CN1169312C - 非线性电路的回波抵消器 - Google Patents

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Abstract

一种回波抑制的系统和方法，使用二个或多个传声器(22，36和/或68)，用来对应于由扬声器(20)输出的输入语音信号(L)进行回波信号(L’)的波束形成。传声器(22，36和/或68)的输出经适当滤波，然后进行线性合成(图3-7和10-11)以抵消回波信号(L’)，即使输入语音信号(L)已经非线性失真(例如在数模转换器(16)，放大器(18)和/或扬声器(20)中)也是如此。另外，传声器(22，36和/或68)可选择地安装或指向(例如如图8-9所示)以允许环境噪声(N)的线性抵消。

Description

非线性电路的回波抵消器
发明背景
发明领域
本发明涉及通信系统中的回波抵消器，尤其是作为例子涉及装备有免提操作的移动台中回波的抵消。
有关技术
在两个用户间的通信链路上供给双向(两路)语音传输的通信系统中，例如在陆线和无线电话系统中，来自本地用户的声信号通常由通信链路近端的传声器检测，然后在通信链路上传输到远端，在远端为远地用户用扬声器再现。反过来，来自远地用户的声信号由通信链路远端的传声器检测，然后在通信链路上传输到近端，在近端为本地用户用扬声器再现。在通信链路的任何一端，从另一端传输来的及在该端由扬声器再现的原始语音信号可以被周围环境反射或者通过周围环境传播，并在该端由传声器检测。因此，这个扬声器信号将传输回到在另一端的用户，并且其到达将相对原始语音信号有时间延迟(延迟量等于原始语音信号做“来回行程”所要求的时间)。该延迟时间信号可以产生能被另一端用户听到的扰动“回声”。
正如本领域所知，例如从通信链路的近端到远端返回的回波信号的感觉力(强度)是二个因子的函数：第一，从近端到远端传输的回波信号振幅(音量或响度)，第二，在远端接收的回波信号中相对于从远端到近端传输的原始语音信号的延迟量。通常，接收的回波信号或是振幅或是延迟的增加都导致感觉力的增加。远端接收的回波信号振幅又依赖于近端传声器对形成回波信号的本地扬声器的灵敏度。另一方面，回波信号的延迟依赖于通信媒质(例如有线或无线，模拟或数字等)。回波信号的这两个方面(振幅和延迟)在下面将进一步说明。
在有线电话的常规手机中，例如传声器设计成位于靠近用户的嘴，而扬声器设计成基本上被用户的耳朵覆盖。在这种装置中，为了合适地采集近端语音信号，传声器中没有需要大的增益(放大)，因此传声器对本地扬声器信号是不很灵敏的。另一方面，便携电话体积的连续缩小以及扬声器电话的使用增加意味着传声器将远离用户的嘴，因此，为了保留近端语音信号的期望电平，一定要有相对高的增益。但是，这也意味着传声器对正在采集的本地扬声器信号更加灵敏。对于与传声器离用户嘴更远的车载式电话一起使用的免提辅助设备情况更加显著，因此其增益一定要更高，这也意味着对正在采集的本地扬声器信号更灵敏。总之，由现代电话产生的回波信号的音量可能在感觉上是很显著的。
与回波信号相联系的延迟也可在感觉上是很显著的。对于给定的回波音量，感觉力的增加与最高可达50ms的回波延迟的增加成正比。通常，超过50ms的回波延迟被认为在感觉上是不能容忍的。有线网络的原始模拟电话产生的回波信号或者遇到相对短的延迟(即不超过50ms)，因而在感觉上不显著，或者遇到达到感觉上很显著的程度，它们受到的仅仅是线性失真，因此在网络内部可以有效地抵消。但是，较新的数字电话，包括数字无绳及蜂窝式电话，是通过声码器处理语音信号的，该声码器不仅引入了大的延迟(例如200ms量级)，还引入了阻止回波信号在网络中有效抵消的非线性失真。对于这些现代电话，回波信号一定要在源中抵消，即在传输之前抵消。
为避免不期望回波信号的传输，有必要将输入到传声器的近端用户信号与由扬声器产生的远端用户信号隔离开，但是其又可以由传声器检测到；有必要仅仅将近端用户信号传输到远端用户，这样远端用户将不会听到他自己语音的延迟版本。这通常是通过设计成从传声器输出中去掉回波信号的回波抑制或回波抵消的处理来完成的，因此仅仅留下了用户信号在传输(为说明目的，交替使用术语“回波抑制”和“回波抵消”以表示消除或减小回波信号的功能)。
尽管在上述的包括使用常规陆线电话手机的所有电话系统中需要的回波抵消至少要达到一定程度，其在免提扬声器电话应用中尤其严重，并且对于适合免提操作的车载或车撑(例如便携式)无线电电话特别严重。封闭的车载式环境极易于将扬声器信号多重反射到用于免提操作的高增益传声器中。但是，在该环境中的回波抵消的任务被车辆运动复杂化了，被运动的同时随车窗的打开或关闭以及随用户头的移动产生用户和回波信号相对方向和强度的变化而复杂化了。而且，现代数字无线电电话包含非线性部件(例如声码器)，其将非线性失真引入回波信号中，使得用简单的回波抵消技术来去掉它变得更加困难。
例如在美国专利US4,468,641；4,584,441；4,712,235；5,062,102；5,084,865；5,305,309；5,307,405；5,131,032；5,193,112；5,237,562；5,263,019；5,263,020；5,274,705；5,280,525；5,315,585；5,319,585；和5,475,731中可以看到在回波抵消上现有技术的各种尝试，尤其在移动无线电电话设施上的各种尝试。但是，在数字无线电电话设施中关于回波抵消问题的通用解决方法能够在图1所示的电路中看出。该回波抵消电路连接到诸如数字蜂窝电话(未示出)的电话系统。该电路的线10上接收来自电话系统的输入信号L。信号L是产生于远端谈话人(未示出)的语音信号的脉码调制(PCM)或其它数字表示。该数字信号加到数模转换器(DAC)16，放大器18和扬声器20，在此分别进行数模转换，放大和从电信号转换到声(声频)信号。
继续参考图1的回波抵消电路，每个DAC16，放大器18和扬声器20给输入信号L可引入至少一些(非线性)失真。结果扬声器20的输出并不是输入信号L的真实复制而是失真的版本L’。声频信号L’在被传声器22检测之前将在周围区域传播，经受一个或多个表面反射，并在方向、振幅、频率和/或相位上发生变化，该传声器22实际上是用来检测来自近端谈话人4的发出信号T的。正如本领域所知，在信号L’从扬声器20传到传声器20时，其经受的多路径和依赖频率的振幅和相位变化及延迟能用单一线性声传输函数描述，这里设为H1。类似地，另一声传输函数能用来定义从谈话人4到传声器22的语音信号T的合成路径，这里设为H3。
