CN1274192A - 电力转换系统 - Google Patents

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Abstract

为了高度精确地检测电力转换系统中的电流,将电感器串联到开关元件的主端子,并使用积分电路对切换时电感器的两端产生的电压积分,来检测电流。

Description

电力转换系统
本发明涉及一种使用开关元件的电力转换系统。
已经广泛地进行对电力转换系统中的各个部分的电流的测量。
例如，用电流的测量结果来判断在诸如IGBT(绝缘栅双极晶体管)或MOSFET之类的元件中是否由于在元件中发生短路而有过电流流过。因为诸如IGBT之类的元件具有电流饱和特性，即输出电流由栅压限制，故如果电流在发生短路状态(电源电压直接提供给元件)的几十us内关断，电流可以被关断而不击穿。因此，越来越普遍地，电力转换系统包含一些能够判断发生短路状态的装置，并含有短路保护单元，用于在判断元件中发生短路状态时，自己关断元件。
一般使用的判断发生短路状态的方法是，测量元件中的电流，并当测量的电流超过一参考值时，判断发生短路状态。已经知道了一些检测电流的方法。例如，第5-267580号日本专利申请公告中揭示的一种技术。在这种方法中，将用于测量流过元件的辅助元件并联到元件，并且通过串联到辅助元件的电阻器中所产生的电压测量电流。这种方法具有一个优点，其中因为流过主元件的电流的一部分流过辅助元件，故可以测量大的电流。其中，辅助元件通常和主元件一起包含在一个芯片中。
还有其它测量流过元件的电流的方法，一种方法是，通过将电阻器直接串联到元件而测量电压，而不使用辅助元件，另外一种方法是通过在主元件的一个配线中设置一个变流器来测量电压。这些方法具有一个优点，即，因为直接读出流过元件的电流，故可以高度精确地读出电流。
近来的电力转换系统不只配置有上述保护单元，还在PWM控制的性能上有改进。作为一个例子，有感应电动机的矢量控制。虽然因为感应电动机的转子结构简单牢靠，价格低而被广泛使用，但是为了稳定地驱动感应电动机，需要使用矢量控制技术。
类似于短路的保护，矢量控制也需要高度精确地测量电流。在矢量控制中，必须读出流入电动机的电流作为控制信息，并且通常通过插入变换器和电动机之间的配线中的电阻器的两端之间产生的电压，或者通过装到配线中的诸如变流器之类的电流检测器测量电流。
如上所述，电力转换系统需要高度精确地测量开关元件和电动机中的电流，并且使用辅助元件、电阻器或变流器测量电流。
但是，传统的测量电流的方法具有以下问题。
在使用辅助元件的测量电流的方法中，将辅助元件和电阻器的串联电路并联到主元件，并从电阻器中产生的电压读出电流。由于主元件的两端之间提供的电压由辅助元件和辅助元件侧的电阻器分压，故主元件两端的电压不同于辅助元件两端之间的之间的电压。另外，由于电阻器上产生的电压与电阻器中流过的电流成比例地增加，故提供给主元件的电压与提供给辅助元件的电压的比值根据电流值变化。由此，使用辅助元件的方法难以高度精确地量电流，因为流过主元件的电流与流过辅助元件的电流的比值根据电流值而变化。
另一方面，通过将电阻器串联到主元件来测量电流的方法可以高度精确地测量电流，因为流过主电路的电流都流过电阻器，但是在电阻器中发生大的损耗。因此，难以测量高于几十安培的电流。
另外，使用变流器测量电流的方法可以高度精确地测量电流，但是，难以使系统尺寸小，成本低，因为变流器的尺寸大，价格高。
为了克服上述问题，本发明的一个目的是提供一种电力转换系统，它包含精确度高的电流检测装置。
根据本发明的电力转换系统包含开关元件；连接到开关元件的主端子的电感器；用于对电感器的两端之间产生的电压积分的积分电路。
当流过开关元件的电流接通或关断时，在电感器的两端之间产生电压，该电压与根据时间的电流微分成比例。电感器中产生的电压由积分电路积分。与流过开关元件的电流成比例的电压产生在积分电路的输出中。
