CN1339184A - 减小环形天线寄生效应的技术 - Google Patents

Abstract

一种天线电路和匹配技术,用于抵消天线的感抗并因此减小该天线的电抗性电压。每当必要时,沿着该环形天线的导体插入串联的调谐电容器,以获得很小的在该天线上电抗之瞬间电平。环形天线被分解为环路段,根据所需性能的标准,每个段可以具有或不具有串联的电容器。选择每个电容器,使得具有一个电抗,该电抗有效地抵消在相应的串联电容器之前的环路段的一部分的感抗。其优点是,在天线上电抗之瞬间电平保持为零,因此环路段之间的任何电抗性电压差一直是很小,即使有强电流流入该天线。减小了寄生效应,例如欧姆损耗、内部电容性损耗和对外界的电容性损耗都被减小。而且,所选择的串联调谐电容器沿着该天线导线设置,以使得跨接该天线的平均电抗性电压基本上为0伏。因此该天线对GND平衡。应用关于无源天线的互易原理,发送天线和接收天线配置都是可适用的。

Description

减小环形天线寄生效应的技术

本发明的背景

发明的领域：

本发明涉及天线，更具体地说，涉及一种用于优化小型环形天线性能的天线电路和匹配技术。

相关技术的描述：

由于小型环形天线的辐射图定义清晰，以及它的小尺寸和性能特性，使得它们常常被用于许多应用装置中。例如，无绳键盘和接收机可以利用小型环形天线实现。在设计环形天线时必须考虑某些寄生振子的影响。特别是由于许多原因，欧姆损耗以及容抗可能具有降低天线性能的作用。具体来说，欧姆损耗可能直接地降低天线的最大效率，按如下等式计：eff＝Rr/Rl，在这里Rr是辐射电阻而Rl是天线的欧姆损耗。正如该等式所示，天线的欧姆损耗(Rl)越大，天线效率越低。

另一方面，寄生电容可能在环形天线的环路段之间、或者在多个环形天线的圆圈之间有效地建立电抗的路径。结果是当前传递给天线的一部分性能是在环路段或者包括天线的导体的圆圈之间定向的，而不是沿着用于产生最大磁通量的天线的导体流动。因此，不能获得最佳的辐射。除了这些欧姆的和电容的损耗之外，环形天线的自谐振频率可能比实际期望的工作频率更低。这样的情况还可能导致显著的损耗以及要求复杂的补偿技术。

另一种鲜为人知的环形天线的寄生效应是它产生与天线的导体表面相关的电抗性电压的能力。这些电抗性电压给予电容性泄漏电流的生存而环绕一般接地的环境导体。到其它环境的这些电容性泄漏电流特别地出现在RF频率，和有效地建立电容性的辐射单元或者电容性的天线。然后这个寄生的电容性天线的辐射图与小型环形天线的辐射图交互作用，并且潜在地降低期望的天线性能。环绕接地的环境导体的改变引起电容性天线的辐射图做相应的改变，使得这一问题复杂化，从而进一步干扰小型环形天线的范围。因此，小型环形天线的可靠性在环绕环境导体中可能会发生变化。这种情况在许多应用中是无法接受的，因为该天线的性能是不可预测的和不可靠的。

有一种特定的情况，即电容性泄漏电流的问题恶化，该情况是处于无线电设备连接到电缆且该电缆穿越小型环形天线的工作范围时。例如，接收机单元通过电缆连接到主计算机，和电缆穿越无绳鼠标的传输范围。电缆的位置、以及在小型环形天线附近的其它接地设备将影响寄生的电容性天线的寄生电容并且最终改变电感性的小型环形天线的辐射图。简而言之，两个天线即期望的小型环形天线和不需要的寄生的电容性天线将具有它们的矢量和的辐射图。这种情况是不希望发生的，因为矢量相加促使天线性能不可预测。虽然一些结构实际上有可能增加期望的天线性能，这样的配置只是不规则的，并且确实不可靠。而且，很可能出现相反的结果，即天线性能被显著地降低。不论如何，其直接的结果是小型环形天线的工作范围无规则地变化。这样的结果直接地限制了该天线的应用，因为天线的可靠性是决定性的。

因此，有许多理由要求正确地控制和降低天线的各种寄生振子。有一种设备可用于减少寄生的电容性的天线对环绕环境导体的影响，它被称为平衡转换器(balun，平衡-不平衡的缩写词)。这个设备设计有集总元件，例如变压器设备，或者是带状线，它的长度是天线波长的一部分。但是这些平衡转换器设备并不总是实用的，因为它们可能结构大而昂贵。而且，这样的设备不能阻止天线电流在环形天线的环路段之间流动，因此没有优化磁通量的产生。平衡转换器也没有减少欧姆损耗。相反地，平衡转换器增加了天线匹配电路中的额外损耗，并且可能需要复杂的调谐过程。

屏蔽小型环形天线也是熟知的技术，它增加环形天线到屏蔽地线的耦合，因此防止电场向外辐射到小型环形天线系统附近的其它接地设备。但是，由于印制电路板上的天线的实际布局，这种解决方案对于印制电路板型的环形天线是不实用的。因此这个技术在其应用中有很大的局限性。而且，屏蔽往往会增加小型环形天线的电容性损耗，减少它的性能的有效范围。

因此，需要一种用于平衡环形天线的天线电路和匹配技术，以抵消天线之寄生振子的影响。这项技术对于包括印制电路板(PCB)应用装置的很小的天线应该是有用的，并且应该不会要求增加大体积部件。得到的天线应该是对地平衡的，并且在该天线的相邻的圈的相应点之间具有可忽略的电抗性电压差。而且，天线应该是不受环境条件影响的，并且应该以相当低的成本提供可靠的性能。

本发明概述

因此，本发明提供一种天线电路，该天线电路具有基本上为0伏的平均电抗性电压，因此是对地平衡的。另外，对于具有多圈的天线，相邻圈的相应点之间的电抗性电压差也基本上是0伏。本发明还提供一种天线匹配技术，该技术制作的天线具有0伏的平均电抗性电压，天线环路的相邻圈的相应点之间的差是很小的。该天线匹配技术通过附加一个匹配电路以抵消天线内部的天线导体的电抗性电压而不是抵消在天线端头的电抗性电压。

