CN1258893C

CN1258893C - 正交频分复用信号接收系统及其方法

Info

Publication number: CN1258893C
Application number: CNB021087180A
Authority: CN
Inventors: 齐藤利忠
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-10-22
Filing date: 2002-03-29
Publication date: 2006-06-07
Anticipated expiration: 2022-03-29
Also published as: CN1414714A; US20030081689A1; KR100526381B1; JP3607238B2; JP2003134079A; US7197081B2; KR20030035771A; TW567689B

Abstract

OFDM信号接收系统备有以第1取样速率对接收信号进行取样的AD变换器，从上述AD变换器的输出信号除去噪声的低通滤波器，从上述低通滤波器的输出信号以第2取样速率提取数据的速率变换器，将上述速率变换器的输出信号从时域变换到频域进行解码的OFDM信号解码电路，和对上述OFDM信号解码电路的输出信号进行纠错的纠错电路，并且上述低通滤波器是可以与上述第1取样速率相应地改变频率特性的滤波器。

Description

正交频分复用信号接收系统及其方法

相关申请的交叉参考

本申请对2001年10月22日提出的以前的日本专利申请No.2001-322985具有优先权；并在这里通过参考将该以前申请的全部内容结合进来。

背景技术

5GHz频带的无线电LAN是以用正交频分复用(OFDM)调制方式为前提的。根据OFDM调制方式的接收处理如下进行。用AD变换器对接收的OFDM信号进行取样作为数字信号。取样数据在进行数字信号处理的低通滤波器中除去相邻信道的频率成分。然后，用速率变换器以必需的取样速率进行间除处理。经过间除处理的数据在OFDM信号解码电路中进行傅氏变换。然后，用运算机对经变换的数据进行纠错，对接收的OFDM信号进行解码。

在OFDM调制方式中，为了通过数字滤波器(低通滤波器)除去相邻信道的信号，需要对比实效的频带宽度更宽的频带中的数据进行取样(过量取样)，需要高取样速率的数据。

又，为了使OFDM信号与多个取样信号重叠，信号的最大振幅与平均振幅之比要比PSK(phase shift keying(相移键控))信号和FSK(frequency shift keying(频移键控))信号的大。所以，进入根据OFDM信号进行接收处理的基带LSI的取样数据必需是多位的。

这样，在接收用数字信号处理技术的OFDM信号的系统中，需要多位高速(高取样速率)的AD变换器。但是，因为这样的AD变换器使消费电力增大，所以不适合于用在移动通信设备中。

又，在无线电LAN中使用的OFDM调制方式中，与传输路径的状态适应地选择数据的传输速度，与此相应地改变副载波调制方式。因此，在接收处理中，与接收的OFDM信号的调制方式一致，分几个阶段改变需要的取样速率和取样位数。

例如，在54Mbps的数据传输速度的情形中，取64QAM调制方式。但是，随着数据传输速度的降低，调制方式变化到16QAM，QPSK，在最低数据传输速度的6Mbps的情形中，成为BPSK调制方式。在BPSK调制方式的情形中，考虑AD变换器以后的数据在8位左右就足够了。又，考虑维特比解码器的判定也削减软判定的位数，或者，即便是1位的硬判定也能够得到足够的性能。

所以，至今，与取样速率和取样位数最大时的方法一致地设计并实装电路。在已有电路中，容易设计和实装的电路优先，采用数据传输速度最大的54Mbps时的电路。例如，AD变换器为12位/40MSPS，FFT为12位/20MSPS，维特比解码器为6位软判定。

因此，即便数据传输速度降低，改变调制方式，也能够削减在AD变换器和进行数字信号处理的电路中消费的电力。

发明内容

根据本发明的OFDM信号接收系统的特征是备有以第1取样速率对接收信号进行取样的AD变换器，从上述AD变换器的输出信号除去噪声的低通滤波器，从上述低通滤波器的输出信号以第2取样速率提取数据的速率变换器，将上述速率变换器的输出信号从时域变换到频域进行解码的OFDM信号解码电路，和对上述OFDM信号解码电路的输出信号进行纠错的纠错电路，上述低通滤波器是可以与上述第1取样速率相应地改变频率特性的滤波器。