仍参考图1，包括或连接到放大器及模数转换器(为简单缘故，两者都未在图1中示出)的传声器22将声回波和谈话人声频信号转换成数字电信号。传声器22的输出是合成信号M1＝L’·H1+T·H3(此处符号“·”分别设为在频域或时域内这些信号的乘法或卷积)。信号M1馈入加法器(或者相当的减法器)24的输入。加法器24的其它输入接收自适应FIR滤波器14的输出，该自适应FIR滤波器14用来通过例如在美国专利5,475,731中公开的一组滤波器抽头系数建模或估计传输函数H1。滤波器14的输入是输入信号L(先于DAC16中的数模转换)，因而滤波器14的输出是L·H1，其大概接近回波信号L’H1。假定滤波器14能够补偿或匹配通过DAC16、放大器18，扬声器20、声路径H1及传声器22的信号L的延迟，结果滤波器14的输出与信号M1是时间均衡的。因此，通过从信号M1中在加法器24减去滤波器14的输出，M1中的(声)回波信号L’·H1应当通过(电)回波估计量L·H1而有效地抵消，仅留下希望的谈话人信号T·H3在线12上传输至电话系统，在电话系统其能被进一步处理并传输到远端谈话人。
可以理解滤波器14所具有的传输函数是一个估计值，而不是H1的真正复制，而且H1是受车载环境(例如窗户打开或关闭)变化影响的动态函数。如果这个变化发生在输入信号L有效的时候，则滤波器14的输出可以偏离真实的回波估计量，因此在线12上将有残余回波信号E1。当然，如果谈话人正在讲话，信号E1还将包含语音信号T·H3。但是，假定回波和语音信号相对地不相关，以便信号E1能够用作为自适应地调节滤波器14的系数使得信号E1最小化的误差反馈信号。最小均方(LMS)算法是公知的能用于该目的技术。正如EP-A-709958所公开的，LMS算法使信号E1最小化的速率能够提高。
图1现有技术回波抵消电路的固有属性在于假设从扬声器20输出的回波信号L’基本上等于输入到滤波器14输入的输入信号L。换言之，根据图1电路的回波抵消要求由DAC16，放大器18和扬声器20引入到信号L的失真相对忽略不计。如果这样，则只要信号L’的传输函数H1能够基本上在滤波器14中复制，通过从M1中减去滤波器14的输出L·H1，回波信号L’·H1就能够有效地从发出信号M1＝L’·H1+T·H3中去除。因此当近端谈话人静默时，在该理想状态下的误差信号E1就将为零。
但是，在许多“现实世界”的应用中，对于图1电路中信号失真的可忽略效果(即L’·H1＝L·H1)的内在假设是不真实的。实际上，大的失真可以加到一个或多个DAC16、放大器18和扬声器20中的输入信号L。在这种情况下，自适应滤波器14的传输特征将把加法器24的相减抵消限制在信号L的那些未失真的分量上，因而在线12上留下很大残余回波信号E1＝L’·H1-L·H1，其能被远端谈话人听到。换言之，因信号L和L’不是线性地相关，信号E1将包含传输到远端谈话人的非线性失真。
在许多实际应用中，扬声器20中加入了大的失真。例如与蜂窝电话一起使用的免提辅助设备中的典型扬声器将引入因传输频带中的谐振引起的大约10％的振幅失真。而且，经过扬声器和传声器的信号增益可高达12dB。这把具有图1电路的回波抑制限制到大约20-12＝8dB，这远远不够45dB的最小工业要求的标准。即使在使用昂贵的(较高质量)、具有很小或没有传输频带谐振的“线性”(动态)扬声器的场合，将仍然有大约1％的失真，并且仅扬声器就将回波抑制限制在大约28dB。当然，其它部件(DAC和放大器)也将加入更多的失真，由此引起图1回波抑制电路的性能更加偏离可接收的工业标准。总之，对于许多实际的应用，图1的理想化电路并不满足最小的工业标准或用户要求。
认识到图1回波抵消电路的局限，现有技术通过使用较低失真的部件来企图克服这些局限，例如这些部件有动态扬声器，或者通过增加用于去掉或阻塞线12上残余回波信号的其它部件来克服这些局限，这些其它部件例如有中心限幅器，自适应衰减器，谱减法器，话音检测器，通话重叠检测器，发散检测器或者噪声分析检测器。但是，较低失真部件是昂贵的，正如上述并不能完全地消除失真或者显著地改善整体性能。而且一些附加的部件实际上增加它们自己的失真，另外一些部件实际上可干扰电路的正常工作。例如，话音检测器常常被环境噪声听愚弄，导致代替回波信号而偶然地去除了语音信号。使用其它类型的检测器也会遇到类似的缺点。
与免提电话系统中回波抵消问题相关的是声噪声抵消的问题，即从正在传输的谈话人信号去掉环境(背景)噪声。EP-A-729-288公开了移动设施中噪声抵消的一种方法，这里用一对传声器分别检测驾驶员语音和乘客语音。当一个传声器用于检测语音时，另一个传声器就用于检测环境噪声。因此，当驾驶员的传声器检测语音时，乘客的传声器就检测噪声，其用来通过第一自适应滤波器来估计由驾驶员传声器接受的语音信号中的噪声分量以便在第一加法器中能够从语音信号中减去该噪声分量。类似地，当乘客的传声器检测语音时，驾驶员的传声器就检测噪声，其用来通过第二自适应滤波器来估计由乘客传声器接受的语音信号中的噪声分量以便在第二加法器中能够从该语音信号中减去该噪声分量。然而该方法是以噪声抵消而不是回波抵消为目标的。
Kuo等人公开了一种关于噪声和回波抵消的新方法，见“AcousticNoise and Echo Cancellation Microphone System for DesktopConferencing”，The Proceedings of the 6th InternationalConference on Signal Processing Applications and Technology(ICSPAT)，October 24-26，1995，pp.41-45。正如图2所示，该方法使用了彼此靠近放置但指向相反方向的双向传声器22和26。第一个传声器22指向近端谈话人4，用作为主传声器。第二个传声器26背向近端谈话人4，用作为抵消来自噪声源8的环境噪声信号N的参考传声器。声屏障(未示)置于传声器22和26之间，以减小进入参考传声器26的谈话人信号T的泄漏。
继续参考图2噪声和回波抵消电路，当该电路处于空闲模式时，将没有近端或远端谈话人信号，并且主传声器和参考传声器22和26的输出Mp和Mr分别仅包含来自噪声源8的背景噪声N。来自主传声器22的噪声信号Mp供给加法器27。来自参考传声器26的噪声信号Mr馈入具有传输函数A(Z)的自适应滤波器28。在加法器27中从噪声信号Mp中减去自适应滤波器28的输出。空闲模式期间，自适应滤波器28使用LMS算法调节其系数，以使加法器27中的噪声信号Mp相减。空闲模式期间，自适应滤波器28使用LMS算法调节其系数，以使加法器27输出上的误差信号Ea最小化，因而抵消来自主传声器22的噪声信号Mp。自适应滤波器28最终收敛于使残余噪声Ea最小化的最佳传输函数A*(Z)。
当图2电路处于接收模式时，除了来自噪声源8的背景噪声N之外，将有来自扬声器20的回波信号L’。一确定的最佳滤波器A*(z)，其系数从先前的空闲模式得到，用来代替自适应滤波器28以抵消主信号Mp中的噪声分量。信号Mp的回波分量在加法器29中抵消。该加法器29接收具有传输函数B(Z)的自适应滤波器30的输出。自适应滤波器30使用LMS算法调节其系数并进行声回波抵消，以使加法器29的输出上的残余误差号Eb最小。自适应滤波器30最终收敛于使残余回波Eb最小化的最佳传输函数B*(Z)。
