CN1245606A

CN1245606A - 用于数字调制信号的双向解调的方法和装置

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Publication number: CN1245606A
Application number: CN97181679.4A
Authority: CN
Inventors: G·E·波托姆莱; P·W·登特; R·D·科伊尔皮莱; S·岑纳克舒
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Clastres LLC; WIRELESS PLANET LLC
Priority date: 1996-12-05
Filing date: 1997-12-03
Publication date: 2000-02-23
Anticipated expiration: 2017-12-03
Also published as: CN100403745C; CA2274101A1; US5909465A; EP1013037A1; DE69735602D1; TW384587B; AU5518498A; WO1998025383A1; DE69735602T2; JP2001506072A; EP1013037B1

Abstract

一种用于解调经衰落通信信道发送的数据符号的方法和装置。顺序接收(201)第一个多个预定数据符号(11),多个未知数据符号(12),以及第二个多个第二预定数据符号(13)。所接收的多个数据符号被存储(104,201),并且分别确定来自所存储的多个第一和第二预定数字符号的第一和第二组参考符号(108)。从第一预定数据符号附近接收到的未知符号开始,前向解调由预选数量的根据第一组参考信号的所存储的未知数据符号组成的第一块(154,203)。根据第二组参考信号,从第二预定数据符号附近接收到的未知符号开始,后向解调由预选数量的所存储的未知数据符号组成的第二块(155,203)。确定两个块的表示前向或后向解调的数据符号的解调质量的质量因子(FOM)值(56,57)并且彼此相比较(153,204)。根据FOM值的比较,选择前向或后向解调数据二者之一用于作为解调数据输出并选择两个新块,并且处理重复进行直到所有符号被解调。FOM取决于可以包括信号强度信息的参数。

Description

用于数字调制信号的双向解调的方法和装置

预测的波形与实际收到的波形相比较，并且用于和依据每个数据符号图形“正确的”的概率(接收到的图形)的量被累计。每个量是依赖于预测波形和已接收波形之间匹配的精确度。可被包含于信道脉冲时间间隔之内的数据符号图形响应系统“状态”的响应。这样的均衡器有时是指“维特比”均衡器，且在J，G Proahis所著的“数字通信”，2d ed，纽约：McGraw-Hill，6.3节和6.7节(1989)中有描述。

提供给延迟线输出端子的加权值是J系数，C₁，C₂，C₃…C_j，在公式

S₁＝C₁D_i+C₂D_I-1+C₃D_i-2…C_jD_i-j+1中，其中S₁是用于数据符号图形D_i，D_i-1，D_i-2，……的序列的预测符号。通常从已知的训练码形(training pattern)计算系数。在由二进制数据符号表示信号(如1和0)时，必须计算的预测信号的值是2^j。应该理解的是M进制(如四进制)数据符号也能使用。

我们已知从接收信号最佳修改信道模式的各种方法，如在1990年9月10日公开欧洲专利申请号90850301.4文献中所描述的。最好的方法是对于每个维特比状态保持单独的信道模式以及，当选择一个状态作为新状态的最佳先前(precessor)时，对应那个状态的信道模式被修改并且变为用于新状态的信道模式。这样，保证信道模式总是从直到那时接收到的最佳解调数据序列中产生。

在授予Dent的美国专利号5,331,666题目为“自适应最大似然解调器”中描述了自适应维特比均衡器的变量，此均衡器除系统启动期之外没有利用信道模式生成预测，因此没有修改信道模式参数。更确切地说，在Dent的666号专利中描述了不经过最初的修改信道模式的中间步骤，而直接修改用于每个状态的信号预测。

维特比均衡器包括下述步骤执行其功能：(1)确定信道的有限脉冲响应(FIR)模式的端子系数；(2)对于可以假设包含于信道模式脉冲响应长度之内的所有可能数据符号序列，根据确定的端子系数预测应该被接收的信号值；(3)将每个假设值与实际接收信号值相比较并计算失配(通常通过对接收和假设值之间差的平方)；(4)对于每个假设符号序列，将计算出的失配加入到假设符号序列相一致的先前(precessor)序列，也称作“状态”的累计失配中(累计失配值称为“路径测量值”)；以及(5)选择能够转换为新的假设状态的“最好”的可能先前(precessor)序列，即选择具有新状态的最低路径测量值的先前(precessor)序列。这样，路径测量值可以被认为代表假设符号序列和实际接收信号之间的相关程序的置信系数。