根据本发明的其它OFDM信号接收系统的特征是备有以第1取样速率对接收信号进行取样的AD变换器，从上述AD变换器的输出信号除去噪声的低通滤波器，从上述低通滤波器的输出信号以第2取样速率提取数据的速率变换器，将上述速率变换器的输出信号从时域变换到频域进行解码的OFDM信号解码电路，对上述OFDM信号解码电路的输出信号进行纠错的纠错电路，和检测上述接收信号的调制方式的调制方式检测电路，上述AD变换器的运算器与由上述调制方式检测电路检测出的调制方式相应地改变取样位数。

附图说明

图1是第1实施形态中的OFDM信号接收系统的方框图。

图2(a)到图2(d)是模式地表示信道频带的图。

图3是在时间轴上表示40MSPS的取样数据的曲线图。

图4是第1实施形态中的LPF的电路图。

图5(a)是在时间轴上表示30MSPS的取样数据的曲线图。

图5(b)是在时间轴上表示30MSPS的取样数据和内插数据的曲线图。

图6是第2和第3实施形态中的OFDM信号接收系统的方框图。

图7是第2实施形态中的运算器的方框图。

图8是第4实施形态中的OFDM信号接收系统的方框图。

具体实施方式

下面，我们参照附图说明本发明的实施形态。

(第1实施形态)

用于无线电LAN的5GHz频带的无线电信道是以用经过OFDM调制的信号为前提，以20MHz间隔设定的。每1条信道的实效带宽约为17MHz，与相邻信道之间存在不超过大约3MHz的缓冲带。因此，用在RF和IF实装的信道选择滤波器难以充分除去相邻信道的信号成分。对基带信号进行模拟-数字变换并取样。因此，通过实现进行数字信号处理的低通滤波器(Low Pass Filter：以下称为LPF)，除去相邻信道的信号成分。

图1是第1实施形态中的OFDM信号接收系统的方框图。本实施形态的OFDM信号接收系统由以第1取样速率对I，Q正交信号进行取样作为数字信号的AD变换器1，与AD变换器1的取样速率相对应，从取样得到的数据除去噪声的LPF2，以第2取样速率从除去噪声的数据提取数据的速率变换器3，通过对变换到可以运算的取样速率的数据进行傅氏变换，将数据从时域变换到频域的OFDM信号解码电路4(以下称为FFT)，和进行纠错的维特比解码器(纠错电路)5构成。又，各方框内，存在着分别与I，Q正交信号相对应的电路。

图2(a)～(d)是模式地表示信道频带的图。又，图2(b)～(d)是模式地表示由AD变换器1的取样得到的Aliasing(折返)的图。这里我们考虑如图2(a)所示的选择信道和作为噪声的相邻信道的情形。当对基带信号进行取样时，如取样定理所示，最好用信号具有的最大频率成分的2倍以上的取样速率。即，因为对每1条信道的±8.5MHz的信号成分进行取样，所以最好用20MSPS左右的取样速率。

但是，如图2(b)所示，当用20MSPS的取样速率时，由于Aliasing(折返)效果，相邻信道的信号作为噪声重叠在选择信道的信号上。

为了避免这个问题，以40MSPS左右的取样速率进行过量取样。如图2(c)所示，当用40MSPS的取样速率时，由于Aliasing效果，大致在相邻信道的中心频率处折返，作为噪声重叠在选择信道的信号上的信号很少。

对在AD变换器1中用40MSPS的取样速率取入的信号，在LPF2中实施根据数字信号处理的LPF处理，除去相邻信道的信号成分。进一步，在后段的FFT4中，为了对适应信道信号的实效频带宽度的20MSPS的取样数据进行处理，用速率变换器3从LPF处理后的数据，通过间除处理提取20MSPS的数据。图3是在时间轴上表示40MSPS的取样数据的曲线的一个例子。图3所示的圆圈表示被取样的数据。其中，涂黑的圆圈表示通过间除处理提取的数据。

在已有的OFDM信号接收系统中，AD变换器1，LPF2等以20MSPS的整数倍速率，例如40MSPS的取样速率进行取样处理。

但是，AD变换器，伴随着取样速率高速化，消费电力增加。所以，为了实现低消费电力，希望以低的取样速率进行取样。

因此，在本实施形态中，即便取样速率例如为30MSPS，不一定是20MSPS的整数倍时，也能够进行LPF处理和间除处理。

图4是第1实施形态中的LPF的电路图，由FIR(Finite ImpulseResponse(有限脉冲响应)滤波器构成。在本实施形态中，在FIR滤波器中，可编程地构成各抽头系数，与取样速率相对应地变更LPF的频率特性。

