CN1378764A

CN1378764A - 用于参数扬声器系统的调制器处理

Info

Publication number: CN1378764A
Application number: CN00814170A
Authority: CN
Inventors: 迈克尔·E·斯潘塞; 詹姆斯·J·克罗夫特三世; 约瑟夫·O·诺里斯; 西努·瑞迪
Original assignee: Ameritech Corp
Current assignee: AT&T Teleholdings Inc
Priority date: 1999-08-26
Filing date: 2000-08-25
Publication date: 2002-11-06
Also published as: JP2003507982A; US7162042B2; US7729498B2; US6584205B1; HK1047214A1; WO2001015491A1; US20030185405A1; EP1210845A1; US20080063214A1; WO2001015491A9; CA2382986A1; AU7333000A

Abstract

当以饱和电平及低于饱和电平驱动空气时,参数扬声器系统使用改进的调制器,以补偿在空气中参数处理的非线性(NLD)。参数扬声器使用预处理的单边带(SSB)调制器,该调制器提供理想的线性,其特征是平方根预处理双边带调制器,但具有低载波频率且没有宽的带宽需求。通过去除某些或全部低边带,能够降低载波频率而不会产生可闻听范围的边带频率。低的工作频率的结果是,在达到空气的饱和极限之前有较大的转换效率和较大的输出能力。预处理器把对于双边带、截断的双边带或单边带处理的饱和极限的效应降低到最小,以实现较高的输出。

Description

用于参数扬声器系统的调制器处理

本发明的领域：

本发明涉及参数扬声器，这种扬声器当被高频或超声波激励用于重放可听范围的频率时使用空气的非线性。特别地，本发明涉及用于参数扬声器的信号处理和调制器。

先有技术：

空气中的参数阵列是从向一空气柱引入足够强度的音频调制超声波信号的结果。自解调，或下变换，沿空气柱发生，其结果是产生可听到的声音信号。这一过程的发生是由于已知的物理原理，即当不同频率的两个声波在同一介质中同时发出时，由两个声波的非线性相互作用(参数相互作用)而产生具有包含了两个频率的和与差的波形的声波。于是，如果两个原始的声波是超声波且它们之间的差选择为音频频率，则通过参数相互作用可产生可听到的声音。然而，由于空气柱下变换过程中的非线性在声音输出中导入了失真。这种失真能够相当严重，对于适度的调制电平可能出现30％或更大的失真。

降低调制电平可降低失真，但这是以即降低输出量和又降低功率效率为代价的。

1965年，Berktay以公式说明了从参数扬声器二次组合输出(可听到的声音)正比于调制包络平方的二次导数。Berktay证明，在远声场被解调的信号p(t)正比于平方后调制包络的二次导数。

这被称为参数声阵列的“Berktay远声场解”。Berktay观察了远声场，因为在那里不再有超声信号(按定义)。近声场解调产生相同的音频信号，但是有超声存在，这必然被导入一般的解中。由于近声场的超声是不可听到的，它能够被忽略，并按此假设Berktay解在近声场也是有效的。

这一关系对于空气中参数扬声器最早的应用是在1985年对于参数扬声器的调制器的设计。这一进展包括平方根函数用于调制包络。使用平方根函数对自然平方函数进行了补偿，自然平方函数使向空气发出的被调制的边带信号的包络失真。业内专业人员也已证明，平方根双边带信号在理论上能够产生低失真的系统，但是以无限的系统和换能器带宽为代价的。产生任何具有无限带宽容量的装置是不实际的。此外，任何重大带宽的实现都意味着不可听到的超声原频率在低边带将向下延伸进入可闻听范围，并引起新的失真，这种失真至少与由无限带宽平方根预处理系统所消除的失真同样糟。

在典型的应用中，所需的信号有30kHz到50kHz的超声载波被调幅(AM)，然后被放大，并施加到超声波换能器。如果超声波强度有足够的幅度，则空气柱将在某种长度(长度一部分取决于载波频率和柱形状)上执行解调或下转换。诸如授予Tanaka等人的U.S.专利No.4,823,908称，为从超声波发射实现参数音频输出的调制方式使用带有载波频率和边带频率的双边带信号，边带频率由对应于所需的音频频率的频率差在信号两边隔开。

