CN1372406A - 发射电路装置 - Google Patents

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Abstract

一种发射电路装置具有频率调制器,它执行载波与频率调制数据的频率调制并输出频率调制后的载波;西格玛－德尔塔调制器,它执行幅度调制数据的西格玛－德尔塔调制;和幅度放大器,它执行频率调制后的载波与西格玛－德尔塔调制器的输出信号的幅度调制并输出幅度调制后的载波。

Description

发射电路装置
发明的背景
发明的领域
本发明涉及一种用在无线电通信等中的发射电路装置。
发明的相关技术
在使用比如QPSK调制技术的数字无线电通信中的发射电路装置中，使用正交调制器作为调制器是常见的。传统的发射电路装置的基本结构在图14中示出。即，图14示出了正交调制器403，带通滤波器404，IQ信号发生器405，本振406，移相器407，混频器408和409，合成器410和功率放大器411。
IQ信号发生器405输入数字数据，把它分为两条线路，并从各条线产生基带I信号和基带Q信号输出信号到正交调制器403，它们是模拟信号。
正交调制器403包括移相器407、混频器408和409和合成器410。
本振406输出载波频率的正弦波信号和载波频率的限制信号，它们被分为两个信号输出，通过移相器407它们的相位彼此相差90度，两信号分别输入混频器408和混频器409。
混频器408和409分别与基带I信号和Q信号以载波频率执行信号的幅度调制，该信号的相位彼此相差90度，信号由合成器410合成并成为正交调制器403的输出。
正交调制器403的输出由功率放大器411放大，并且通过带通滤波器衰减了不必要的频率成分后输出剩余成分。
另外，用在移动通信等的光学基站中的发射电路装置的例子在图15中示出，作为另一个传统装置的例子。
为了使无线电终端用于主站的电波不能到达的地下购物中心，光学基站具有经光纤连接主站与被控站的结构，主站具有基站的所有控制功能，被控站被用作无线电信号的前端。因为图15示出了除了正交调制器403与功率放大器411之间经光纤连接之外与图14中相同的结构，相同的附图标记给与相同的部分并将省略详细描述。
图15示出了主站421，被控站422，E/O转换器423，E/O转换器424和天线420。
在主站421中，包括激光二极管的E/O转换器423把正交调制器421的输出从电信号转换为光信号，并且光信号通过光纤发送到被控站422。
被控站422把包括光电二极管的O/E转换器424接收的光信号转换为电信号，由功率放大器411放大电信号，由带通滤波器404除去不需要的频率成分，并从天线420发送电信号。
在该传统的发射电路装置中，因为正交调制器403的输出是模拟信号，对模拟信号来说在混频器408和409中不产生失真是必要的。因此，充分放大正交调制器403的输出有困难。
另外，尽管因为正交调制器403的输出电平不能被足够地放大，由功率放大器411放大正交调制器403的输出是必要的，但是因为也有必要在线性区域内基本上没有失真操作功率放大器411所以也有必要以足够小的电平操作功率放大器411以达到饱和电平。因此，因为功率放大器411的功率消耗大，所以不可能使整个发射电路装置的功率消耗变小。
另外，图15中示出的光学基站的发射电路装置的结构除了功率放大器411的大功率损耗外也要求E/O转换器423、光纤425和O/E转换器422的线性，该装置是另一个传统装置的例子。因此，尽管被控站的结构简单，但是它严格保证了线性并且电源消耗变大。
因此，传统的发射电路装置具有电源消耗不能变小的缺点。
发明的简述
考虑到上述缺点，本发明目的在于提供具有良好线性、高发射输出功率效率和小电源消耗的发射电路装置。
本发明的第一发明是一个发射电路装置，包括：
频率调制器，它执行载波与频率调制数据的频率调制并输出频率调制后的载波；
西格玛-德尔塔调制器，它执行幅度调制数据的西格玛-德尔塔调制；和
幅度放大器，它执行频率调制后的载波与西格玛-德尔塔调制器的输出信号的幅度调制并输出隔度调制后的载波。
本发明的第二发明是根据第一发明的发射电路装置，其中，幅度调制数据有多个数字值，并且
其中西格玛-德尔塔调制器把幅度调制数据调制到具有二进制数字值的幅度数据上。
本发明的第三发明是根据第一发明的发射电路装置，其中西格玛-德尔塔调制器是至少第二级或更高级的西格玛-德尔塔调制器。
本发明的第四发明是根据第一发明的发射电路装置，包括带通滤波器，它衰减幅度调制器的输出信号的发射频率带宽之外的不需要的信号并输出该输出信号。
本发明的第五实施例是根据第一发明的发射电路装置，其中幅度调制器有功率放大器并通过以西格玛-德尔塔调制器的输出信号为基础控制功率放大器的电源执行幅度调制。
本发明的第六发明是根据第一发明的发射电路装置，其中在幅度调制器的输出级提供B类或C类功率放大器。
本发明的第七发明是根据第一发明的发射电路装置，其中频率调制器具有锁相振荡器，它包括至少一个可变分频器，和第二西格玛-德尔塔调制器，其中第二西格玛-德尔塔调制器输出一个值作为可变分频器的分割数，该值通过执行数据的第二级或更高级的西格玛-德尔塔调制获得，而该数据通过把频率调制数据加到载波频率数据获得，并且
其中频率调制的载波从锁相振荡器输出。
本发明的第八发明是根据第一发明的发射电路装置，其中频率调制器具有相位比较器、环路滤波器、压控振荡器、混频器和IF调制器，
其中IF调制器输出中频调制波信号，它用频率调制数据进行频率调制，
其中混频器用频道选择信号执行压控振荡器的输出信号到中频的频率转换，
其中相位比较器执行频率转换后的信号与中频调制波信号的相位比较，
其中环路滤波器衰减来自相位比较信号的不必要的信号，以及
其中压控振荡器输出由它的频率被不必要的信号被衰减处的信号控制的振荡频率所频率调制后的载波。
本发明的第九发明是根据第一发明的发射电路装置，包括：
第一E/O转换器，它把频率调制的载波从电信号转换为光信号；
第一O/E转换器，它经光纤连接到第一E/O转换器并把由第一E/O转换器转换的光信号转换为电信号；
第二E/O转换器，它把西格玛-德尔塔调制器的输出信号转换为光信号，该光信号的波长与第一E/O转换器的输出的波长不同；
第二O/E转换器，它经光纤连接到第二E/O转换器并把由第二E/O转换器转换的光信号转换为电信号；
其中第二E/O转换器的输出与第一E/O转换器的输出信号被合成，并且在经光纤发射后被分支，由第二O/E转换器从光信号转换为电信号，并且
其中幅度调制器执行第一O/E转换器的输出信号与第二O/E转换器的输出信号的幅度调制。
本发明的第十发明是根据第一发明的发射电路装置，包括：
E/O转换器，它把一个信号从电信号转换为光信号，这个信号通过合成被频率调制器频率调制的载波和具有从西格玛-德尔塔调制器输出的数字值的幅度数据而获得；和
O/E转换器，它经光纤连接到E/O转换器并把转换后的信号从光信号转换为电信号，其中由O/E转换器转换的信号被滤波器分为频率调制的载波和幅度数据，并且
其中幅度调制器执行被分离的频率调制的载波与被分离的幅度数据的幅度调制。
本发明的第十一发明是根据第一发明的发射电路装置，其中西格玛-德尔塔调制器具有：
第n积分器，产生通过执行幅度调制数据的第n积分获得的信号，
量化器，它把第n积分的信号量化为数字值，和
反馈电路，它把量化值反馈到西格玛-德尔塔调制器的输入值，
其中量化数字值成为西格玛-德尔塔调制器的输出，和
其中反馈值被加入到西格玛-德尔塔调制器的输入值并被输入到第n积分器。
本发明的第十二发明是根据第一发明的发射电路装置，其中西格玛-德尔塔调制器具有连接成多级的多个低级西格玛-德塔调制器，并且
其中多个低级西格玛-德尔塔调制器分别被连接到微分器一直到前一级并被合成，该微分器包含以z-变换的形式对第m级表示为(1-z-1)m的结构。
附图的简要说明
图1是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的框图。