例如，用与30MSPS的取样速率相对应地改变抽头系数的LPF，对在AD变换器中以30MSPS的取样速率变换到数字信号的数据进行LPF处理。

在LPF处理中，通过与取样速率相对应地变更FIR滤波器的抽头系数，能够得到所要的频率特性。所以，即便取样速率为30MSPS，也能够除去由相邻信道等引起的噪声，能够得到所要的频带(选择信道)。

又，以30MSPS进行取样时，Aliasing的效果如图2(d)所示。与40MSPS的取样速率比较，作为噪声重叠的信号增多了。但是，能够用图中未画出的前段的BPF(Band Pass Fiter(带通滤波器))除去相邻信道的高频成分。即，用AD变换器1中进行取样时，除去在图2(d)中作为噪声表示的那部分频率。所以，即便是30MSPS的取样速率，也不受Aliasing效果的影响能够得到所要的频带。

又，当在具有内插处理电路的取样数据的间除处理中，没有与提取时刻相应的取样数据时，进行根据取样数据之间的线性或高次函数的数据内插处理。图5(a)是在时间轴上表示30MSPS的取样数据的曲线的一个例子。图5所示的圆圈表示用AD变换器1进行取样得到的数据。

又，图5(b)表示在图5(a)中，进一步内插的数据的曲线图。图中的方块表示内插的数据。通过这个内插处理，能够在所要的提取时刻进行数据提取。图中，涂黑的圆圈和方块是提取的数据。

然后，在速率变换器3中，例如以30MSPS的取样速率，提取30MSPS的取样数据，并且是内插处理后的取样数据。提取的数据，在FFT4中，通过傅氏变换从时域变换到频域。从经过傅氏变换的数据提取在副载波的每个IQ平面上的信号点。然后进一步，由维特比解码器5进行数据纠错，使数据解码。

在本实施形态中，通过改变LPF的抽头系数，能够与取样速率相对应地得到所要的频率特性，可以进行OFDM调制方式的接收处理。与已有技术比较，因为能够减少取样数，所以能够削减电力消费。又，通过减少取样数，即便当没有与提取时刻相对应的取样数据时，通过实施在提取时刻的数据内插处理，进行间除处理，也可以实施低取样速率的工作，能够将接收信号解码成所要的数据。

在本实施形态中，我们用FIR滤波器作为LPF的例子进行了说明，但是最好LPF是能够改变频率特性的滤波器。

(第2实施形态)

在5GHz频带中，在用于OFDM调制方式的用于无线电LAN中，存在IEEE802，11a，HIPERLANType2等规格。进一步，对于数据传输速度，存在6，9，12，18，27，36，54Mbps等7类，在副载波的调制方式中，存在BPSK，QPSK，16QAM，64QAM等4类。

在OFDM信号接收系统中，与各副载波的调制方式相对应，运算所需的位数是不同的。例如，为了与成为最大传输速度的54Mbps时使用的64QAM调制相对应，在AD变换器中进行12位的取样。另一方面，在最小传输速度6Mbps时使用的BSPK调制中，如果具有8位的取样数据就足够了。同样，在16QAM中如果具有10位的取样数据，在QPSK中如果具有8位的取样数据就足够了。

表1表示在各调制方式中的位数与传输速度的关系。

[表1]

调制方式	位数	传输速度Mbps
调制方式	位数	传输速度Mbps	64QAM	12	54
16QAM	10	27，36	64QAM	12	54
16QAM	10	27，36	QPSK	8	12，18
BPSK	8	6，9	QPSK	8	12，18

运算所需的位数能够通过检测接收的OFDM信号的调制方式得到。

图6是第2实施形态中的OFDM信号接收系统的方框图。本实施形态中的OFDM信号接收系统备有以第1取样速率对I，Q正交信号进行取样作为数字信号的AD变换器1，与AD变换器1的取样速率相对应，从取样得到的数据除去噪声的LPF2，以第2取样速率从除去噪声的数据提取数据的速率变换器3，通过对变换到可以运算的取样速率的数据进行傅氏变换，将数据从时域变换到频域的OFDM信号解码电路4(以下称为FFT)，进行纠错的维特比解码器5，和调制方式检测电路6。

第2实施形态中的调制方式检测电路6检测接收信号的调制方式，与这个调制方式相对应，能够改变各运算所要的位数。

其次，我们说明第2实施形态中的OFDM信号接收系统的工作。例如，考虑改变AD变换器1中的取样位数的情形。接收的OFDM信号，对于用AD变换器1进行取样得到的数据，实施用于提取由LPF2选择的信道信号的LPF处理，在速率变换器3中进行取样数据的间除处理。接着，通过FFT4将数据从时域变换到频域，然后将这个数据加到维特比解码器5进行纠错。从而，使接收数据解码。