当图2电路处于传输模式时，除了来自噪声源8的背景噪声N之外，将有来自近端谈话人4的语音信号T(但大概没有回波信号)。确定的最佳滤波器A*(Z)但不是滤波器B*(z)再次用来抵消主信号Mp中的噪声分量。该模式中，可认为由于传声器22和26的定位及它们用声屏障隔离，将有极少的语音信号T泄漏入参考传声器26。因此，可以认为近端谈话人信号T将由主传声器22检测并以最小的失真传输到远端谈话人。
当图2电路以“重叠通话”(传输和接收)模式工作时，参考信号Mr包含来自噪声源8的背景噪声N，来自扬声器20的回波信号L’和来自谈话人4的(大概最小)语音信号T。该模式中，分别来自先前空闲和接收模式的确定最佳滤波器A*(Z)和B*(Z)分别用来抵消主信号Mp中的噪声和回波分量。
图2电路设计成允许采用二个低级滤波器以进行噪声和回波的抵消。由于主和参考传声器22和26靠近放置，其输出Mp和Mr将分别包含高相关的声噪声和回波信号，其能够分别用二个低级滤波器28和30抵消。然而，该设计要求采用强力语音检测器，以将空闲模式、接收模式、传输模式和重叠通话模式中的语音和噪声区分开。在噪声环境，例如车载式电话环境，这种检测器极易被噪声愚弄，尤其在移动对移动呼叫时更如此。而且，图2的电路设计要求滤波器28和30在不同模式工作期间应被起动和被停用，因而导致能被远端用户听到的干扰转换。
签于上述回波和/或噪声抵消方法的不足，需要有新的回波抵消电路，在非线性失真出现时其能有效地去掉回波信号，并且不要求使用昂贵部件或附加检测器。还希望即使在噪声或变化的环境，该新电路应能够有效地抵消回波。另外，希望该新电路能够有效地抵消背景噪声。本发明将满足这些目的。
发明概要
本发明提供了期望水平的回波抑制，不需要昂贵的高质量声频部件，例如图1电路所要求的线性扬声器，也不需要使用带有附带问题的检测器电路，例如图2电路所要求的语音检测器。通常，获得根据本发明的回波抑制是通过：(1)将图1一个传声器电路的失真信号E1不用作回波抵消电路的输出，但仅作为估计希望的声传输函数的自适应滤波器的误差信号，(2)使用至少一个其它传声器和至少一个估计另一希望的声传输函数的其它自适应滤波器，正如图2的双传声器电路，同时通过使用输入信号L作为调节至少一个自适应滤波器系数的参考信号来避免使用语音检测器，(3)使用一个或多个自适应滤波器系数滤波一个或多个传声器(它们本身实际上不增加失真)的失真回波信号输出，以及(4)线性地合成滤波的和/或非滤波的传声器输出以消除非线性失真的回波信号。这种方式下，由一个传声器检测的失真声回波信号基本上能够被由另一个传声器检测的失真声回波信号抵消，这代替了通过基于未失真回波信号的电回波估计量进行的仅仅部分的抵消，其通常的情况例如是图2的现有技术电路。
在本发明电路的各种各样实例中，任何传声器输出的期望滤波都可以在其系数复制于一个或多个自适应滤波器的确定滤波器中，在其系数是参考输入信号L调节的自适应滤波器中，或者在使用另一自适应滤波器的输出作为参考信号的自适应滤波器中完成。而且在这些实例中，通过适应定位或指向本发明传声器，还可以自动地抵消环境噪声，以及伴随回波信号的抵消。与现有技术不同，这个新的线性的对回波和噪声抵消的方法并不关注在任何时间近端和远端谈话人的哪一个是有效的，此外，它不会被噪声“愚弄”，并且其自身不会插入任何非线性失真的产品。
在一个方案中，本发明提供了在声频电路中回波抵消的方法，该声频电路包括传声器和扬声器，传声器检测来自近端用户的语音信号，扬声器接收远端语音信号并产生也被传声器检测的对应回波信号。该方法包括步骤：提供至少一个用于检测回波信号的声频电路中的其它传声器，该至少一个其它传声器还检测近端语音信号；在多个自适应滤波器中估计多个声传输函数，每个自适应滤波器具有多个系数，至少一个自适应滤波器使用远端语音信号作为适配其系数的参考信号；滤波使用一个或多个自适应滤波器系数的一个或多个传声器的输出；以及合成滤波的和/或未滤波的传声器输出，使得在基本上保留近端语音信号的同时基本上抵消回波信号。
该方法可能的几个实例中，声频电路包含第一和第二传声器，从扬声器到第一和第二传声器的回波信号是分别以声传输函数H1和H2为特征的。类似地，该方法可能的几个实例中，声频电路包含第一、第二和第三传声器，从扬声器到第一、第二和第三传声器的回波信号分别是以声传输函数H1、H2和H5为特征的。这里说明了各双传声器和三声器电路的若干示例性实例。当然，通过本发明可设想许多其它的实例，包括那些超过三个传声器电路的实例。
在关于双传声器电路发明方法的第一个示例性实例中，该方法包括步骤：在第一自适应滤波器中估计H1，使用远端语音信号作为适配第一自适应滤波器系数的参考信号；在第二自适应滤波器中估计H2，使用远端语音信号作为适配第二自适应滤波器系数的参考信号；在使用第二自适应滤波器系数的第一确定滤波器中滤波第一传声器的输出；在使用第一自适应滤波器系数的第二确定滤波器中滤波第二传声器的输出；以及从第一确定滤波器输出减去第二确定滤波器的输出。
在关于双传声器电路的第二个示例性实例中，该方法包括步骤：在第一自适应滤波器中估计H1，使用远端语音信号作为适配第一自适应滤波器系数的参考信号；在第二自适应滤波器中估计H2，使用远端语音信号作为适配第二自适应滤波器系数的参考信号；在估计H1/H2的确定滤波器中滤波第二传声器输出，使用第一和第二自适应滤波器的系数；以及从第一传声器输出减去确定滤波器输出。
在关于双传声器电路的第三个示例性实例中，该方法包括步骤：在第一自适应滤波器中估计1/H1，使用远端语音信号作为适配第一自适应滤波器系数的参考信号；在第二自适应滤波器中估计1/H2，使用远端语音信号作为适配第二自适应滤波器系数的参考信号；在第一自适应滤波器中滤波第一传声器输出；在第二自适应滤波器中滤波第一传声器输出；在第二自适应滤波器中滤波第二传声器输出；以及从第一自适应滤波器输出中减去第二自适应滤波器输出。
在关于双传声器电路的第四个示例性实例中，该方法包括步骤：在第一自适应滤波器中估计H1，使用远端语音信号作为适配第一自适应滤波器系数的参考信号；在第二自适应滤波器中估计1/H2，使用远端语音信号作为适配第二自适应滤波器系数的参考信号；在第二自适应滤波器中滤波第二传声器输出；在使用第一自适应滤波器系数的确定滤波器中滤波第二自适应滤波器的输出；以及从第一传声器输出减去确定滤波器输出。
在关于双传声器电路的第五个示例性实例中，该方法包括步骤：在第一自适应滤波器中估计H1，使用远端语音信号作为适配第一自适应滤波器系数的参考信号；在第二自适应滤波器中估计H1/H2，使用第一自适应滤波器输出作为适配第二自适应滤波器系数的参考信号；在第二自适应滤波器中滤波第二传声器的输出；以及从第一传声器输出减去第二自适应滤波器的输出。
在关于双传声器电路的任何上述示例性实例中，第一和第二传声器可以相对用户和扬声器定位，使得第一传声器接收比第二传声器更高电平的近端语音信号，以及第二传声器接收比第一传声器更高电平的回波信号。另外，第一和第二声器可基本上距扬声器等距离定位，目的的在于还能抑制基本上由第一和第二传声器等量接收的环境噪声。