根据本发明的电力转换系统的详细的配置如下。由电路构成三相变换器，并且在每一个电路中，一个实际上能够由一个配线形成的小电感器连接到由开关元件和反相并联到开关元件的二极管构成的并联电路。将驱动电路连接到每一个开关电路的栅，并且将积分电路连接在电感器两端之间。通过通信接口，将驱动电路和积分电路连接到主控制单元。将用于检测旋转位置和旋转速度的检测器安装到电动机。主控制单元根据开关元件的ON/OFF工作时的即时电流得到的相电流调节变换器每一相的开关时间。通过这样做，可以执行高度精确的电动机控制。
从下面的描述，本发明的其它特点将是清楚的。
图1是示出根据本发明，测量开关元件的电流的电路的实施例的示图；
图2是示出另一个实施例的电路图；
图3是示出IGBT模块和IGBT模块的等效电路图的透视图；
图4是示出检测电流的方法的另一个实施例的电路图；
图5是用于估计的电路的示图，以及示出测量结果的图表；
图6是示出积分电路的另一个实施例的方框图；
图7是示出另一个实施例的方框图，其中信号被数字化处理；
图8是示出短路保护电路的方框图和详细的电路图；
图9是示出用于抑制dV/dt的实施例的曲线图和方框图；
图10是示出三相变换器的方框图；
图11是揭示得到相电流的方法的图表；
图12是示出具有矢量控制功能的变换器的方框图。
图1、图2、图3和图4是示出测量开关元件的电流的电路的实施例的示图。图5是示出测量电流的电路的示图，以及示出测量结果的曲线图。开关元件不必限定为IGBT，但是，下面将根据IGBT进行描述。
图1中的配置如下。将一电感器L串联到IGBT的发射端。将驱动电路11连接到IGBT的栅接线端G。电感器的另外一端Em连接到积分电路10。发射端E连接到驱动电路11和积分电路10的地端。积分电路10对电感器L中产生的电压积分，以输出流过电感器L的电流值。控制电路12根据积分电路10的电流信息确定驱动电路11的控制条件。由电感器LM和二极管D构成的并联电路与电源Vcc串联在端子C和Em之间。IGBT通过来自驱动电路11的信号接通/断开，将电流提供给电感器LM。由图1的电路图示出的电路是图10或图12所示的电力转换器的一个部分。
图2示出另一个实施例，其中将电感器L2串联到IGBT的集电极引线端C。将驱动电路11连接到IGBT的栅接线端。将电感器的另一端Cm连接到积分电路10。将集电极引线端C联到积分电路10的地端，并将发射极引线端子E连接到驱动电路11的地端。积分电路10对电感器L2中产生的电压积分，并输出流过电感器L2的电流的值。控制电路2根据来自积分电路10的电流的信息，确定驱动电路11的控制条件。这里，积分电路10和驱动电路11积分电路10和控制电路12之间，或在驱动电路11和控制电路12之间的某一个位置相互隔离。
图3是透视图，示出IGBT模块和IGBT模块的等效电路图。将一个绝缘板29放置在由金属制成的散热片211上，并将金属板25放置在绝缘板29上。在金属板25上，设置IGBT芯片和二极管芯片DF。IGBT芯片的集电极和二极管芯片DF的阴极电极都通过金属板25连接到集电极引线端C。另外，将IGBT芯片的发射极电极和二极管芯片DF的阳极电极都通过发射极电极板24，由电线28连接到发射极引线端子Em。将测量发射极引线端子Es连接到发射极引线端子板。发射极引线端子Em是用于传导主电流的端子。另一方面，测量发射极引线端子Es是用于传导用于控制IGBT的栅的电流的端子，并且通常不传导主电流。将栅接线端G通过栅电极板210连接到IGBT芯片的栅电极。上述配置包含在塑料封装212内，并且将每一个端子都引出塑料封装212外。
将由电感器LM和二极管D构成的并联电路和直流电源Vcc串联而形成的主电路连接在集电极引线端C和发射极引线端子Em之间。将积分电路10连接在发射端Em和测量发射端Es之间，并将驱动电路11连接在栅接线端G和测量发射极引线端子Es之间。另外，将积分电路的输出传送到控制电路，并将控制电路的输出传送到驱动电路。