又，在调制方式检测电路6中，检测以什么样的调制方式发送经过维特比解码器5纠错的数据。将调制方式记载在帧的头部。在调制方式检测电路6中，首先接收解析帧的头部，然后检测后续的数据部分的调制方式。所谓的帧就是在无线LAN中的通信单位。

然后，与检测的调制方式相对应在AD变换器1中，在后续的数据部分的接收处理中改变取样位数，进行取样处理。

图7是本实施形态中的运算器的方框图。用作在图6中的AD变换器1内的运算器。本实施形态的运算器由输入第1数据的第1移位电路11、输入第2数据的第2移位电路12、运算从第1和第2移位电路11，12输出的数据的运算电路13构成。第1和第2移位电路11，12，与调制方式相对应，缩短在MSB(most significant bit：最高有效位)一侧的有效数据，缩短在LSB(least significant bit：最低有效位)一侧的“0”数据。

这里，我们考虑在调制方式检测电路6中检测出的调制方式为16QAM的情形。例如，运算电路13可以运算最大12为的数据。当OFDM信号的调制方式为16QAM时，在AD变换器的运算中所需的取样位数成为10位。在第1和第2移位电路11，12中，与检测出的调制方式相对应，缩短MSB一侧的有效数据，缩短在LSB一侧的“0”数据。在16QAM的情形中，在LSB一侧加入2位的“0”数据。

这样，如果可以削减与信号处理有关位数，即削减运算器的工作区域，则可以削减电路的消费电力。

又，通常，用能够最稳定地接收的BPSK调制方式发送帧的头部。所以，当等待接收新的帧时，和解析帧的头部时，以与BPSK调制方式相对应的运算位数使电路工作。通过这样做，能够将消费电力抑制到最低。然后，与帧头部的解析结果相对应，能够动态地改变在运算器中的运算位数，实现消费电力的削减。

同样，即便在LPF2，速率变换器3，OFDM信号解码电路4内的运算器中，也能够具有与图7所示的运算器相同的构成。例如是用于内插处理的运算器，用于FFT处理的运算器等。在这些情形中，既可以与AD变换器1相同，与用调制方式检测电路6检测出的调制方式相对应地改变运算位数，或者也可以与AD变换器1的取样位数相对应地改变运算位数。

同样，能够削减运算器的工作区域，从而可以削减消费电力。

又，即便在维特比解码器5中，也可以与调制方式相对应，或者与AD变换器1的取样位数相对应，或者与传输路径代码的编码率相对应，改变软判定中的运算位数，并切换到硬判定。从而能够得到同样的效果。

又，传输路径代码的编码率与传输速度对应地变化。所以，如果知道传输速度，即调制方式，则能够与编码率对应，在维特比解码器5中进行软判定或硬判定的切换。

在本实施形态中，通过在调制方式检测电路6中检测调制方式，改变AD变换器的取样位数，LPF～维特比解码器中的运算位数。因为与削减的位数相对应地，缩短在运算器中关键路径，削减运算器的工作区域，所以能够削减消费电力。

又，因为传输速度慢的信号具有较强的抗噪声能力，所以在低的取样速率也容易进行解码。因而，也可以与传输速度相对应地，进行替换AD变换器1中的取样速率的工作。

如表1所示，传输速度能够通过检测出接收的OFDM信号的调制方式得到。这样，在64QAM中具有最快的传输速度，在16QAM，QPSK，BPSK中传输速度逐渐降低。

(第3实施形态)

在第3实施形态中的OFDM信号接收系统的方框图与第2实施形态所示的图6相同。第3实施形态中的调制方式检测电路6检测接收信号的调制方式，与这个调制方式相对应地，切换AD变换器1的取样速率。例如，在AD变换器1中，使BPSK，QPSK用30MSPS的取样速率进行工作，使16QAM，64QAM用40MSPS的取样速率进行工作。

在本实施形态中，因为与传输速度(调制方式)对应地切换取样速率，所以在传输速度慢的调制方式中，通过以低取样速率进行工作能够削减消费电力。又，在传输速度快的调制方式中，通过以高取样速率进行工作，能够几乎不受噪声的影响地进行稳定的解码。

