CN1154183A - 偏移补偿线性rf检测器 - Google Patents

Abstract

已知的RF检测器包括一个具有由偏置电流(Ib)偏置的检测器二极管(D1a)的检测器部分，一个具有一运算放大器(OA1)及在其反馈通路中一个二极管的线性化电路部分。已知的检测器的主要缺陷涉及到输出偏移电压，其数值仅在二极管为匹配的二极管并具有相同温度时才是可预测的。因此，检测器部分和线性化电路部分不能放置在不同的电路板上。本发明通过在反馈通路中设置晶体管电路(Q3a，Q2a)使得该电路在运算放大器的输出处产生一偏移电压而解决了这一问题，该电压为该电路的晶体管偏置发射极电压之和。进而在运算放大器的输出处设置了一个第二晶体管电路(Q3b，Q2b)使得该晶体管电路在运算放大器的输出处产生补偿晶体管电路基极-发射极电压之和的一个电压。这样电压彼此抵销而检测器的输出偏移电压为零。

Description

偏移补偿线性RF检测器

本发明涉及包含具有由偏流所偏置的检测二极管的检测器部分，以及具有运算放大器的线性化电路部分的线性RF检测器，检测器部分的输出和来自运算放大器的输出的反馈通路两者都连接到该运算放大器的反向输入。

在检测器的典型实施方式中，所收到的无线电信号的电平被检测，但是该检测器还用来检测所发送的无线电信号电平。本申请涉及后一类型的检测器。

对一个RF检测器所提出的要求包括良好的线性，高速度以及在输入电压为零时的零输出电压。如果检测器部分和线性化电路部分设置在不同的电路板上，则检测的精度不应当受到损失。

一个已知的检测器示于图1之中。除了输出偏移电压不为零而是取决于检测器部分和线性化电路部分的温差之外它满足所有其它的要求。检测器部分包括检测器二极管D1，电容器C和电阻器R₀，而线性化电路部分包括在其反馈通路中具有二极管D2和电阻器R的运算放大器OA1。其电平待检测的信号由发生器Vicosωt表示，其中V_i是待检测的振幅。V_k是用来对二极管D1偏置的直流电压。从通用二极管电流方程式ID＝IS(T)e^Vd/Vt开始，其中V_T是正比于绝对温度的电压，而IS(T)是二极管的饱和电流，可以指出，当二极管D1具有温度T1时，由此饱和电流为IS1(T1)，而二极管D2具有温度T2，由此饱和电流为IS2(T2)，检测器的输出电压V₀由公式(1)表示： $V_0=-f(V_i;V_{T1})-V_k-V_{T1}\ln \left(\frac{I_{s1}\left(T1\right)}{I_{s2}\left(T2\right)}\right)-\frac{T1-T2}{T2}{V}_{D2}---\left(1\right)$ 公式的第一项是所要求的与RF输入电压相关的相关的部分。第二项固定是偏移电压，而第三项是与温度和二极管的器件匹配相关的变化的偏移电压。第四项其中V_D2是二极管D2两端的电压，该项产生温度相关的偏移电压和与振幅V_i相关的输出电压部分中误差。与电压V_i相关的输出电压V₀部分由非线性函数f给出，其中I₀和I₁是Bessel函数，并从公式(2)得到

由图1所示的先有技术的检测器电路有几个优点。首先，根据公式(2)二极管偏流I_b在理论上即如果二极管的功能作为理想的二极管，对于与输入电压相关的输出电压V₀部分f(V_i，V_T1)没有影响。偏流将必须设置为足够大的数值以便使得电路电容能够快速充电/放电。但是另一方面，虽然根据简化的理论电路的性能对于二极管的偏流是不重要的，然而还是有次要的影响，因而偏流要被限制在一定的范围内。第二，电阻器R₀在输入电压转移中不影响输出电压。第三，如果R₀和C充分小，则检测器是快速的。第四个优点是检测器的线性动态范围大约为50dB。对50Ω阻抗的最低输入电平为-20dBm(灵敏度dV0/dVi降低到其标称值的一半)，并且最高输入电平为+30dBm，这与二极管D1的击穿电压及运算放大器的供电电压相关。

上述已知的检测器电路的主要缺点是涉及到输出偏移电压，其数值仅当二极管D1和D2是匹配的器件并具有相同的温度时才是可预期的，于是应当最好在同一硅片上。可是常常需要把检测器和线性化放大器设置在不同的电路板上。还应当注意的是，如果二极管D1和D2在同一组件上，RF能量将易于通过二极管D2泄漏到线性化放大器而破坏其工作。这是难以防止的，因为D2是在快速放大器的反馈通路中，在其附近是不允许进行滤波。

消除根据图1的电路的偏移电压的方法示于图2中。在该图中，偏移补偿是在线性化放大器反馈通路之外使用的。二极管D1a和D2a是匹配的器件并具有相同的温度，而且它们最好在同一组件之中。偏置电压Vk是使用与二极管D1a和D2b相同的二极管D2获得的。这使得偏流不依赖于二极管的正向电压和温度。在第一运算放大器OA1的输出处匹配的二极管D1a和D2b的偏移电压为2^*Vk。后者运算放大器OA2的非反向放大为2反向放大为1，于是在输出V处最后的偏移为2^*Vk-1^*2Vk＝0。