例如，如图1所示，当把6kHz调幅到40kHz载波时，产生边带频率。图2示出载波频率(40kHz)现在由34kHz低边带和46kHz高边带相伴。现在出现三个成分34kHz，40kHz和46kHz，这给出真正的6kHz包络。如前所述，在用作为如图3所示的调制信号之前6kHz信号被求平方根。使用通过平方根函数对40kHz载波的调制信号产生的频谱生成图4所示的频谱成分。对6kHz施以平方根函数产生无限谐波，且AM频谱具有上和下边带频率，这些频率也无限远离载波。因为换能器边带的限制和类似的问题，不可能实现这种系统。

实际上，五个或六个谐波足以给出理想平方根波的好的近似。然而，即使当谐波数被限制时，低边带频率仍然降低进入音频范围而生成失真。在以上图1到4的例子中，需要被发射的低边带频率是34，28，16，10和4kHz。这就产生了这样的问题，即可闻听频率(16，10和4kHz)将要与超声波频率一同发射而构成所需的调制包络。

对原始信号施以平方根函数降低或消除了被调制的音频中的失真，但是这生成了不希望有可听到的被发射的频率。在先有技术的当前状态下，只能在高失真(避免平方根函数)或具有较小失真的宽边带需求(使用平方根函数)之间进行选择。

而且，对任何给定的超声波频率的求平方根信号只是对低电平信号是有效的。在超声波功率电平增加以提供大的音频输出时，理想的包络从信号的平方根向音频信号本身(或1倍信号)移动。

参数扬声器系统所展现的另一问题是，在超声波频率和/或强度增加以允许较低边带有空间并达到音频范围内合理的转换电平时，空气能够被驱动进入饱和。这意味着，基本的超声波频率受到限制，因为从其夺去了能量提供给谐波。原始频率每增加一个八度，饱和的问题出现时的电平降低6dB。换言之，在频率增加时，饱和出现的功率阈值降低。与参数阵列一同使用的双边带信号必须总是至少为任何可听到的频率(假设为20kHz带宽)之上的信号带宽，而且即使使用降低甚至的平方根函数，这也要求无限的带宽。

先有技术的参数扬声器的另一问题是，内置的高通滤波器的特性在于，对于频率每降低八度二次信号(音频输出)的幅度降落12dB。因为必须保持双边带系统的较低的边带不产生可听到范围的输出，对于双边带(DSB)必须保持载波频率至少在可闻听频率上限之上即20kHz，并对于求平方根的DSB量在最小为两倍。这范围迫使载波频率上升相当高。结果是，容易达到饱和极限，而系统的整体效率受到影响。

在高精度应用中，这些超常的不希望有的失真类型妨碍了未补偿的参数阵列或甚至平方根补偿模式的实际或商业使用。于是，提供一种新的方法和系统用于预处理音频信号，其结果将对于超声波参数阵列输出以降低的带宽需求而降低失真，这将是对这种技术状态的改进。还希望使用仍然在了听到的范围之上但较低的原始频率，以产生较少的饱和衰减。