图2A是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的幅度调制器的框图。
图2B是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的幅度调制器的另一个框图。
图2C仍然是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的幅度调制器的另一个框图。
图2D是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的幅度调制器的另外的的框图。
图3A是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的频率调制器的框图。
图3B是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的频率调制器的另一个框图。
图4A是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的西格玛-德尔塔调制器的框图。
图4B是用于根据本发明的第一实施例的发射电路装置的西格玛-德尔塔调制器中的第二级积分器的框图。
图5是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的西格玛-德尔塔调制器的另一个框图。
图6是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的西格玛-德尔塔调制器的框图，该西格玛-德尔塔调制器具有两级如图4所示的西格玛-德尔塔调制器。
图7是根据本发明的第一实施例的发射电路装置的第五级西格玛-德尔塔调制器的框图。
图8示出了对西格玛-德尔塔调制器各级的量化噪声的频率特性。
图9是根据本发明的第二实施例的发射电路装置的框图。
图10是根据本发明的第二实施例的发射电路装置的另一个框图。
图11A示出了根据本发明的第一实施例的频率调制器的输出信号的例子。
图11B示出了根据本发明的第一实施例的幅度调制数据的例子。
图11C示出了根据本发明的第一实施例的西格玛-德尔塔调制器的输出信号的例子。
图12A是在本发明的第一实施例中，说明模拟信号被具有非线性特性的放大器放大的情况的概念图。
图12B是在本发明的第一实施例中，说明数字信号被具有非线性特性的放大器放大的情况的概念图。
图13示出了根据本发明的第一实施例的载波的实施例。
图14是传统的发射电路装置的框图。
图15是传统的发射电路装置的另一个框图。
发明的最佳实施例
接下来，将通过使用图1至10来说明本发明的实施例。
(实施例1)
按照本发明的一个实施例的发射电路装置的基本结构在图1中示出。即，图1示出了频率调制器1，幅度调制器2，西格玛-德尔塔调制器3，带通滤波器4和数据发生器5。
数据发生器5是输出由频率调制数据和幅度调制数据组成的矢量调制数据的装置，频率调制数据是数字信号，即它具有离散值，幅度调制数据是数字信号，即它具有离散值。
频率调制器1是执行载波信号与频率调制信号的频率调制的装置。
西格玛-德尔塔调制器3是一个高级西格玛-德尔塔调制器，并且是执行幅度调制数据的西格玛-德尔塔调制并输出具有比幅度调制数据的比特数小的比特数的数字幅度数据的装置。
幅度调制器2是一种执行频率调制器1的输出信号与西格玛-德尔塔调制器3输出的数字幅度数据的幅度调制的装置。
带通滤波器4是衰减来自幅度调制器2的输出的不必要的频率成分的的装置。尽管在使用图14所示的传统正交调制器的发射电路装置中使用两个带通滤波器是必要的，但在该实施例中只使用一个带通滤波器。因此，在该实施例的结构中，使用的带通滤波器的数量与传统结构相比减少了。
接着，将描述该实施例的操作。
数据发生器5产生矢量调制数据。因此，数据发生器5产生频率调制数据和幅度调制数据并输出它们，频率调制数据是一个数字信号，幅度调制数据是作为矢量调制数据的数字信号。
频率调制器1执行载波频率信号与从数据发生器5输出的频率调制数据的频率调制。频率调制器1中被频率调制的信号的例子如图11A所示。能够看出被频率调制的信号成为具有固定包络的信号。
西格玛-德尔塔调制器3是高级西格玛-德尔塔调制器，执行幅度调制数据的西格玛-德尔塔调制器，并输出具有小于幅度调制数据的比特数的比特数的数字幅度数据。
在西格玛-德尔塔调制器3的输入的幅度调制数据如图11B所示。幅度调制数据经总线被发送并被输入到西格玛-德尔塔调制器3，总线中数据的各个比特用多个与时钟信号合成的信号线发送。另外，从西格玛-德尔塔调制器3输出的数据在图11C中示出。在图11C中，从西格玛-德尔塔调制器3输出的数据被用二进制数字幅度数据调制。另外，尽管已经说明了在该实施例幅度调制数据经图11B所示的总线被发送，但是幅度调制数据也可以作为具有离散电压值的多值模拟信号被发送。然而，在这种情况下，对应于西格玛-德尔塔调制器3的特性的AD转换器将被使用以代替西格玛-德尔塔调制器3。
幅度调制器2执行频率调制器1的输出信号与数字幅度数据的幅度调制。
幅度调制器2的输出在他的不必要的频率成分被带通滤波器衰减后输出。
因为这样的频率调制器1的输出是被频率调制的信号，所以该输出是具有固定包络的信号。尽管幅度调制器2用数字幅度数据的值执行幅度调制，但是因为数字幅度数据的比特数小，所以与数据的数字值成比例的只输出输出电平的几种是必要的。因此，即使用低线性的幅度调制器，也有可能容易地执行电平校准。
特别是，当西格玛-德尔塔调制器3具有它的输出是1比特的结构时，只要它作为开关，幅度调制器可能足够，并且因为有可能在接近饱和的状态下使用幅度调制器2，所以能够获得高效率。另外，因为根据模拟特性有一些成分，所以即使使用具有大失真的设备也有可能获得具有足够线性的特性。
幅度调制器2的结构的例子在图2A中示出。电源控制器22用二进制数字幅度数据控制，并逐步改变放大器21的供电电压使输出信号的平均幅度与数字幅度数据的每个电平成比例。至于输出幅度，只可以指定几种电平。因为放大器21只放大是正弦波的载波，所以不能从根本上产生除了和声学之外的失真。因此，即使放大器21在接近饱和的条件下使用，接近发射的输出产生的失真也很小。另外，因为电流几乎不会以OFF状态流动，所以能够获得高效率。
这将通过使用图12A和12B所示的概念图来说明。图12A是表示具有输入-输出特性63的放大器放大输入信号61并输出输出信号62的概念图。在图12A中，输入信号61是模拟信号，它的输入-出入特性63是非线性的。图12B是表示具有输入-输出特性66的放大器放大输入信号64并输出输出信号65的概念图。在图12B中，输入信号64是电压逐步改变的数字信号，而它的输入-输出特性66是非线性的。
在图12A中，因为输入信号61具有非线性的输入-输出特性63，如图所示当用放大器放大时在输出信号62中产生失真。为了校正输出信号62中的失真，可以想象预先执行输入信号61的处理以便能够校正输入-输出特性63的非线性。然而，因为输入信号61是模拟信号并且有必要在输入信号的所有部分考虑输入-输出特性63，所以几乎不可能预先处理输入信号61。
但是，在图12B中，因为输入信号64是电压逐步改变的数字信号，所以即使放大器的输入-输出特性66是非线性的，通过只调整输入信号能够逐步具有的值，有可能无失真地输出输出信号65。实际上，在图12B中，输入信号64能够具有的值的间隔被预先调整，以便输出信号65能够具有的阶梯之间的间隔可能变得相等。
因此，当供电电压是具有阶梯值的数字信号时，即使放大器21的特性是非线性的，也有可能通过使给放大器21的供电电压以对应于非线性的电平输入获得理想的输出信号。
因为在每个阶梯状的电压状态中，放大器21只放大载波，载波是正弦波，基本上不发生除了和声学以外的失真。因此，放大器21放大的载波67的例子在图13中示出。载波67是正弦波幅度逐步改变的信号。因此，在每个阶梯中，即使当放大载波67时放大器21具有非线性特性，也将不发生除了和声学以外的失真。因此，即使放大器21在接近饱和的条件下操作，在发射输出附近产生的失真小。另外，电流在OFF状态下几乎不流动。因此，能够获得高效率。