应该意识到维特比均衡器是一种形式的解码，或解调接收到的数据符号流的顺序的最大似然序列估算器(MLSE)。MLSE估算器和其它的均衡方法在上述由J.G Proakis所箸的文献中有描述。

图1说明具有16种状态的MLSE均衡器内的数据结构和流程，假设预测信号值是基于四个前二进制符号(比特)加一个新的比特，这一实例的信道脉冲响应长度(J)是这样五个符号，即与最短的信号路径比较，最近的回波可以是四个符号的延迟。

参见图1，通过假设状态0000的符号历史是真来开始一个MLSE处理周期，并且发送一个新的比特“0”。因此，对于信道模型40，可以看到信号值给出了预测的5比特符号历史(history)00000。这是在比较器50中与实际接收的信号值比较并产生失配值。这是在加法器51中加入一个先前状态0000路径测量值以生成新状态0000候选测量值。

然而，新状态0000的新路径测量值的另一个候选量可以通过假定状态1000包括具有一个新的比特‘0’的真历史而得出来。这是因为当最先的(最左的)比特被左移出了4比特状态数并进入符号历史存储器时，0000-0和1000-0都进入一个新的状态(0-0000)。此候选值经向信道模型40加入10000，并且由此获得的预测值与在比较器50中的输入信号值相比较，并且在加法器中将最终的失配值和与状态1000相关的先前累计失配值(路径测量值)相加。然后将来自加法器51和52中的两候选值在比较器53中相比较，并且选择两个值中较低的一个变为新的状态0000的新的路径测量值。另外，选择与所选择的先前状态相关的历史存储器55的内容作为新状态0000的符号历史。再有，所选择的比特历史被左移，并且按照状态0000或1000，进入到最右边的位置0或1，从而产生所选择的候选路径测量值。

假设新的比特设为‘1’以产生新状态0001，还假设在状态0000或1000作为候选先前状态下，重复执行上述过程。

利用每对状态，即8对状态重复上述过程，以产生如下16对新状态：

0001，1000产生新状态0010和0011

0010，1010产生新状态0100和0101

0011，1011产生新状态0110和0111

0100，1100产生新状态1000和1001

0101，1101产生新状态1010和1011

0110，1110产生新状态1100和1101

0111，1111产生新状态1110和1111

在上述处理周期的结束，处理了一个信号抽样值并解调了一个附加的比特并且将其插入到符号历史存储器55中。在历史存储器中对于旧的比特有种会聚于同样的值的倾向，在此点比特能被抽取出来作为最终的明确(unambiguous)决定并且历史存储器缩短1比特。已知技术中减少截短历史存储器增长的其它方法是已知的，诸如将最旧的比特从具有最低路径测量值的状态中提取出来。如果存储器是满的，则直到所有接收值已被处理后才需要将比特抽取出来。

将理解到的是MLSE均衡器识别一些数据符号码形序列，并且这样预测波形的一些序列是无效的。例如，在一瞬时(如一个比特周期)承载二进制数据符号图形10010的信道的预测和信道在下一个瞬时(如下一个比特周期)执行二进制数据符号图形11001的预测是不一致的，因为图形10010是紧跟着图形00100或00101(假设通过信道时左移位)。另外在这种情况下，每个00100和00101图形只能将10010或00010二者之一作为先前状态。这样，一组转换规则约束能够顺序地累计每个预测波形序列测量值的方法的数量。

应体会到的是，这种先前解调器只能对接收信号进行前向操作：接收的训练模式用于改进尚未接收的数据符号的预测波形。如果由于严重的信道衰落，符号间干扰，频率误差等使训练模式损耗或过度失真，这样在它们能够被精确地解调前，前向解调器必须等待直到下一个训练模式能够成功地接收。结果，在训练模式之间的插入期发送的数据可能损耗。

