CN1166897A - 增音装置 - Google Patents

Abstract

放大并发送接收波的增音装置，包括接收天线部、载波合成部、发送部、发送天线部、参数控制部。载波合成部把消除用信号乘以消除参数而生成复制信号，在无线频带、中频带、基带的至少其中之一，合成该复制信号和接收信号，再由该合成信号得到基带合成信号；发送部进行该基带合成信号的解调处理，并用已解调的信号生成发送信号和消除用信号；参数控制部根据基带合成信号和消除用信号决定和算出使基带合成信号的功率减小的消除参数，提供给载波合成部。

Description

增音装置

本发明涉及一种在移动通信、特别是无线呼叫方式中用于改善电波弱区域的接收条件的增音装置。

在移动通信系统中，来自基地台的电波在弱区域，例如在区域蜂窝(单元)的边界，通信质量降低。在有山等的情况下，电波不能到达相对于基台的内侧，因此，由于地形的原因，存在不能提供服务的地区。为了对这种条件的区域也进行高质量的服务，可以增设基地台，然而，这会增加服务成本。

为此，可利用能进行简易通信中继的增音装置。增音装置接收目的信号，放大该接收信号，再用同一频率向目的区域发送强电波。但是，增音装置必须满足设置上的内个条件。最大的课题之一是：发送用和接收用天线进行了电磁波的耦合(结合)，被放大后从发送用天线发射的强电波，混入接收天线的原来接收信号。该混入的返回信号作为干扰波使增音装置的工作不稳定。为了解决这个问题，可采取使两个天线在空间上充分离开的办法，以减弱发送天线和接收天线之间的耦合。然而，近年来为了降低增音装置的设置成本，必须使整个设备小型紧凑，因此，用空间上分离的方法，难于作到减小发送天线和接收天线之间的耦合。

下面，提出一种在增音装置上附加消除干扰功能的方案。

第1种方法是在发送信号上重叠领示信号(pilot signal)的方法。该方法如图1所示，在接收天线11输入的接收信号上，用合成器12重叠反馈信号，该合成器12的合成信号由带通滤波器13、14除去频带外信号，并由放大器15进行适当的放大后，与领示信号发生器16的领示信号在合成器17中合成，该合成信号作为发送信号从发送天线18发送。合成器17的输出发送信号在耦合器19分路，该分路信号由振幅相位控制器21调整振幅和相位，作为反馈信号供给合成器12。合成器12的合成信号由耦合器22分路，通过滤波器23从该分路输出提取领示信号，该信号与发生器16的领示信号在比较器24中进行比较处理，根据比较器24的输出，振幅相位控制器21控制反馈信号的振幅和相位，以使合成器12的合成信号中没有领示信号成分。

这种方法的缺点是：由于附加了领示信号，增加了对发送信号扰乱。

第2种方法是用调制信号调制接收信号，再进行放大的方法。该方法如图2所示，合成器12的合成信号由耦合器22分路后，由解调器26解调得到调制信号成分，再由相关器28提取它与调制信号发生器27的调制信号的相关值，通过振幅相位控制器21的控制，使该相关值为0。合成器12的合成信号由带通滤波器13除去频带外成分后，在调制器29根据调制信号发生器27的调制信号调制，该调制输出由放大器15放大，再通过带通滤波器14供给发送天线18。

该已有方法没有指示出使相关值输出为0的振幅·相位的具体控制算法。此外，由于对发送波进行了调制，则与原来的发送信号不同，存在增加扰乱的缺点。

如上所述，已有的干扰消除法的共同缺点是在发送信号上增加了扰乱。而且，由于使这些扰乱的变动小，以使其不对原来的信号传送特性产生影响，所以形成干扰消除回路的信号弱，难于实现高精度的消除。

本发明的目的在于提供一种在发送波上不增加领示信号的重叠和调制之类的扰乱的情况下消除干扰，并进行高精度消除控制的增音装置。

本发明的增音装置包含接收天线部、载波合成部、发送部、发送天线部、参数控制部。载波合成部把消除用信号乘以消除参数，生成复制信号，在无线频带、中间频带、基带的至少其中之一，合成该复制信号和接收信号，再从该合成信号得到基带合成信号；发送部进行该基带合成信号的解调处理，用解调后的信号生成发送信号和消除用信号；参数控制部根据基带合成信号和消除用信号，决定消除参数以使基带合成信号的功率变小，并供给载波合成部。