具体来说，每当需要时，沿着小型环形天线接线插入串联的调谐电容器。该环形天线被分解为环路段，根据所需的性能标准，其中每个段可以具有或者不具有串联的电容器。环路段可以是单圈环形天线的一节，或是多圈环形天线的一圈。根据特定的应用可以实现任意多个环路段分解。选择每个电容器以便具有一个电抗，它有效地抵消在相应的串联电容器之前的环路段的感抗。其优点是天线上电抗之瞬间电平保持为零，因此环路段之间的任何电抗性电压差保持为可忽略，即使有强电流在天线内流动。而且，选择的串联调谐电容器沿着天线导线设置，以便使得跨接天线的平均电抗性电压基本上为0伏。因此该天线相对于地(GND)是平衡的。

环形天线辐射功率的方式与它的电压无关，但是与它的电流有关。简而言之，在天线表面上的电抗性电压实际上对电磁辐射图的干扰多于支持。因此，天线匹配技术最初关心的应该是消除天线的电抗，从而降低跨接在天线上的电抗性电压。低的电抗性天线电压表现为溢出外部场地的天线电流量的减少。这种减少的直接结果是减少了寄生的电容性辐射。另外，天线在自谐振频率的功率随着整个寄生电容降低而增加(即因为最大磁通量的产生使得天线辐射被优化)。此外，由流到周围环境场地的电容性泄漏电流产生的电容性的辐射天线被抑制，因为环路中间的电场降低了。结果，该天线的总欧姆损耗降低了，特别是在具有多圈线圈的天线中。

即使对于印制在PCB上的环路，增加太多电容器是不实用的。累积的电容值变成太大会有局限性。更确切地说，由于增加电容器的等效串联电阻(ESR)引起的损耗变成相当大。但是，通过仔细地选择调谐电容器值以及在天线内的每个调谐电容器的布局，该天线将是对地平衡的和优化的，以减少寄生效应和欧姆损耗。

因此，本发明通过有选择地在小型环形天线的线圈内部设置调谐电容器，实现环形天线对地的平衡并降低环形天线寄生效应。由本发明减少的寄生效应例如欧姆损耗、内部的电容性损耗和向外界地面的电容性损耗。其结果是提供一种是通用性强、可靠性高的小型环形天线，它的用途广泛，包括在电子干扰环境中的PCB应用。根据互易原理，本发明可用于平衡发射天线和接收天线。

附图简要描述

图1a是现有的天线匹配电路的示意图；

图1b表示图1a中所示的天线匹配电路的戴维南(Thevenin)等效电路；

图1c是图1b所示的天线匹配电路的天线电压分布图；

图2a是根据本发明的天线匹配电路的一个实施例的示意图；

图2b表示图2a中所示的天线匹配电路的戴维南等效电路；

图2c是图2b所示的天线匹配电路的天线电压分布图；

图3a是根据本发明的天线匹配电路的一个实施例的示意图；

图3b表示图3a中所示的天线匹配电路的戴维南等效电路；

图3c是图3b所示的天线匹配电路的天线电压分布图；

图4a是根据本发明的天线匹配电路的一个实施例的示意图；

图4b表示图4a中所示的天线匹配电路的戴维南等效电路；

图4c是图4b所示的天线匹配电路的天线电压分布图；

图5a是根据本发明的天线匹配电路的一个实施例的示意图；

图5b表示图5a中所示的天线匹配电路的戴维南等效电路；

图5c是图5b所示的天线匹配电路的天线电压分布图；

图5d表示图5a所示的环形天线的可能的实际实施方案；

图6a表示在单个环形天线的各段中间的寄生电容的效应；

图6b表示在天线和周围的环境之间的电容的影响；

图7a表示在多环路圈天线的各圈之间的电容的影响；

图7b表示具有两个环路圈的环形天线，其中该天线的每一环路圈一次完成一个电压下降；

图8a的曲线图表示设置在该天线内部的调谐电容器的百分比对该天线的串联电阻的影响；

图8b的比较曲线表示电缆长度对具有天线的接收机单元的范围的影响(该天线根据本发明被平衡和优化)、以及电缆长度对具有常规天线的接收机单元的范围的影响。

本发明的详细说明：

在详述本发明的实施例之前，将解释各种环形天线寄生效应以及它们对环形天线性能的影响。图6a表示在单个环形天线的各段中间的寄生电容的影响。环形天线600是以在该附图未示出的电压源激励的。这样，天线电流620在环形天线中产生。结果产生如图所示的电场630。但是，寄生电流640通过电场630流入。这是电容性电流，对环形天线具有负面影响。例如，寄生电流640离开蓝色轨迹并损耗环形天线辐射。而且，电场630的图形将象寄生鞭状天线一样辐射，其大小和方向取决于环境因素，诸如方向位置和附近的导电器件。

图6b表示在天线和周围的环境中间电容的影响。如果环形天线670表面上的电压不同于GND 680，在天线680和环境(特别是连接到GND680(地)的环境导体)之间将产生电场685。该环境包括PC的所有相关设备，诸如电缆，外围设备和其它插塞式电源设备。电场685将具有相关的漏泄电流，因此产生寄生的辐射效应。该相关电流的大小和极性取决于在该天线的每段上的表面电压值。这些电流将增加寄生辐射图形而与实际的环路辐射图形组合。通过降低寄生电流可以减小这个寄生天线。有可能通过以下方式减少寄生电流：(1)降低天线段的电压(电流正比于电压)，和(2)在对应于相应的天线段使电压具有相反的极性(以致它们彼此抵消)。

图7a表示在多圈(一圈以上)环形天线的各圈中间寄生电容的影响。所示的本实施例示出两圈环形天线700。当采用电压705激励天线700时，产生天线电流710。正如可以看到的，环形天线的两圈之间的寄生电容720将使天线电流710的一部分730改变方向，因此电流730沿天线的导体流动一圈而不是两圈。两圈之间的平均电压715是V/2。

在该导体工作在它的自谐振频率的特定情况下，天线电流710的一半将流经寄生电容720，天线电流710的一半流经该导体的两个圈。这是因为寄生电容器的电抗基本上等于该导体的电抗。因此天线电流710的一半具有两圈天线的效率，一半只具有单圈天线的效率。因此该天线的有效圈数是1.5而不是2。该圈数称作N，它对于辐射电阻(Rr)计算是重要的，如在以下公式中所示：Rr＝(20(SaN)²w⁴)/C⁴。因此好的天线要求寄生环路电容最小化。

另外，在环形天线印制在环氧树脂上的情况下，两圈之间的电容取决于环氧树脂材料的介电常数。在更高的频率，环氧树脂材料还可能具有显著的相关损耗。降低这个寄生电容会进一步使该天线在调谐天线中心频率具有较小的容限(tolerance)，因此具有较小的调谐损耗。另外，该天线将具有更小的欧姆损耗。