另外，即使振幅调制器2具有以下所述图2B至2D所示任意结构，以上所述的能够被同样地描述。
幅度调制器2的另一个结构的例子在图2B中示出。幅度调制器23由数字幅度数据控制。载波由幅度调制器23控制并输入到放大器21中被放大。在输入在OFF状态时的功率消耗能够通过使放大器23在接近B类或C类操作的偏压条件下操作来降低。
图2C示出了一个结构的例子，其中图2B中幅度调制器23和放大器21的位置被互相取代。因为放大器23用最大输出时接近饱和的条件下操作放大载波，消耗电流小并且放大器本身的电源没有波动，因此稳定的操作是有可能的。
幅度调制器的另一个结构的例子在图2D中示出。放大器21是使用双栅FET25的放大器。载波输入到第一栅极，并被放大并输出。数字幅度数据被输入到第二栅极，并逐步控制放大器25的输出电平。通过使用双栅FET有可能容易地获得高速控制特性和高增益放大特性。
在上述的图2A、2B和2D中，当数字幅度数据是二进制时，因为放大器执行简单的开/关操作，有可能大大改善电源消耗。另外，在图2B和2C中，因为RF开关能够用于幅度调制器23，所以结构变得简单。另外，在图2A至2D中，有可能通过使用放大器作为整个发射电路装置的最后放大步骤而在整个装置中获得高效率。
频率调制器1的结构的例子在图3A和3B中示出。即，图3A示出了压控振荡器31，可变分频器32，相位比较器33，环路滤波器34和西格玛-德尔塔调制器35。西格玛-德尔塔调制器35可以具有与图1中的西格玛-德尔塔调制器3基本相同的结构。
压控振荡器31用可变分频器32分频，由相位比较器进行与参考信号的相位比较，通过环路滤波器34，并控制压控振荡器31的输出频率。西格玛-德尔塔调制器35对通过把频率调制数据和频率通道数据相加获得的数据执行西格玛-德尔塔调制，输出作为由可变分频器32频率分割数的数据。西格玛-德尔塔调制器35在与参考信号相同的频率操作。这里，频率通道数据表示在分配给发射频带的各个频道中发送的通道的频率的数据。环路滤波器34的通带带宽大于频率调制数据的频率带宽，并且充分小于参考信号的频率。因此，对压控振荡器31的输出进行根据频率调制数据的频率调制，由西格玛-德尔塔调制器35产生的不必要的高频成分由环路滤波器34衰减。按照该结构，因为锁相环路能够用随后的频率调制数据操作，即使当输出频率相压控振荡器31的控制电压转换不是线性的时，也能获得正确的频率调制输出。
另外，该实施例的一组相位比较器33、环路滤波器34、压控振荡器31和可变分频器32时本发明的锁相振荡器的一个例子，并且该实施例的西格玛-德尔塔调制器时本发明的第二西格玛-德尔塔调制器的一个例子。
频率调制器1的另一个结构的例子在图3B中示出。即，图3B示出一个混频器36，本振37和IF调制器38。
本振37根据想要的信道频率输出信道选择信号。IF调制器38产生IF频率调制信号，该信号被频率调制数据调制。压控振荡器31的输出在混频器36中受到用信道选择信号频率调制到IF频率，再由相位比较器进行与IF调制器38的输出信号的相位比较，通过环路滤波器34，并控制压控振荡器31的输出频率。
根据该结构，因为在该调制频带外的噪声能够被环路滤波器34减小，所以即使普通IF频带的正交调制器被用作IF调制器38，也有可能防止由频率转换带来的噪声特性的降低。
图1所示的西格玛-德尔塔调制器3的结构的例子在图4中示出。即，图4示出了第二级积分器41，量化器42，反馈电略43，乘法器47和加法器48。
量化器42用量化单位L量化第二级积分器41的输出并输出它。量化后的输出值通过反馈电路43在乘法器47乘以量化单位L，与加法器48中的输入值相加，被输入到第二级积分器41，并受到第二级积分以输出。
让第二级积分器41A(z)是z-变换，A(z)＝z-1/(1-z-1)2。另外，让反馈电路43B(z)为z-变换，B(z)＝[(1-z-1)21]/z-1。这里z-1表示一个时钟延迟成分，并能够用D触发器实现。量化器42把输入值除以量化单元L，并输出商的整数部分，以便余数不可能为负。例如，在L＝1的情况下，输入值3，1，0，-1和-3分别用3，1，1，1，0.3，-0.2，和-2.2输出。除法能够通过值输出等于或大于量化单位L的数字实现，并且在乘法器47中的量化单位L的相乘和加法器48中的相加能够通过简单地使反馈电路43的输出是输入值的高位比特来实现。
第二级积分器41的结构的例子在图4B中示出。加法器51和延迟电路52自成第一级积分器。延迟电路52的输出在加法器51中与输入值X1相加，并且加法器51的输出被输入到延迟电路52。该第一级积分器用z-变换表示为1/(1-z-1)。同样，加法器53和延迟电路54组成第一级积分器。加法器51的输出被输入到加法器53，并与延迟电路54的输出相加，加法器53的输出被输入到延迟电路54。延迟电路54成为第二级积分器的输出值X2。延迟电路52和54输出用一个时钟脉冲延迟后的输入值。因为延迟电路54的输出被用作第二级积分器的输出，所以第二级积分器的整个电路用z-变换表示为z-1/(1-z-1)2。
这里，让图4A中的输入值为F并让输出为Y，图4A中的结构被表示为Y＝F/L·z-1+(1-z-1)2Q。这意味着该电路作为第二级西格玛-德尔塔调制器进行操作。另外，在用A(z)＝1/(1-z-1)2，B(z)＝[(1-z-1)2-1]，Y＝F/L+(1-z-1)2Q表示的结构保持的情况下，因此，尽管它的输出用一个时钟脉冲延迟了，但是这作为西格玛-德尔塔调制器来操作。
另一方面，对|1-z-1|的频率特性用|2sin(πf/f3)|表示。这里，f3是一个时钟频率。在图4的结构中，量化噪声Q乘以|2sin|(πf/f3)|2的频率特性。
另外，尽管在这里描述了量化器执行输入值除以量化单位L的情况，但是通过在输入值是零或更大时使输出为+1并当输入值是负值时使输出为-1有可能获得二进制输出作为输出。
第二级西格玛-德尔塔调制器的另一个结构的例子在图5中示出。即，图5示出了加法器141，142，144和145，延迟电路143，146和148，乘法器149和量化器147。
量化器147用量化单位L量化加法器45的输出并输出它。加法器142和延迟电路143组成第一第一级积分器，并且加法器145和延迟电路146组成第二第一级积分器。量化器147的输出通过延迟电路148，并由乘法器149乘以量化单位L，再被输入到加法器141和144。输入到加法器141的乘法器149的输出被从西格玛-德尔塔调制器的输入值F中减去，在加法器142中被加到延迟电路143的输出，并被输入到加法器144和143。输入到加法器144的加法器142的输出减去乘法器149的输出，在加法器145中与延迟电路146的输出相加，并被输入到延迟电路146和量化器147。在图5所示的结构中，因为输出Y和输入值F之间的关系成为Y＝F/L+(1-z-1)2Q，所以示范出与图4中相同的特性。
图6示出了使用两级图4中的西格玛-德尔塔调制器的西格玛-德尔塔调制器的结构。即图6示出了第一第二级西格玛-德尔塔调制器200，的二第二级西格玛-德尔塔调制器220，和第二级微分电路230。第一第二级西格玛-德尔塔调制器200包括第二级积分器201，量化器202，反馈电路203，乘法器207，和加法器208，并且反馈电路203包括延迟电路204，双倍电路205，和加法器206。第二级西格玛-德尔塔调制器220包括第二级积分器221，量化器220，反馈电路223，乘法器227和加法器228，并且反馈电路223包括延迟电路224，双倍电路225，和加法器226。第一第二级西格玛-德尔塔调制器200和第二第二级西格玛-德尔塔调制器220具有与图5A中的结构相同的结构，并且将省略详细的描述。