这样，本发明不进行领示信号的插入、附加调制等即可除去干扰成分，也不会在发送信号上增加任何扰乱，通过根据基带的误差检出的适应信号处理，干扰去除性能非常出色。

图1是表示用领示信号去除干扰的已有增音装置的方块图。

图2是表示进行特定调制去除干扰的已有增音装置的方块图。

图3是表示本发明的增音装置的基本构成示例的方块图。

图4是表示图3中的载波合成部31的具体示例的方块图。

图5是表示图3中的发送部32的具体示例的方块图。

图6是表示控制发送功率的示例的方块图。

下面参照附图详细说明本发明的最佳实施例。

接收天线部从基地台接收希望的信号，与此同时，来自发送天线部的发送信号作为干扰波也混入其中，它们的重叠信号构成接收信号。

本发明的基本构成示于图3。下述信号全部以复数包络线表示。即：把实数信号如x_r(t)＝Re{x(t)exp(j2πft)}所示地用复数包络线x(t)来表示。载波合成部31进行接收信号y(t)和消除用信号u(t)的合成处理，把该合成信号的基带合成信号y_c(t)作为复数包络线信号输出。该合成处理可在无线频带、中间频带、基带的任一个等级进行，也可以在所希望的组合的多个频带上进行。

发送部32用通过基带合成信号的解调处理得到的数据信号来生成发送信号和消除信号。消除用信号根据从再次调制接收信号的解调结果得到的基带信号u_b(t)到生成发送信号的无线频率信号u_r(t)的所希望的等级中的信号来生成。由于发送信号对该消除用信号的关系仅为乘以一定的复数数，因此可用u(t)表示发送信号和消除用信号。参数控制部33从基带合成信号和消除用信号算出消除参数w(t)，并输出到载波合成部。

下面详细说明该结构各部的作用。如上所述，把实数信号如x_r(t)＝Re{x(t)exp(j2πft)}所示地用复数包络线x(t)来表示。因此，实数部Re{x(t)}表示同相成分的振幅，虚数部I_m{x(t)}表示正交成分的振幅。载波频率f在RF带(无线频带)是f_r，在IF带(中间频带)是f_i，在基带是0。用复数包络线记述时，在RF带、IF带、基带可简单地表现同样的处理。

把接收天线11接收的接收信号复数包络线y(t)中的希望波复数包络线s(t)、从发送天线18发送的发送信号复数包络线u(t)漏泄而被接收的干扰波复数包络线q_ou(t)、噪声复数包络线n(t)重叠，y(t)可用下式表示：

y(t)＝s(t)+q_ou(t)+n(t)    (1)

其中，q_o是发送天线11和接收天线18的耦合系数；发送信号u(t)是把以已解调信号为基准延迟了时间τ_d的再调制信号s(t-τ_d)相对于输入电平放大了复数增益G倍，以下式表示：

u(t)＝Gs(t-τ_d)           (2)

载波合成部31把消除用信号u(t)乘以消除用参数w(t)，生成复制信号复数包络线r(t)＝w(t)u(t)，再根据接收信号y(t)和复制信号r(t)的差分，生成下式所示的合成信号复数包络线y_o(t)。

y_o(t)＝y(t)-r(t)＝y(t)-w(t)u(t)    (3)

在载波合成部31，参照图4如后所述，再次放大合成信号y_o(t)，进行频率变换、频带滤波处理，作为基带合成信号y_c(t)输出。经过放大、频率变换、频带滤波处理得到的基带合成信号y_c(t)，与y_o(t)乘以一定的复数是相同的。该基带合成信号y_c(t)可通过对合成信号y_o(t)进行IQ检波(正交检波)得到，也就是说，把输入调制信号分别乘以同相和正交相位的载波信号，再用低通滤波器除去高谐波成分后得到，作为实部Re{y_c(t)}和虚部Im{y_c(t)}的2个基带信号输出。以下用原样的复数y_c(t)表示它们。在RF带、IF带及基带中的合成信号y_o(t)，其大小和相位都不一样，然而，由于其变化都单纯地是一定的复数倍，因此，可简单地无区别地表示。即，y_c(t)＝y_o(t)。