在授予Dent等的题目为“用于数字调制信号的双向解调的方法和装置”的美国专利号5,335,250中揭示了一项技术，且权利要求为在训练模式间的插入周期(intervening periods)内将数据发送的损耗减少到最小，这项技术不仅包括从接收的训练模式前向解调插入的数据，还包括从下一个接收训练模式后向解调。总之这项技术的实现是通过存储接收信号抽样值序列，时间反转存储序列，以及分别估算存储的和时间反转序列的前向和后向解调的质量因子，来决定多少数据符号应该由前向解调来解码和多少应该由后向解调来解码的。

如前面专利5,335,250中所述的技术中，根据典型地与接收数据内噪声级相关的MLSE均衡器的测量值，确定从哪一个方向对训练模式中继续解调的准则。由于解调信号的精确度不仅依赖于噪声级，还依赖于信号强度，因此一种用于确定从训练模式的哪一个方向解调的技术，将考虑到产生优良性能的与信号强度和噪声相关的其它参数。本发明的系统就将这种技术包含在内。

本发明提供了一种通过处理符号块并且根据能够从除均衡测量值之外的参数中获得的，与处理的符号块相关的质量因子(FOM)决定从哪一个方向是继续解调来提高数字调制信号的双向数字调制性能的方法和装置。本发明系统所利用的参数是：信号强度估算，它能够从预测接收值中获得；信号强度与噪声之比；能够从接收数据中获得的接收信号强度(信号加噪声功率)的估算；以及通过将接收信号加噪声功率再除以噪声而获得的参数。

一方面，通过顺序地接收对应预定数据符号的多个第一信号抽样值，对应未知数据符号的第二个多个信号抽样值，以及对应一组第二预定数据抽样值的第三多个数据抽样值，本发明双向解调经通信信道传输的数据符号。接收到的多个数据抽样值被存贮，并且第二组参考信号从所存储的多个第一和第三信号抽样值中分别确定。利用起始于靠近第一个多个信号抽样值接收到的信号抽样值的第一组参考信号，具有预选数符号的未知数据符号块在那里被前向解调。利用起始于靠近第三多个信号抽样值处接收到的第二组参考信号，一个具有预选数符号的未知数据符号块在那里也被后向解调。在相应的前向和后向解调数据符号块中表示解调质量的质量值被确定并且彼此相比较。根据比较质量值中的较高值，选择前向或后向解调数据符号两者之一输出为解调数据。附加的数据符号块被顺序地处理直到整个的多个信号抽样值被解调。

另一方面，通过利用根据包括从预测接收值获得的信号估计(Sest)的各种参数的质量因子确定表示解调质量的质量值，本发明的系统解调经通信信道传输的数据符号。

通过参考以下优选实施例的详细描述，结合附图一起可以对本发明系统和方法有更全面的理解，其中：

图1是用图解表示能够实现一个解调器的最大似然算法；

图2表示按照本发明的用于处理的部分信号的格式图。

图2B表示在数字蜂窝无线电话系统中传输的一部分信号的格式图。

图3是用于在前向和后向解调传输的数据符号的系统框图。

图4A是按照本发明系统的用于确定传输数据符号的最佳解调方向的系统框图。

图4B是按照本发明的图4A所示系统的用于确定最佳调制方向的控制逻辑图。

图5是按照本发明的系统的分步双向均衡的图解说明；以及

图6是本发明系统和方法的流程图。

图2A表示可由按照本发明的装置和方法处理的数据调制信号的部分10的格式。部分10包括：多个第一预置数据符号11，它在传给接收机之前是已知的，并且位于第一个多个未知数据符号12之前；多个第二预置数据符号13，它在传给接收机之前是已知的并且位于第二个多个未知数据符号14之前；以及多个第三预置数据符号15，它在传给接收机之前是已知的。应该理解，部分10仅是用于说明目的的通信信号的一小部分。在时分复用通信系统中，数据符号12可以由利用数据符号11作为它的均衡器训练模式的第一接收机来接收，以及数据符号14准备用由利用数据符号13作为它的均衡器训练模式的第二接收机来接收。第一和第二接收机可以是两个在相同帧的不同时隙中接收TDMA无线信号的单独的接收机。

