CN1245596A - Dds驱动的锁相环的数字连续调相 - Google Patents

Abstract

提供了系统(10)与方法,其中用调相发生器(12)以调制指数h/N调制DDS(18)的输出信号。调相的DDS输出驱动PLL(26),后者是以调制的DDS信号作为PLL(26)的基准的无线电发射机的上变换级。PLL(26)的输出具有调制指数h。从而,DDS(18)输出的频带明显窄于用在传统发射机中的上变换级的频带,并且在发射的信号中杂散发射明显地较少。然而,采用本调相的DDS驱动的PLL拓扑仍能在相对地宽的频带上发射。

Description

DDS驱动的锁相环的数字连续调相

本发明一般涉及无线电发射机领域，具体地涉及供与直接数字合成器驱动的锁相环一起使用的数字连续调相器。

开发新的无线电发射机的目的在于将它们制造得更小更廉价，同时提供比现有发射机更好或至少相同的性能。达到这一目标的一种方法是将数字域移动到更靠近发射机的输出并借此消除模拟分量的数量。已研制出达到这一目标的采用直接数字合成器(DDS)的发射机。然而，在现有发射机中使用DDS所存在的问题在于用于将调制的中频DDS信号上变频到射频(RF)发射带的传统调制技术由于DDS中的数模转换器(DAC)所施加的限制而对在宽频带上工作的发射机不实用。

在现有发射机中采用DDS驱动的锁相环(PLL)所存在的另一问题在于尚未为这种器件研制出有效的调制技术。例如，美国专利号4,963,533公开了DDS驱动的PLL，但带有未调制的合成器。在美国专利号5,452,055中公开了带高斯滤波最小频移键控(GMSK)调制的DDS，但未公开DDS驱动的PLL。然而，如果要在采用快速跳频且在较宽的频带上工作的通信系统(如蜂窝式系统)中使用DDS技术，为了使发射机能满足加在这种系统上的严格性能需求，需要采用DDS驱动的PLL拓扑。

本发明的目的是提供带有调相的DDS驱动的PLL的发射机系统，从而使DDS输出的频带明显地窄于传统发射机中使用的上变换级的频带。PLL既作为窄带通滤波器又作为DDS信号的倍频器工作。

本发明的另一目的是提供无线电发射机，其中的发射信号中的杂散发射明显地少于传统发射机。该PLL作为窄带通滤波器工作。

本发明的又另一目的为提供能在较宽的频带上发射的无线电发射机。该PLL放大DDS输出带宽。

本发明的又另一目的是提供带有DDS驱动的PLL的发射机，其中有可能调制来自DDS的基准信号，同时在PLL的输出上获得想要的调制指数。

本发明的另一目的是提供能进行快速跳频的无线电发射机，其中跳频的锁定时间取决于PLL中的环路带宽。

本发明的又另一目的是提供较小与生产费用低的无线电发射机，同时提供比先有发射机更好的性能。

按照本发明，上述及其它目的是由用于调制DDS的输出信号的调相发生器达到的。调相的DDS输出驱动PLL，它是以调制的DDS信号作为PLL的基准的无线电发射机的上变换级。由于PLL作为倍频器工作，DDS输出的频带明显地窄于传统发射机中所用的上变换级的频带，并且在发射的信号中杂散发射明显地较少(PLL也作为窄带通滤波器工作)。然而，采用本调相DDS驱动的PLL拓扑的发射机仍能在相对地宽的频带上发射。