在关于三个传声器电路的第一个示例性实例中，该方法包括步骤：在第一自适应滤波器中估计H1，使用远端语音信号作为适配第一自适应滤波器系数的参考信号；在第二自适应滤波器中估计H2，使用远端语音信号作为适配第二自适应滤波器系数的参考信号；在第三自适应滤波器中估计H5，使用远端语音信号作为适配第三自适应滤波器系数的参考信号；在分别使用第二和第三自适应滤波器系数的第一对确定滤波器中滤波第一传声器的输出；在分别使用第一和第三自适应滤波器系数的第二对确定滤波器中滤波第二传声器的输出；在分别使用第一和第二自适应滤波器系数的第三对确定滤波器中滤波第三传声器的输出；在第一乘法器中用常数(C)乘以第一对确定滤波器的输出，此处0≤C≤1；在第二乘法器中用常数(1-C)乘以第二对确定滤波器的输出；以及从第一和第二乘法器的输出减去第三对确定滤波器的输出。
在关于三个传声器电路的第二个示例性实例中，通过分别再定位第一对和第二对确定滤波器中其它两个确定滤波器输出处的第一和第二乘法器，使用第一实例中的第三自适应滤波器系数的两个确定滤波器可被单一确定滤波器代替，并且在该单一确定滤波器滤波它们之前合成第一和第二乘法器的输出。在关于三个传声器电路的任何一个示例性实例中，能够调节常数值(c)，目的在于跟踪近端语音信号的方向或者使噪声冲击最小化。
附图及所附的详细说明可使本发明上述及其它优点更明显。
附图的简要说明
参考下述附图将更好理解本发明，其若干目的和优点将变得清楚。
图1是通用现有技术回波抵消电路的方框图；
图2是某些噪声和回波抵消电路的方框图；
图3是根据本发明构造的双传声器回波抵消电路的一个实例的方框图；
图4-7是图3双传声器回波抵消电路的各种选择实例；
图8-9是来自图3-7任何电路的双传声器示例性结构的二个不同视图，该结构用于装在常规车辆上关于蜂窝电话的免提辅助设备中噪声和回波抵消；以及
图10-11是根据本发明构造的三个传声器回波抵消电路的选择实例。
详细说明
首先参考图3，图1常规回波抵消电路已根据本发明一个实例进行了修改。在该实例中，除了传声器22之外，第二个传声器36用来检测来自扬声器20的回波信号L’和来自近端谈话人4的谈话人信号T。正如在下面所做的图3工作综述之后的理解，传声器36与图2传声器26相比其使用是以不同的方式。还可理解，尽管由部件16-20引起的失真防止滤波器14回波估计输出完全抵消图1加法器24中的声回波，然而滤波器14用在图3以估计声传输函数H1，这是因为即使出现这种失真，其系数将收敛于相同值。
如图3所示，扬声器20和传声器36之间的声频道路是以H2表示的声传输函数为特征的。类似地，近端谈话人4和传声器36之间的声频通路是以由H4表示的声传输函数为特征的。传声器36的输出M2＝L’·H2+T·H4加到加法器38的一个输入。加法器38的另一输入接收建模函数H2的自适应FIR滤波器40输出。自适应滤波器40的输入是在线10上来自电话系统的输入信号L。因此，自适应滤波器40的输出是信号L·H2，其在加法器38中被从信号M2中减去。自适应滤波器40使用LMS算法以使加法器38输出端的误差信号E2最小化。
继续参考图3，第一传声器22的输出M1＝L’·H1+T·H3加到确定FIR滤波器42，其系数复制于自适应滤波器40的抽头，如滤波器40和42之间虚线44所示。因此，确定滤波器42的输出是由L’·H1·H2+T·H3·H2合成所表示的合成回波和谈话人信号，类似地，第二传声器36的输出M2＝L’·H2+T·H4加到确定FIR滤波器32，其系数复制于自适应滤波器14的抽头，如滤波器14和32之间的的虚线34所示。因此，确定滤波器32的输出是由L’·H2·H1+T·H4·H1合成所表示的合成回波和谈话人信号。如图3所示，确定滤波器32的输出在加法器46中被从确定滤波器42的输出中减去。由于通过定义L’·H1·H2＝L’·H2·H1，确定滤波器32和42输出中的回波分量将在加法器46中彼此线性抵消，在加法器46输出端F留下无回波合成谈话人信号T·H3·H2-T·H4·H1＝T(H3·H2-H4·H1)在线12上传输至电话系统。
应该理解，图3电路在加法器46所获得的线性回波抵消是与二个传声器22和36及扬声器20的结构或相对定位无关的。但是理想的期望是：正如在加法器46输出端F所反映的，电路的频率响应应该尽可能密切地响应在传声器22检测到的谈话人信号T。从数学上讲，希望下述方程成立：
F＝T(H3·H2-H4·H1)＝T·H3
正如将会极易认识到的，如果H2＝1和H4·H1＝0，则该方程成立。如果第二个传声器36直接放置在扬声器20的前面并靠近放置，使得由传声器36检测的直接信号能量对反射L’信号能量之比值很大，则第一个条件将能够满足，H2将非常接近于脉冲函数(即H2＝1)。如果第二个传声器36定位于比第一个传声器22更靠近(例如10倍靠近)扬声器20以使H1《H2，并且如果第一个传声器22指向谈话人4，同时第二个传声器36背向谈话人4并指向扬声器20使得H4＜＜H3的话，则第二个条件可以满足。因此，H4·H1＜＜H3·H2并且H4·H1能作为接近于0处理。在这些条件下，合成(H3·H2-H4·H1)将有效地减到H3，输出信号F将类似理想输入信号T·H3。
其次参考图4，其示出图3回波抵消电路的选择实例。该实例中，传声器22的输出M1直接提供给加法器46，不需要经过诸如图3所示确定滤波器42的任何滤波器。该方案消除了经过滤波器42处理近端谈话人信号T的任何延迟，而这种延迟对远端谈话人是易见的。而且，如果传声器22靠近近端谈话人4定位，通过通路H1信号T中的任何延迟能被最小化。为在加法器46提供回波抵消，传声器36的输出M2经过确定无限脉冲响应(IIR)滤波器48，该确定无限脉冲响应滤波器48实现有理声传输函数H1/H2(此处符号“/”分别设为频域或时域中的除法或反卷积)。该函数的分子H1是由复制自适应滤波器14系数得到的，如虚线34所示。分母H2是由复制自适应滤波器40系数得到的，如虚线44所示。
继续参考图4，传声器22的输出M1是由合成L’·H1+T·H3表示的合成回波和谈话人信号。滤波器48输出是由合成L’·H1+T·H4·H1/H2表示的合成回波和谈话人信号。在加法器46中滤波器48的输出被信号M1减去。假定信号L’通过路径H2的延迟小于或等于通过路径H1的延迟(其可以是这种情况，例如若传声器36比传声器22更靠近扬声器20，或者若传声器36和扬声器20包含在相同的组件中)，则将为滤波器48保留因果关系。信号M1中的回波分量L’·H1将被来自确定滤波器48输出的等量分量有效地抵消。因此，到电话系统的回线12上的信号F将是无回波的。
其次参考图5，其示出图3回波抵消电路的另一选择实例。可以认为该实例比图4所示实例更有效，因为它避免了与复制诸如图4滤波器14和40之滤波器系数相联系的处理和存储要求。而且，该实例避免了与使用IIR滤波器相联系的危险，IIR滤波器在某些频率下将变得不稳定，例如可以发生若图4滤波器48分母的H2在任何频率下可为零时的危险。图5中，传声器22和36的输出将分别供给自适应FIR滤波器50和52，其分别估计有理传输函数1/H1和1/H2，并且其分别使用LMS算法使加法器24和38输出端的误差信号E1和E2最小化。正如本领域技术人员所理解，由于FIR滤波器是无条件地稳定，其相当于IIR功能的FIR近似的自适应滤波器50和52将在所有频率上是稳定的。