图3(B)示出IGBT模块M的等效电路。将IGBT和二极管DF相互地反向并联。反向并联电路串联到寄生电感Le，该电感由图3(A)所示的发射极电极板24和发射极引线端子Em构成。将驱动电路11连接到栅接线端G，并将积分电路10连接到发射极引线端子Em。将测量发射极引线端连接到驱动电路11和积分电路10的地端。这里，测量发射极引线端Es不总是必须连接到积分电路10的地端，发射极引线端Em也可以连接到积分电路的地端，并且测量发射极引线端Es可以被积分，以作为一个信号。但是，在这种情况下，必须使积分电路10和驱动电路11相互绝缘。
图4示出另外的不同的实施例。图4(A)示出一个实施例，其中，单独用于连接到积分电路的引线端子Em2设置在模块M的发射极侧。通常，传导主电流的引线端子必须尺寸大，并使用大的螺丝钉连接到外部的主电路。另一方面，可以将小的螺丝钉用于至积分电路的输出端，因为它传导非常小的电流。因此，难以将主电路和积分电路这两个电路连接到一个发射极引线端。图4(A)的实施例从这一观点上修改，并且提供单独地用于连接到积分电路的引线端子Em2。
在图4(B)的实施例中，电感器分成两个部分，并从电感器的中间引出一个引线端子，单独用于积分电路。较好地使用由发射极电极板24和模块M的发射极引线端Em构成的寄生电感，因为可使这部分的零数量不增加。但是，由于寄生电感依赖于发射极电极板24和发射极引线端Em的结构，故有时寄生电感的大小根据模块的结构变大。由于电感器的两端产生的电压与电感值成比例，故当电感的值变大时，输入到积分电路的电压增加。由于积分电路一般的设计是以低于±20V的电源电压工作的，故产生一个问题，即，当输入到积分电路的电压太高时，积分电路被高压损坏。由此，通过从发射极引线端板24和发射极电极板Em之间的中间部分取出用于积分电路的引线端子，可以减小输入到积分电路的输入电压，以解决上述问题。
图5是示出用于估计的电路图，以及示出测量结果的曲线图。图5(A)所示的用于估算的电路是这样构成的，即，串联图3(B)所示的两个电路，并且将串联电路的主引线端子连接到直流电源的引线端子T1和T2。另外，将电感器LM连接在模块M11的主引线端子之间。运算放大器31和连接到运算放大器31的电阻器和电感器构成积分电路。在图6中描述积分电路的细节。图5(A)的这个电路对应于图10和图12中所示的三相逆变器中的一个相。
图5(B)示出当模块M12的IGBT12接通时，模块M12侧中的波形。波形Ve是根据根据测量发射极引线端Es，在电感器Le中产生的电压。波形Vcc是集电极引线端的电压。关于电流，示出了由变流器测量的流过发射极电线的电流的波形，以及通过对反应器Le中产生的电压Ve积分得到的波形Ie*。这两者相互吻合得很好。由此，可以知道，能够通过反应器Le中产生的电压Ve积分测量该电流。
测量如下执行。将IGBT12的栅G设置为高压，以使IGBT12处于ON状态。然后，电流流过电感器LM、IGBT12和电感器Le。由于电感LM的值大，故大部分的直流电压提供给电感器LM。由此，电流与时间成比例地增加。接着，当电流达到200A时，IGBT12的栅信号减小至低电压，使IGBT12处于OFF状态，以关断电流。然后，将流过电感器LM的电流交换至二极管DF11一侧。当在几十us后再次接通IGBT12时，流过电感器LM的电流从二极管DF11转换到IGBT12。由此，在电感器Le中产生与电流的改变率成比例的电压Ve。图5(B)的波形是当接通IGBT12时的波形。
当IGBT12接通时，一大于流过电感器LM的电流的电流流过几百ns。原因如下。当电流沿正向在二极管DF11中传导时，载流子积聚在二极管DF11内侧。由此，当接通IGBT12，将反向电压提供给二极管DF11时，电流由于二极管内积聚的载流子，电源沿反向流过二极管DF11。该电流称为二极管的恢复电流。由于在接通IGBT12时的电流称变成二极管DF11的恢复电流和通流过电感器LM的电流的总和，故大于流过电感器LM的电流的电流在接通的启起始阶段流过。结果，在要测量流过电感器LM的电流的情况下，必须在二极管的恢复电流消失后读出电流值。复原电流流过的时间对于耐压低于100V的二极管，一般是几十到几百ns，对于耐压低于1000V的二极管接近于1un，对于耐压为几千V的二极管，是3到4us。