参照下面结合附图所作的详细描述，可得到对本发明的方法与装置的更完整的理解。

图1为展示带有DDS驱动的PLL的CPM发生器的用途及能用于实现本发明的装置与方法的系统的示意性方框图；

图2为能用于实现本发明的装置与方法的示范性DDS的示意性方框图；

图3为能用于实现本发明的装置与方法的示范性PLL的示意性方框图；

图4为能用于实现本发明的装置与方法的示范性CPM发生器的示意性方框图；

图5为能用于实现本发明的装置与方法的示范性地址计算器的示意性方框图；

图6A为展示不带倍频上变换级的传统GMSK DDS发射机的存储器部分的存储器内容的图；

图6B为展示用于按照本发明的DDS驱动的PLL发射机的图4中的存储器部分54的存储器内容的图；

图6C为展示图6A的发射机的相位状态的图；

图6D为展示图6B的DDS驱动的PLL发射机的相位状态的图；

图7为能用于实现本发明的装置与方法的示范性发射机级的示意性方框图；以及

图8为展示图1与7中所示的连续调相的DDS驱动的PLL系统中的分立部件所生成的某些信号的图。

参照附图1-8便能很好地理解本发明的最佳实施例及其优点，其中将相同的标号用于各图中相同和对应的部件。

按照本发明，主要利用连续调相(CPM)发生器来调制DDS的输出信号。调相的DDS输出驱动作为射频发射机的上变换级工作的PLL，以调制的DDS信号作为该PLL的基准。结果DDS的输出频带明显地窄于用在传统发射机(如无DDS驱动的PLL)中的上变换级的频带，因此发射信号中明显地较少杂散发射。然而，采用本调相DDS驱动的PLL拓扑仍能在相对地宽的频带上发射。此外，通过在发射机中使用带DDS驱动的PLL的CPM发生器，有可能以较小的调制指数h/N调制(DDS)基准信号，而仍在PLL的输出上获得所要求的调制指数。

图1为展示带DDS驱动的PLL的CPM发生器的使用的系统的示意性方框图，它能用来实现本发明的装置与方法。按照本发明的较佳实施例，系统10一般包含CPM发生器12、DDS驱动的PLL14、及时钟发生器16。要发射的数据(如数据或语音信息)被CPM发生器12转换成连续的平滑变化的相位序列φ。在调相总线13上量化序列中的相位值，并对应于IQ平面中的-π与π之间的实际位置。转换的信号的相位将只在有限数目的相位状态之间转移，这取决于所用的调制类型。在本实施例中，使用GMSK调制方案。转换的信号的相位如何在不同的状态之间转移由数学函数确定。这一数学函数生成存储在存储器单元(诸如在与CPM发生器12关联的存储器中的有限数目的相轨迹。取决于正在输入到CPM发生器12的数据，在调相总线13上输出表示输入数据的特定相轨迹并耦合到DDS18的输入端上。)

DDS驱动的PLL14将其基准输入上的信号频谱(来自总线13)乘以标度比N。结果，DDS级(18)生成的调制信号频谱应降低相同的因数。这样IQ平面中的相位状态数增加或改变了因数N。从而，存储在与DDS18关联的存储器中的对应相轨迹也改变了因数N，这降低了调制指数h相同的因数(N)。

DDS18用从总线13输入的相位值调制第一中频信号F_DDS。通过在DDS18中的相位累加器中加载新的数字控制字能容易地改变信号F_DDS，它有利地启动采用DDS驱动的PLL14的发射机以非常小的增量(例如小于1Hz)实行快速跳频。

DDS18的输出信号在滤波器20中带通滤波，并能用混合器22与来自时钟发生器16的本机振荡器信号f_LO混合(作为选项)。从混合器22输出的信号在滤波器24中带通滤波，滤波器24通过来自混合器22的组合信号中的边带之一。来自带通滤波器24的信号用作PLL级26的基准信号并用(或乘以)标度比N上变换。这一基准信号包含“分频的”调制信号频谱，它也乘以比N。

来自PLL级26的输出信号的频率S_RF在发射频带内，并能表示为：

S_RF＝(f_LO±S_DDS)×N    (1)

其中N为PLL中的标度比。对于本实施例，所用的示范性值可以是S_DDS＝15.625-20.000MHz，f_LO＝100MHz及N＝8，它得出发射输出频带S_RF＝925-960MHz(例如扩展的GSM下行链路带)。

利用图1所示的系统10及相关方法的重要优点在于DDS18的输出端上的频带能保持窄到足以排除谐波。换言之，信号频谱S_DDS的高频界限能小于其低频界限的两倍，在高界限的同一时段内基本上低于时钟发生器信号f_clock(为了能排除DDS输出带中的谐波混淆这是重要的)。利用系统10与相关方法的另一重要优点在于能利用所示的CPM发生器12校正标度比N导致的调制信号频谱的任何改变。

更精确地说，在较佳实施例中，系统10中的时钟发生器16生成DDS时钟信号，它是系统时钟信号的谐波，其作用为将DDS时钟频率锁定在系统时钟频率上。结果，通过使DDS时钟成为系统时钟的整数倍，能明显地减少CPM发生器12所需的硬件。同时，能从时钟发生器16输出相同的时钟信号(或系统时钟的另一谐波)及用于本机振荡器频率f_LO，它能与滤波后的DDS信号S_DDS混合以上变换DDS信号。