根据双向解调技术，由一个接收机利用多个第一和第二预定符号11，13来改进中间的多个未知数据符号12的解调。另外，另一个接收机也能够利用多个第二预定数据符号13和以后的多个第三预定数据符号15一起解调中间的多个未知数据符号14。可以看到多个第一和第二预定符号可以与多个第三预定符号一致，并且预定数据符号码形也可以散置在未知数据符号12之间，为了更好解调未知符号。

按照本发明的装置最好使用了诸如以上所述的MLSE均衡器之一。对于维特比解调器，如专利~250所述，路径测量值作为已解码符号的累计质量的测量。

下面参见图3，按照专利~250中的用于双向解调发送数据符号的装置100包括在合适的条件之后数字化接收信号的接收信号抽样值器102。然后，信号抽样值值被存储在适当的存储器104中。响应由控制器106生成的控制信号，从存储器104恢复信号抽样值，并送给维特比解调器108。控制器106也可以恰当地生成用于触发信号抽样值器102的定时信号。

存储信号抽样值值按正常时间顺序首先从存储器104恢复，即，继预定数据符号11之后是未知数据符号12。如上所述，维特比解调器108运用一些接收信号抽样值值利用已知符号11初始化维特比解调器。然后，维特比解调器运用一些接收信号抽样值值解调符号12。

然后，控制器106以反向时序恢复来自存储器104的接收信号抽样值值，即，预置符号113(反向的)，其后是未知数据符号12(反向的)，并且后向(backwords)信号抽样值值被送到维特比解调器109。维特比处理器109以与处理前向信号抽样值值同样的方法处理后向信号抽样值值。这样，预置符号13的反向时间序列被用于预测未知数据符号12的每个可能的反向时间序列所希望的信号抽样值值，并且确定提供最佳匹配(最低累计路径测量值)的预测。

比较器110比较前向和后向解调的最佳匹配(best-matched)路径测量值，并且选择对应于较低最佳匹配路径测量值的预测数据符号序列作为未知数据符号码形12的解调。应该体会到，这里描述的操作，可以很方便地通过由用于保存信号抽样值和中间计算结果的随机存储器，一个能够执行加，减和乘法操作的运算和逻辑单元(ALU)；以及ALU指令表的程序存储器；和根据算术运算结果，如可执行大小比较的减法运算结果将指令的执行从表内的一个地方移动到另一个地方的控制器组成的信号处理器来执行。一个合适的信号处理器，例如是由德克萨斯仪器公司(Texas Instrments)制造的TMS320C50型数字信号处理器。

如上所述，通过利用第二预定符号序列，或训练模式，双向解调增强了预定符号序列的抗损耗能力(如，由于信道衰落导致的损耗)。例如，发生在预定信号序列之一附近的深度衰落可导致在普通解调器中的误差，在解调器中是基于接收信号去更新信道模型的(如，均衡器是适配的)。相反，本解调器将是不受影响的：如果衰落发生在更接近在训练模式11而不是在训练模式13的地方，那么，反向解调将比前向解调处理较长的数据符号序列(产生较低的反向解调累计路径测量值)，并且反向解调由处理器110选择。这样，所说明的双向解调器会选择具有较长测量值的游程长度的连续解调符号的解调方向。

在与图3电路结合使用的另一种技术中，这种需求倾向得到进一步增强，其中通过前向解调一半接收的未知数据信号12和后向解调另一半来确定两部分路径测量值。然后，由前向和后向解调所有符号12来确定的每个最佳匹配路径测量值与两部分路径测量值之和相比较，选择对应三个路径测量值中最佳的一个测量值的预测数据符号序列，并作为未知数据符号图形的解调输出。上文需要一个附加处理的略去量，但提供了阻止在未知数据符号序列中心附近的深度衰落的附加能力。

如上面所指出的，本发明的系统和方法认识到：信号质量信息不仅能包括测量值增长(

)，还包括信号强度( )或信号加噪声( )，以及那些参数与噪声的某些比值。另外，本发明的系统根据信号周期组而不是如前述专利~250的技术中所述的单个信号来控制前向或后向解调的方向。