图7b表示具有两个环路圈的环形天线750，其中根据本发明，通过连接调谐电容器770，环形天线750的每一圈一次完成电压降760。当两圈之间的电流780基本上为零时，在环形天线750上的最大电压加倍，正如各相邻圈的相应点之间没有电压差。因此抵消了寄生电容。在天线圈被印制在PCB的两侧和圈中间的寄生电容被抵消的情况下，该天线对环氧树脂参数的灵敏度大大降低了。

现在讨论天线匹配。小型环形天线在它的工作频率具有电感性阻抗。通常，通过连接天线到呈现电容性阻抗的匹配网路调谐该天线来改进它的效率和选择性。匹配网路是这样设计的：在期望的工作频率，感抗和容抗彼此抵消。图1a表示按常规标准的天线匹配电路的示意图。电感器120和电阻器125表示该电路的天线部分。电感器120可以是单个圈环路或者多圈环路(两圈或者多圈)。电阻器125表示该天线在工作频率的总电阻。该总电阻包括直流电阻、由于趋肤效应引起的损耗电阻和辐射电阻。在该电路中电阻125的实际配置是不相关的。它只是代表该天线的总电阻。110和115是调谐电容器。信源100以及源电阻105只是用于向调谐天线电路提供电压。电容器110和115是如此选择的：在天线的工作频率，它们提供基本上与电感器120的感抗相等的一个容抗。通常，该容抗是与感抗相位相差180度。这样，两个电抗性阻抗总的大小基本上为零。因此，当天线运行在其工作频率时，电阻105和125代表该天线中的唯一的电阻。

图1b表示图1a中所示的天线匹配电路的戴维南等效电路。这个等效电路是用于简化论述。根据戴维南定理，包括电压源和串联阻抗的等效电路可以代替任何两端交流(ac)网络。因此，图1a所示的并联部件电容器110和电阻105转换为包含电阻155和电容111(电容111未示出)的复数阻抗，它们与电源100的戴维南等效电源150串接。电容111和115彼此串联并且以图1b所示的电容160表示。如上所述，当该电路在工作频率加电时，由160表示的容抗具有的大小基本上等于由电感器165提供的感抗和与该感抗相比基本上为180度的相位差。因此，在完全匹配的天线电路中，没有电抗性阻抗，并且电阻155等于该天线在工作频率时的总电阻170。

典型的天线呈现大的品质因数(Q因数)，它在天线电路的电抗部分使得电压增大。例如，图1b所示的电感器165的一端连接到地175(GND)。电压172代表在该点的电压。在电感器165的另一端的电压是电压162，它等于Q^*电源150，这里的Q是该天线的负载Q因数。在该天线的平均电抗性电压(Vavg)可表示为(电压162-电压172)/2，但是因为电压172是接GND 175，该等式可以简化为(电压162)/2。Vavg还可以被称为该天线的平衡点。电压157代表电容160和电阻155之间的电压。

在理想的情况，由电源150产生的所有的天线电流流经电感器165的圈，从而使产生的磁通量为最大。其结果是，从该天线发射的辐射也是最大的。但是，通过该天线之环路段上的变化电压产生寄生电容。这些电容可以存在于电感器165的圈之间，或者可以存在于天线表面和周围环境中的接地物之间。结果，一部分的天线电流流经这些寄生电容而不是完全地流过电感器165的圈(也称为天线导体或者天线导线)。例如，一部分的天线电流在电感器165的圈之间流动而不是完全地通过电感器165的圈。使一部分天线电流改变方向而通过这些寄生电容的效果是减少了所期望产生的磁通量以及由该天线发出的所期望的辐射。而且，在寄生电容两端对于环境场地的电位差产生一个电场。所产生的电场实质上一个寄生的电容性天线，它能够干扰所期望的电感性环形天线辐射图形。

图1c是图1b所示的天线匹配电路的天线电压分布曲线图。电压172在GND 175。但是，随着沿着天线导线(电感器165)之长度的增大，该天线电压也线性地增大，直到电压162，其中，天线电压达到它的最大值。该环形天线导线的总长度可以通过把环路段166的长度与环路段167的长度相加而计算出来。跨接天线的电压是电压162和电压172之间的差。在电容160两端的电压是电压162和电压157之间的差。总之，在电感器165两端产生的电抗性电压由电容160吸收。因此，该电抗性电压被抵消，该天线电路是匹配的。

参考图1c，该图描述的电感器165具有两个环路段166和167。正如前面指出的那样，该天线的Vavg是(电压162)/2。因此，这个天线对于(电压162)/2是平衡的，而对GND 175则不是，从而使天线易受由于到周围环境场地的寄生漏泄电流引起的效率低之影响。这个问题在图6a和6b中示出。而且，如果环路段166和167分别表示一个两圈环形天线的第一圈和第二圈，则在两圈之间的平均电抗性电压也是(电压162)/2。正如在前面说明的，圈之间的这个电位差最终在多圈环形天线的圈之间产生电抗性通道。结果是，输出到该天线的工作电流的一部分在环路之间流动而不是流经该天线的导体。因此，未获得最佳的辐射。这个问题在图7a中示出。

本发明提供一种技术，以抵消这些不希望出现的寄生效应并使天线对地平衡。图2a是根据本发明的天线匹配电路的示意图。电感器220和电阻器225表示该电路的天线部分。电感器220可以是单圈环路或者多圈环路(两圈或者多圈)。电阻225表示该天线在工作频率的总电阻，如在上面说明的。如前所述，电阻225沿该天线的实际位置是不相关的。它的含义只表示它的存在。电源200以及电源电阻205也只是用于向该电路提供电压。关于电源200，本领域技术人员应该理解的是，尽管本发明在此的叙述是考虑到发射天线，互易原理使得该叙述同样地适用于接收天线。正如可以看到的，有三个调谐电容器：电容器210、电容器215和电容器230。电容器215串接在电感器220的一端。电容器230串接在电感器220的另一端。电容器210跨接于电容器215、电感器220和电容器230的串联组合支路之两端。