图2为示范性DDS(如图1中的DDS18)的示意性方框图，该DDS能用于实现本发明的装置及方法。具体地，调相的信号S能表示为：

S_DDS＝Ksin(2πf_DDst+φ_DDS)(2)其中f表示信号的频率，φ表示要发射的信息而K为常数。DDS基准信号不能在得出的PLL输出上调制振幅信息。这使得该输出为无任何振幅变化的纯调相的信号，与带有采用IQ调制器的传统发射机的当前的DDS驱动的PLL发射机或GMSK调制的DDS发射机相比较，这是重大的优点。模拟信号f_DDS的相位序列是在相位累加器30中建立的(如未调制的中频信号)。f_DDS的频率能用表示所要求的输出信号频率的常量数字地控制。在本实施例中，相位累加器30为模2^m加法器(其中m为相位累加器的总线宽度)，其功能为计算线性相位斜坡。每次计时加法器时(如在DDS时钟率上)可用频率控制字的步长增量斜坡信号的相位。相位累加器30的输出上的信号表示0与2π之间的角度，并构成式2中的正弦自变量的第一部分(2πf_ddst)。

在加法器32上将调制数据φ_DDS加在来自相位累加器30的相位值上以构成正弦函数的自变量(2πf_DDst+φ_DDS)。得出的相位值用作正弦函数表34中的存储器单元的地址。寻址的存储器单元的内容是从正弦函数表34输出的并耦合在数模转换器(DAC)36上。从而，DDS18的功能为利用来自CPM发生器12的调相信息φ实现式2。

返回到图1，DDS18中的DAC(36)生成正在转换的基频信号的若干复制品，因此最好用带通滤波器20滤波来自DDS的输出信号。带通滤波器20的功能还有减少DDS输出信号中的杂散频率分量。

可(选择性)用混合器22将DDS输出频带转换到较高的频带上，以便在PLL中保持低环路标度比N。混合器22生成上与下边带。对于本实施例，为了能保持PLL中的标度比尽可能低，最好使用上边带。从而，为了选择上边带供进一步处理并抑制互调产物，在滤波器24中带通滤波从混合器22中输出的信号。

图3为能用于实现本发明的装置与方法的示范性PLL(如图1中的PLL26)的示意性方框图。具体地，PLL26作为倍频器工作，它将基准输入信号f_ref乘以标度比N，并在其输出端上生成高频信号(如RF信号)f_out。借此将来自PLL26的输出信号锁定在基准输入信号上。

输出信号f_out是由电压控制振荡器(VCO)46生成的，后者又受PLL的调节环路的控制。VCO46的输入端上的控制电压(来自环路滤波器42的输出)包括基准信号f_ref与输出信号f_out之间的差除以N(48)的低通滤波型式。结果，从PLL26的输出信号为：f_out＝N^*f_ref。PLL中的低通环路滤波器(42)抑制在频率上接近所要求的DDS基准的有害信号，为了能满足施加在蜂窝式系统上的严格要求这是重要的。

如果调制基准信号f_ref，能出现潜在的问题，因为调制频谱(带宽)将被因数N扩张。为了补偿，基准信号f_ref具有除以N的调制指数，从而PLL输出的得出的调制频谱(带宽)具有原来的调制指数。

图4为能用于实现本发明的装置与方法的示范性CPM发生器(例如图1中的数字CPM发生器12)的示意性方框图。主要是，CPM发生器12的功能为将进入信息(要发射的)变换成平滑变化的相位序列。来自CPM发生器12的输出信号通过调制总线13耦合在DDS18的调制输入端上。基本上，信息符号是作为发射载波的相位中的变化发射的。由于PLL(26)的功能为乘出现在其输入端上的信号频谱，CPM发生器12将这一PLL功能考虑在内。要发射的信号中的相位角之间的相变是由进入数据的历史预定的，取决于所使用的调制方案及PLL的标度比N的函数。PLL的输出总线上的可能相位状态的数目为N乘以所选择的调制方案的IQ平面中的状态数。

要发射的信号的相位能表示为φ(t，α)并表示发射机的输出的实际相位。这一信号包含要发射的信息，后者又取决于数据矢量α与时间t。任何调相信号能用式2的展开式描述，并表示为： $S_{\mathrm{RF}}(t,\mathrm{\α})=\sqrt{\frac{2E}{T}}\sin (2\mathrm{\πft}+\mathrm{\φ}(t,\mathrm{\α}))----\left(3\right)$

其中T为符号时间(1/信息率)，而E为一个符号中的能量。由于能量E及符号时间T为常量，能知道它们但从下面的讨论中省略它们。数据矢量α_R能包括M个符号(M为偶数)。在二进制系统中，M＝2，这意味着数据符号为+1与-1。数据矢量可表示为：