图2的电路具有与图1的电路完全相同的缺陷：检测器和线性化放大器必须置于同一电路板上，这使得在RF输入电平高时(高于10dBm)引起EMC(电磁兼容性)问题。RF能量通过二极管D1b向线性化电路OA1泄漏并在二极管D1b和/或运算放大器的p-n结中被整流。几乎不可能在D1b附近设置有效的低通滤波器，因为该二极管处于快速放大器的反馈通路中。外加的运算放大器降低了检测器的速度并提高了造价，特别是由于该检测器必须是快速的。

本发明的目的是要提供没有已知的检测器偏移电压中所涉及的缺点的线性检测电路。于是该目的是要提供一种其输出偏移电压已被消除的检测器，其中检测器和线性化放大器能够具有不同的温度，并且不会发生向线性化放大器的RF泄漏电流。

该目的是使用权利要求1中所透露的检测电路达到的。

根据本发明通过在线性放大器的反馈通路中使用晶体三极管而不是二极管，使得输出偏移电压与检测器二极管的偏置电压无关。这样检测器部分和线性化电路部分在物理上可分开制造。在反馈通路中，两个晶体管被这样连接使得它们基极-发射极电压之和基本上与输出的偏移电压相同。在输出处，一个晶体管电路最好是达林顿结构的晶体管，使得它产生补偿由反馈通路中的晶体管所产生的偏移电压的输出电压。当晶体管电路的电压加到线性化放大器的输出电压或者从其减去时，这样所得到的结果为零偏移电压。

以下参照附图借助于本发明的较佳实施例将更为详细地说明本发明，这些附图是

图1表示已知的线性化检测器，

图2说明已知的补偿方法，

图3表示根据本发明的补偿原理，

图4表示偏移电压的补偿，

图5表示反馈通路中偏移电压的补偿

图6表示通过一运算放大器对偏移电压的补偿，

图7表示偏移电压补偿的一种变体。

图3以简化的形式表示出本发明的原理。实际上，该电路将必须以下述数值补充。当根据本发明如图3所示的线性检测器与图1中所示的先有技术的检测器比较时，显现出两个不同点：首先，偏置电压源Vk已经转移到放大器的非反向输入处，这样RF电压源可直接接地。另外，最好与检测器二极管D1a(图1中的二极管D1)相同并与其位于同一硅片上的二极管D1b被用来转移电压Vk，而使得偏置电流Ib变得与器件和温度无关。对于偏置电流的一个适合的数值例如为50μA。第二，运算放大器反馈通路中图1的晶体管D2已经由图3中的晶体管Q2代替。该代替是可能的，因为晶体管的集电极电流对基极-发射极的电流与二极管的电流对电压遵从相同的定律。当晶体管Q2用于反馈通路中时，输出电压V0的基准电平为地(＝晶体管的基极电压)而不是影响放大器输入的直流电流Vk。

然而实际上，图3的电路不能完全按上述方式工作，因为晶体管的集电极电压低于基极电压Vk。这样基极电压必然下降。这是如图4所示把晶体管Q3a添加到晶体管Q2的基极电路而实现的。基极电压的下降是以集电极电流I3a工作的所添加的晶体管Q3a的基极-发射极电压。该电流是通过电阻器R6连接添加的晶体管Q3a的发射极到负电压源-VB而获得的。这使得运算放大器OA1的输出偏移电压等于所述晶体管的基极-发射极电压，后者电压之一对应于集电极电流Ib而其余的对应于集电极电流I3a。在数学上这可由公式(3)表示，其中下标S代表饱和电流： $V_{\mathrm{ofs}}=-V_T\ln \left(\frac{I_{3a}}{I_{s3a}}\right)-V_T\ln \left(\frac{I_b}{I_{s2a}}\right)=-V_T\ln \left(\frac{I_{3a}{I}_b}{I_{s3a}{I}_{s2a}}\right)---\left(3\right)$

偏移电压是通过提高输出电压达一个相等的量而消除的。这是通过使用具有集电极电流I2b和I3b的达林顿晶体管Q2b，Q3b的基极-发射极电压而进行的，从而(4)成立： $\frac{I_{3a}{I}_b}{I_{s3a}{I}_{s2a}}=\frac{I_{3b}{I}_{2b}}{I_{s3b}{I}_{s2b}}---\left(4\right)$

为了实现这一点，分别使用匹配的晶体管对Q2a和Q2b，以及Q3a和Q3b，使得Is2a＝Is2b及Is2b＝Is3b。这样线性放大器OA1的输出偏移电压的补偿条件变为：

Is3aIb＝Is3bI2b原则上，只要电流的乘积为正值，则任何I2b和I3b的组合就可被使用。虽然以上的晶体管并不精确地服从指数定律，但是仍然是匹配对，数值I2b＝Ib以及I3b＝I3a补偿了输出偏移电压。