又，在本实施形态中的AD变换器1既可以构成用不同的取样速率的AD变换器，例如，分别构成用于30MSPS的AD变换器和用于40MSPS的AD变换器，也可以构成可以用于40MSPS的取样速率的AD变换器，用30MSPS的取样速率进行取样。

即便与传输速度相对应地切换取样速率，通过改变第1实施形态所示的LPF2的频率特性，可以进行OFDM调制方式中的接收处理。

用40MSPS进行取样得到的数据，由变更到与40MSPS相对应的频率特性的LPF2进行LPF处理。接着，用速率变换器3通过间除处理提取20MSPS的取样数据。然后，用FFT4，维特比解码器5对提取的数据实施各处理。

另外，用30MSPS进行取样得到的数据，由变更到与30MSPS相对应的频率特性的LPF2进行LPF处理。接着，用速率变换器3进行在提取时刻的内插处理及间除处理。然后，用FFT4，维特比解码器5对提取的数据实施各处理。

在本实施形态中，通过在调制方式检测电路6中检测调制方式，改变AD变换器1中的取样速率。因为与调制方式对应的传输速度相对应地，改变取样速率，所以当传输速度慢时，使取样速率降低，能够削减消费电力。又当传输速度快时，使取样速率增大，可以进行稳定的解码。

(第4实施形态)

在第2实施形态中，与调制方式相对应地，改变在各运算器中的运算位数。如果我们知道与调制方式相对应，数据的取样位数和各运算器所需的运算位数，则能够抑制发生从LSB一侧的移位。所以，也能够预先知道关键路径的缩短量。

因此，在第4实施形态中进一步与运算位数相对应地，即与为了使关键路径工作所必需的电压电平相对应地，对电源电压进行控制。图8是第4实施形态中的OFDM信号接收系统的方框图。在本实施形态中的OFDM信号接收系统是在图6所示的第2实施形态中的OFDM信号接收系统上加上控制各方框的电压量的电源电压控制电路7构成的。

电源电压控制电路7与由调制方式检测电路6检测出的调制方式相对应地，对各方框的电压量进行控制。

其次，我们说明在本实施形态中的OFDM信号接收系统的工作。接收的OFDM信号，对于由AD变换器1取样的数据，实施用于提取由LPF2选择的信道信号的LPF处理，在速率变换器3中进行取样数据的间除处理。接着，通过FFT4提取副载波的每个信号点，将这个数据加到维特比解码器5进行纠错。从而，使接收数据解码。

又，在调制方式检测电路6中，检测以什么样的调制方式发送经过维特比解码器5纠错的数据。然后，与检测出的调制方式相对应，电源电压控制电路7对各方框中的电压进行调整，因此，能够将电源电压降低到足以使缩短的关键路径工作的电平。

又，因为帧的头部是BPSK调制方式，所以待机时和解析帧的头部时，通过在必需的最低电压上进行工作，能够削减消费电力。

如果根据本实施形态，与调制方式相对应，通过对各方框中的电压进行控制，能够在必需的最低电平的电压上使电路工作。所以，与已有技术比较，能够削减消费电力。

如果根据本发明，通过改变OFDM信号接收系统中的LPF的频率特性，即便在低的取样速率也可以进行解码，从而能够削减消费电力。又，通过与调制方式相对应地，改变AD变换器中的取样速率，各方框中的运算位数，或各方框中的电源电压，能够削减消费电力。

对于那些熟练的技术人员来说通过考虑这里描述的本发明的说明和实践能够了解本发明的其它实施形态。我们有意将说明和例子只看作是用来进行解释的，而本发明的真正的范围和精神由下面的权利要求书表示出来。