图2b表示图2a中所示的天线匹配电路的戴维南等效电路。电阻270是该天线在工作频率的总电阻。图2a所示的电容器210和电阻205之并联部件被转换为包含电阻255和电容211(电容211未示出)的复数阻抗，它们以串联方式连接电源250，即电源200的戴维南等效电源。电容211、电容215和电容230彼此串联，因此可以用一个单个的容抗代表。但是，并不是把电容211、电容215和电容230的总电容表示为一个电容，它被分为两个串联电容，表示为电容260和电容275，如图2b中所示的。为了实现与图1b中电容160所提供的匹配电抗基本上相同的匹配电抗，电容260和电容275各个都具有基本上两倍于电容160的值(但是，注意，图2a的电容器210是基本上等于图1a的电容器110)。以这种方式选择电容260和电容275保证该天线电压相对于GND 277是平衡的。虽然在图1b和2b中总的串联电容基本上是相同的，它被重新分配(如图2b中所示)以使该天线的平均电抗性电压(Vavg)大约是零伏(GND 277)。因为Vavg为GND，该天线的总电场产生/接收将被抵消，从而使存在于该天线表面的电抗性电压的负面寄生效应最小化。

可能的情况是，有些应用可能要求不同的、非对称的结构，其中电容260和电容275基本上不相等。例如，电容260之值可以具有电容160之值的40％，而电容275之值具有电容160之值的60％。例如，在天线导线具有非均匀宽度的情况，这样的结构可能是需要的。根据所期望的天线性能，也可以采用其它的百分比分解。因此，根据本发明的原理，也可获得不对称的平衡。

本领域的技术人员将把电容260识别为图2a的电容器210和电容器215的符号表示，把电容275识别为图2a的电容器230的符号表示。在本领域被充分理解的是，在电感性阻抗量被电容性阻抗量抵消时，谐振电路(例如运行在它的工作频率的天线电路)被调谐。其结果是，只保留纯电阻分量而电抗分量是零。在图2b的情况下，以电阻255和电阻270表示这些电阻分量。对于完全匹配的电路，这两个电阻肯定是彼此基本上相等。因此，选择由电容器210、215和230表示的总电容，以造成这个影响。可以采用网络分析器以检验电容器的选择。作为选择，电容器值可以由人工计算或者借助计算机程序计算。本领域的技术人员可以理解的是，用于确定需要的调谐电容量的方法有很多。

参考图2b，电压272代表电容275和电感器265的一端之间的电压。电压262代表电容260和电感器265的另一端之间的电压。电压256代表电容260和电源250之间的电压。电压278为GND277，代表电容275和电源250之间的电压。在该天线之工作频率的容抗和感抗彼此抵消，并且电压256和278为GND。

图2c是图2b所示的天线匹配电路的天线电压分布曲线图。电压278接GND277。跨接电容275的电压是电压278和电压272之间的差，其中电压272代表在该天线上的最大负电压。电感器265分为两个环路段267和266，包括天线导线的长度或者辐射面。随着沿天线导线之长度增大，该天线电压也线性增大，直到电压262，这里，该天线电压为它的最大正电压。在天线两端的电压是电压262和电压272之间的差。在电容260两端的电压是电压262和电压256之间的差。总之，在该天线上的电压从接地GND277的电压278开始。电容275对电压272提供一个电压降。然后天线电压线性上升直到电压262，其中电容260对电压256提供第二电压降，它实际上接GND 277。因此，该天线是完全匹配的，因为停止和开始电压是在相同的电位(GND)。而且，该天线是平衡的，因为跨接该天线的平均电抗性电压基本上是0伏。

参见图2c，该图描述的电感器265具有267和266两段。在天线端子(即跨接电感器265)的实际电压差被计算为Q^*电源250。之所以如此，是因为即使调谐电容器的电抗已经重新分配，当考虑Q时，其串联效应通常是相同的。这个结论是基于以下假设：图2b的电容260和电容275每个基本上是图1b的电容160之值的两倍。但是，在图2所示的跨接该天线的电压不再参照GND，不像图1b的天线那样。更确切地说，跨接该天线的电压是参照电压272，因为调谐电容被分为两个部件(电容260和电容275)，分别设置在该天线的环路段267和266的之前和之后。

天线的Vavg等于(电压262＋电压272)/2。在电容275两端的电压基本上等于跨接环路段266的电压。然而，这些相应的电压具有相反的极性，因此相互抵消。类似地，在电容260两端的电压基本上等于跨接环路段267的电压。这些相应的电压也具有相反的极性，因此相互抵消。由于高于和低于GND 277的电压的抵消，其结果是，Vavg基本上是0伏。因此，该天线的平衡点基本上是在GND 277。然而应该注意的是，电感器265的环路段266和267之间的平均电抗性电压基本上等于电压262。因此，环路段之间的电容未被抵消。

图3a是根据本发明的天线匹配电路的示意图。该天线的导体包含环路段315和环路段330。该导体可以是单圈环路或者多个圈环路(两圈或两个以上的圈)。电阻器320是代表该天线在其工作频率时的总电阻。电源300以及电源电阻305代表向该天线电路提供电压的通用装置。电容器310和电容器325是调谐电容器。调谐电容器310连接在该天线的环路段315和330的外端之间。调谐电容器325被有选择地设置在该天线的环路段315和330的内端之间并且提供极性变换，从而根据本发明的一个实施例能够实现对该天线的平衡和优化。在匹配计算期间，电容器325和电容器310的值被确定并取决于电阻器305和电阻器320的比值。

在环路段315和环路段330之间设置电容器325的一个优点是没有额外的串联电容器必须被加到该天线上。例如，图2a的天线匹配电路与图1a比较要求一个附加的电容器，而图3的天线匹配电路不要求附加的电容器。因此，由于电容器等效串联电阻(ESR)有损耗小的益处，在低损耗环形天线应用的情况下可能是有益的。

图3b表示图3a中所示的天线匹配电路的戴维南等效电路。电阻器370是该天线在其工作频率时的总电阻。在图3a中所示的并联部件电容器310和电阻305被转变成包含电阻355和电容360的复数阻抗，它们与电源300的戴维南等效电源350串接。电容器325由图3b所示的电容375代表。而电容360串接在环路段365之前，电容375有选择地串接在环路段365和环路段380之间。通过在环路段365和环路段380之间设置电容375并且不在环路段380的GND 384之端，该天线的平衡点被移动。

参见图3b，电压382代表在环路段380的GND 384之端的电压。电压362是在环路段365的一端和电容360之间的电压。电压357是在电容360的另一端和电阻355之间的电压。电压377是在环路段380的另一端和电容器375之间的电压。电压372是在电容器375和环路段365的另一端之间的电压。