图6是方框图，示出积分电路的另外的实施例。在图6(A)的实施例中，将发射极引线端Em通过电阻器R1连接到运算放大器31的负引线端子。将运算放大器31的正引线端子连接到测量发射极引线端Es。另外，将电容器Ci和电阻器R2连接在运算放大器31的负引线端子和运算放大器的输出引线端子42之间。运算放大器31、电阻器R1和电容器Ci构成积分电路，用于对来自发射极引线端的输出电压Ve积分。电阻器R2是用于防止运算放大器31的积分错误的电阻器，并且通常具有100K欧姆到几M欧姆的电阻。积分错误由通过在运算放大器31的正引线端子和负引线端子之间流过的偏流，对电阻器R1中产生的电压进行积分而产生。
图6(A)插入电阻器R2的配置用作高通滤波器，其中低频信号成份不能通过。截止频率是1/(2πCi·R2)，并且频率低于该值的信号不能通过积分电路。由此，为了使积分电路能够用于直到低频信号的积分器，需要值Ci和R2更大。
图6(B)的实施例是可以用于直到低频信号的电路的例子，并且图6(A)的电阻器R2由开关SW代替。作为开关SW，较好地使用模拟开关，其电阻在ON状态下小，在OFF状态下大。开关SW用于通过对电容器Ci放电，对积分电路复位。由接通一关断脉冲形成窄一宽脉冲，以开关IGBT。当窄一宽脉冲输入到开关SW，以使开关SW处于ON状态时，电容器Ci中的电荷被放电，并且积分电路的输出为0V。由于IGBT的栅信号由延迟电路延迟，在积分电路复位时间后有一个延迟，然后IGBT启动开关操作。在接通操作中，在0V输出的条件下接通IGBT，因为积分电路已经在电流在IGBT中流动之前复位。由此，可以精确地测量流过IGBT的电流。类似地，在关断操作时，虽然来自积分电路的电压是反向的，但在IGBT的关断操作之前，积分电路的输出为0V。由此，可以精确地测量流过IGBT的电流。其中，使用MOSFET形成模拟开关，并且在ON的状态下，电阻通常只有几十欧姆那么小，而在OFF状态下，有几十M欧姆到几百M欧姆那么大。由此，在模拟开关处于OFF状态时，积分电路的截止频率比图6(A)的方法中的截止频率低2到3个数量级，并且相应地，可以测量更低频率的电流。另外，复位时间由运算放大器的通过速率(能够改变输出电压的速度)和复位前的输出电压确定。在一般使用的运算放大器中，通过速率接近于10v/us。因此，当将输出电压设计成例如大约±15V时，将复位周期设置为1.5us是可以接受的。这些脉冲之间的时间关系也示于图6(B)中。
图6(C)示出另一个实施例，其中使用无源部分构成积分电路。积分电路由电子琴R3和电容器Ci构成。电路具有一个优点，即，积分电路可以只由电容器和电阻器构成，并且，相应地，零件的数量减小。类似于图6(B)的实施例，可以将开关SW并联到电容器Ci，可以通过在切换IGBT之间，接通开关SW使积分电路复位。
图7(A)示出另一个实施例的方框图，其中信号被数字化处理。在将电感器Le的电压从模拟信号转换为数字信号后，数字信号被数字化处理，以得到电流值。因为可以使用现有技术，故这里省略了对数字积分方法的详细的描述。在数字积分中，通过在切换IGBT之前，在清除积分值后开始积分，可以执行具有小的误差的电流测量。
图7(A)的配置具有一个优点，即，可以执行具有小误差的积分，因为电感器的电压直接转换为数字信号，然后进行积分。但是，从图5(B)的测量结果显然的，在电感器中产生的电压通常具有几十MHz的信号成份，相应地，为了对电压积分，需要A/D转换器以至少几十MHz工作。虽然这种A/D转换器可以通过使用现有技术构成，但是，如果驱动频率增加，则A/D转换器的成本变高。图7B的实施例能够解决这种问题。电感器中产生的电压的模拟信号被积分，然后转换为数字信号。如图5B所述，IGBT的电流可以通过读出在切换IGBT后几us时的电流得到。通常，在使用IGBT的电力转换器时，IGBT的开关频率是几kHz到几十kHz，并且A/D转换器的工作频率也在相同的范围内。由此，可以使用经济的A/D转换器。