在本发明中，可以在RF带进行干扰信号的消除，也可以在IF带、基带进行，还可以在其任意组合的情况下进行。在基带进行干扰信号消除时，把基带的消除用信号u(t)乘以消除用参数w(t)，生成基带的复制信号r(t)＝w(t)u(t)，再用接收信号y(t)和复制信号r(t)的差分，根据式(3)直接生成基带合成信号y_c(t)。

载波合成部31输出的基带合成信号y_c(t)在发送部32进行解调处理，提取出其解调数据信号，以该解调数据信号为基础，再次进行与接收信号同样的调制，生成发送信号u_r(t)＝s(t-τ_d)。发送信号s(t-τ_d)是与从基地台发送的信号完全相同形式的电波，未进行领示信号的重叠、载波的调制等。该发送信号s(t-τ_d)从发送天线18发送，同时，从该发送信号生成的消除用信号u(t)供给载波合成部31。在参数控制部33，把参数w(t)控制在最适当值，即在基带合成信号y_c(t)中不包含发送信号s(t-τ_d)成分。

上述增音装置的参数控制部33的参数算出方法可以有各种各样的方法，具体实施例如下。

当发送、接收天线11、18之间的耦合系数q₀不变动时，消除用参数w(t)当然也不应变动，即为w(t)＝w。基带合成信号y_c(t)的功率，在未进行干扰去除时，其为希望波、干扰波和噪声的各功率之和。在复制信号r(t)除去干扰波时，基带合成信号y_c(t)的功率逐渐减少，当完全除去时，合成信号y_c(t)的功率为最小。因此，当把基带合成信号y_c(t)的功率作为评价函数J使用时，可进行由下式表示的控制：

J＝|y_c(t)|²

<J>＝<|y(t)-wu(t)|²>→最小功率                 (4)其中，|z|表示z的绝对值，<>表示集合平均，实际上表示时间平均。干扰除去可以在RF带、IF带、基带中的任一个进行，用y(t)-wu(t)表示3个频带全体的消除，另外，当用y(t)＝s(t)+q₀u(t)+n(t)表示时，评价函数<J>可变形如下：

<J>＝<|s(t)+q_ou(t)+n(t)-wu(t)|²>

＝<|s(t)|²>+<|q₀u(t)-w|²|u(t)|²>+<|n(t)|²>

+2Re[<s^*(t)(q₀-w)u(t)>+<s^*(t)n(t)>+<(q₀-w)u^*(t)n(t)>]

                                               (5-1)这里，ó² _s＝<|s(t)|²>，ó² _u＝<|u(t)|²>，ó² _n＝<|n(t)|²>，A^*是A的共轭复数。噪声全部为随机采样，与s(t)、u(t)无关，因此，<s^*(t)n(t)>＝0，<u^*(t)n(t)>＝0。

而且，<s^*(t)u(t)>＝ó_só_uρ。ρ是s(t)和u(t)的相关系数。这样，式(5-1)则为：

<J>＝ó² _s+|q₀-w|²ó² _u+ó² _n+2 ó_só_u(q₀-w)Re[ρ]

                                                (5-2)由于在解调后进行调制，因此，从接收信号的接收到对其解调后得到调制信号的延迟时间τ_d与符号长T_s间隔相比足够大，可认为τ_d＞＞T_s。这时，在时间t的s^*(t)和u(t)为不同的调制，因此，其积的平均值<s^*(t)u(t)>大约为0，则可认为ρ0。因此，式(5-2)变为下式：

<J>＝ó² _s+ó² _n+|q₀-w|²ó² _u                       (6)