图3c是图3b所示的天线匹配电路的天线电压分布图。该天线导体被分解为环路段365和环路段380，它们包括天线导线的长度或者辐射面。电压382是接GND 384。在环路段380两端的电压是电压377和电压382之间的差值。但是，因为电压382是在GND 384，该等式可以简化为电压377，它代表在该天线上的最大正电压。在电容375两端的电压是电压377和电压372之间的差值。在这个特殊的实施例中，由于电容375的设置，电压372之值大于电压377之值。更具体地说，电容375所设置的位置更接近该天线导线之一端而不是在该天线导线之中间。以下将详述在该天线内的调谐电容器的实际设置。在环路段365两端的电压是电压362和电压372之间的差值。在电容360两端的电压是电压362和电压357之间的差值。由于电压357实际上是GND，因此在电容360两端的电压等于电压362。

参见图3c，该图描述了如具有环路段365和环路段380的天线。如果这些环路段的长度相等，则电压362是0伏。在这样的情况下，得到的电压分布曲线图的形状是对称的蝴蝶形，其中Vavg基本上是0伏。但是，为了获得该对称的蝴蝶形(即电阻320等于电阻305)，电容360的值应该是无穷大(或者电容器310应该是零)。因为这样的配置是不实际的，本发明提供一种解决方案。由于调谐电容375是沿着天线导线移动的，可以调整天线的平衡点。在这个实施例中，Vavg基本上是0伏。无论该电压分布图中的对称性如何，设置电容375的一个目的是在GND 384之上所具有的电压分布表面面积，要相同于在GND384之下的电压分布表面面积。因此，当需要实现对GND平衡的天线时，可以选择电容375的位置。另一种方法是，根据基尔荷夫(Kirchhoff)电压定律，沿着天线导线设置附加的串联的电容器，可以减少在该天线上的峰值电压377和372。

在一个实施例中，包含多个环路段的天线可以被制作在PCB上。这些环路段可以都在PCB的一侧，在PCB的两个外侧之间分开，或者在多层PCB的不同层之间分开。制作在PCB上的环形天线被称为印制环路。采用这种印制环路，通过蚀刻包括该印制环路的导体的一部分，可以较容易地完成在环路段之间安装串联电容器并连接所需电容器的过程。根据应用情况，采用焊接或者其它适当的手段连接该电容器。包括该天线的环路段也可以是实际的绕线型电感器，这些电感器具有在它们之间串接的调谐电容器。不管所选择的实施例，采用以下公式选择沿天线导线设置调谐电容器的位置：x/L＝1－(w^2*L_a ^*C_x)/2，式中x是所得到的距离，L是天线导线之长度，w是2^*PIE^*工作频率，L_a是天线导线的电感器值，C_x是设置在环形天线内的调谐电容器(例如，C_x是图3a的电容器325或者图3b的电容器375)。所得到的距离是从天线导线的GND端计量的。L的单位控制x的单位。

Cx的值取决于接收机电路的实际匹配阻抗和天线损耗电阻。例如，下列公式用于确定图1a的电容器325和360的值： $c1=\frac{({\mathrm{\ω}}^2\·L+\sqrt{-R^2\·{\mathrm{\ω}}^2+\mathrm{Ri}\·R\·{\mathrm{\ω}}^2})}{[{\mathrm{\ω}}^2\·(R^2+{\mathrm{\ω}}^2\·L^2-\mathrm{Ri}\·R)]}$ $c2=c1\frac{(1-{\mathrm{\ω}}^2\·c1\·L)}{(R^2\·{c1}^2\·{\mathrm{\ω}}^2+{c1}^2\·L^2\·{\mathrm{\ω}}^4-2\·{\mathrm{\ω}}^2\·c1\·L+1)}$

式中c1＝电容器325，c2＝电容器310，Ri＝电阻305，R＝电阻320，和L＝包含环路段320和330的天线导体的电感。本领域的技术人员应该理解的是，这样的公式不是实现本发明所必需的，可以采用其它方法确定该电容器之值，比如史密斯圆图技术。

一旦知道了C_x，x/L可以计算出。结果应该是正数并小于1。然后，x/L乘以L获得C_x的期望位置。作为一个计算示例，考虑一个方形的、一圈的印制环形天线，它具有6厘米×4厘米的尺寸和27MHz的工作频率。因此L是20厘米(通过2^*(长度+宽度)计算出来)。假定L_a等于0.6uH，C_x等于18pf，x/L等于0.845。然后以L乘以这个结果得出16.892厘米。因此，C_x应该被设置在距离L_a的GND端16.892厘米的位置。

图4a是根据本发明的另一个天线匹配电路的电气示意图。包含环路段420(环路圈数1)和环路段435(环路圈数2)的两圈导体以及电阻器425代表该电路的该天线部分。电阻器425代表在天线之工作频率时的总电阻。电源400以及电源电阻405仅仅是用于为该电路提供电压。正如图中可以看到的，有四个调谐电容器，即电容器410、电容器415、电容器440和电容器430。电容器415串接到环路段420的外端。电容器440连接到环路段435的外端。电容器430连接在环路段420和环路段435的内端之间。电容器410跨接在电容器415、环路段420、电容器430、环路段435和电容器440的串联组合。

图4b表示图4a中示出的天线匹配电路的戴维南等效电路。电阻器470代表在天线之工作频率时的总电阻。在图4a中表示的并联部件电容器410和电阻405被转变成包含电阻455和电容411(电容411未表示)的复数阻抗，它们与电源400的戴维南等效电源450串接。电容411、电容器415、电容器430和电容器440相互串联，因此可以用符号表示为单个容抗，正如先前所述。但是，并不是把它们的组合的串联电容表示为一个电容，它被分布为由电容460、电容490和电容475表示的三个串联的电容，如图4b中所示。在这个实施例中，电容460和电容490的电容值大体上相等，各个电容具有的电容值大体上两倍于电容475的电容值。但是应该注意的是，电容475大体上表示该天线匹配电路之容抗的一半。因此，电容475也表示该天线之感抗的一半。

通常，这样选择的电容460、电容490和电容475保证天线电压不仅仅对GND492平衡，而且具有环路段465和480之间基本上为零伏的电压差。在图4a中的实施例提供关于Vavg的对称电压分布，如图4c所示，但是如前所述，要实现对GND平衡的天线，对称性并不是必需的。本领域的技术人员应该理解的是，图4b的电容460代表图4a的电容器410和415。同样，图4b的电容475和490分别代表图4a的电容器430和440。