图8是方框图和详细的电路图，示出短路保护电路。从积分电路的输出通过比较电路与命令值比较。当电流超过命令值时，比较电路输出OFF脉冲，并且开关电路输出OFF脉冲至驱动电路。驱动电路将IGBT的栅电压降低，以关断IGBT。通过上述途径执行短路保护。下面，参照图8B的详细的电路图，描述当在IGBT中发生短路时的保护工作。
当将ON-OFF脉冲设置到高电压时，接通晶体管Q2，关断晶体管Q3，因为晶体管Q2和Q3的基极电压VB达到高电压。由此，IGBT的栅电压增加，并且IGBT处于ON状态，以允许电流在集电极引线端C和发射极引线端Em之间流动。当电流流过IGBT时，在电感器Le中产生与IGBT的电流di/dt的变化率成比例的电压Ve。由此，由运算放大器IC2构成的积分电路输出IGBT的电流作为电压Ve’。将通过积分得到的电压Ve’传送到由比较器IC1构成的比较电路，以与由电源电压、电阻器R8和电阻器R9确定的电压命令值比较。当电流的积分值Ve*成为大于命令值Vref的值时，比较器的输出为高压状态，接通晶体管Q5。由此，晶体管Q2关断，并且晶体管Q3接通，因为晶体管Q2和Q3的基极电压VB降低，并且IGBT的栅电压降低，以使IGBT处于OFF状态。换句话说，当大于电压命令值Vref的电流流入IGBT时，不论ON-OFF脉冲的命令如何，IGBT都进入切断状态。
在短路保护的情况下，积分条件可以如下确定。当发生短路时，IGBT的电流迅速增加。电流的增加速度由电源电压、主电路的电感和IGBT的接通速度确定。例如图10的U相短路的主电路的电感是由引线端子T1、模块M11、模块M12、引线端子T2和电源构成的回路支配的电感。在IGBT逆变器的情况下，由于主电路的电感通常只有0.1uH到1uH那么小，故在短路时电流的增加速率di/dt有几百a/us到几千A/us那么大。由此，这种情况下的频率成份有几百kHz到几千kHz那么高。从这些关系中，在通过对短路时的电流积分的短路保护中，可以将积分电路的截止频率设置为从10kHz到100kHz，其容限为一个数量。
另外，可以将比较器IC1的输出输入到闩锁住电路，虽然图8中没有示出。考虑到发生短路的原因有各种例子，诸如由于(信号)前缘导致错误操作、错误控制等等。在前面的情况下，由于考虑不连续发生短路，故当电流超过预先设定的值时，IGBT关断，并且当电流低于预先设定的值时，通过免除保护，返回到正常的操作。另一方面，在后面的情况下，由于产生短路的原因持续长时间，故较好地，IGBT关断，并且同时将发生短路的信息传送到主控制单元，并且保持OFF状态，直至接收到免除命令。由于可以考虑各种对付短路的方法，故可以根据系统的目的使用适当的方法。
由于IGBT迅速切换，故发生快速的电压变化(dv/dt)。当值大时，不仅产生开关前缘，还在电动机的引线端子之间产生过电流，以引起电动机的损坏。由此，在例如第10-150764号日本专利申请公开公告中提出了减小电压的变化(dv/dt)。图9的实施例的一个目的是抑制电压变化dV/dt。当IGBT的电压变化dv/dt减小时，开关损耗增加。这是因为电压的升高和降低缓和，以增加电流和电压的乘积。因此，将电压变化dv/dt减小到不必要的小是不好的。
图9(A)示出在IGBT接通时开关波形，B示出在关断时的开关波形。参考特征Ig表示栅电流，参考特征Ie表示发射极电流，参考特征Vc表示集电极电压，参考特征Vd表示另一个模块中的二极管(IGBT模块以外的相互串联的另一个模块中的二极管)的电压。用于这种测量中的IGBT模块的耐压为3.3kV，并且额定电流为1200A。由于由恢复产生的电压变化dv/dt大大地大于IGBT接通时产生的电压变化dv/dt，故在图9C的曲线图的纵坐标上取得恢复dv/dt。