本发明的目的和概述

本发明的目的是要提供一种方法和设备，以降低参数扬声器系统的原始频率，从而使空气饱和降低到最小，并增加转换效率。

本发明的另一目的是要提供一种参数扬声器系统，该系统纠正了失真而不增加降低失真所需的带宽。

本发明的另一目的是要提供用于预处理音频信号的一种方法和系统，其结果是对于参数阵列输出的声学音频信号较低的失真及更好的重放。

本发明的另一目的是要提供一种参数扬声器系统，该系统使用具有截断的下边带的双边带调制信号。

本发明的另一目的是要提供一种参数扬声器系统，该系统使用带有降低的带宽需求的预处理信号边带调制。

本发明的另一目的是要提供一种参数扬声器系统，以消除与参数扬声器一同使用的双边带调制模式的扩展的低边带。

本发明目前优选的实施例是对于用于空气中的参数扬声器系统的一个信号处理器。该信号处理器具有一音频信号输入和产生载波频率的载波频率产生器。音频信号与载波频率通过调制器混合在一起，以产生带有边带频率的被调制的信号，边带频率是从载波按音频信号频率值分离出的。包含有纠错电路，通过基本在所述调制信号的边带内修改被调制的信号，对求平方函数固有的失真进行补偿，以便趋近理想的包络信号。纠错电路比较被调制的信号的包络与被计算的理想求平方根音频信号，并产生一相反的误差，然后该误差加回到被调制的信号，以便校正参数扬声器的失真。在一个实施例中，纠错步骤添加了新的差错，但以大大降低的电平添加的。这种与原始信号比较和差错反向向添加能够递归地实现，以便把差错降低到所需的电平。递归纠错的每一电平趋向于降低一半多的误差，并应当使用足够电平的递归校正以校正失真，而不必添加将会添加更多失真的许多电平。在本发明的另一实施例中，被调制的信号能够使用包括但不限于双边带信号，截断的双边带信号或单边带信号的形式。

从考虑以下连同附图详细的说明，对于业内专业人员本发明的这些和其它目的，特征，优点和其它方面将是显而易见的。

附图分说明

图1示出6kHz的频带；

图2示出6kHz信号被调制到40kHz载波信号上；

图3示出在施加平方根函数之后6kHz信号的频谱；

图4示出在施加平方根函数并调制到40kHz载波信号上之后的6kHz信号；

图5示出被调制到40kHz载波上的6kHz单边带信号的调制；

图6是被调制到40kHz载波上的5kHz和6kHz单边带信号；

图7是带有所施加的平方根函数的理想的包络形状，这是从单边带频谱获得的结果；

图8示出人工边带频率的插入，以便模仿图7的理想包络形；

图9A是用于空气中参数阵列的非线性解调器模型；

图9B示出用于解调指数的阻尼函数的曲线图；

图10是基于Hilbert变换的AM解调器；

图11单边带频道模型；

图12是图11中的单边带调制器更为详细的图示；

图13是调制侧失真补偿器；

图14一阶基带失真补偿器；

图15第N阶音频失真补偿器；

图16示出作为失真模型级联的第N阶音频失真补偿器；

图17是作为Hilbert变换输入的平方量值而实现的SSB频道模型；

图18是使用AM调制器的AM频道模型。

优选实施例的说明

现在参照附图，图中对本发明的各个要素将给出数码标号，且其中将讨论本发明以便使业内专业人员能够构成并使用本发明。应当理解，以下的说明仅是本发明一定的实施例的示例，而不得视为限制后面的权利要求。

本发明是以数字化或模拟方式实现的一种信号处理设备和方法，这种方法和系统大大降低了空气中参数阵列的可听到的失真。在本发明中，执行多个信号处理步骤。处理器的输入侧接收来自诸如CD播放器等音频源的线路电平的信号。在数字化实现中，模拟音频信号将首先被数字化，或可以直接接收数字输入。本发明中的第一步骤使输入的音频信号乘以较高的超声波载波频率，以便生成调制信号。换言之，载波频率被输入信号调制而产生通常的单边带(SSB)或双边带(DSB)信号。载波信号由本地振荡器装置按所需的频率产生。注意，在多频道系统中(例如立体声)最后只使用一个振荡器，使得所有频道有完全相同的载波频率。这种调制可以产生乘以载波信号的单边带(只是上边带)(SSB)，或者乘以载波信号的双边带(DSB)。本发明中也可以产生截断的双边带(TDSB)信号，其中双边带(DSB)的下边带信号由滤波器陡然截断，使得通过的几乎所有频率在载波之上。