在图6所示的结构中，从外部输入的小数部分的数据被输入到第一第二级西格玛-德尔塔调制器200。第一第二级西格玛-德尔塔调制器200的量化器202的输出连接到延迟电路209。加法器210从量化器202的输入减去第一第二级西格玛-德尔塔调制器200的量化器202的输出，并向乘法器211输出它的余数。乘法器211把加法器210的输出乘以量化单位L，并向第二第二级西格玛-德尔塔调制器220输出它的积。第二第二级西格玛-德尔塔调制器220的量化器222的输出被输入到第二级微分电路230。第二级微分电路230包括延迟电路231，加法器232，延迟电路233和加法器234。延迟电路231和加法器232，以及延迟电路233和加法器234组成各自的第一级微分电路。第二级微分电路230的输入被输入到延迟电路231和加法器232。加法器232从第二级微分电路230的输入减去延迟电路231的输出，并接着向作为下一级的延迟电路233和加法器234输出它的余量。加法器234从加法器232的输出减去延迟电路233的输出并输出余量，加法器232的输出是前一状态的输出。加法器240把延迟电路209的输出与第二级微分电路230的输出相加，并使它的和为整个电路的输出。
以下将描述上述结构的西格玛-德尔塔调制器的操作。让第一第二级西格玛-德尔塔调制器200的输出为Y1并让在量化器202中产生的量化误差为Q1，第一第二级西格玛-德尔塔调制器200用z-变换表示为Y1＝z-1F/L+(1-z-1)2Q1。让第二第二级西格玛-德尔塔调制器220的输入和输出分别为F2和Y2，并让在量化器222中产生的量化误差为Q2，第二第二级西格玛-德尔塔调制器220用z-变换表示为Y2＝z-1F2/L+(1-z-1)2Q2。这里，F2＝LQ1，Y2=z-1Q1+(1-z-1)2Q2。另外，因为第二级微分电路230表示为(1-z-1)2，第二级微分电路的输出Y3成为Y3＝(1-z-1)2Y2＝-z-1(1-z-1)2Q1+(1-z-1)4Q2。因此，加法器240的输出Y4成为Y4＝z-1Y1+Y3＝z-2F/L+(1-z-1)4Q2。这意味着该电路作为第四级西格玛-德尔塔调制器来操作。
如上所述，对|1-z-1|的频率特性表示|2sin(πf/f3)|。这里，f3是时钟频率。因此，在图6中的第四级西格玛-德尔塔调制器中，量化噪声Q与|2sin(πf/f3)|4的频率特性相乘。因此，与上述第二级西格玛-德尔塔调制器中量化噪声的系数相比较，在低频范围内的量化噪声的抑制度变得更大。
另外，通常，n和m是1或更多，当组合第一第n级西格玛-德尔塔调制器和第二第m级西格玛-德尔塔调制器时，通过在第二第m级西格玛-德尔塔调制器的输出中提供第n级微分电路来调整第一第n级西格玛-德尔塔调制器的输出的延迟，有可能使第(n+m)级西格玛-德尔塔调制器成为一个整体。显然也有可能简单的组合三个或更多的调制器。
第五级西格玛-德尔塔调制器的结构的例子在图7中示出。即，图7示出了第一级积分器251，252，253，254和255，加法器258，259和260，系数乘法器256，257，261，262，263，264和265，量化器267和乘法器268。
量化器267量化加法器266的输出并且量化器268向加法器258输出量化单位L相乘获得的值。加法器258从西格玛-德尔塔调制器的输入值中减去量化器267的输出。第一级积分器251执行加法器258的输出的第一级积分。加法器259把第一级积分器251的输出与系数乘法器256的输出相乘。第一级乘法器252执行加法器259的输出的第一级积分。第一级积分器252的输出被第一级积分器253第一级积分并由系数乘法器256与系数相乘。加法器260把第一级积分器253的输出与系数乘法器257的输出相加。第一级积分器254执行加法器260的输出的第一级积分。第一级积分器254的输出受到第一级积分器255的第一级积分并由系数乘法器257乘以系数。第一级积分器251至255的输出由乘法器261至265分别乘以系数，并由加法器266加和输入到量化器267。根据该结构，有可能通过任意地设置每个系数乘法器的系数来随意地改变西格玛-德尔塔调制器的频率特性。
量化噪声与西格玛-德尔塔调制器的等级的频率特性在图8中示出。如图8所示，随着级别的增加，低频范围内的量化噪声电平被降低。即，即使输出具有比输入值更粗略的比特数，也有可能在低频范围内获得输出，在该区域内量化噪声的增大被抑制。另外，通过使时钟频率更高能够增强改进的因素。
(实施例2)
图9示出了按照本发明的发射电路装置的另一个实施例。图9示出了对应于图1中发射电路装置的频率调制器和幅度调制器用光纤连接的情况的结构。因为图2至7中示出的内容同样可使用，所以将省略详细的描述。另外，图9示出了输出发生器301，频率调制器302，西格玛-德尔塔调制器303，E/O转换器304和305，光学频率合成器306，分支滤波器307，O/E转换器308和309，幅度调制器310，带通滤波器311，天线312和光纤313。频率调制器302和西格玛-德尔塔调制器303的输出分别由E/O转换器304和305被转换为光信号。E/O转换器304和305是激光二极管，并输出彼此波长不同的光。
从数据发生器301输出的频率调制数据由频率调制器302进行频率调制，并被输入到E/O转换器304。另外，从数据发生器301输出的幅度调制数据由西格玛-德尔塔调制器303进行西格玛-德尔塔调制成为数字幅度数据，并被输入到E/O转换器305。E/O转换器304和305的输出被光学频率合成器306合成，信号在光纤313内发送并由分支滤波器307对每个波长进行分支，并且信号被分别输入到O/E转换器308和309。
O/E转换器308和309是光电二极管，并且把输入到各个转换器的光信号转换为频率调制信号和数字幅度数据，它们都是电信号。频率调制信号受到幅度调制器310用数字幅度数据进行的频率调制，它的不必要的频率成分由带通滤波器311衰减，并且频率调制信号从天线312输出。
根据以上结构，具有固定包络的频率调制信号和数字信号在光信号的发射部分中发射。因此，有可能对增大在从E/O转换器道O/E转换器的光学发射部分中的失真特性的容差。另外，通过在西格玛-德尔塔调制器不以具有大量比特的基带数字信号发射幅度调制数据后执行发送，有可能在恢复为电信号后进行最小化信号处理。而且，因为幅度调制器的功率消耗象第一实施例一样很小，所以有可能用低功率消耗实现小型光学基站系统。
图10示出了与图9中的结构不同的发射光信号的方法所使用的结构。相同的附图标记指示与图9中相同的部分，并且将省略详细的描述。即图10示出了合成器321，E/转换器322，O/E转换器323和分支滤波器324。频率调制器302的输出信号和作为西格玛-德尔塔调制器303的输出信号数字幅度数据由合成器321合成，并被E/O转换器322转换为光信号。转换后的光信号通过光纤313发送，并由O/E转换器323转换为电信号。O/E转换器323的输出被分支滤波器324分为频率调制信号数字幅度信号。频率调制信号由幅度调制器310用数字幅度数据进行频率调制，它的不必要的频率成分由带通滤波器311衰减，并且频率调制信号从天线312输出。
根据该结构，有可能在一个转换器中实现O/E转换器和E/O转换器。另外，因为频率调制信号和数字幅度数据的频率彼此大大不同，所以有可能用简单的滤波器实现分支滤波器。
因此，按照该实施例，通过输出受到频率调制器的频率调制的载波，由西格玛-德尔塔调制器执行幅度调制数据的西格玛-德尔塔调制，用受到西格玛-德尔塔调制的信号执行受到幅度调制器的频率调制的载波的幅度调制，并输出该信号，有可能实现具有足够的线性和低功率消耗的的发射电路装置。
从以上的描述中显而易见，本发明能够提供一种具有良好线性、高发射输出功率效率和小功率消耗的发射电路装置。
另外，本发明也能够用上述的作用获得以下的效果。
也就是，因为幅度调制数据具有多值的离散值，当西格玛-德尔塔调制器调制幅度调制数据为具有二进制离散值的幅度数据时，本发明能够提供具有最高的发射输出功率效率和最小的功率耗费的发射电路装置。