下面，参见图4A，示出了按照本发明的系统原则构造的系统框图。存储器151接收要解调的数据抽样值152并将其作为信号抽样值值存储。响应由控制器153生成的控制信号，从存储器151中恢复信号抽样值并且送到前向解调器154和后向解调器155中。将解调质量信息从前向解调器154经过线156耦合到控制器153，同时，质量信息经过线157从后向解调器155连接到控制器153。从前向解调器154和后向解调器155输出的符号信息被连接到多路复用器158，其输出包括全部符号信息159。

图4A中的处理电路处理符号块如12，那时符号块12被从存储器151中抽取出来，并且然后根据块质量因子(FOM)决定哪一个方向是继续解调的方向。质量因子包括一些不同的可能判断准则，包括(1)N_est(噪声值)，可以从前述专利~250中所使用的测量值增长而获得；(2)S_est(信号值)，可由预测接收值而获得；(3)S_est/N_est(信噪比)；(4)(S+N)_est(可从接收数据中获得)；以及(5)(S+N)_est/N_est。利用各种判断准则来选择使用哪个质量因子来确定方向；例如，如果利用(S+N)_est，那么两个解调方向会合之处可以预选计算(precomputed)。另外的质量因子也可能被利用，例如S_est的比较方案将是信道增益，取自解调器的信道抽头估计。

另外，本发明也可以利用大概包括以下各项的近似价值函数来实现：(1)信号与/或噪声功能估计，如上所述；(2)同步质量信息；(3)距同步码字的距离，说明跟踪的不定性；与/或(4)衰落深度信息或相关信号与/或噪声信息。价值函数可以用代数的方法或通过一组规则来表示。

再参见图4A，两个抽样值块从存储器151中抽取出来，一个在解调器154中前向解调，另一个是在解调器155中后向解调，然后，基于预选的质量因子(FOM)的质量信息经过线56和57发送到控制器电路153。两组质量信息彼此相比较，并且就哪一个方向是提供高质量结果的解调方向在控制块153中得到确定。此后，在产生较好的结果的方向系统解调数据的第二个块并且将其解调质量与其它方向的先前的结果相比较，且决定是否继续按同样的方向或改变下一个要解调的符号块的方向。当符号信息由每个前向解调器154和后向解调器155产生时，它被输出到将完整的符号信息159发送到接收机的保持电路中的多路复用器158。控制单元153将前向块FOM与后向块FOM比较。如果前向块FOM更好，那么解调下一个前向块，否则，解调下一个后向块。

参见图4B，示出了图4A中控制电路153的原理操作的功能图。4B的逻辑电路执行下面的逻辑运算：

后向控制＝与前向控制相反

其中如果输入为正，则该det产生“l”或“on”。

如图4B中可看到的，在线161中的信号加前向噪音与在线162的后向的噪音相乘，同时线163中的前向噪音与在线164中的信号加后向噪音相乘。各自产生结果之差输入到减法运算165中，并且通过在线167上提供前向控制信号和在线168上提供后向控制信号的解调器166。

也可以看到的是，如下列的另一种算法也能够由逻辑控制电路来实现：

\frac{S + N_{F}}{N_{F}} > \frac{S + N_{B}}{N_{B}}

YES＝＞Fwd

NO＝＞Back

简单地，参见图5，是用图解法说明，在本发明的一个方面中所执行的分步双向均衡。未知符号171序列位于两个已知符号块172和173之间。通过解调在174前向的第一符号块和在175后向的第二符号块来双向地解调未知符号。根据在这两方向上的解调结果r分析，选择出较好的方向(此例中为前向)并且继续在176和177进行前向调制。178响应提供较好的结果的方向，代表后向的解调。在179中再开始的前向解调，之后的是在181的另外的后向解调。整个未知符号块171的解调由三个连续的前向解调182，183和184来完成。这样，可以了解怎样改变连续的符号函数块的解调方向，其中从解调一个方向到另一个方向而获得较好的结果，并且产生靠近原始的发送数据的高质量输出信号。