发现，可以通过在电压正在变化期间减小IGBT的栅电流以减小IGBT的电压变化dv/dt。电压变化的期间意思是由对于接通操作，参考特征Tf示出的期间，以及对于关断操作，由参考特征Tr示出的期间。另外，从在恒定的栅控制条件下对dv/dt的电流相关性的研究发现，恢复dv/dt随着电流的增加而降低。另一方面，还发现，在关断时，当电流增加接近于600A时，电压变化dv/dt增加，并在大约600A时达到恒定。由此，可以知道，在接通状态期间，通过在电流小时减小栅电流Ig，并在电流大时增加栅电流Ig来驱动IGBT，防止由于在大电流时过度抑制dv/dt引起的IGBT的开关损失。
图9E是方框图，示出用于控制电压变化dv/dt使其恒定的电路，并且电路说明了三相逆变器中的一个相部分。电感器Le的电压Ve被积分，并且将恢复电流消失后的电流读出并暂时存储。然后，相应于存储的值，通过控制从驱动电路提供给IGBT的栅的电流Ig使电压变化dv/dt和损失最小化。为了控制对应于IGBT的电流值的电压变化dv/dt，较好地，与读出电流同步地控制栅电流Ig。但是，这是不可能的，因为直到IGBT切换，才能够执行读出电流。这个问题通过利用这样的事实来解决，即，电力转换系统的转换频率高于电力转换系统的负载电流的频率1到3个数量级。在接通控制中，接通时的栅电流Ig用关断前刚刚测量的栅电流确定。如果在上一次接通时测量电流，则差别并不如此大。另一方面，关断时的栅电流类似于地使用在刚刚接通前测量的电流值确定。通过这样做，不需要高速判断，将可以将电压变化dv/dt控制得恒定。
另外，还可以通过控制切换时的栅电流，控制切换时的电流变化di/dt。在这种情况下，通过类似于控制电压变化的方法，控制电流变化di/dt。
下面将描述得到相电流的方法。通常，在电力转换系统中测量负载电流。例如，在对有效旋转感应电动机的矢量控制中，必须测量电动机电流。
图10是方框图，示出用于控制三相感应电动机的三相逆变器。将控制电路连接到栅引线端子G、测量发射极引线端Es和模块M11的发射极引线端Em。如果采取图1所示的配置作为例子，则这里所示的控制电路意思是由积分电路10、驱动电路11和控制电路12构成的电路。将这两个都由模块和控制电路构成的电路串联，以构成三相逆变器的单相部分。另外，三个单相部分相连，以形成三相逆变器。下面，将模块M11、M21、M31称为上臂模块，并将模块M12、M22、M32称为下臂模块。上臂模块的控制器引线端子连接到直流电压Vcc的正引线端子T1，并且上臂模块的发射极引线端连接到直流电压Vcc的负引线端子T2。将上臂模块和下臂模块的每一个分支点连接到三相感应电动机。另外，将每一个控制电路连接到主控制电路，以执行对三相逆变器的PWM控制。
图11是曲线图，解释得到相电流的方法。从载波信号和对每一相的电压命令确定对每一相的开关命令。例如，通过取U相为例解释，当U相电压是Vcc时，IGBT11处于ON状态，而IGBT12处于OFF状态，相反，当U相是0V时，IGBT11处于OFF状态，而IGBT12处于ON状态。其中，关断两个IGBT的时间设置在实际切换IGBT11和IGBT12的时候，以防止在直流引线端子之间发生短路。
当相电压是Vcc时，流过负载的电流增加，当相电压是0V时，流过负载的电流减小。当感应电动机的U相电流是正时，在模块M11中发现由参考特征a示出的波形。另一方面，当感应电动机的U相电流是负时，在模块M12侧发现参考特征b表示的波形。图11B是放大的电路图，示出发现的一部分波形，其中点d表示当IGBT11接通的时间，点c和e表示IGBT11关断的时间。在从点c到点d的过程中，IGBT11处于OFF状态，并且U相电流流过二极管DF12。在这个过程中，电流减小，因为电流不是从直流电源提供的。在从点d到点e的过程中，IGBT11处于ON状态，并且电流增加，因为电流是通过IGBT11，从直流电源Vcc提供的。IGBT11的电流通过电线W1流到电线W2和W3。因此，在IGBT22和IGBT32都处于ON状态时，电流的变化率大于当IGBT22和IGBT32中的一个处于ON状态时的电流的变化率。图11B示出这种特点，并且当流过IGBT都处于ON状态时，电流增加的梯度变得更陡。其中，参考特征f表示电流的平均值。