另外，当西格玛-德尔塔调制器是具有至少等于或大于第二级的级别的西格玛-德尔塔调制器时，本发明能够提供能够根据它的等级控制量化噪声的增长等级的发射电路装置。
另外，当具有衰减幅度调制器的输出信号的发射频带以外的不必要的信号的带通滤波器时，本发明能够提供能够衰减从与西格玛-德尔塔调制器成比例的量化噪声产生的不必要的频率成分的发射电路装置。
而且，本发明能够提供具有更高效率的发射电路装置，其中幅度调制器具有功率放大器并通过在西格玛-德尔塔调制器的输出信号的基础上控制功率放大器的电源执行幅度调制。
另外，本发明能够提供具有进一步高效率的发射电路装置，其中幅度调制器的输出装配有B类或C类操作的功率放大器。
另外，本发明能够提供获得正确的频率调制输出的发射电路装置，其中频率调制器具有包括至少一个可变分频器的锁相振荡器，和第二西格玛-德尔塔调制器，其中第二西格玛-德尔塔调制器输出一个值作为可变分频器的分割数，该值通过对通过对频率调制数据加到载波频率数据中而获得的数据执行第二级或更高级的西格玛-德尔塔调制获得，并且其中受到频率调制的载波从锁相振荡器输出。
而且，本发明能够提供一种发射电路装置，它即使使用普通的正交调制器也能够通过频率转换防止噪声特性的降低，其中频率调制器具有相位比较器，环路滤波器，压控振荡器，混频器和IF调制器，其中IF调制器输出用频率调制数据频率调制的中频调制波信号，其中混频器执行压控振荡器的输出信号向具有信道选择信号的中频的频率转换，其中相位比较器执行频率转换后的信号与中频调制波信号的相位比较，其中环路滤波器从相位比较信号中衰减不必要的信号，并且其中压控振荡器输出由受到不必要信号被衰减处的信号控制的它的本振频率频率调制的载波。
而且，本发明能够提供一种能够增大对光纤中的失真特性的容差并能够经光纤发射光信号的发射电路装置，包括：第一E/O转换器，它把频率调制的载波从电信号转换为光信号；第一E/O转换器，它经光纤连接到第一E/O转换器并把由第一E/O转换器转换的光信号转换为电信号；第二E/O转换器，它把西格玛-德尔塔调制器的输出信号转换为波长与第一E/O转换器的输出的波长不同的光信号；和第二O/E转换器，它经光纤连接到第二E/O转换器并把由第二E/O转换器转换的光信号转换为电信号，其中第二E/O转换器的输出信号与第一E/O转换器的输出信号合成，并在经光纤发射后被分支以由第二O/E转换器从光信号转换为电信号，并且其中幅度调制器执行第一O/E转换器的输出信号与第二O/E转换器的输出信号的幅度调制。
另外，本发明能够提供能够通过只使用一个O/E转换器和一个E/O转换器发射光信号的发射电路装置，包括：E/O转换器，它把由合成载波和幅度数据获得的信号从电信号转换为光信号，载波由频率调制器所频率调制，幅度数据具有从西格玛-德尔塔调制器输出的数字值；和O/E转换器，它经光纤连接到E/O转换器并把转换后的信号从光信号转换为电信号，其中由O/E转换器转换的信号被滤波器分为频率调制载波和幅度数据，其中幅度调制器执行被分离的频率调制的载波与分离的幅度数据的幅度调制。
另外，本发明能够提供一种能够任意改变频率特性的发射电路装置，其中西格玛-德尔塔调制器具有产生通过执行幅度调制数据的第n级积分获得的信号的第n级积分器，把第n级积分的信号量化为数字值的量化器，和把量化值反馈到西格玛-德尔塔调制器的输入值的反馈电路，其中量化后的数字值成为西格玛-德尔塔调制器的输出，并且其中反馈后的值被加入到西格玛-德尔塔调制器的输出值并被输入到第n级积分器。
而且，本发明能够提供一种能够实现更高级的西格玛-德尔塔调制器并因此能够进一步降低由量化噪声引起的失真成分的发射电路装置，其中西格玛-德尔塔调制器具有连接为多级的多个低级西格玛-德尔塔调制器，并且其中多个低级西格玛-德尔塔调制器的输出分别连接到微分器，该微分器包括用前一级为m级的z-变换表示为(1-z-1)m，并被合成。

Claims (12)

1.一种发射电路装置，包括：
频率调制器，它执行载波与频率调制数据的频率调制并输出频率调制后的载波；
西格玛-德尔塔调制器，它执行幅度调制数据的西格玛-德尔塔调制；和
幅度放大器，它执行频率调制后的载波与西格玛-德尔塔调制器的输出信号的幅度调制并输出幅度调制后的载波。
2.按照权利要求1的发射电路装置，其中，幅度调制数据有多个数字值，并且
其中西格玛-德尔塔调制器把幅度调制数据调制到具有二进制数字值的幅度数据上。
3.按照权利要求1的发射电路装置，其中西格玛-德尔塔调制器是至少第二级或更高级的西格玛-德尔塔调制器。
4.按照权利要求1的发射电路装置，包括带通滤波器，它衰减幅度调制器的输出信号的发射频带之外的不需要的信号并输出该输出信号。
5.按照权利要求1的发射电路装置，其中幅度调制器有功率放大器并通过以西格玛-德尔塔调制器的输出信号为基础控制功率放大器的电源执行幅度调制。
6.按照权利要求1的发射电路装置，其中在幅度调制器的输出级提供B类或C类功率放大器。
7.按照权利要求1的发射电路装置，其中频率调制器具有锁相振荡器，它包括至少一个可变分频器，和第二西格玛-德尔塔调制器，其中第二西格玛-德尔塔调制器输出一个值作为可变分频器的分割数，该值通过执行数据的第二级或更高级的西格玛-德尔塔调制获得，而该数据通过把频率调制数据加到载波频率数据获得，并且
其中频率调制的载波从锁相振荡器输出。
8.按照权利要求1的发射电路装置，其中频率调制器具有相位比较器、环路滤波器、压控振荡器、混频器和IF调制器，
其中IF调制器输出中频调制波信号，它用频率调制数据进行频率调制，
其中混频器用频道选择信号执行压控振荡器的输出信号到中频的频率转换，
其中相位比较器执行频率转换后的信号与中频调制波信号的相位比较，
其中环路滤波器衰减来自相位比较信号的不必要的信号，以及
其中压控振荡器输出不必要信号衰减处的信号控制的振荡频率所频率调制后的载波。
9.按照权利要求1的发射电路装置，包括：
第一E/O转换器，它把频率调制的载波从电信号转换为光信号；
第一O/E转换器，它经光纤连接到第一E/O转换器并把由第一E/O转换器转换的光信号转换为电信号；
第二E/O转换器，它把西格玛-德尔塔调制器的输出信号转换为光信号，该光信号的波长与第一E/O转换器的输出的波长不同；
第二O/E转换器，它经光纤连接到第二E/O转换器并把由第二E/O转换器转换的光信号转换为电信号；
其中第二E/O转换器的输出与第一E/O转换器的输出信号合成，并且在经光纤发射后被分支，由第二O/E转换器从光信号转换为电信号，并且
其中幅度调制器执行第一O/E转换器的输出信号与第二O/E转换器的输出信号的幅度调制。
10.按照权利要求1的发射电路装置，包括：
E/O转换器，它把一个信号从电信号转换为光信号，这个信号通过合成被频率调制器频率调制的载波和具有从西格玛-德尔塔调制器输出的数字值的幅度数据而获得；和
O/E转换器，它经光纤连接到E/O转换器并把转换后的信号从光信号转换为电信号，其中由O/E转换器转换的信号被滤波器分为频率调制的载波和幅度数据，并且
其中幅度调制器执行被分离的频率调制的载波与被分离的幅度数据的幅度调制。
11.按照权利要求1的发射电路装置，其中西格玛-德尔塔调制器具有：
第n积分器，产生通过执行幅度调制数据的第n积分获得的信号，
量化器，它把第n积分的信号量化为数字值，和
反馈电路，它把量化值反馈到西格玛-德尔塔调制器的输入值，
其中量化数字值成为西格玛-德尔塔调制器的输出，和
其中反馈值被加入到西格玛-德尔塔调制器的输入值并被输入到第n积分器。
12.按照权利要求1的发射电路装置，其中西格玛-德尔塔调制器具有连接成多级的多个低级西格玛-德尔塔调制器，并且
其中多个低级西格玛-德尔塔调制器的输出分别被连接到微分器一直到前一级并被合成，该微分器包含用z-变换对第m级表示为(1-z-1)m的结构。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101188433B (zh) * 2006-05-18 2011-04-13 美国博通公司 用于无线通信系统内调幅的方法和系统
