要求20的方法，其中所述选择性地施加的步骤的特征还在于：

检测所述I和Q输入信号之一是正还是负(246a)；和

检测所述I和Q输入信号中另一个是正还是负(246b)。

22.权利要求16的方法，其特征还在于：

把所述I和Q输入信号之一转换成数字的、使得所述提供第一可变电源电压的步骤响应所述I和Q信号之一的数字表示(260a)；和

把所述I和Q输入信号中另一个转换成数字的、使得所述提供第二可变电源电压的步骤响应所述I和Q信号中另一个的数字表示(260b)。

23.权利要求22的方法，其中所述转换步骤的特征在于δ-∑转换的步骤。

24.权利要求16的方法，其中所述耦合步骤的特征在于把所述用于功率放大的第一和第二装置与负载匹配。

25.权利要求24的方法，其中所述耦合步骤的特征在于：四分之一波长传输线使所述用于功率放大的第一装置和所述用于功率放大的第二装置匹配(310a，310b)。

26.权利要求24的方法，其中所述耦合步骤的特征在于：把所述用于功率放大的第一装置与所述用于功率放大的第二装置互相隔离(410a，410b)。

27.权利要求24的方法，其中所述匹配步骤的特征还在于把电压转换成电流。

28.权利要求16的方法，其中所述用于功率放大的第一和第二装置产生非线性失真，所述功率调制方法的特征还在于：

从所述I和Q输入信号中产生预失真的I和Q信号，至少一个所述选择性地施加的步骤和所述供电步骤响应所述预失真的I和Q信号，从而补偿所述非线性失真。

29.权利要求28的方法，其中所述产生步骤的特征在于：

响应所述I输入信号以产生第一振幅失真补偿值和第一相位补偿值(600)；

响应所述Q输入信号以产生第二振幅失真补偿值和第二相位补偿值(600)；

把所述第一振幅失真补偿值和所述第二相位补偿值相加以产生所述预失真的I信号(630)；和

从所述第二振幅失真补偿值中减去所述第一相位补偿值以产生所述预失真的Q信号(630)。

30.权利要求16的功率调制方法的特征在于：所述I和Q输入信号为I和Q无线电话通信信号并且所述负载为无线电话天线。

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