α_Kε±{1，3，5…，M-1}    (4)

对于本实施例，可将CPM方案的相位式表示为： $\mathrm{\φ}(t,\mathrm{\α})=2\mathrm{\π}\frac{h}{N}\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{k}q(t-\mathrm{kT})+{\mathrm{\ψ}}_0----\left(5\right)$

式(5)中的函数q(t)表示使两个相位状态之间得出的相轨迹平滑的相位平滑响应度(滤波器函数)。表达式ψ。表示初始相位，最好将它设定为零。调制指数h与PLL标度比N确定允许相位改变多少。对于t＜0相位脉冲为零，对于t＞LT为常量，其中L为相关长度(考虑的位历史的长度)。从而，式5可展开及表示为： $\mathrm{\φ}(t,{\mathrm{\α}}_k)=2\mathrm{\π}\frac{h}{N}{\mathrm{\α}}_{k}q(t-\mathrm{KT})+2\mathrm{\π}\frac{h}{N}\underset{i=K-L+1}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{i}q(t-\mathrm{iT})+\mathrm{\θ}----\left(6\right)$

相位状态取决于老于L的所有数据位，并以步长hπ/N变化。式6中的表达式θ为表示各符号间隔T“更新”的相位状态。式6所描述的相位状态“记住”位历史并从而保持输出相位(来自CPM调制器)连续。可将相位状态表示为： $\mathrm{\θ}=\mathrm{\π}\frac{h}{N}\underset{i=0}{\overset{K-L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i----\left(7\right)$

当PLL标度比N为一较高的数时CPM相位等式的这一部分在用来实现CPM发生器的硬件上具有最大影响，因为较多的相轨迹必须存储在存储器中。对于本实施例在计算相轨迹时的重要考虑是它们必须在间隔的两端-π至π上连续。从而，式7中的求和应在模2π中并这样在CPM发生器硬件中实现。

返回到图4，其中示出了CPM发生器的示范性拓扑。在本实施例中，CPM发生器12包含地址计算器52与存储器部件54。例如，存储器部件54可以是可编程只读存储器(PROM)。地址计算器52提供以不同相关长度(L)与PLL标度比(N)实现许多CPM方案的能力。进入串行数据由编码器50(作为选项)差分编码，并由地址计算器52变换成地址序列。得出的地址序列对应于存储在存储器部件54中的特定相轨迹。对应于寻址的序列的相轨迹是在相位数据总线上输出的，其速率等于数据时钟信号乘以R。表达式R表示每一条相轨迹的样本数。

为了节省存储空间，时钟率可用积分因子I缩减。相位数据率在到达选用的积分器56之前等于DDS时钟频率/I，并能通过在积分器56中将其乘以I而增加到DDS时钟频率。从而，CPM发生器输出端上的相位数据率能与DDS中的内部速率相同。对于本实施例，用在存储器部件54中的最佳存储空间等于32NR/I个字。由于轨迹的对称性质这可能进一步减少，但在这一情况中，地址计算器中需要更多硬件。

图5为能用于实现本发明的装置与方法的示范性地址计算器(如图4中的地址计算器52)。地址计算器52的功能为计算哪一条轨迹对应于进入数据位与它们的历史的特定组合。例如，将进入数据移位到寄存器60中。通过输入L控制字到多路复用器62中，便能通过控制移位出寄存器60的位数将进入数据位调整到适当长度。通过输入N控制字到增/减计数器64，也能通过控制移位出寄存器60的位数补偿环路标度比N。此外，通过输入DDS时钟/I控制字到样本计数器66，能控制相轨迹作出的样本(R)的数目。将地址计算器52计算的地址序列输入到存储器部件54中，它存储输出到DDS(18)的对应相轨迹。

图6A为展示不带倍频上变换级的传统GMSK DDS发射机的存储器部件的存储器内容的图。图6B为展示用于按照本发明的DDS驱动的PLL发射机的图4中的存储器部件54的存储器内容(相轨迹)的图。图6C为展示图6A的发射机的相位状态的图，而图6D为展示图6B的DDS驱动的PLL发射机的相位状态的图。

参见图6A与6C，这两个图分别示出其中GMSK是用N＝1的PLL标度比实现(例如不补偿标度比)的特定解决方法的存储器部件中的存储器内容及相关相位状态。图6B与6D分别示出其中GMSK是按照本发明用N＝8的PLL标度比并补偿标度比的特定解决方法的存储器部件54的存储器内容及相关相位状态。