Claims

1.一种OFDM信号接收系统，它备有

以第1取样速率对接收信号进行取样的AD变换器，

从上述AD变换器的输出信号除去噪声的低通滤波器，

从上述低通滤波器的输出信号以第2取样速率提取数据的速率变换器，

将上述速率变换器的输出信号从时域变换到频域进行解码的OFDM信号解码电路，和

对上述OFDM信号解码电路的输出信号进行纠错的纠错电路，

上述低通滤波器是可以与上述第1取样速率相对应地改变频率特性的滤波器。

2.权利要求项1记载的OFDM信号接收系统，其中

上述低通滤波器是FIR滤波器。

3.权利要求项1记载的OFDM信号接收系统，它进一步备有

当没有所要时刻的数据时，对该时刻的数据进行内插的内插处理电路，

上述速率变换器包含上述内插的数据地以第2取样速率提取数据。

4.权利要求项3记载的OFDM信号接收系统，其中

上述内插处理电路，用直线或高次函数在由上述AD变换器取样的数据间内插上述所要时刻的数据。

5.权利要求项1记载的OFDM信号接收系统，它进一步备有

检测上述接收信号的调制方式的调制方式检测电路，

与由上述调制方式检测电路检测出的调制方式相对应，变更上述第1取样速率。

6.权利要求项5记载的OFDM信号接收系统，其中

当上述检测出的调制方式中的传输速度慢时，降低上述第1取样速率。

7.一种OFDM信号接收系统，它备有

以第1取样速率对接收信号进行取样的AD变换器，

从上述AD变换器的输出信号除去噪声的低通滤波器，

将上述速率变换器的输出信号从时域变换到频域进行解码的OFDM信号解码电路，

对上述OFDM信号解码电路的输出信号进行纠错的纠错电路，和

检测出上述接收信号的调制方式的调制方式检测电路，

上述AD变换器的运算器与由上述调制方式检测电路检测出的调制方式相应地变更取样位数。

8.权利要求项7记载的OFDM信号接收系统，其中

上述运算器备有

与上述检测出的调制方式相对应地，

缩短在最高有效位一侧的第1数据，缩短在最低有效位一侧的“0”数据的第1移位电路，

缩短在最高有效位一侧的第2数据，缩短在最低有效位一侧的“0”数据的第2移位电路，和

运算上述第1和第2移位电路的输出数据的运算电路。

9.权利要求项8记载的OFDM信号接收系统，它进一步备有

与上述检测出的调制方式相对应地控制电源电压的电源电压控制电路，

当缩短上述运算器的关键路径时，降低电源电压。

10.权利要求项7记载的OFDM信号接收系统，其中

上述低通滤波器的运算器，与上述检测出的调制方式或上述取样位数相对应地，变更运算位数。

11.权利要求项10记载的OFDM信号接收系统，其中

上述运算器备有

与上述检测出的调制方式相对应地，

运算上述第1和第2移位电路的输出数据的运算电路。

12.权利要求项11记载的OFDM信号接收系统，它进一步备有

当缩短上述运算器的关键路径时，降低电源电压。

13.权利要求项7记载的OFDM信号接收系统，其中

上述速率变换器的运算器，与上述检测出的调制方式或上述取样位数相对应地，变更运算位数。

14.权利要求项13记载的OFDM信号接收系统，其中

上述运算器备有

与上述检测出的调制方式相对应地，

运算上述第1和第2移位电路的输出数据的运算电路。

15.权利要求项13记载的OFDM信号接收系统，它进一步备有

当缩短上述运算器的关键路径时，降低电源电压。

16.权利要求项7记载的OFDM信号接收系统，其中

上述OFDM信号解码电路的运算器，与上述检测出的调制方式或上述取样位数相对应地，变更运算位数。

17.权利要求项16记载的OFDM信号接收系统，其中

上述运算器备有

与上述检测出的调制方式相对应地，

运算上述第1和第2移位电路的输出数据的运算电路。

18.权利要求项17记载的OFDM信号接收系统，它进一步备有

当缩短上述运算器的关键路径时，降低电源电压。

19.权利要求项7记载的OFDM信号接收系统，其中

上述纠错电路，与上述检测出的调制方式或上述取样位数相对应地，变更软判定的位数，或切换到硬判定。

20.权利要求项19记载的OFDM信号接收系统，它进一步备有

当缩短上述运算器的关键路径时，降低电源电压。

21.一种OFDM信号接收方法，它备有

以第1取样速率对接收信号进行取样的工序，

以上述第1取样速率从上述取样信号除去噪声的工序，

以第2取样速率从除去上述噪声的信号提取数据的工序，

将上述提取的信号从时域变换到频域进行解码的工序，和

在对上述经过解码的信号进行纠错的工序，并且

在上述除去工序中，与上述第1取样速率相对应变更频率特性。

22.一种OFDM信号接收方法，它备有

以第1取样速率对接收信号进行取样的工序，

以上述第1取样速率从上述取样信号除去噪声的工序，

以第2取样速率从除去上述噪声的信号提取数据的工序，

将上述提取的信号从时域变换到频域进行解码的工序，

在对上述经过解码的信号进行纠错的工序，和

检测上述接收信号调制方式的工序，并且

在上述取样工序中，与上述检测出的调制方式相对应变更取样位数。