从上式可知，可完全消除的条件，即w＝q₀时的J最小。然而，耦合系数q₀值实际上是不清楚的，必须用某种算法求得其值。因此，把取样时刻kTs的w，省略掉Ts面为w(k)，用最陡下降法，依次更新下式的参数w(k)(S.HayKin，Adaptive Filter Theory，2nd Edition，Prentice-Hall，1991)。

w(k)＝w(k-1)-(μ/2)J/w|_t-kT                   (7)

μ是步长。对式4进行偏微分为：

J/w＝-2y(t)u^*(t)+2u(t)u^*(t)w＝-2y_c(t)u^*(t)    (8)(参照上述文献)。将其代入式(7)，则导出以下算法：

w(k)＝w(k-1)+μy_c(k)u^*(k)                         (9)

这样，通过把基带合成信号y_c(t)乘以消除用信号u(t)的复数包络线的共轭复数及步长μ，参数得到了更新。也就是说，把μy_c(k)u^*(k)反馈到上次的消除参数w＝(k-1)，则消除参数即被更新。

图4是载波合成部31更详细的实施例。图中，在RF段、IF段和基带段的各段，进行了干扰信号消除的合成。为此，作为消除用信号，RF带的u_r(t)、IF带的u_i(t)及基带的u_b(t)三个信号，都从图3的发送部32(参照图5，后述)输入。另外，参数控制部33(图3)获得基带合成信号y_c(t)以及来自图5发送部各频带的消除用信号u_r(t)、u_i(t)、u_b(t)，根据下式：

w_r(k)＝w_r(k-1)+μ_ry_c(k)u_r ^*(k)    (10)

w_i(k)＝w_i(k-1)+μ_iy_c(k)u_i ^*(k)    (11)

w_b(k)＝w_b(k-1)+μ_by_c(k)u_b ^*(k)    (12)

分别生成相对于RF带、IF带、以及基带的消除参数w_r(k)、w_i(k)、w_b(k)。其中，μ_r、μ_i、μ_b分别表示RF带、IF带、基带的修正步长。

由2个乘法器和π/2移相器构成的RF用复数包络线变换器35，用参数w_r进行RF带用消除信号u_r(t)的复数乘法，生成RF带的复制信号r_r(t)；同样，由2个乘法器和π/2移相器构成的IF用复数包络线变换器36生成IF带的复制信号r_i(t)；基带用复数乘法器37进行消除信号u_b(t)和参数w_t的复数乘法，生成基带的复制信号r_b(t)。

在合成器38对来自接收天线11的接收信号y(t)和复制信号r_r(t)进行合成，也就是说，从接收信号y(t)减去复制信号r_r(t)，由此即可得到在RF带进行消除处理的合成信号y_or(t)。该信号y_or(t)由低噪声放大器39放大。该放大输出通过本机振荡器41的频率f_L的本机信号，在频率变换器42变换到IF带，再经带通滤波器43滤波后，由合成器44合成为复制信号r_i(t)，也就是说，通过复制信号r_i(t)的减法运算，进行IF带干扰信号的残留误差成分的消除。在IF带已进行消除处理的合成信号y_oi(t)由AGC放大器45放大，再由IQ检波器(正交检波器)46提取出同相及正交成分的振幅。该正交检波输出信号和复制信号r₀(t)提供给合成器47，从前者减去后者，在基带进行消除处理的合成信号y_ob(t)被作为基带合成信号y_c(t)输出。

这样，分3阶段消除干扰波，并在各段的计算机硬件中设定最适当的消除量，因此不要求在各构成部的过高精度。在图3中，一般来说从发送天线18漏泄到接收天线11的信号q_ou(t)的功率级，比接收天线11的希望信号s(t)的功率级高约30～40dB，因此，在无线频带的合成器38预先以无线频率用复制r_r(t)进行干扰去除处理，则低噪声放大器39的动作对不饱和范围的希望信号，具有提高最大增益的效果。此外，用数字处理进行基带的复数乘法器37、正交检波器46及合成器47的信号处理时，与模拟处理相比，可具有更高的处理精度。