参见图4b，电压482代表在环路段480的一端和电容490之间的电压。电压462是在环路段465的一端和电容460之间的电压。电压457是在电容460的另一端和电阻455之间的电压。电压477是在环路段480的另一端和电容475之间的电压。电压472是在电容475的另一端和环路段465的另一端之间的电压。电压494代表在电源450的GND 492端的电压。

图4c是在图4b中所示的天线匹配电路的天线电压分布曲线图。电压494接GND 492。在电容490两端的电压等于电压494和电压482之间的差值。但是，因为电压494是GND 492，该等式可以简化为电压482，它代表在该天线上的最大负电压。该天线导体被分解为环路段465和环路段480，它们包括天线导线的长度或者辐射面。由于沿天线导线的距离增加，天线电压也线性地增大直到电压477，其中该天线电压为它的最大正电压。在天线的环路段480两端的电压等于电压477和电压482之间的差值。在电容475两端的电压是电压477和电压472之间的差值。在天线的环路段465两端的电压是电压462和电压472之间的差值。在电容460两端的电抗性电压是电压462和电压457之间的差值。

关于在图4c中表示的实施例可再做几点说明。首先，电容475大体上被设置在沿着天线导线的中途。结果，环路段465和环路段480的长度大体上相等，每个环路段是天线导线之总长度的一半长度。第二，电容460和电容490的值大体上相等并且分别设置在该天线导线的环路段之前和之后。电容460和和电容490二者提供基本上相等大小的极性变换。因此，电压494和电压482之间的差基本上等于电压462和电压457之间的差。第三，电容475基本上是电容460或者电容490的电容值的一半。结果，在电容475两端的电压是电容460或者电容490两端之电压的两倍。第四，天线的平均电抗性电压(Vavg)，即该天线的平衡点基本上是GND 492。即，在天线上的电抗性电压具有一个正的分量和一个负的分量，并且正的分量基本上等于负的分量。第五，环路段465在沿其长度的任何指定点所具有的电抗性电压，与在沿环路段480长度的相应点的电抗性电压基本相同。由此可见，环路段之间的电抗性电压差基本上是0伏(图7b及其说明进一步解释这个第五点)。第六，该电压分布曲线图的线性部分对应于环路段上的电压，在电压分布曲线图上所示的极性变换对应于调谐电容器上的电压。

因此，在图4a、4b和4c中描述的本发明的实施例提供了一种天线，该天线对GND是平衡的，并且在包括该天线导体的环路段之间具有很小的电抗性电压之差。其结果是，对外部环境和在环路段之间的电容性泄漏电流被显著地减少了。由于产生了更大的通量，天线效率相应地增大了。此外，对在周围的环境中的接地导体的灵敏度被降低了，这是因为由于减少了电容性的泄漏电流，就减少了由寄生的电容性天线效应所发出的不希望的辐射。而且，通过在天线导线的相应端设置容抗，该容抗是相对的环路段之间的容抗的大体一半，归因于调谐电容器的ESR被减少了，从而也有助于提高天线效率。总之，根据本发明的一个实施例，该小型环形天线是平衡的及充分优化的。

图5a是根据本发明的一个天线匹配电路的示意图。在这个特定的实施例中，该天线包括由环路圈520、环路圈530、环路圈540和环路圈545组成的一个四圈环路。每个圈被称为一个环路段或一个环路圈。电阻器515代表天线导线的串联电阻。如图所示，电容器525、电容器535和电容器510是有选择地设置。具体地说，电容器525串接在环路段520和环路段530之间。电容器535串接在环路段530和环路段540之间。电容器510串接在环路段520和环路段545之间(跨过该天线)。电源500和电源电阻505用于为该电路提供电压。这个实施例可以在一个PCB上实现，其中，环路段520和环路段530在该PCB的一侧，而环路段540和环路段545在PCB的另外一侧。环路段520和环路段545通过该PCB彼此相邻，而环路段530和环路段540也通过PCB彼此相邻。其它配置或者绕组结构是可能的。这个实施例只是提供作为一个示例，本领域的技术人员应该理解本发明所适用之配置的宽范围。选择电容器值，使得在PCB的相对侧的相应的相邻圈具有基本上相同的电抗性电压，从而抵消寄生电容。

图5b表示图5a中所示的天线匹配电路的戴维南等效电路。在图5a中所示的并联部件电容器510和电阻505被转变成包含电阻560和电容511(电容511未示出)的复数阻抗，它们与电源500的戴维南等效电源555串接。电容511、电容525和电容535彼此串联，因此可以作为单个容抗用符号表示，正如先前所解释的。但是，并不是把它们组合的串联电容表示为一个电容，它被分布为由电容580、电容590和电容565表示的三个串联的电容，如图5b中所示。本领域技术人员应该清楚的是，图5b的电容565是图5a的电容器510的戴维南变换，图5b的电容590和580分别代表图5a的电容器535和525。

在这个实施例中，电容590和电容565之值大体上相等，每个电容具有的电容量两倍于电容580的电容量。然而应该注意的是，电容580大体上表示天线匹配电路的容抗的一半。由此可见，电容580也大致等于天线导体之感抗的一半。还要注意的是，在该天线内配置了该天线匹配电路的大约75％的容抗。具体地说，电容590是设置在环路圈595和585之间，并且抵消该天线导体的25％的感抗。而且，电容580是设置在环路圈595和575之间，并且抵消该天线导体的50％的感抗。通常，这样选择的电容580、电容590和电容565保证天线电压不仅对GND平衡，而且在环路段之间(例如，在彼此相邻的环路段而又在PCB的相对层上)具有零电压差。在图5a中所示的实施例提供了一种关于Vavg的不对称电压分布，但是正如可以看到内容所述，根据本发明，为了实现对GND平衡和使寄生电容最为适宜的天线，对称性并不是必需的。

参见图5b，电压559代表环路段575的GND 557之端和电源555之间的电压。电压577是在环路段575的另一侧和电容580之间的电压。电压582是在电容580的另一端和环路段585的一端之间的电压。电压587是在环路段585的另一端和电容器590之间的电压。电压592是在环路段595的一端和电容590的另一端之间的电压。电压596代表在环路段595的另一端和在环路段598的一端的电压。电压567代表在环路段598的另一端和电容565之间的电压。电压562代表在电容565的另一端和电阻560之间的电压。