CN102362543A (zh) * 2009-03-24 2012-02-22 阿尔卡特朗讯 用于使用包络消除及恢复放大器进行数据传输的方法、包络消除及恢复放大器、发送设备、接收设备以及为此的通信网络
CN102386929A (zh) * 2011-09-22 2012-03-21 北京大学 Sigma-Delta调制器及包括该调制器的Sigma-Delta模数转换器
WO2023087219A1 (zh) * 2021-11-18 2023-05-25 华为技术有限公司 功率放大装置和无线通信装置

Families Citing this family (62)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6975687B2 (en) 2000-06-16 2005-12-13 Hughes Electronics Corporation Linearized offset QPSK modulation utilizing a sigma-delta based frequency modulator
US7546097B2 (en) * 2002-03-06 2009-06-09 Qualcomm Incorporated Calibration techniques for frequency synthesizers
US7663762B2 (en) * 2002-07-09 2010-02-16 Finisar Corporation High-speed transmission system comprising a coupled multi-cavity optical discriminator
US7263291B2 (en) * 2002-07-09 2007-08-28 Azna Llc Wavelength division multiplexing source using multifunctional filters
US6963685B2 (en) * 2002-07-09 2005-11-08 Daniel Mahgerefteh Power source for a dispersion compensation fiber optic system
JP4214850B2 (ja) * 2002-08-20 2009-01-28 ソニー株式会社 ディジタル信号処理装置及びディジタル信号処理方法
US7054538B2 (en) * 2002-10-04 2006-05-30 Azna Llc Flat dispersion frequency discriminator (FDFD)
US7545865B2 (en) 2002-12-03 2009-06-09 M/A-Com, Inc. Apparatus, methods and articles of manufacture for wideband signal processing
AU2003275478A1 (en) * 2002-10-08 2004-05-04 M/A-Com, Inc. Apparatus and methods for wideband signal processing
US7280721B2 (en) * 2002-11-06 2007-10-09 Azna Llc Multi-ring resonator implementation of optical spectrum reshaper for chirp managed laser technology
US7742542B2 (en) * 2002-11-06 2010-06-22 Finisar Corporation Phase correlated quadrature amplitude modulation
US7505694B2 (en) * 2002-11-06 2009-03-17 Finisar Corporation Thermal chirp compensation systems for a chirp managed directly modulated laser (CML™) data link
US7564889B2 (en) * 2002-11-06 2009-07-21 Finisar Corporation Adiabatically frequency modulated source
US7406266B2 (en) * 2002-11-06 2008-07-29 Finisar Corporation Flat-topped chirp induced by optical filter edge
US7536113B2 (en) * 2002-11-06 2009-05-19 Finisar Corporation Chirp managed directly modulated laser with bandwidth limiting optical spectrum reshaper
US7558488B2 (en) * 2002-11-06 2009-07-07 Finisar Corporation Reach extension by using external Bragg grating for spectral filtering
US7555225B2 (en) * 2002-11-06 2009-06-30 Finisar Corporation Optical system comprising an FM source and a spectral reshaping element
US7474859B2 (en) * 2002-12-03 2009-01-06 Finisar Corporation Versatile compact transmitter for generation of advanced modulation formats
US7480464B2 (en) * 2002-12-03 2009-01-20 Finisar Corporation Widely tunable, dispersion tolerant transmitter
US7925172B2 (en) * 2002-12-03 2011-04-12 Finisar Corporation High power, low distortion directly modulated laser transmitter
US7813648B2 (en) * 2002-12-03 2010-10-12 Finisar Corporation Method and apparatus for compensating for fiber nonlinearity in a transmission system
US7613401B2 (en) * 2002-12-03 2009-11-03 Finisar Corporation Optical FM source based on intra-cavity phase and amplitude modulation in lasers
US7809280B2 (en) * 2002-12-03 2010-10-05 Finisar Corporation Chirp-managed, electroabsorption-modulated laser
US7542683B2 (en) 2002-12-03 2009-06-02 Finisar Corporation Chirp Managed Laser (CML) transmitter