图5是图3中发送部32的详细实施例。图4中的基带合成信号y_ob(t)，即y_c(t)由解调器51解调，变换为数据信号，根据该数据信号进行再次调制。该调制在第二阶段进行，首先由调制器52根据数据信号系列，生成基带的调制波复数包络线(基带调制信号)u_b(t)，其次再通过由2个乘法器、π/2移相器、加法器构成的正交调制器53，根据本机振荡器54的频率f_i的本机信号，频率变换为IF带的调制信号。这样得到的IF带调制信号u_i(t)再由频率变换器55根据本机振荡器56的本机信号，频率变换到RF带，经带通滤波器57、发送放大器15作为发送信号u_r(t)输出。调制器52的输出作为基带消除用信号u_b(t)，提供给图4的乘法器37；正交调制器53的输出作为IF带用消除信号u_i(t)，提供给复数包络线变换器36；发送信号u_r(t)作为来自耦合器19的RF带消除信号u_r(t)，提供给复数包络线变换器35。

在图4的构成中，IF放大器(AGC放大器)45作为电平检出器使用。具体地说，可利用作为电平检出器45的对数放大器输出，或者利用作为电平检出器45的自动增益控制放大器的增益控制信号作为电平信号。由于可由这种电平检出器观测平均电平，则可求出消除参数如下。

未完全消除时，如式(6)的该电平为希望波、干扰波、噪声及复制的合成功率。然而，当调整复制的振幅和相位，与干扰波互相抵消时，合成电平应降低。在最精确地抵消干扰波的状态下，电平检出器45的输出表示希望波和噪声的合成功率电平，为最小功率。参数控制部33观测上述电平检出器45的检出电平，并控制参数w_r、w_i使该电平为最小。调整振幅和相位的参数可由试探法逐次求得。但是，该方法必须在电平检出器45之前进行消除，所以仅对RF带和IF带的消除有效。另外，当没有关于相位的信息，仅由电平进行调整时，有时精度不太好。因此，仅适用于粗调整。参数w_b的调整按式(9)进行。

图6是在发送部32中插入衰减器58作为电平控制器，可控制发送输出。增音装置的动作刚开始后，消除参数w_r、w_i、w_b还未收敛到最适当值，输入到解调器51输入端的是还未充分消除干扰波的信号。因此，被解调的数据全部是随机的，发送信号也全部为随机调制的。这样，即使开始时还未进行消除，希望波可把输出限制在能充分解调的电平，再渐渐增大输出。增大的速度按求得消除参数的程度逐渐进行。该衰减器58的控制由参数控制部33来进行。

在图4的接收电路和图5的发送电路中，多用本机振荡器。当这些本机振荡器的频率精度不好并且在基带观测干扰波成分的复数包络线时，则频率设定误差相对于希望波转动。若消除参数紧紧跟随该转动，可除去干扰，然而，为了跟随，通常必然产生固定相位误差，所以参数推定精度降低。因此，应在相位同步环中使这些本机振荡器同步到1个基准振荡器的输出相位，使本机振铴器输出的相位随频率一起同步。若采用这种方法，参数控制部33不必跟随干扰波的相位转动，所以可以较好的精度求得消除参数。

在以上说明中，是以式(5-2)的ρ0近似的成立为前提的。因此，τ_d＞＞Ts，而且<s^*(t)u(t)>＝<s^*(t)s(t-τ_d)>≈0是必要的。当希望波信号S(t)被窄频带频谱限制时，相对于符号周期Ts将产生长的符号间干扰，则上述近似也可能不成立。这时的相应处理方法可以是：使发送信号u(t)的载波频率，相对于接收希望波信号s(t)的载波频率稍有偏移。也就是说，相对于增音装置从希望波s(t)基地台接收的接收波载波频率f_r，增音装置的发送载波频率为f_r′。这时，发送信号u(t)可以使用未设定频率偏移时的发送信号u₀(t)来用下式表示

u(t)＝u₀(t)exp(j2πΔft)                 (13)

Δf＝f_r′-f_r                             (14)Δf＝0时，u(t)为u₀(t)。按照发送信号u(t)的信号频谱频带容纳在规定频带内的程度，设定Δf的偏移。这样，即使不满足式(6)的条件<s^*(t)u₀(t)>＝0，即信号s(t)和u₀(t)的相关值不为0，经过比时间常数1/Δf足够长的时间，exp(j2πΔft)的平均即为0，所以可使下式为0。