电力转换系统的开关元件通过开关操作，将电流和电压从电源提供给负载。流过开关元件的电流在切换时迅速变化，但是在切换和切换之间的间隔内的电流的变化小，因为电动机的电感有几个mH那么大。通常，虽然当在切换时的电流变化率di/dt是几百A/μs到几千A/μs时，在切换和切换之间的间隔内的电流的变化率是几百mA/μs，它接近于切换时的电流变化率的1/10000。在逆变器系统中，通常将发射极电线部分的电感设计为几个nH那么小，因为主电路电线中的电感需要尽可能地小，以防止在切换时的过电流。由此，由于在切换和切换之间的间隔中，发射极电线的电感器中产生的电压只有几百μV那么小，故难以使用低成本的积分电路高度精确地测量电压。
但是，由于电动机的电感有几mH那么大，故可以通过使用流入电动机的电流线性变化的事实，得到在切换和切换之间的间隔中的电流。例如，通过测量IGBT接通和关断后即刻的电流，并通过连接在线性电流之间，得到流入电动机的电流。即使按照这种方式，仍有一个小的误差，这在图11B中是显然的。如上所述，流入电动机的相电流(流过电动机的输入电线的电流)可以通过对发射极电感中产生的电压积分，此后马上读出该电流，并线性地连接在两者之间而得到。可以容易地知道，当相电流是负时，相电流可以通过对IGBT12进行类似的处理而得到。因此，这里省略了对这种情况的描述。
IGBT模块的发射极电感的值根据每一个模块稍有不同，并且电感的值有时根据每一个模块而变化，这是由于当安装模块以形成逆变器时，模块之间的布线构件的互感引起的。一种解决这个问题的方法是，在例如图10的电路中，通过执行开关操作、使用变流器测量流过发射极电感的电流以及从由两个引线端子中产生的电压得到电感值而调节各个控制电路中的积分器的积分常数。但是，这种方法需要大量时间和劳动，相应地，这是不实际的方法。这种麻烦可以通过重新设计图10的控制电路，从而各个控制电路中的积分器的积分常数可以自动地变化，将已知值的电流传导至IGBT，以自动改变积分常数，从而积分器的读出值等于电流的已知值。这种流过已知值的电流的方法可以通过三相负载代替三相电动机和执行开关操作来实现。例如，通过使IGBT22处于ON状态，并切换IGBT11，可以将已知值的电流传导通过IGBT11，因为流过IGBT11的电流由负载电阻和直流电源的电压确定。如果图10的控制电路具有如图6或7所示的配置，可以通过对积分电路的输出的A/D转换，以及通过数字处理进行校正，实现自动改变积分常数的方法。由于显然地，可以通过数字处理方法执行校正，故将省略对这种方法的描述。
作为传导已知值的电流的方法，可以将三相感应负载连接到电力转换系统。在这种情况下，由于电流与时间成比例地增加，故可以通过电源电压、电感的值以及传导时间来确定已知值的电流。另外，将转换的电流插入负载的配线中，积分常数可以自动调节，从而通过直接比较读出值和积分器的输出值，这两个值一致。
在为了通过控制电动机的转矩，使其处于最适宜的条件而执行平滑驱动或停止的电动机的矢量控制中，使用流过电动机的电流的平均值。如上所述，当使用逆变器控制电动机时，具有由IGBT的切换操作引起的波动(电流的波动)成份的电流流过电动机。由此，在矢量控制中，通常读出在载波信号的峰值部分的电流。其原因是，载波信号的峰值点处于切换和切换之间的间隔的中间的时间点，而在切换和切换之间的间隔的中间的时间点处的电流的值是流过电动机的电流的平均值。因此，通过测量每一次切换时的电流，并计算测量点的中间时间处的电流，可以得到用于矢量控制的平均电流。在所有时间周期的平均电流的情况下，可以通过线性地连接在每一个测量点之间，得到平均值，并且将这些值对时间求平均，作为各个时间点处的电流值。