应该注意到当块的长度与未知符号的长度相同时，可以利用本发明。在这种情况下，单个块被前向和后向解调。这对于要成为已知符号11中的符号块的第一前向块是有利的。在这种情况下，符号值是已知的，此值可用于约束解调器来校正已检测的符号值。此块的FOM如已描述的那样也可以被计算和利用。类似方案可用于后向的已知符号13。

下面，参见图6，示出了本发明的方法和系统的某一方面的流程图。在201，系统接收并存储数据抽样值，以及在202，使两个接收到的要解调数据的两端同步。在203，系统前向解调一个块并且后向解调一个块。以两个相反的方向解调的结果在204相比较而确定：哪一个产生高质量结果。在205，系统询问向哪一个方向产生优质的输出，并且如果是前向，那么在206继续沿前向用于一个另外块的解调。在那个块被解调之后，系统在207估算数据抽样值是否已经被完全解调，并且如果不是，系统转到204来比较最近的前向和后向解调块的质量。然而，如果在205确定在后向的解调产生较好的质量，则在208系统继续沿后向的解调并在209估计系统是否已完全解调了整个信号抽样值。如果不是，系统返回204比较最近的前向和后向已解调块的质量。当整个信号抽样值单元已解调，系统在210结束。

应该体会到，上述方法可以用于比多态维特比均衡器更简单的解调器中。例如，也生成路径测量值的逐个符号(symbol-by-symbol)解调器可以由简化为单一状态的维特比解调器构成。这样简化的维特比解调器将每个接收到的信号抽样值与对应于数据符号所具有的所有的值的参考信号值相比较，决定哪一个参考值(并且因此是哪一个数据符号)是接收信号最紧密地匹配的，并累计剩余失配作为累计质量测量或路径测量值。

也应注意，解调器甚至不需要是维特比均衡器。它可以是除维特比之外的另一种均衡器类型或任何解调器类型。关于解调的质量信息依赖于探测器的类型。例如，如果探测器是线性或判定反馈均衡器，那么质量可包括均方误差或滤波系数值。

上述方法也可以用于差分编码调制，最小位移键控(“MSK”)4-MSK，或其中在符号抽样值的变化之间编码数据的DQPSK，或者是用于相干调制(coherent modulations)，诸如其中以信号抽样值的绝对值编码数据的PSK或QPSK。对于差分调制，前向和后向解调信号序列代表通过比较相邻值来差分解码以确定其变化的绝对信号值，并且这样发送的数据差分地编码。

本发明的一个重要的应用是在接收由遵守CTIA标准IS-136的蜂窝无线电话基地站发送的n/4-DQPSX信号中。所发送的数据的格式如图2B所示。用于同步或训练的十四个预定符号的组16，位于组16之前的未知四进制数据符号的组17，每一个组都承载2比特数据。组17包括6和65个符号的两个子组，它们在通常称为CDVCC的6个预置符号的另一个组18之前。继组16-18之后的是每个都承载2比特数据的未知四进制数据符号的另一个组19和14个预定符号的另一组20。组19包括65个和6个符号的两个子组。应注意，当按照朝前和朝后的时间方向看时，此格式是对称的。本发明的系统利用预定符号组16执行符号组17的前向解调，以及利用已知6个符号的CDVCC18执行组17的后向解调。对于数据符号组17和19分别执行部分路径测量值值比较和符号选择处理。

另一方面，数据符号组17，18和19可以看作为未知，这样，前向解调处理从数据符号组16开始，后向解调处理从数据符号组20开始。

解调器154和155的详细的运算由以下所处理的n/4-DQPSK的差分解码来完成。当判定四个状态之一作为可能的前趋成为新状态时，计算由假设的状态转换所表示的差分符号。例如，从前趋状态00转换到后继状态00意味着差分符号00(因为00+00＝00模2)，从11转换到10意味着差分符号01(因为11+01＝10模2)，等等。所生成的用于差分符号的两个组成比特的软信息作为残存路径测量值和用于与每个依次倒转的隐含的差分符号的比特转换的路径测量值之间的差分，并且与差分符号比特对的符号一致的差分被输入到符号历史中。此软值可以顺序地用于误差校正译码处理中，如软判定，维特比卷积译码器。