图5还示出延迟元件54和56，其分别用于确保滤波器50和52的因果关系，以及分别用于到各个加法器24和38的输入信号的时间校准。换言之，没有延迟元件54和56，滤波器50和52将不得不估计负延迟，目的是补偿信号L经过由部件16-20，声道路H1或H2及传声器22或36所构成环路部分的正延迟，正如所使用的。延迟元件54和56的包含分别允许滤波器50和52收敛到分别等于元件54和56中延迟量与环路其余部分之间差值的正延迟。正如本领域普通技术人员所理解的，延迟元件54和56能线性地工作，使得在信号L中不引入任何失真。还可理解，通过元件54和56的延迟量应是相同的，使得可确保形成加法器46输入的滤波器50和52输出的时间校准。因此，在分流入加法器24和38之前输入信号L穿过单一延迟元件代替延迟元件54和56成为可能。
继续参考图5，自适应滤波器50的输出是由L’+T·H3/H1合成表示的合成回波和谈话人信号。类似地，自适应滤波器52的输出是由L’+T·H4/H2合成表示的合成回波和谈话人信号。滤波器52的输出在加法器46中被滤波器50的输出减去，由此抵消回波分量L’，保留谈话人信号T(H3/H1-H4/H2)。结果，到电话系统的回线12上的信号F为无回波。应注意到，尽管图5中传声器22和36距扬声器20基本相等，但这种配置并不是在加法器46有效回波抵消所要求的，其仅是为图示说明之目的的。图5电路适当工作仅仅要求的是H3/H1＞＞H4/H2，以便在加法器46回波抵消之后将基本上保留了谈话人信号T。例如，如果传声器22指向近端谈话人4并背向扬声器20，同时传声器36背向近端谈话人4且指向扬声器20，使得H3＞＞H4和H1＜＜H2，则上述要求能够满足。
下面参考图6，其示出了图3回波抵消电路的另一选择实例。可认为该实例是图3所示电路的某些混种，因为其使用了上述两电路中的某些部件。图6电路避免使用诸如图4滤波器48的潜在不稳定IIR滤波器，但要求系数的一些复制，即使对图3中使用的稳定FIR滤波器32也是如此。图6电路使用了与图5相同目的的延迟元件56(即到加法器38的输入时间校准)，但它不要求使用图5中的延迟元件54，这是因为图6中的自适应滤波器14能够适当地构成那部分电路中信号L的延迟(即，为到加法器24的输入时间校准之目的)。但是，图6电路可以要求使用另一线性延迟元件58，以确保传声器22的输出M1同FIR滤波器52的输出时间校准地到达加法器46，使得这二个输出中的回波分量将在加法器46中彼此有效地抵消。可以理解，为了这个目的，通过元件58的延迟应与通过元件56的延迟匹配，其又等于通过声通路H2和滤波器52的延迟。由于滤波器32混合了通过声道路H1的延迟估计量，如果延迟元件56和58具有匹配延迟，从传声器36到加法器46的延迟信号将遇到与从传声器22到加法器46的延迟信号的相同延迟。
从图6可以看出，传声器22的输出M1是由L’·H1+T·H3合成表示的合成回波和谈话人信号。滤波器32的输出是由L’H1+T·H4·H1/H2合成表示的合成回波和谈话人信号。滤波器32的输出在加法器46中被传声器22的(延迟)输出M1减去，由此抵消回波分量L’·H1，留下谈话人信号T(H3-H4·H1/H2)。结果，到电话系统的回线12上的信号F将是无回波的。正如图5，尽管传声器22和36在图6中距扬声器20的距离相等，这种配置并不是在加法器46有效回波抵消所要求的，但它仅仅是为图示说明的目的。图6电路适当工作的要求仅是H3＞＞H4·H1/H2，使得谈话人信号T将基本上在加法器46回波抵消之后保留。例如，如果传声器22和36采用下述方式定位或指向，即传声器22接收基本上比传声器36较大的谈话人信号T的能量，其意味着H3＞＞H4，则上述要求能够满足。
下面参考图7，其示出图3回波抵消电路的另一选择实例。该实例组合了与前面讨论实例相联系的优点，同时避免了任何潜在的缺点。特别是，该实例避免了滤波器系数的复制或者使用IIR滤波器或者延迟元件，同时在加法器46提供有理想的回波抵消。图7中，传声器22的输出M1直接馈入加法器46。这意味着，如果传声器22靠近近端谈话人4放置，将存在被传声器22检测到的最小延迟的信号T。自适应FIR滤波器60估计基于自适应滤波器14输出和传声器36输出M2的有理传输函数H1/H2。正如前述，不管有理函数的实现，滤波器60将是稳定的，因为它是FIR滤波器。
继续参考图7，传声器22的输出M1是由L’·H1+T·H3合成表示的合成回波和谈话人信号。滤波器60的输出是由L’·H1+T·H4·H1/H2合成表示的合成回波和谈话人信号。滤波器60的输出在加法器46中被信号M1减去，由此抵消回波分量L’·H1，留下谈话人信号T(H3-H4·H1/H2)。结果，到电话系统的回线12上的信号F将是无回波的。而且，只要传声器22和36相对谈话人4定位使得H3＞＞H4，则电路输出端的信号F将非常接近出现在电路输入端的理想谈话人信号T·H3。总之，图7电路获得了具有谈话人信号T最小延迟或失真的回波抵消。
为图示说明目的，图7表示出直接放置在扬声器20前面的传声器36，其意味着H2应很接近于1，函数H1/H2很接近H1。在这些情况下，自适应滤波器60基本上建模从扬声器20到传声器22的回波通路H1。但是，应当注意，即使传声器22和36例如定位在距扬声器20基本相等的距离，图7电路仍能获得理想的回波抵消。只要谈话人4比传声器36更靠近传声器22，H3将比H4大，谈话人信号T将保留在电路输出端。但是，如果传声器22和36相对于扬声器20定位，使得通过声通路H2的延迟比通过声通路H1的延迟长，则将延迟加在信号M1上(例如图6延迟元件58所示)以便确保图7滤波器60的因果关系是必须的(否则滤波器60不得不估计负延迟)。
如图2所示，尽管一直没有结合图3-7特别讨论来自噪声源8的背景噪声N的影响，可容易理解，环境噪声在加法器46中要被抵消的程度分别依赖于由传声器27和36检测到的噪声信号的相对振幅，频率和相位，依赖于在到达加法器46之前施加到这些噪声信号的滤波器传输函数的属性。但是，如果分别到传声器22和36声回波通路H1和H2的增益能做到基本上彼此相同，并且能做到与对应声噪声通路的增益基本上相同，则在加法器46接收的噪声分量能够按相同方式并使用与回波分量相同的滤波器来抵消(至少对于那些可听到的低频噪声分量，例如300-800Hz范围，其应当在每个传声器22和36上被同相和等幅检测到)。该双重噪声和回波抵消能够通过把传声器22和36距扬声器20等距离放置使得H1＝H2来完成。为确保近端谈话人信号T在加法器46中也不被抵消，传声器22能够比传声器36更靠近谈话人4放置使得H3＞＞H4。这种配置的例子示于图8-9。