ρ＝<s^*(t)u₀(t)exp(j2πΔft)>/(ó_só_u)    (15)

这种方法增加了少许频率偏移，作为一般频带内的频率偏差可使其在系统的容许范围以内。因此，如已有的第2个方法(图2)一样，未在信号上增加扰乱。

具体的方法是在图5的调制器52上设定频率偏移。调制器52把u(t)的同相成分和正交成分作为基带信号输出。即，把u_b(t)作为u(t)输出。u_b(t)是在未增加频率偏移时输出的s(t-τ_d)的基带信号，把这时的u_b(t)作为u_b0(t)。即u_b0＝s(t-τ_d)。如果在调制器内相对于u_b0(t)对exp(j2πΔft)进行复数乘法运算，即可容易地得到频率偏移。这时，u_b(t)＝u_b0(t)exp(j2πΔft)。在增加了频率偏移的调制器中，把u_b(t)＝u_b0(t)exp(j2πΔft)的同相成分和正交成分作为基带信号输出。在这样生成的信号u_b(t)上就有了Δf的偏移，则在图5的复制信号u_b(t)、u_i(t)、u_r(t)也包含了偏移。由于频率偏移的发送波u_r(t)漏泄到接收天线，则可由该偏移的复制信号消除漏泄信号。因此，式(4)到(12)的说明仍然成立。

还有一种方法是在图5的本机振荡器54或56的振荡频率f_i或f_L上增加Δf的偏移。如上所述，这些振荡器与接收侧的本机振荡器41、48(图4)同步，在保持其相位同步的情况下，使频率偏移，即可得到正确的Δf。这里，假定对本机振荡器54提供Δf的偏移。此时，u_i(t)、u_r(t)也仅偏移Δf，其消除算法与上述是一样的。但是，由于未对u_b(t)提供偏移，仍看作其为u_b0(t)，可进行u_b(t)＝u_b0(t)exp(j2πΔft)的复数乘法后，将u_b(t)输入到图4的复数乘法器37。或者，仍把u_b0(t)输入到复数乘法器37，再把w_b与exp(j2πΔft)相乘的w_bexp(j2πΔft)提供给复数乘法器37，也可得到同样的效果。

在以上说明中，以增音装置的发送天线向接收天线的耦合系数q₀是一定的。但是，q₀实际上是随温度变化等外部环境而变化的。该变化若是缓慢的，则式(9)的算法应当相应地跟随q₀的变化。其跟随速度可由步长在小μ(μ_r，μ_i，μ_b)调整。理论上1/μ是该算法的时间常数，μ小则时间常数长，通过长时间平均，高精度的干扰消除是可能的。当μ大时，时间常数小，则要敏捷地跟随其变动。

一般来说，RF带及IF带的消除部由于构成要素是模拟电路，因此精度不太高。另一方面，基带的消除部是数字信号处理，所以精度高，可进行细微的控制。但是，在基带的消除，不可能对低噪声放大器等的饱和作出相应的处理。因此，希望对q的成分分割来实行这些消除。把耦合系数分离为q＝q₀+Δq。q₀是如上所述缓慢变动的成分，Δq是变化比较快的成分。一般来说，可认为q₀＞＞Δq的情况多。在RF、IF带的消除中，使式(10)、(11)的μ_r或μ_i比较小。这样，耦合大，就除去了变化缓慢的成分。为了用基带消除器消除其残差和变化快的小的成分，选取μ_b比较大。由于基带是数字信号处理，精度高，根据变动速度，除式(12)以外，可使用已知的RLS算法，卡尔门滤波等，进行较好的适应信号处理。

如上所述，根据本发明，不进行领示信号插入、调制等，即可去除干扰成分，不会在发送波上增加任何扰乱，而且，由于在基带进行适应信号处理，干扰去除性能非常出色。本发明在移动通信，特别是无线呼叫方式的增音装置中是有效的。

Claims (13)