然后，比较计算出的调制信号的包络与按施加的平方根计算出的“理想”的音频信号。这一比较使用了调制的载波包络对按施以平方根的理想的音频信号进行比较。理想的信号是被偏移之后未调制的音频信号，它由等于其最大负峰值但反向的正DC(直流)电压偏移，并然后求平方根。如所述，这是由于在参数扬声器中解调的音频信号正比于调制包络的平方。因而，在介质中解调时，正比于输入音频的平方根的包络将被转换回原始的音频信号。

在比较中也考虑了所使用的超声波换能器的频率响应。换言之，还添加了一种校正，这种校正是针对当换能器发射超声波信号时由换能器(即扬声器)所产生的失真。在对包络比较之前，被调制的信号带宽或频谱乘以换能器-放大器组合的实际的频率响应曲线。这保证了理想的包络与被调制信号包络之间的比较是有效的，因为在其被发射时被调制的信号包络将被换能器/放大器改变。使用截断的双边带(TDSB)的实施例可以部分地由换能器的高通滤波器截断，或调制方式本身也可以在其达到换能器之前截断TDSB。这使得能够使用简单的DSB乘法器装置产生通常的DSB信号，以及滤波器和换能器把DSB信号转换TDSB信号。

然后被调制的信号的包络被比较或从理想的平方根信号减去。这给出代表误差的新的信号。然后这新的信号被反向(按相位或符号)并与调制步骤前夕原始输入的音频信号相加。这用于改变所得的包络使其更紧密地匹配理想的包络。本发明的重要特征在于，所计算的并然后被返回添加到音频信号的误差项总是在原始音频信号的音频带宽之内，而不需要额外的带宽。在本发明的另一实施例中，最初的失真校正出现在音频信号内，但是如果添加的项不产生明显的失真，则某些失真校正项可以在音频信号之外。

添加计算的误差校正不是在一个步骤校正包络，因为包络的频谱不只是与输入的音频成正比。包络与调制频谱和按90度平移的调制频谱的平方之和的平方根成正比。换言之，每一引入的校正频率产生另外的较小但也必须被校正的误差频率。于是，误差校正最好递归地进行数次，直到SSB，DSB或TDSB包络误差对于理想信号处于所需的小量之内。递归步骤的次数取决于所需的失真降低量，并取决于处理器的实际限制。然后被调制的信号输出到放大器，并最后输出到超声波换能器，在这里它被发射到空气中或某种其它介质。然后根据Berktay的解法超声波解调为原始音频信号。

在本发明的一个实施例中，每一递归步骤降低总的谐波失真(THD)误差百分比至少为一半，实际的误差介质百分比与输入的频谱和所选择的调制方法有关。递归步骤的数目与可用的处理功率及所需的校正电平相关。一般来说，六次或更少的递归过程可产生理想的失真校正。实际上对于这一校正电平所需的处理功率是低的，并能够在不昂贵的DSP芯片或相当的硬件上实现。如上所述，通过对音频信号求平方根所调制的载波有无限的带宽而不能由任何已知的方法精确地发射。使用这一方法使得能够趋近理想的包络，而无需大量增加按其它方式所需的带宽。应当看到，如果需要能够只使用一个误差校正电平进行误差校正。也可以使用模拟电路，代替本发明数字的或软件实现。

在本发明的数字式实施例中，作为超声频率的被调制的信号通常在放大之前被转换返回模拟信号形式。对于在输出阶段准确的数字到模拟转换需要高采样率。例如，如果SSB载波频率为35kHz，输入音频带宽为20kHz(正常值)，输出信号将具有从35kHz到55kHz的频谱。96kHz或更高的采样率是好的选择。标准的44.1kHz对带宽音频似乎不足。反之，对于语音一定的应用可使用较低的采样率。进而，对于数字实现的输出信号为线路电平。这种信号将输入到超声放大器，该放大器再驱动换能器。又，解调的信号正比于调制包络的平方。在开始发生饱和的较高超声波振幅下，解调的音频开始与包络本身而不是其平方成正比。如果最终驱动电平已知，在误差校正补偿器中可考虑这一点。例如，如果放大器和信号处理器被集成，则误差校正模式可随与放大器设置相关的功率输出而变化。稍后将更为详细说明按功率输出改变误差校正。对于较简单的系统，包络的平方可用作为结果良好的解调模型。