这里将不讨论图4的电阻器数值。这些数值的确定对业内专业人士是显然的。连接到供电电压源-VB和+VB的电阻器可由电流源代替。在不影响电路工作的情形下部件D1a和R1可互换。，于是可使用具有公共阳极的二极管对。然而这种情形下，大部分的RF电流将通过电容器C2流动，由此它必须为一个低损耗型并尽可能直接接地。连接运算放大器的输出到供电电压-VB的电阻器R7对于电路的工作是不重要的，但是可被用来降低运算放大器的耗损。

根据本发明图4的电路给出负输出电压V0。正输出电压是通过使得二极管反向，以PNP晶体管代替NPN晶体管，并改变供电电压-VB和+VB的极性而获得的。

以上电路虽然还有一些小缺陷，但是在很多应用中它的功能已经相当之好。如果必要，可通过增加电路的复杂性而消除大多数的缺陷。在与输入电压相关的输出电压部分中由检测器和线性化电路部分的不同温度所引起的误差没有被消除。然而在输入电压为零时该误差为零，并在输入电压高时它至多为几十毫伏的数量级。

二极管偏置电流Ib和电流I3a与I2b从负电压导出，而补偿电流I3b是从正电压获得的。这增加了对非对称供电电压变化的敏感性。

晶体管Q2b的集电极电流对二极管偏置电流Ib的比值不能被很好地确定，而是与由于二极管D1a与D1b的不完全匹配所至的温度，运算放大器的输入偏移电压，以及晶体管Q3b电流增益的温度和器件相关性相关。如果所得到的输出偏移电压过高，则可通过调节，例如使得电阻器R4为可调节的而消除之。

应当理解，以上的说明和附图仅仅是为了解释本发明。显然在不偏离所附权利要求中透露的本发明的范围和精神的情形下，对于业内专业人员可以很多方式对本发明作出变化和修改。如果输出阻抗要为零，那么各种替换方式都是可能的。在图4的电路中，输出阻抗不为零。然而，当负载接地时，这不会产生偏移误差，而只有小的增益误差。图5表示其中输出阻抗为零的本发明的一个较佳实施例。在其中，偏移补偿部分已经转移到线性化放大器的反馈通路。其缺点为，电路的复杂性高及电流消耗增加。

图6表示其中输入阻抗为零的本发明的另一个实施例。在其中使用了另一个运算放大器OA2。这一实施例使用了尽可能简单的差分运算放大器通常所不希望的特性：非反向放大是反向放大的两倍。这样只需要一个晶体管Q4模拟两个晶体管的基极-发射极电压。

图7表示又一个实施例，其中考虑了图4电路的缺陷，即如果晶体管Q3b的电流放大太小则电路不能正确地工作的缺陷。这样晶体管Q3b的基极电流形成了电流I2B的太大的部分。通过增加一个PNP晶体管Q4而转变晶体Q2b为“超级发射极跟随器”，则该这问题可被解决。

Claims (6)

1.一种线性RF检测器，包括具有以偏置电流(Ib)被偏置的检测器二极管(D1a)的一个检测器部分，以及具有运算放大器(OA1)的线性化电路部分，检测器部分的输出和来自运算放大器输出的反馈通路两者都连接到该运算放大器的反向输入，其特征为

该反馈通路包括第一晶体管电路(Q3a，Q2a)，其中一个晶体管(Q3a)的基极接地，该电路的连接使得晶体管电路在运算放大器的输出处产生一偏移电压，该电压为电路的晶体管基极-发射极电压之和；

运算放大器的输出连接到一个第二晶体管电路(Q3b，Q2b)，使得该电路在运算放大器的输出处产生补偿晶体管电路的基极-发射极电压之和的一个电压，从而所述电压彼此抵销而检测器的输出偏移电压为零。

2.根据权利要求1的RF检测器，其特征为第一晶体管电路包括一个其基极接地的第一晶体管(Q3a)和其基极连接到第一晶体管(Q3a)发射极而其集电极电流在反馈通路中流动的一个第二晶体管(Q2a)。

3.根据权利要求1的RF检测器，其特征为第二晶体管电路包括为达林顿结构的第三晶体管(Q3b)和一个第四晶体管(Q2b)，晶体管的连接使得检测器的输出电压从集电极获得，第三晶体管(Q3b)的发射极在操作上连接到运算放大器(OA1)的输出。

4.根据权利要求2和3的RF检测器，其特征为晶体管电路被设计使得

I3aIb＝I3bI2b成立，I3b和I2b是第二晶体管电路中的晶体管的基极电流，Ib是检测器二极管的偏置电流，而I3a是第一晶体管电路中的第一晶体管的集电极电流。

5.根据权利要求1的RF检测器，其特征为偏置电压源(Vk)通过与检测器二极管(D1a)相似的一个二极管(D1b)连接到运算放大器(OA1)的非反向输入。

6.根据权利要求1的RF检测器，其特征为第二晶体管电路连接到运算放大器的输出使其位于反馈通路之中。

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