1.一种增音装置，其特征在于它包括：接收天线；在无线频带、中频带、基带的至少其中之一，合成由消除用信号乘以消除参数而生成的复数信号和接收信号、从所述合成信号得到并输出基带合成信号的载波合成部；进行所述基带合成信号的解调处理、用得到的数据信号生成发送信号和所述消除用信号的发送部；发送所述发送信号的发送天线部；根据上述基带合成信号和所述消除用信号算出上述消除参数，以使所述基带合成信号的功率减小、并输出到上述载波合成部的参数控制部。

2.如权利要求1所述的增音装置，其特征在于，所述参数控制部包括：通过把所述基带合成信号、所述消除用信号、步长系数之积与上次的所述消除参数相加而逐次生成更新的所述消除参数的部件。

3.如权利要求1、2所述的增音装置，其特征在于，所述载波合成部在基带进行所述合成，所述发送部具有生成所述发送信号的调制部件，所述基带信号作为消除用信号提供给所述载波合成部。

4.如权利要求1所述的增音装置，其特征在于，设有检出除所述基带以外的所述合成信号电平的电平检出器，所述参数控制部包括逐次决定所述消除参数、以使检出的所述合成信号的电平最小的部件。

5.如权利要求1、2、3、4所述的增音装置，其特征在于，所述发送部包括调整所述发送信号电平的电平控制部件，并根据所述参数控制的控制信号来控制所述电平控制部件。

6.如权利要求1、2、3、4所述的增音装置，其特征在于，频率变换用本机振荡的输出相位完全与一个基准振荡器同步。

7.如权利要求1、2所述的增音装置，其特征在于，所述发送部包括调制所述数据信号并生成基带调制信号的调制器；所述消除用信号包括所述基带调制信号；所述参数控制部生成的消除参数包括根据所述基带合成信号和所述基带调制信号生成的基带用消除参数；所述载波合成部包括对所述基带调制信号和所述基带用消除参数进行复数乘法以生成基带复制信号的乘法器，以及合成所述基带合成信号和所述基带复制信号并输出经消除处理的基带合成信号的基带合成部。

8.如权利要求7所述的增音装置，其特征在于，所述消除用信号包括无线频带的所述发送信号；所述参数控制部生成的消除参数包括根据所述发送信号和所述基带合成信号生成的无线频率用消除参数；所述载波合成部包括用所述无线频率用消除参数对所述无线频率发送信号进行复数调制并生成无线频率复制信号的复数包络线变换器，以及合成所述接收信号和所述无线频率复制信号并输出经消除处理的无线频率合成信号的无线频率合成部。

9.如权利要求8所述的增音装置，其特征在于，所述发送部包括正交调制上述基带调带信号并生成中频带调制信号的正交调制部件，以及把所述中频带调制信号变换为所述无线频带发送信号的频率变换部件；所述消除用信号包括由所述正交调制部件生成的所述中频调制信号；所述参数控制部生成的消除参数包括根据所述中频调制信号和所述基带合成信号生成的中频用消除参数；所述载波合成部包括：把所述无线频率合成信号变换为中频接收信号的接收信号频率变换部件，用所述中频用消除参数对上述中频调制信号进行复数调制并生成中频复制信号的中频用复数包络线变换器，合成所述中频接收信号和所述中频复制信号并输出经消除处理的中频合成信号的中频合成部，正交检波所述中频合成信号并生成所述基带合成信号的正交检波部件。

10.如权利要求8所述的增音装置，其特征在于，设有放大所述无线频率合成部输出的所述无线频率合成信号的低噪声放大器。

11.如权利要求7所述的增音装置，其特征在于，所述乘法器和所述基带合成部是进行数字运算的部件。

12.如权利要求1所述的增音装置，其特征在于，所述发送部生成相对于希望接收波的载波频率具有偏移的载波频率的所述发送信号，同时，把具有该频率偏移的所述消除用信号反馈到所述载波合成部。

13.如权利要求1所述的增音装置，其特征在于，所述参数控制部根据适应算法，至少逐次更新所述无线频带和所述基带的所述消除参数，至少所述无线频带的适应算法的时间常数要比所述基带的适应算法的时间常数长。

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