图12是方框图，示出具有矢量控制功能的逆变器。控制电路连接到每一个IGBT的栅引线端子G、测量发射极引线端Es和发射极引线端Em。将通信I/O设置在每一个控制电路的更高的电平中，并将切换信息SW从通信I/O传送到每一个控制电路，并将电流信息I从每一个控制电路传送到通信I/O。将通信I/O与每一个控制电路电气绝缘。将电流控制器、速度控制器和位置控制器设置在通信I/O的更高的电平中。将PWM命令从电流控制器传送到通信I/O，并将电流值从通信I/O传送到电流控制器。将位置和速度检测器设置在三相电动机中，以检测电动机的旋转角度和旋转速度。将旋转角度和旋转速度的信号发送到位置控制器和速度控制器，以分别和位置命令和速度命令比较。在这种配置的具有矢量控制功能的逆变器中，将通过对发射极电感中产生的电流值积分得到的电流值用于控制电动机。在传统的矢量控制逆变器中，通过将诸如变流器之类的电流传感器插入到电线W1、W2和W3测量电流。但是，由于根据本发明的配置不需要诸如变流器之类的电流传感器，故可以使逆变器系统小型化并且成本低。
图12示出矢量控制的一个例子，其中通过检测电动机的旋转位置和旋转速度控制电动机。但是，显然地，在不检测旋转位置和旋转速度而控制电动机的矢量控制中，本发明仍然是有效的。由此，省略了对这一点的描述。
虽然已经描述了在IGBT情况下的本发明的实施例，但是，可以使用其它种类的开关元件代替IGBT。
根据本发明，负载中流过的电流可以被高度精确地测量，因为电流是通过对电力转换系统中的主电路中的电感器中产生的电压积分得到的。

Claims (11)

1.一种电力转换系统，其特征在于包含：
开关元件；
连接到所述开关元件的主端子的电感器；和
用于对所述电感器两端产生的电压进行积分的积分电路。
2.如权利要求1所述的电力转换系统，其特征在于流过所述开关元件的电流通过内插在所述开关元件接通和关断时读出的电流之间而得到。
3.如权利要求1所述的电力转换系统，其特征在于所述电力转换系统的输出电流通过内插在所述开关元件接通和关断时读出的电流而得到。
4.一种电力转换系统，其特征在于包含：
开关元件；
用于接通和关断所述开关元件的栅极驱动电路；
连接到所述开关元件的主端子的电感器；
用于对所述电感器的两端产生的电压积分的积分电路；
用于比较所述积分电路的输出与命令值的比较电路；和
用于当从所述比较电路输出OFF脉冲时，将输出到所述驱动电路的输出转换为OFF脉冲的切换电路，其中
当所述积分电路的输出超过命令值时，关断所述开关元件。
5.一种电力转换系统，其特征在于包含：
开关元件；
用于接通和关断所述开关元件的栅极驱动电路；
连接到所述开关元件的主端子的电感器；
用于对所述电感器的两端之间产生的电压积分的积分电路；
用于从所述积分电路的输出读出电流值的电流读出电路；和
用于暂存电流值的暂时存储电路，其中
当所述开关元件的主端子之间的电压变化时，输入到所述开关元件的栅极的电流的大小相应于存储在所述存储电路中的电流值而变化。
6.如权利要求5所述的电力转换系统，其特征在于当在接通期间流过所述开关元件的电流增加得更大时，当所述开关元件的主端子之间的电压变化时要输入到所述开关元件的栅的电流增加更多。
7.如权利要求5所述的电力转换系统，其特征在于当在接通期间，流过所述开关元件的电流增加更多时，当所述开关元件的主端子之间的电压变化时，要输入到所述开关元件的栅的电流减小到更小。
8.如权利要求1、4和5所述的电力转换系统，其特征在于包含模块，所述模块含有所述开关元件、串联到所述开关元件的主端子的所述电感器，所述电感器是由所述模块内侧的一配线包含的寄生电感。
9.如权利要求1、4和5所述的电力转换系统，其特征在于所述积分电路包含运算放大器；电容器；和电阻器。
10.如权利要求1、4和5所述的电力转换系统，其特征在于在切换所述开关元件前，复位积分电路。
11.如权利要求10所述的电力转换系统，其特征在于，所述积分电路包含至少一个运算放大器；
连接到所述运算放大器的负端的电阻器；
连接在运算放大器输出端和负端子之间的电容器和开关，通过在切换所述开关元件前进行所述切换使积分电路的输出复位。
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