本发明不仅局限于TDMA系统，也可以用于FDMA，CDMA和混合系统。例如，本发明可以适用于直接序列的CDMA系统，此系统利用了其中有导频符号的扩展频谱调制。导频符号对应已知符号。调制可由相关接收机执行。如果需要，继之以多重相关之后的瑞克组合可以执行。质量信息可以由瑞克组合器输出的振幅来表示。信道抽头系数估算也可以利用。

虽然本发明的装置和方法的优选实施例已在附图中说明和在前面详细的叙述中描述，但是应该理解，本发明不仅仅局限于已公布的实施例，而且还能够在不脱离本发明前面所述的和由下面的权利要求所定义的精神的情况下进行大量的重排，修改和替代。

Claims

1、一种双向解调经通信信道发送的数据符号的方法，包括的以下步骤：

(a)顺序地接收对应预定数据符号的多个第一信号抽样值，对应于未知数据符号的第二多个信号抽样值，以及对应一组第二预定数据符号的第三多个信号抽样值；

(b)存储接收到的多个数据抽样值；

(c)前向解调对应于预选符号数的所述信号抽样值块，此处解调起始于接近第一个多个信号处接收到的或包括所述第一个多个信号抽样值的信号抽样值；

(d)后向解调对应于所述预选符号数量的所述信号抽样值块，此处解调起始于接近第三多个信号处接收到的或包括所述第三多个信号抽样值的信号抽样值；

(e)确定分别在前向和后向解调数据符号块中表示解调质量的质量值；

(f)比较质量值，以产生最佳方向指示；以及

(g)针对另外的数据符号块依据在步骤(f)中确定的最佳方向指示，重复执行步骤(c)或(d)。

2、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的方法，其中所述步骤中确定的表示解调质量的质量值的步骤包括质量因子，此因数是基于：

根据测量值增长获得的噪声功率。

3、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的方法，其中所述确定表示解调质量的质量值的步骤包括质量因子，此因数是基于：

根据预测接收值获得的信号功率。

4、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的方法，其中所述确定表示解调质量的质量值的步骤包括质量因子，此因数是基于：

估计信号功率与估计噪声功率之比。

5、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的方法，其中所述确定表示解调质量的质量值的步骤包括质量因子，此因数是基于：

根据接收数据获得的信号加噪声功率。

6、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的方法，其中所述确定表示解调质量的质量值的步骤包括质量因子，此因数是基于：

信号加噪声功率与噪声功率之比。

7、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的方法，其中所述确定表示解调质量的质量值的步骤包括质量因子，此因数是基于：

信道增益(channel gain)。

8、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的方法，其中依据解调结果中的质量等级选择来自每一个所述多个连续的符号块的前向和后向解调的输出。

9、一个用于双向解调经通信信道发送的数据符号的系统包括：

(a)用于顺序地接收对应于预定数据符号的第一个多个信号抽样值，对应于未知数据符号的第二个多个信号抽样值，以及对应于一组第二预定数据符号的第三个多个信号抽样值的装置；

(b)用于存储接收到的多个数据抽样值的装置；

(c)用于前向解调连续的具有预选数量的符号的所述未知数据符号块的装置，此处解调是起始于接近第一个多个信号抽样值处接收到的或包括所述第一个多个信号抽样值的信号抽样值；

(d)用于后向解调连续的具有预选数量的符号的所述未知数据符号块的装置，其中解调起始于接近第三个多个信号抽样值处接收到的或包括所述第三个多个信号抽样值的信号抽样值；

(e)用于确定在每一个被分别并连续解调的前向和后向解调数据符号块中，表示解调质量的质量值的装置；

(f)用于比较质量值，以产生最佳结果显示的装置。

10、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的系统，其中所述装置中确定的表示解调质量的质量值包括质量因子，此因数是基于：

从测量值增长获得的噪声功率。

11、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的系统，其中所述装置中确定表示解调质量的质量值包括质量因子，此因数是基于：