下面参考图8～9，其示出免提峰窝电话应用中来自图3-7的传声器22和36及扬声器20示例性结构的两个普通视图。蜂窝电话(未示出)装在具有仪表板64和挡风屏66的常规车辆62上。传声器22和36可作为用于蜂窝电话的免提辅助设备工具的一部分提供。扬声器20还可以作为辅助设备工具部分提供或者是车辆62上原始无线电设备部分。在图8-9所示的例子中，扬声器20在中央地装在仪表板64的下面，传声器22和36安装在档风屏66相对着的上角部。看上去传声器22更靠近近端谈话人4，其在这种情况是车辆62的司机。另一方面，看上去传声器36更靠近另一个近端谈话人6，其在这种情况是车辆62中前位的乘客。这种配置允许两个近端谈话人4和6进行免提的谈话。
图8-9还说明了对应图3-7所示的来自扬声器20回波信号L’以及来自近端谈话人4信号T的声传输函数H1-H4。为了简单，这里没有示出或讨论来自近端谈话人6语音信号的声传输函数，不过可以理解近端谈话人6的噪声和回波抵消分析将借鉴一般结合图3-9所做的对近端谈话人4的分析。在图8-9所示的例子中，从扬声器20到传声器22和36的声频道路分别以等长度描述，因此函数H1和H2的增益应当基本上相等(即 H 1 ≅ H 2 )。另一方面，从谈话人4到传声器22的声频通路基本上短于从谈话人4到传声器36的声频通路，因此，函数H3的增益应当基本上大于函数H4的增益(即H3＞＞H4)。
由于噪声信号N和回波信号L’在图8-9的各传声器22和36是高相关的，它们将在图3-7所示任何电路的加法器46进行类似地抵消。另外，由于传声器22接收比传声器36更大的谈话人信号，在加法器46的噪声和回波抵消之后谈话人信号将基本上保留。但是，在一些装置中，有必要在输出信号F上使用自动增益控制(AGC)，以确保到电话系统的线12上有合适的信号电平(信噪比)。在近端谈话人对变化的噪声状态反应而调节其语音时，AGC还将给远端谈话人提供更一致的接收音量电平。而且，需要AGC来减小因在数字电话系统中使用编解码器导致的量化噪声的影响。
尽管图3-9已经说明了仅使用二个传声器电路的本发明，可以理解，线性合成不同的传声器信号以取得回波抑制的本发明方法能够使用三个或多个传声器。图10-11提供了根据本发明使用三个传声器的回波抵消电路的两个例子。这两个例子扩展了图3基本电路，从二个传声器到了三个传声器。但是应清楚地理解，图4-9的电路能够类似地扩展，而且对于本领域技术人员，根据本发明使用多于三个传声器来构造许多不同电路是极其容易的。
现在参考图10，自适应滤波器14和40为从扬声器20到传声器22和36的回波通路分别建模声传输函数H1和H2，并且使用LMS算法分别使加法器24和38输出端的误差信号E1和E2最小化，它们是与图3所示电路讨论的方法相同进行的。但是图10电路使用了第三个传声器68、加法器70和给从扬声器20到传声器68的回波通路建模声传输函数H5的自适应滤波器72，自适应滤波器72也使用LMS算法使加法器70输出端的误差信号E3最小化。正如前述，其目的是控制传声器22、36和68输出中的回波分量，使得它们能够在加法器46中线性地合成和抵消。为此目的，图10电路使用了二个其系数沿线34复制于自适应滤波器14的确定滤波器32，二个其系数沿线44复制于自适应滤波器40的确定滤波器42，以及二个其系数沿线76复制于自适应滤波器72的确定滤波器74。换言之，确定滤波器32，42和74分别实现传输函数H1，H2和H5，如图10所示。
继续参考图10，传声器22的输出M1分别通过滤波器42和74的二个连续级，然后，在乘法器78中乘以常数(C)(此处0≤C≤1)。乘法器78输出端的回波分量是信号C·L’·H1·H2·H5，其馈入加法器46。传声器36的输出M2分别通过滤波器32和74的二个连续级，然后在乘法器80中乘以常数(1-C)。乘法器80输出端的回波分量是信号(1-C)·L’·H2·H1·H5，其也馈入加法器46。传声器68的输出M3分别通过滤波器32和42的二个连续级，所产生的回波分量L’·H5·H1·H2然后直接馈入加法器46，用来从加法器46接收的其它回波信号中相减。加法器46中，接收的回波分量将相互抵消，输出F将是无回波的，用公式表示如下：
F(回波)＝C·L’·H1·H2·H5+(1-C)·L’·H2·H1·H5-L’·H5·H1·H2＝0
图11是图10的变种，目的在于减少确定滤波器32、42和72的数目及相关的系数复制量。从图10-11的比较中能够看出，图11电路用一个确定滤波器74和加法器82代替了图10电路中的二个确定滤波器74，加法器82在合成通过单一确定滤波器74和到达加法器46之前合成乘法器78和80的输出。因此图11中的确定滤波器74输出等于图10乘法器78和80输出的和，回波抵消将在图11加法器46中按等价于图10的方式发生抵消。图10-11还表示出要在加法器46进行相减的回波信号能够如图10所示供给加法器46的负(倒相)端，或者选择为如图11所示在供给加法器46之前在乘法器84中乘以常数(-1)。
图10-11的检定揭示出本发明的基本经验在于能够用任意数目的传声器(即大于3)来扩展电路。为实现在加法器46的回波抵消，使用了类似于“最小公分母”的方法，其中每个传声器的输出经多个滤波级滤波，其将这些输出赋予一共同组的传输函数。需要时，一个或多个传声器输出能被合适的常数乘，结果使得它们在加法器46中加(或减)时，不会留下回波信号。简略地回顾图10，例如，传声器22的输出M1，具有传输函数H1的回波通路，分别通过了实现对应于其它二个传声器36和68回波通路的传输函数H2和H5的滤波器42和74。类似地，传声器36的输出M2，具有传输函数H2的回波通路，分别通过了实现对应于其它二个传声器22和68回波通路的传输函数H1和H5的滤波器32和74。对传声器68的输出M3也有类似的过程。图10中选择用常数(C)和(1-C)来乘可确保各种回波信号适当地加权重以及在加法器46中彼此完全地抵消。
还将理解，图10-11中的常数(C)值可以在0和1之间变化，以便“驾驶”指向来自近端谈话人4的语音信号T或者背向来自噪声源8的噪声信号N的传声器22和36，而不影响在加法器46的回波抵消。例如，传声器22和36可以安装在挡风屏66上，如图8-9所示，同时传声器68可以靠近和指向车辆62内部的扬声器20安装。如果C＝0，图10-11中的乘法器78的输出将为0，并且仅有传声器36的输出M2传到加法器46。反过来，如果C＝1，图10-11中的乘法器80的输出将为零，并且仅有传声器22的输出M1传到加法器46。在这个极端之间，能够调节(C)值以提高传声器22和36之一对语音信号T的灵敏度，以便自动跟踪近端谈话人4的头运动。类似地，能够调节(C)值以降低传声器22和36之一对噪声信号N的灵敏度，以便使例如在更靠近噪声源8的传声器位置的噪声最小。例如通过本领域公知的波束形成技术和传声器阵列可以确定任何时刻的最合适(C)值。