US7907648B2 (en) * 2002-12-03 2011-03-15 Finisar Corporation Optical FM source based on intra-cavity phase and amplitude modulation in lasers
US7609977B2 (en) * 2002-12-03 2009-10-27 Finisar Corporation Optical transmission using semiconductor optical amplifier (SOA)
US7860404B2 (en) * 2002-12-03 2010-12-28 Finisar Corporation Optical FM source based on intra-cavity phase and amplitude modulation in lasers
US8792531B2 (en) * 2003-02-25 2014-07-29 Finisar Corporation Optical beam steering for tunable laser applications
US7630425B2 (en) * 2003-02-25 2009-12-08 Finisar Corporation Optical beam steering for tunable laser applications
JP2005210537A (ja) * 2004-01-23 2005-08-04 National Institute Of Information & Communication Technology 光ｆｓｋ変調器を用いたｕｗｂ信号の発生装置
EP1738504A4 (en) * 2004-02-27 2017-04-19 Finisar Corporation Optical system comprising an fm source and a spectral reshaping element
US7496151B2 (en) * 2004-03-05 2009-02-24 Panasonic Corporation Transmitting circuit, communication equipment, audio equipment, video equipment, and transmitting method
US7639955B2 (en) 2004-09-02 2009-12-29 Finisar Corporation Method and apparatus for transmitting a signal using a chirp managed laser (CML) and an optical spectrum reshaper (OSR) before an optical receiver
US7983632B2 (en) * 2004-09-24 2011-07-19 Broadcom Corporation Feedback control loop for amplitude modulation in a polar transmitter with a translational loop
JP5244392B2 (ja) * 2004-10-15 2013-07-24 エヌエックスピー ビー ヴィ Ｒｆｉｄシステムを動作させる方法
GB0426965D0 (en) * 2004-12-09 2005-01-12 Tang Bob Methods to increase number of symbols in a transmission bit and to increase channel capacity in modulated transmissions, without needing to reduce signal
US20070012860A1 (en) * 2005-05-05 2007-01-18 Daniel Mahgerefteh Optical source with ultra-low relative intensity noise (RIN)
US7697186B2 (en) * 2006-10-24 2010-04-13 Finisar Corporation Spectral response modification via spatial filtering with optical fiber
WO2008080171A1 (en) * 2006-12-22 2008-07-03 Finisar Corporation Optical transmitter having a widely tunable directly modulated laser and periodic optical spectrum reshaping element
US7941057B2 (en) * 2006-12-28 2011-05-10 Finisar Corporation Integral phase rule for reducing dispersion errors in an adiabatically chirped amplitude modulated signal
US8131157B2 (en) * 2007-01-22 2012-03-06 Finisar Corporation Method and apparatus for generating signals with increased dispersion tolerance using a directly modulated laser transmitter
EP2111678B1 (en) * 2007-02-02 2015-04-08 Finisar Corporation Temperature stabilizing packaging for optoelectronic components in a transmitter module
US8027593B2 (en) 2007-02-08 2011-09-27 Finisar Corporation Slow chirp compensation for enhanced signal bandwidth and transmission performances in directly modulated lasers
US7991291B2 (en) * 2007-02-08 2011-08-02 Finisar Corporation WDM PON based on DML
US7697847B2 (en) * 2007-04-02 2010-04-13 Finisar Corporation Dispersion compensator for frequency reshaped optical signals
US7991297B2 (en) * 2007-04-06 2011-08-02 Finisar Corporation Chirped laser with passive filter element for differential phase shift keying generation
US8204386B2 (en) * 2007-04-06 2012-06-19 Finisar Corporation Chirped laser with passive filter element for differential phase shift keying generation
US7760777B2 (en) * 2007-04-13 2010-07-20 Finisar Corporation DBR laser with improved thermal tuning efficiency