使用SSB或TDSB系统，载波频率和调制信号频率能够被降低，而无需担心在其它情形下较低的边带会在可闻听范围被发射(即可听到的失真)。载波频率和调制信号频率能够被降低到使得它们接近可闻听范围的上限。本发明中，接近定义为尽可能接近可闻听范围上限而不产生明显的失真，且其中载波信号和边带不可听到。

较低的载波频率允许在三方面有较好的转换效率。首先，超声的衰减率较低，于是有效的超声波束长度较长，且可用的能量不会被介质很快吸收。第二，对于给定的声压电平(SPL)增加了冲击形成(饱和)长度，于是能够使用更高SPL。使用的SPL越高，转换效率(超声波和音频之间)越大。实际上，所产生的音频信号的振幅正比于超声波SPL的平方。换言之，系统的增益随驱动电平的增加而增加，直到达到饱和极限。通过降低载波频率而增加了饱和极限。第三，较低的载波频率增加了系统可用的体积速度，因而增加了可闻听范围的可用输出。

例如，使用单边带(SSB)方法特别地尽可能降低了载波频率，这最大增加了超声波到音频转换的效率。使用较低频率的饱和载波，能够达到较高的饱和电平，因为声波长较长则声音饱和极限较高。只使用由音频信号调制的载波的上边带即可生成理想的包络。

使用单边带(SSB)调幅有几个另外的优点。这些好处包括：不必对音频使用平方根函数，降低了换能器带宽需求，以及较大的超声波转换效率，因为使用较低的载波频率。为了使理想的包络生成单音频音调，没有施加平方根的SSB给出了与偏移，施加平方根，再偏移，并使用双边带(DSB)AM完全同样的包络。为了当使用SSB时生成6kHz音调，需要如图5所示以下频谱。这比图4和图2的双边带(DSB)简单得多。假如能够实现产生图4的所需的硬件，则从图5的频谱所得到的包络和解调的音频与图4中由无限频谱产生的完全相同。这样，使用SSB方法能够避免施加平方根和相关的偏移。这是一个很大的优点，因为降低了失真和所需的逻辑。

当然，随着音频信号的复杂性增加，SSB方法代替全平方根方法优点减少。然而，在信号带宽内通过人工添加额外的上边带成分，能够使SSB很紧密地匹配理想的包络。图6示出5kHz和6kHz音调同时重放。这SSB频谱通常看来与图6中所示的频谱相同。施加平方根的理想的包络形状示于图7，这是从图6中的SSB频谱所得的波形。很重要的是要注意到，SSB信号的振幅并不总是与所希望的包络形状匹配。然而，如果人工插入另一上边带成分，则能够实现好得多的适配。图8示出对于这一例子在哪里插入新的成分，能使得SSB信号更接近表示出图7理想的波形。这种情形下新的频率成分是41kHz。以附加的频率添加是以上所述的误差校正的一个非常简化的方式。在添加附加频率的每一种情形下，新的边带频率等于载波加两个上边带之间的差。在这例子中，载波是40kHz，而主边带频率是5kHz和6kHz，于是人工边带是41kHz，并在插入这一新的成分时不需要额外的带宽。实际上，带有主量值的两个频率总能够用来确定新的边带位置。

使用SBB或TDSB模式是有优势的，因为能够更理想地匹配典型的超声换能器在其谐振频率之上和之下的振幅输出。例如，SBB或TDSB结构中的载波对于最大扬声器输出电平配置在换能器的基本谐振频率处，而上边带频率将落在换能器工作效率高的谐振峰的上侧。很多换能器在谐振频率上方工作很好，而在这峰频率之下工作不良。

如以上所讨论，实际的参数扬声器系统没有足够的带宽重放通过向输入信号施加平方根函数所产生的无限校正项。对于本信号处理系统一个重要的变通的结构是使用了一种组合的方式，即向偏移音频信号施加平方根并然后在信号提供给换能器之前截断信号到预定的带宽或频率范围。向偏移的输入信号施加平方根函数，能够在信号在空气中解偶之后从超声波系统提供正确的输出。