从预测接收值获得的信号功率。

12、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的系统，其中所述装置中确定的表示解调质量的质量值包括质量因子，此因数是基于：

估计信号功率与估计噪声功率之比。

13、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的系统，其中所述装置中确定的表示解调质量的质量值的装置包括质量因子，此因数是基于：

从接收数据获得的信号加噪声功率。

14、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的系统，其中所述装置中确定的表示解调质量的质量值包括质量因子，此因数是基于：

信号加噪声功率与噪声功率之比。

15、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的系统，其中所述步骤中确定的表示解调质量的质量值包括质量因子，此因数是基于：

信道增益(channel gain)。

16、如权利要求1所述的用于解调经通信信道发送的数据符号的系统，其中依据解调结果中的质量等级选择来自每一个所述多个连续符号块的前向和后向解调的输出。

17、一个用于双向解调经通信信道发送的数据符号的方式包括的步骤有：

(a)顺序地接收对应于预定数据符号的第一个多个信号抽样值，对应于未知数据符号的第二多个信号抽样值，以及对应于一组第二预定数据符号的第三个多个信号抽样值的装置；

(b)存储接收到的多个数据抽样值；

(c)前向解调对应于预选数量的符号的所述信号抽样值块，其中解调是起始于接近第一个多个信号抽样值处接收到的或包括所述第一个多个信号抽样值的信号抽样值；

(d)前向解调对应于预选数量的符号的所述信号抽样值块，其中解调是起始于接近第一个多个信号抽样值处接收到的或包括所述第一个多个信号抽样值的信号抽样值；

(e)分别在前向和后向解调数据符号块中确定表示解调质量的质量值；

(f)比较质量值以产生最佳方向；

(g)依据最佳方向指示，选择和输出作为用于所述块内的前向或后向解调数据符号的一些符号的解调数据；

(h)利用所述最佳方向指示来解调所述未知数据符号块；

(I)确定在所述未知数据符号的所述最佳方向解调块中的表示解调质量的质量值；

(j)比较以所述最佳方向表示解调质量的质量值以及来自所述其它方向的质量值；

(k)选择和输出作为用于在最佳方向解调数据符号或其它方向解调的数据符号的所述未知数据符号的所述块内的一些符号的解调数据；以及

(l)对于另外的数据符号块，重复步骤(h)到(k)，直到整个多个信号抽样值已经解调。

18、在扩展频谱数字通信系统中，一种用于双向解调数据的方法包括：

接收多个信号抽样值并存储所述抽样值；

前向解调所述信号抽样值以生成前向解调符号值和至少一个前向质量因子；

后向解调所述信号抽样值以生成后向解调符号值和至少一个后向质量因子；以及

根据所述前向或后向质量因子的相关值，选择前向或后向解调符号值。

19、如权利要求18所述的用于解调数据的方法，其中所述至少一个所述前向和后向质量因子包括：

从任何扩展值(despread)，信道抽头估计，以及接收信号强度中获得的噪声功率。

20、如权利要求18所述的用于解调数据的方法，其中所述至少一个所述前向和后向质量因子包括：

从信道抽头估算中获得的信号功率。

21、如权利要求18所述的用于解调数据的方法，其中所述至少一个所述前向和后向质量因子包括：

估计信号功率与估计噪声功率之比。

22、如权利要求18所述的用于解调数据的方法，其中所述至少一个所述前向和后向质量因子包括：

从接收数据中获得的信号加噪声功率。

23、如权利要求18所述的用于解调数据的方法，其中所述至少一个所述前向和后向质量因子包括：

信号加噪声功率与噪声功率之比。

24、如权利要求18所述的用于解调数据的方法，其中所述至少一个所述前向和后向质量因子包括：

信道增益。

25、用于双向解调数据的扩展频谱数字通信系统包括：

用于接收多个信号抽样值和存储所述抽样值的装置；

用于前向解调所述信号抽样值以生成前向解调符号值和至少一个前向的质量因子的装置；以及

用于后向解调所述信号抽样值以生成后向解调符号值和至少一个后向的质量因子的装置；

用于根据所述前向或后向质量因子的相关值，选择前向或后向解调符号值的装置。