图5c是在图5b中所示的天线匹配电路的天线电压分布图。电压559是在GND 557。在环路段575两端的电抗性电压等于电压577和电压559之间的差值。但是，因为电压559是GND 557，该等式可以简化为电压577，它代表在该天线上的最大正电压。该四圈环形天线导线被分解为环路段575、环路段580、环路段595和环路段598，它们包括该天线导线的长度或辐射面。每个环路段代表该环路的一圈。随着沿天线导线的距离增加，天线电压也线性地增大，直到电压577，其中的电容580提供极性变换。更具体地说，电容580的容抗是环路段575的感抗大小的两倍。结果，电压577和电压582之间的差基本上两倍于电压577和电压559之间的差。

在环路段585两端的电压是电压582和电压587之间的差值。因为电容580被选择为环路段575的电抗之两倍，以及因为环路段575与585的长度和电抗是相等的，所以电压587是零。因此，在环路段585两端的电压是电压582，它代表在该天线的最大负电压。由于沿着包括环路段585的部分天线导线的距离增加，天线电压也线性地增大直到电压587，其中，电容590提供另一个极性变换。更具体地说，电容590的容抗大体上等于环路段585的感抗的大小。因此，电压587和电压582之间的差基本上等于电压587和电压592之间的差。

在环路段595两端的电压是电压592和电压596之间的差。因为所选择的电容590具有与环路段585基本上相同的电抗，以及因为环路段585与595的长度和电抗是相等的，所以电压596是零。因此，环路段595两端的电压是电压592，它基本上等于电压582。由于沿着包括环路段595的部分天线导线的距离增加，天线电压也线性地增大直到电压596，其中，包括环路段598的部分天线导线开始。因为没有调谐电容器引起极性变换，随着沿着环路段598的距离的增加，天线电压继续线性地增大，直到电压567，在此，电容器565提供一个第三极性变换。更具体地说，电容565的容抗大体上等于环路段598的感抗的大小。因此，电压567和电压596之间的差基本上等于电压567和电压562之间的差。其结果是，电压596和电压562二者实际上是GND。

虽然在图5c所示的实施例的电压分布曲线图是不对称的，如图4c的曲线图，每个曲线描述具有相似特性的天线匹配电路。例如，在两种情况下，天线的平均电抗性电压(Vavg)，或者天线的平衡点基本上是GND。并且，在每个天线内的相邻环路段之间的电抗性电压差基本上是0伏。因此，根据本发明的两个实施例对GND平衡的，并且对寄生的电容性的辐射是充分优化的。

图5d表示对于图5a所示的环形天线的一种可能的实际实施方案。所示的实施例是一种四圈、两层印制环形天线。三个电容器510、525和535被用于阻抗匹配。印制环形天线的具体几何尺寸是不相关的。另外，为了图形清晰度选择轨迹宽度，在实际的实施方案中，轨迹宽度可以被改变。该绕组结构具有环路圈520和环路圈545，它们通过该PCB且彼此相邻，而环路圈530和环路圈540通过PCB彼此相邻。环路圈520与环路圈530是在PCB的相同层。环路圈540与环路圈545是在PCB的相同层。正如以上所解释的，这个实施例的性能特性由图5c的电压分布曲线图表示。

图8a表示在该天线内设置调谐电容之百分比对该天线的串联电阻的影响。该曲线图的Y轴代表天线的串联电阻中的变化相对于该天线的总串联电阻的百分数。X轴代表设置在该天线内的串联的调谐电容的百分数。如图所示，当总串联电容的大约60％是在该天线内时(例如，在一个多环路圈天线的第一和第二环路圈之间)，天线串联电阻减小大约35％达到最小值。天线串联电阻减少35％转换为天线效率增加35％。

图8b是一个比较曲线图，图中表示电缆长度对含有根据本发明而被实现平衡和优化之天线的接收机单元之范围的影响(850)，以及电缆长度对含有常规天线的接收机单元之范围的影响(860)。每个接收机单元之电缆的方位设置是相对于该接收机单元的寄生电容性天线的最大干扰。如图所示，采用本发明的接收机单元的范围几乎不受电缆长度的影响，因为寄生电容性天线已经被抵消(850)。相反，采用常规天线的接收机单元由于寄生电容性天线的影响(860)，该接收机的有效范围大约减少100厘米。因此，根据本发明平衡和优化的天线的范围实际上与环境条件是无关的，比如与电缆的方位无关。因此该天线链路的可靠性被显著地提高。

为了举例和说明，以上已经介绍了本发明的实施例。但并不期望本发明的详尽内容或本发明之范围限于所公开的精确形式。本领域的技术人员应该理解，根据上面的思想可能实现许多修改和变化。例如，不同的天线应用可以受益于本发明，不论是在PCB上或者更常规的手段实现，比如线绕电感器型天线。

此外，不论天线是单圈环形天线或是任意多圈的多圈环形天线，本发明的原理可以按此处所述的内容加以应用，因为所提供的例子可以被推断，使之应用于任意多圈。而且，本发明的原理可以应用于发射天线和接收天线。预定本发明的范围不应限于这里的详细说明，而是由所附的权利要求限定。

Claims (20)

1、一种用于优化环形天线之性能的方法，该环形天线运行在它的工作频率，该环形天线具有一个感抗和一个导体，该导体含有一个第一环路段和一个第二环路段，其中用于匹配该环形天线的感抗所需的总容抗是预定的，该方法包括：

在该环形天线的导体的第一环路段和第二环路段之间串联地分配该总容抗之一部分，从而保留该总容抗的剩余部分；及

在该环形天线的导体两端之间分配该容抗的剩余部分。

2、根据权利要求1的方法，其中，在该天线的环路段之间串联地分配该总容抗之部分的步骤还包括：

选择一个电容器，该电容器提供该总容抗之该部分容抗；

在该导体上确定该电容器的位置；和

在该确定的位置连接该电容器。

3、根据权利要求2的方法，其中，在该导体上确定该电容器的位置之步骤还包括：

沿着该天线的导体在离开该导体之一端一个距离处设置该电容器，该距离由下式确定：

x＝[1－(w^2*L_a ^*C_x)/2]^*L

4、根据权利要求1的方法，其中，有一个电抗性电压跨接于该环形天线的导体之两端，其中，分配容抗的步骤还包括：

使环形天线对地平衡，致使跨接该天线的平均电抗性电压基本上是零伏。

5、根据权利要求4的方法，其中，使该天线对地平衡之步骤包括：

提供极性变换，使得在该环形天线的导体两端的电抗性电压的基本上一半是正的，在该环形天线的导体两端的电抗性电压的基本上一半是负的。

6、一种用于优化环形天线之性能的方法，该环形天线运行在它的工作频率，该环形天线具有一个感抗和一个导体，该导体含有一个第一环路段和一个第二环路段，每个环路段含有一个内端和一个外端，其中用于匹配该环形天线的感抗所需的总容抗是预定的，该方法包括：