在信号处理期间，首先向偏移的音频信号施加平方根函数，并然后调制信号的带宽被截取为对应于原始节目信号带宽的带宽。例如，在通常的音频中，对每一边带截取带宽达25kHz或更小是有用的。当然，能够基于由原始的节目资料源所要求的带宽使用更大的带宽。在任何情形下，信号被截取到的带宽应当不至于狭窄到对特定的节目资料或应用引起明显的失真。使用带通滤波器，高通滤波器或低通滤波器(数字式或模拟的)截断所希望的高和低截止频率，能够进行这一带宽降低。虽然使用这一方法不能获得使用无限带宽的全部理论优点，但是求平方根的信号对实际的节目资料提供了最重要的频率项。使用截断的施加了平方根的信号，允许平方根的信号有效的趋近以便不使用无限带宽提供给换能器。对截断的带宽施加平方根另一优点在于，对无限带宽使用平方根函数生成了在可闻听范围中的谐波。在施加平方根之后施加截断将除去那些可听到的谐波。

以前在先有技术中认为，当施加平方根函数校正失真时，这时需要无限带宽。这一要求假设对每一频带在整个音频频谱使用相等的能量。本发明的发明人已经发现，由于大多数节目资料的频谱平衡，功率(或峰值能)集中在较低的频率。在直到2kHz的较低的范围，峰值能高，而对于这以上的频率，在频率增加时谐振开始降低。结果是，在参数转换过程中最高的频率没有那么大的失真。于是，不需要对高频率强烈地施加失真校正，于是以平方根函数截断信号是有效的。失真校正的这一频带限制提供了这样的优点，诸如低功耗，及防止了谐振出现在较低范围。最重要的是对于直到2-4kHz范围的频率提供了最大的校正。4kHz以上的音频频率具有较低的振幅而不需要那么大的失真校正。另一方面，本发明中所讨论的任何失真校正模式，诸如求平方根或误差校正，能够用于限制更多的带宽。例如，这些方法可只用于较低频率，落入2-4kHz范围的频率，或另一低于标准的20kHz频率范围被限制的带宽。一种类型的失真校正可用于带宽的第一部分，而第二类型的失真校正可用于带宽的第二部分。

本装置的另一实施例是只对于包络失真的校正，而不包含换能器及其它频道特性。对包络失真的校正有计算简单这样的优点。在换能器非线性中的误差能够通过均衡而被校正，这对于解调包络校正是不行的。从Berktay方程式1能够推断出，非线性本来是由解调产生的求平方函数或env²(t)引起的。平方项在最后的输出中引入了不希望有的二次谐波失真。这能够通过向原始信号施加平方根而被克服。使用平方根产生了无限带宽的问题。这因为平方根序列是按以下来计算的：Sqrt(1+x)＝1+x/2+x²/8-x³/16+...

为了避免这一问题，可这样变换输入波形x，使得env²(t)能够作为x而不是x的幂的函数被计算。作为一个例子，对于双边带(DSB)模式的包络为(1+x)。项(1+x)表示Berktay解法中的DSB调制包络(“env”)。如果输入的音频信号为“x”(其中0≤x≤1)，则DSB包络将总是(1+x)。例如，如果载波为40kHz而x是1kHz的正弦波，则包络将与以500kHz载波及对于“x”为1kHz正弦波所得到的相同。这是一个不同的频谱。这种情形下，频谱将由边带39kHz，载波40kHz及边带41kHz组成。在后者的情形下，频谱将由边带499kHz，载波500kHz及边带501kHz组成。

应当注意，x表示波形而不是一个简单的数。作为失真的结果，得到1+2x+x²。为了消除这一失真，选择y，即向调制器输入的信号，如下：

1+2y+y²＝1+x(方程式2)

或者实际上为

1+y＝sqrt(1+x)