从图3-11和附加讨论现在应当清楚，本发明的各个电路取得了回波信号的理想抵消，该回波信号通过第一个传声器检测，通过使用至少一个其它的传声器来为该回波信号建立到电路中适当节点的另一个通路，在适当节点处由第一个传声器检测的回波信号能被由一个或多个其它传声器检测的回波信号所抵消。通过使用多个传声器来为该回波信号有效地形成波束图，结果在回波抵消电路的给定节点上存在对于该信号的零位。在该节点上，不仅绝大部分的环境噪声，而且回波信号的线性和非线性失真分量被抵消了。还能看出，借助各种各样构形的二个或多个传声器，本发明取得了回波和噪声的抑制，并且当使用三个或多个传声器时，通过适当加权传声器的输出使得语音信号输出电平最大化或者使噪声信号输出电平最小化而能够控制至少某些传声器的灵敏度，但其不影响由该电路完成的回波抵消。
应当注意，为说明目的，图3-11电路中的自适应滤波器使用了最小均方(LMS)算法以估计希望的函数。但是，本领域技术人员可以理解也可以使用许多其它的估计算法。有二类算法尤其适合于这个目的。第一类算法，即梯度下降算法，包括LMS，归一化LMS(NLMS)和块LMS(BLMS)。第二类算法，即最小平方估计(LSE)算法，包括卡尔曼滤波，递归最小平方(LRS)和快速横向滤波器(FTF)。
还应注意，尽管图3-11电路中仅示出一个扬声器，本发明的经验能够极易扩展到结合多个扬声器的回波抵消电路。通常，本领域技术人员很容易认识到许多修改和改变都可做成这里公开的本发明的实例，而基本上不偏离本发明的精神和范围。因此，这里公开的本发明的形式是示例性的，不应当看作是对所附权利要求限定本发明范围的一种限制。

Claims (29)

1.一种在包括传声器(22)和扬声器(20)的声频电路中抵消回波信号的方法，所述传声器检测来自近端用户(4)的语音信号(T)，所述扬声器接收远端语音信号(L)并产生也被所述传声器(22)检测的对应回波信号(L’)，该方法包括步骤：
在所述声频电路中提供至少一个其它的传声器(36，68)来检测所述回波信号，所述至少一个其它的传声器还检测所述近端语音信号；
在每个具有多个系数的自适应滤波器(14，40，50，52，60，72)中估计多个声传输函数，至少一个所述自适应滤波器使用远端语音信号作为调节其系数的参考信号；
使用一个或多个所述自适应滤波器的系数滤波一个或多个所述传声器(22，36，68)的输出，和
组合滤波的和/或未滤波的传声器输出，使得在保留所述近端语音信号(T)的同时抵消所述回波信号(L’)。
2.权利要求1的方法，其中所述滤波步骤包括在其系数是复制于一个或多个所述自适应滤波器的确定滤波器(32，42，48，74)中滤波至少一个传声器输出。
3.权利要求1的方法，其中所述滤波步骤包括：在其系数适合于将远端语音信号(L)用作参考信号的自适应滤波器(50，52)中滤波至少一个传声器输出。
4.权利要求1的方法，其中所述滤波步骤包括：在把另一个自适应滤波器(14)输出用作参考信号的自适应滤波器(60)中滤波至少一个传声器输出。
5.权利要求1的方法，其中所述声频电路包括第一和第二传声器(22，36)，从所述扬声器(20)到所述第一和第二传声器的回波信号(L’)分别具有声传输函数H1和H2，其中该方法包括步骤：
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第一自适应滤波器系数的参考信号，在第一自适应滤波器(14)中估计H1；
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第二自适应滤波器系数的参考信号，在第二自适应滤波器(40)中估计H2；
使用所述第二自适应滤波器(40)的系数，在第一确定滤波器(42)中滤波所述第一传声器(22)的输出；
使用所述第一自适应滤波器(14)的系数，在第二确定滤波器(32)中滤波所述第二传声器(36)的输出；和
从所述第一确定滤波器(42)的输出减去所述第二确定滤波器(32)的输出。
6.权利要求5的方法，还包括相对于所述近端用户(4)和所述扬声器(20)安装所述第一和第二传声器(22，36)的步骤，使得所述第一传声器(22)接收比所述第二传声器(36)更高电平的所述近端语音信号(T)，所述第二传声器接收比所述第一传声器更高电平的所述回波信号(L’)。
7.权利要求5的方法，还包括安装距所述扬声器(20)等距离的所述第一和第二传声器(22，36)，目的在于还抑制被所述第一和第二传声器相等地接收的环境噪声(8)。
8.权利要求1的方法，其中所述声频电路包括第一和第二传声器(22，36)，从所述扬声器(20)到所述第一和第二传声器的回波信号(L’)分别具有声传输函数H1和H2，其中该方法包括步骤：
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第一自适应滤波器系数的参考信号，在第一自适应滤波器(14)中估计H1；
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第二自适应滤波器系数的参考信号，在第二自适应滤波器(40)中估计H2；
使用所述第一和第二自适应滤波器(14，40)的系数，在估计H1/H2的确定滤波器(48)中滤波所述第二传声器(36)的输出；和
从所述第一传声器(22)的输出减去所述确定滤波器(48)的输出。
9.权利要求8的方法，还包括相对于所述近端用户(4)和所述扬声器(20)安装所述第一和第二传声器(22，36)，使得所述第一传声器(22)接收比所述第二传声器(36)更高电平的所述近端语音信号(T)，所述第二传声器接收比所述第一传声器更高电平的所述回波信号(L’)。
10.权利要求8的方法，还包括安装距所述扬声器(20)等距离的所述第一和第二传声器(22，36)，目的在于还抑制被所述第一和第二传声器相等接收的环境噪声(8)。
11.权利要求1的方法，其中所述声频电路包括第一和第二传声器(22，36)，从所述扬声器(20)到所述第一和第二传声器的回波信号分别具有声传输函数H1和H2，其中该方法包括步骤：
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第一自适应滤波器系数的参考信号，在第一自适应滤波器(50)中估计1/H1；
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第二自适应滤波器系数的参考信号，在第二自适应滤波器(52)中估计1/H2；
在所述第一自适应滤波器(50)中滤波所述第一传声器(22)的输出；
在所述第二自适应滤波器(52)中滤波所述第二传声器(36)的输出；和
从所述第一自适应滤波器(50)的输出减去所述第二自适应滤波器(52)的输出。
12.权利要求11的方法，还包括相对于所述近端用户(4)和所述扬声器(20)安装所述第一和第二传声器(22，36)的步骤，使得所述第一传声器(22)接收比所述第二传声器(36)更高电平的所述近端语音信号(T)，所述第二传声器接收比所述第一传声器更高电平的所述回波信号(L’)。