WO2008141103A1 (en) * 2007-05-10 2008-11-20 Skyworks Solutions, Inc. Low noise rf driver
US7778295B2 (en) * 2007-05-14 2010-08-17 Finisar Corporation DBR laser with improved thermal tuning efficiency
US8838257B1 (en) * 2007-10-04 2014-09-16 Marvell International Ltd. Controller and design support apparatus
US8160455B2 (en) * 2008-01-22 2012-04-17 Finisar Corporation Method and apparatus for generating signals with increased dispersion tolerance using a directly modulated laser transmitter
US8260144B2 (en) 2008-03-12 2012-09-04 Hypres Inc. Digital radio frequency tranceiver system and method
US7869473B2 (en) * 2008-03-21 2011-01-11 Finisar Corporation Directly modulated laser with isolated modulated gain electrode for improved frequency modulation
US8260150B2 (en) * 2008-04-25 2012-09-04 Finisar Corporation Passive wave division multiplexed transmitter having a directly modulated laser array
US8199785B2 (en) * 2009-06-30 2012-06-12 Finisar Corporation Thermal chirp compensation in a chirp managed laser
JP5493227B2 (ja) 2009-12-22 2014-05-14 富士通株式会社 送信回路
EP2618531B1 (en) * 2012-01-20 2014-12-24 ADVA Optical Networking SE Method and device for transmitting a low-frequency signal over a data transmission link using a digital high bit-rate signal
US9479325B1 (en) * 2013-04-12 2016-10-25 Maxim Integrated Products, Inc. Reduced frequency backwards clock for isolated sigma-delta modulators
US9356693B1 (en) * 2013-04-12 2016-05-31 Maxim Integrated Products, Inc. Optical isolator preventive measure indicator
US9584349B2 (en) * 2013-05-31 2017-02-28 Nec Corporation Transmission circuit
US9887705B2 (en) * 2014-12-05 2018-02-06 Nec Corporation Delta-sigma modulator and modulation method, transmission device, and transmission method

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2898435B2 (ja) * 1991-05-21 1999-06-02 株式会社エイ・ティ・アール光電波通信研究所 無線リンク用光伝送システム
JP2616468B2 (ja) * 1994-11-25 1997-06-04 日本電気株式会社 光マイクロセル伝送方式
US6047029A (en) * 1997-09-16 2000-04-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Post-filtered delta sigma for controlling a phase locked loop modulator
US5952895A (en) 1998-02-23 1999-09-14 Tropian, Inc. Direct digital synthesis of precise, stable angle modulated RF signal
US6061555A (en) * 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for ensuring reception of a communications signal
FI105609B (fi) * 1998-10-27 2000-09-15 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä ja järjestely lähetyssignaalin muodostamiseksi
US6194963B1 (en) 1998-11-18 2001-02-27 Ericsson Inc. Circuit and method for I/Q modulation with independent, high efficiency amplitude modulation
US6590940B1 (en) 1999-05-17 2003-07-08 Ericsson Inc. Power modulation systems and methods that separately amplify low and high frequency portions of an amplitude waveform

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101188433B (zh) * 2006-05-18 2011-04-13 美国博通公司 用于无线通信系统内调幅的方法和系统
CN102362543A (zh) * 2009-03-24 2012-02-22 阿尔卡特朗讯 用于使用包络消除及恢复放大器进行数据传输的方法、包络消除及恢复放大器、发送设备、接收设备以及为此的通信网络
CN102362543B (zh) * 2009-03-24 2014-10-22 阿尔卡特朗讯 用于使用包络消除及恢复放大器进行数据传输的方法、包络消除及恢复放大器、发送设备、接收设备以及为此的通信网络
CN102386929A (zh) * 2011-09-22 2012-03-21 北京大学 Sigma-Delta调制器及包括该调制器的Sigma-Delta模数转换器
CN102386929B (zh) * 2011-09-22 2013-11-13 北京大学 Sigma-Delta调制器及包括该调制器的Sigma-Delta模数转换器
WO2023087219A1 (zh) * 2021-11-18 2023-05-25 华为技术有限公司 功率放大装置和无线通信装置

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