这就是说，找到了满足方程式2的线性方程式y。用作为y的函数计算频谱或函数，该函数应当与原始信号结合以去除失真。DSB解法是简单的，因为它只需要1步即可求解多项式，但是所需的带宽要加倍，且使用DSB不允许降低载波频率。

由于求平方增加了带宽达2倍，而求立方达3倍等，采取精确的测量以使不会发生混叠。对于6kHz信号，如果选择采样为48kHz，则直到四阶幂没有任何混叠的问题。对于单边带(SSB)和截断的双边带(TDSB)系统，能够构成相同的方法。在SSB系统中，方程式2形为：

1+2y+y²+y_H ²＝1+x(方程式3)

其中y_H是y的Hilbert变换。在一次计算Hilbert变换之后，能够对y递归地求解方程式3。这允许计算上烦琐的Hilbert变换作单一的计算。然后能够以很短的时间递归求解二阶方程式。当使用有限脉冲响应(FIR)滤波器计算时，Hilbert变换能得益于通过快速付立叶变换技术，该技术是数字信号处理业内专业人员所熟知的。Hilbert变换实际上移动了波形90度。这是与以下将陈述的递归误差校正实施例相对的，该实施例必须递归地计算Hilbert变换以引入多误差音调。在递归过程期间，要计算作为y的新的估计及其Hilbert变换，通过分段计算，即固定y的过去的值，并只有当前值是变量，能够节省计算。

现在将讨论本发明使用递归误差校正模式的更为详细的实施例，并说明本发明的框图。虽然讨论的是优选的TDSB方法，但对SSB或DSB也要进行全面说明。本发明中，失真补偿器位于调制器之后，以便消除一阶失真产物。使用了一阶基带补偿器，该补偿器也可递归地扩展到N阶失真补偿器。基带补偿器在调制前预失真音频信号。当施加一阶失真校正时，它生成较小的失真项，然后这些项在下一个递归电平中被校正。使用带有各种调制模式的第N阶补偿器已经表现出明显的失真改进。

本发明的第一成分对发生在参数扬声器的空气柱中的非线性失真建模。必须对这一关系建模，以便提供失真的适当近似，这对产生正确的声学声波是必须的。Berktay解法(方程式1)中的第二导函数提供了线性失真，使音频信号通过在后继的处理和调制之前的双积分器可补偿该失真。由于这里的焦点是控制非线性失真成分，通过简单的均衡技术即可掌握的导数将从这一讨论中省略。图9A示出非线性调制器的框图表示，这不是对二阶导数建模。超声声波30发射到空气中，它执行由AM解调器32建模的解调功能。由于音频信号不能包含DC项，高通滤波器30已被添加到该模型，以便从平方器模块32的输出中除去DC成分。增益常数a包含在38用于定标，然后产生声学音频输出40。图中的空气柱解调器称为非线性解调器或NLD。

在本发明的另一实施例中，非线性解调器中的求平方函数使用了一指数，该指数在超声波信号的强度增加时降低。本发明中的解调指数能够以一个平滑曲线的方式从1/2增加到1，或者它能够线性地从1/2到1被插入。增加指数，对在超声波信号功率上升时发生的空气饱和建模。图9B表示解调指数对于超声信号分贝强度的阻尼函数。基于本公开应当理解到，施加阻尼函数类似于通过在低信号功率施加平方根，并然后在信号和饱和功率增加时增加平方根函数到1，这样对信号进行预处理。插入直到一的平方根的函数可作为线性函数，二次(n²)函数或者三次(n³)函数被建模。

图10扩展了图9A的带有基于Hilbert变换器的理想瞬时AM解调器的AM解调器模块。在输入端42接收超声信号并传送给Hilbert变换器46。Hilbert变换器46是一线性滤波器，它简单地移动任何输入音调的相位90度而不影响其振幅。例如，bcos(ωt)的输入被变换为bsin(ωt)的输出。量值模块48计算实的和虚的输入平方之和的平方根，这样抽取信号的瞬时振幅，提供被解调的输出50。