对于本实施例，GMSK的CPM变型具有下列参数：(1)相位平滑响应度q(t)为高斯脉冲；(2)相关长度L＝3；及(3)调制指数h＝0.5。式5与6中的相位平滑响应度连同相关长度(L)、调制指数(h)、符号时间(T)及PLL标度比(N)确定存储部件54中的寻址的单元的存储器内容(如图6B与6D中所示)。

图7为能用于实现本发明的装置与方法的示范性发射机级的示意性方框图。通常上面相对于图1示出及描述的DDS驱动的PLL可用于图7中用数字10指示的部件。来自PLL26的RF输出信号耦合在功率控制与放大器级27上，然后从天线29发射。如图7中所示，连续调相的DDS驱动的PLL及发射机输出级可实现在蜂窝式网络无线电发射机(如在基地台或移动台中)或采用数字调制方案的任何发射机中.

图8为展示图1与7中所示的连续调相的DDS驱动的PLL系统中的分立部件所生成的某些信号的图。在所示的较佳实施例中，所采用的PLL标度比N为8，及所采用的DDS输出中的信道间隔为大约25KHz，在PLL后面它将增加8倍到大约200KHz。作为采用图1与7所示的系统与方法的结果，从DDS18输出的信号频谱f_DDS为大约4.375MHz宽。从混合器22输出的边带也是大约4.375MHz宽。从PLL(26)输出的频谱为8倍宽(大约35MHz)。另一方面，对于在上变换级上不采用连续调相的DDS驱动的PLL的传统系统，用在这一系统中的DDS的输出频谱为大约35MHz宽。从而，本CPM DDS驱动的PLL实施例中的DDS输出的频带明显地窄于用在传统发射机(如不带DDS驱动的PLL)中的上变换级的频带，因此在发射的信号中带有明显地较少杂散发射。然而采用本调相的DDS驱动的PLL拓扑的发射机仍能在相对地宽的频带上发射。

虽然在附图中已展示并在上文的详细描述中已描述了本发明的方法与装置的最佳实施例，应理解本发明不限于所公开的实施例，能具有许多重新配置、修改与替代而不脱离下面的权利要求书所陈述与定义的发明精神。

Claims (16)

1.一种供在通信系统中使用的发射机，包括：

数字合成器；

锁相环，所述数字合成器的输出耦合在所述锁相环的输入上；以及

调相发生器，所述调相发生器的输出耦合在所述数字合成器的输入上，使得所述调相发生器调相所述数字合成器的所述输出上的信号。

2.根据权利要求1的发射机，还包括功率控制与放大器级，所述锁相环的输出耦合在所述功率控制与放大器级的输入上。

3.根据权利要求1的发射机，其中所述数字合成器包括直接数字合成器。

4.根据权利要求1的发射机，其中所述锁相环包括用于所述发射机的上变换级。

5.根据权利要求1的发射机，其中所述调相发生器包括用于在所述输出上生成多个相轨迹信号的调相发生器装置，所述多个相轨迹信号与所述发射机要发射的信息关联。

6.根据权利要求5的发射机，其中所述锁相环的标度比为N，及所述多个相轨迹信号的定标因数为N。

7.根据权利要求1的发射机，还包括用于混合所述数字合成器的所述输出上的所述信号与本机振荡器信号的混合装置。

8.根据权利要求1的发射机，还包括用于带通滤波所述数字合成器的所述输出上的所述信号的第一滤波器装置。

9.根据权利要求1的发射机，还包括用于带通滤波所述锁相环的所述输入上的信号的第二滤波器装置。

10.根据权利要求1的发射机，其中所述调相发生器包括连续调相发生器。

11.一种用于调制来自无线电发射机的锁相环的输出信号的方法，包括下述步骤：

生成与所述无线电发射机要发射的信息关联的多个相位信号；

用所述多个相位信号调制数字合成器的输出上的信号；以及

将所述数字合成器的所述输出上的所述调制的信号耦合到所述锁相环的输入上，并从而调制来自所述锁相环的所述输出信号。

12.根据权利要求11的方法，其中所述多个相位信号包括连续调相信号。

13.根据权利要求11的方法，其中所述多个相位信号包括多条相轨迹。

14.根据权利要求11的方法，还包括带通滤波所述数字合成器的所述输出上的所述信号的步骤。

15.根据权利要求1的方法，还包括带通滤波所述锁相环的所述输入上的信号的步骤。

16.根据权利要求11的方法，还包括混合所述数字合成器的所述输出上的所述信号与本机振荡器信号的步骤。

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