在该第一环路段的内端和第二环路段的内端之间串联地分配该总容抗的一部分，从而保留该总容抗的剩余部分，其中在环路段之间的该部分电抗基本上等于该感抗的一半；

将该容抗的剩余部分划分为第一子部分、第二子部分和第三子部分，其中该第三子部分的电抗基本上等于该感抗的四分之一；

沿着该导体的第一环路段的外端串接第二子部分；

沿着该导体的第二环路段的外端串接第三子部分；及

第二子部分、第一环路段、第一环路段和第二环路段的内端之间的部分容抗、第二环路段和第三子部分相串联，在该串联支路两端跨接该第一子部分。

7、一种用于优化多圈环形天线之性能的方法，该多圈环形天线具有一个第一环路圈和一个第二环路圈，该第二环路圈与该第一环路圈相邻，该方法包括：

调节第一环路圈之一个点的电抗性电压，以匹配第二环路圈之相应的相邻点的电抗性电压，使得该两点之间的电抗性电压差基本上是零。

8、根据权利要求7的方法，其中，调节该电抗性电压之步骤还包括：

提供在该第一和第二圈之间的极性变换，使得该第一圈具有的起动电压基本上等于该第二圈的起动电压。

9、根据权利要求7的方法，其中，该第一环路圈和该第二环路圈具有基本上相同的长度，该调节步骤包括：

调节多个电抗性电压，每个电抗性电压与沿第一环路圈之长度的一个点相关，使得第一环路圈的每个电抗性电压和与沿着第二环路圈之相应的相邻点相关的电抗性电压基本上相等，导致第一和第二环路圈的相应点之间的电抗性电压差基本上为零。

10、一种用于优化运行在其工作频率的环形天线之性能的方法，该环形天线具有一个感抗和一个导体，该导体含有一个第一环路段和一个第二环路段，其中，用于抵消该环形天线之感抗所需的容抗是预定的，该方法包括：

将该容抗分配给第一电容器、第二电容器和第三电容器，其中，该第三电容器的电抗基本上等于该感抗的一半；

沿着该导体的第一环路段的外端串接该第二电容器；

沿着该导体的第二环路段的外端串接该第三电容器；及

第二电容器、第一环路段、第二环路段和第三电容器相串联，在该串联支路两端跨接该第一电容器。

11、一种天线电路，包括：

一个电感器，具有一个第一环路段和一个第二环路段，每个环路段具有一个内端和一个外端，该电感器具有一个感抗和跨接其两端的电抗性电压，该电感器用于接收或者产生辐射信息；

一个第一容抗，它串联在该电感器的第一和第二环路段的内端之间，该第一容抗用于提供第一电抗性电压，它的幅度与该电感器两端的电抗性电压的第一分量基本上相等，它的相位与该电感器两端的电抗性电压的第一分量基本上相差180度，从而保留该电感器两端的电抗性电压的剩余分量；及

一个第二容抗，它跨接在该第一和第二环路段的外端之间，该第二容抗用于提供一个第二电抗性电压，它的幅度与该电感器两端的电抗性电压的剩余分量基本上相等，它的相位与该电感器两端的电抗性电压的剩余分量基本上相差180度。

12、一种环形天线电路，包括：

一个电感器，具有一个第一环路段和一个第二环路段，每个环路段具有一个内端和一个外端，该电感器具有一个感抗和跨接其两端的电抗性电压，该电感器用于接收或者产生辐射信息；

一个第一容抗，它串联在该第一和第二环路段的内端之间，该第一容抗用于提供一个第一电抗性电压，它的幅度与该电感器两端的电抗性电压的第一分量基本上相等，它的相位与该电感器两端的电抗性电压的第一分量基本上相差180度，从而保留该电感器两端的电抗性电压的剩余分量；

一个第二容抗，它沿着该电感器的第一环路段之外端串接；

一个第三容抗，它沿着该电感器的第二环路段之外端串接；及

一个第四容抗，它跨接由第二容抗、第一环路段、第一容抗、第二环路段和第三容抗串联组合的支路。

13、根据权利要求12的天线匹配电路，其中，该第一容抗基本上等于该感抗的一半，该第三容抗基本上等于该感抗的四分之一。

14、一种环形天线电路，包括：

一个电感器，具有跨接其两端的电抗性电压，及多个环路段，其中一个第一环路段和一个第二环路段彼此相邻，该电感器是用于接收或者产生辐射信息；及

一个容抗，它所具有的电抗性电压等于在该电感器两端的电抗性电压的一部分，所具有的电抗性电压之相位与该电感器两端的电抗性电压之相位相差180度，该容抗串接在第一环路段和第二环路段之间。

15、根据权利要求14的环形天线电路，其中，该容抗的电抗性电压基本上等于跨接在该第一或第二环路段两端的电抗性电压，并且与其相位相差180度。

16、一种用于优化运行在其工作频率的环形天线之性能的方法，该环形天线具有一个感抗和一个导体，该导体含有组成该导体之长度的多个环路段，其中，用于抵消该环形天线的感抗所需的容抗是预定的，该方法包括：

在该多个环路段的每一相应对相邻环路段之间，串接多个电容器之子集的一个电容器，每个电容器具有一个电抗性电压，它基本上等于在该导体上的电抗性电压的一部分。

17、根据权利要求16的方法，其中，该子集的多个电容器所具有的组合容抗等于总容抗的一部分，从而保留剩余部分。

18、根据权利要求17的方法，还包括：

在该环形天线的导体两端之间分配该容抗的剩余部分。

19、根据权利要求17的方法，其中，该子集的多个电容器的组合容抗基本上等于该感抗的一半，该方法还包括：

将该容抗的剩余部分划分为第一子部分、第二子部分和第三子部分，其中，第三子部分的电抗基本上等于该感抗的四分之一；

沿着该导体的第一环路段的外端串接该第二子部分；

沿着该导体的第二环路段的外端串接该第三子部分；及

在该第二子部分、该导体和该第三子部分的串联支路两端跨接该第一子部分。

20、一种用于优化天线性能的方法，该天线具有一个导体，该导体具有一个第一段和一个第二段，每个环路段具有一个内端和一个外端，该方法包括：

提供在该第一段和第二段的内端之间的极性变换。

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