13.权利要求11的方法，还包括距所述扬声器(20)相等距离处安装所述第一和第二传声器(22，36)的步骤，目的在于还抑制被所述第一和第二传声器相等接收的环境噪声(8)。
14.权利要求1的方法，其中所述声频电路包括第一和第二传声器(22，36)，从所述扬声器(20)到所述第一和第二传声器的回波信号(L’)分别具有声传输函数H1和H2，其中该方法包括步骤：
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第一自适应滤波器系数的参考信号，在第一自适应滤波器(14)中估计H1；
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第二自适应滤波器系数的参考信号，在第二自适应滤波器(52)中估计1/H2；
在所述第二自适应滤波器(52)中滤波所述第二传声器(36)的输出；
在使用所述第一自适应滤波器(14)系数的确定滤波器(32)中滤波所述第二自适应滤波器(52)的输出；和
从所述第一传声器(22)的输出减去所述确定滤波器(32)的输出。
15.权利要求14的方法，还包括相对于所述近端用户(4)和所述扬声器(20)安装所述第一和第二传声器(22，36)的步骤，使得所述第一传声器(22)接收比所述第二传声器(36)更高电平的所述近端语音信号(T)，所述第二传声器接收比所述第一传声器更高电平的所述回波信号(L’)。
16.权利要求14的方法，还包括距所述扬声器(20)等距离的安装所述第一和第二传声器(22，36)，目的在于还抑制被所述第一和第二传声器相等接收的环境噪声(8)。
17.权利要求1的方法，其中所述声频电路包括第一和第二传声器(22，36)，从所述扬声器(20)到所述第一和第二传声器的回波信号(L’)分别具有声传输函数H1和H2，其中该方法包括步骤：
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第一自适应滤波器系数的参考信号，在第一自适应滤波器(14)中估计H1；
使用所述第一自适应滤波器(14)的输出作为适配所述第二自适应滤波器系数的参考信号，在第二自适应滤波器(60)中估计H1/H2；
在所述第二自适应滤波器(60)中滤波所述第二传声器(36)的输出；
从所述第一传声器(22)的输出减去所述第二自适应滤波器(60)的输出。
18.权利要求17的方法，还包括相对于所述用户(4)和所述扬声器(20)安装所述第一和第二传声器(22，36)的步骤，使得所述第一传声器(22)接收比所述第二传声器(36)更高电平的所述近端语音信号(T)，所述第二传声器接收比所述第一传声器更高电平的所述回波信号(L’)。
19.权利要求17的方法，还包括距所述扬声器(20)等距离安装所述第一和第二传声器(22，36)的步骤，目的在于还抑制由所述第一和第二传声器相等接收的环境噪声(8)。
20.权利要求1的方法，其中所述声频电路包括第一、第二和第三传声器(22，36，68)，从所述扬声器(20)到所述第一、第二和第三传声器的回波信号(L’)分别具有声传输函数H1，H2和H5，其中该方法包括步骤：
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第一自适应滤波器系数的参考信号，在第一自适应滤波器(14)中估计H1；
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第二自适应滤波器系数的参考信号，在第二自适应滤波器(40)中估计H2；
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第三自适应滤波器系数的参考信号，在第三自适应滤波器(72)中估计H5；
分别使用所述第二和第三自适应滤波器系数，在第一对确定滤波器(42，74)中滤波所述第一传声器(22)的输出；
分别使用所述第一和第三自适应滤波器系数，在第二对确定滤波器(32，74)中滤波所述第二传声器(36)的输出；
分别使用所述第一和第二自适应滤波器系数，在第三对确定滤波器(32，42)中滤波所述第三传声器(68)的输出；
在第一乘法器(78)用常数C乘以所述第一对确定滤波器(42，74)的输出，此处0≤C≤1；
在第二乘法器(80)用常数1-C乘以所述第二对确定滤波器(32，74)的输出；和
从所述第一和第二乘法器(78，80)的输出减去所述第三对确定滤波器(32，42)的输出。
21.权利要求20的方法，其中调节C值使得由所述传声器检测的噪声最小化。
22.权利要求20的方法，其中调节C值使得改变所述传声器对所述近端语音信号的灵敏度。
23.权利要求1的方法，其中所述声频电路包括第一、第二和第三传声器(22，36，68)，从所述扬声器(20)到所述第一、第二和第三传声器的回波信号(L’)分别具有声传输函数H1，H2和H5，其中该方法包括步骤：
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第一自适应滤波器系数的参考信号，在第一自适应滤波器(14)中估计H1；
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第二自适应滤波器系数的参考信号，在第二自适应滤波器(40)中估计H2；
使用所述远端语音信号(L)作为适配所述第三自适应滤波器系数的参考信号，在第三自适应滤波器(72)中估计H5；
使用所述第二自适应滤波器系数，在第一确定滤波器(42)中滤波所述第一传声器(22)的输出；
使用所述第一自适应滤波器系数，在第二确定滤波器(32)中滤波所述第二传声器(36)的输出；
在第一乘法器(78)中用常数C乘以所述第一确定滤波器(42)的输出，此处0≤C≤1；
在第二乘法器(80)中用常数1-C乘以所述第二确定滤波器(32)的输出；
在加法器(82)中加所述第一和第二确定滤波器的输出；
使用所述第三自适应滤波器系数，在第三确定滤波器(74)中滤波所述加法器(82)的输出；
分别使用所述第一和第二自适应滤波器系数，在一对确定滤波器(32，42)中滤波所述第三传声器(68)的输出；和
从所述第三确定滤波器(74)的输出减去所述对确定滤波器(32，42)的输出。
24.权利要求23的方法，其中调节C值使得由所述传声器检测的噪声最小化。
25.权利要求23的方法，其中调节C值使得改变所述传声器对所述近端语音信号的灵敏度。
26.权利要求1的方法，其中所述声频电路是无线电话的免提辅助设备部分。
27.权利要求1的方法，其中所述自适应滤波器使用梯度下降或者最小平方估计LSE算法以估计所述声传输函数。
28.权利要求1的方法，其中远端语音信号(L)在所述扬声器(20)和/或在与所述扬声器连接的放大器(18)或数模转换器DAC(16)中是失真的。
29.权利要求1的方法，其中所述自适应滤波器是有限脉冲响应FIR滤波器。
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