现在将说明SSB频道模型60，该模型是对使用SSB调制器70的未补偿的参数阵列系统建模。现在参见图11，信号边带(SSB)频道模型60是通过在非线性空气柱解调器(NLD)66之前添加SSB调制器70和超声换能器响应64构成的。音频输入62进入SSB频道模型并产生声学音频输出69模型。超声换能器64(即扬声器)由线性滤波器h(t)建模，并一般是自然带通。NLD的细节在图9A的说明中给出。

SSB调制器70在图12中被扩展，并特别地以载波馈通进行上边带调制。假设在调制器72中没有DC项出现。接收调制器输入72，并在求和结点76之前使用Hilbert变换器74驱动具有实RE和虚部IM的复分析信号。与实信号不同，由于带有等于其正频率共轭的负频率成分，能够表示出分析信号没有负频率成分。调制器78以

调制分析信号，并向右移动其频谱ω₀。向在求和结点76的信号通路添加常数1，以便使某些载波信号通过。取实部80恢复信号的负频率成分。实际上，信号边带调制器向右移动音频频谱ω₀并在ω₀添加载波音调。

总结SSB方法，能够通过本发明降低SSB调制器对离散音调输入信号的失真。该失真产物具有等于原始输入信号差的频率。此外，如果调制指标小于一(载波信号的振幅大于调制信号振幅的峰值)，则失真音调具有低于原始输入音调的振幅。于是，如果附加的输入音调以失真频率被注入，则它完全消除了这些“一阶”失真产物。其结果是，“二阶”失真产物以附加的音调差频被引入。然而，二阶失真产物的振幅大大小于原始的失真振幅，结果得到失真特性的整体的改进。以递归方式附加的删除音调的应用进一步改进了输出失真。

在失真频率处注入微弱音调改进了整体的失真。通过观察失真的振幅并注入相同振幅而反向的相位的音调进行失真音调的注入。这可工作是由于SSB频道模型使输入音调通过而没有明显的振幅或相位的改变，且叠加(求和)施加在声学输出以便于抵消。这假设统一的增益换能器模型。

在本发明一优选实施例中，希望补偿的是宽带信号的失真而不仅是音调，并必须估计一般的，宽带输入信号的失真补偿。现在将说明估计宽带调制信号中的失真。

本发明使用图13所示的调制侧失真补偿器，这预示在SSB调制器之后删除一阶失真补偿。通过实时分析SSB频道模型，能够如图13所示估计失真成分。起始假设，h(t)单位或1。音频输入92是SSB被调制70，并然后以NLD 66和换能器模型64解调，以便驱动对未补偿的参数阵列96的输出的估计。或outd(t)＝x(t)+d(t)，其中x(t)是所需的输入信号而d(t)是失真。通过在求和阶段99从outd(t)减去输入信号，留下了失真产物d(t)100。然后，使用SSB(抑制的载波)调制器90向上频移失真产物，得到调制误差信号e(t)102。误差信号没有载波出现，因为它在SSB抑制的载波调制器90中被除去。在加法器104中从主调制器输出106减去这误差信号102，以减轻最终声学输出中的一阶输出产物。

这一补偿器还对于h(t)大约为单位的情形起作用。通过包含换能器反向模型，该系统可被修改以处理任意换能器响应。对此不再详述，因为以下要讨论的基带失真补偿器是最优选的实施例。

现在，将讨论基带失真补偿器。另一种降低失真的方法是如图14所示，从主调制器输入减去失真产物。在本发明中这称为一阶失真补偿器。这里，在SSB频道模型110中忽略换能器响应h(t)，因为其逆在实际的换能器之前被施加。h^-1(t)和h(t)的级联大约是单位(至少在所需的频率范围上)，于是tout(t)＝mod(t)。使用SSB频道模型估计音频失真。从音频信号减去估计的失真信号部分，这样降低了声学输出中的失真。

在系统的这一实施例中，SSB频道模型110用于驱动对一阶失真产物dist(t)的估计。通过使用SSB频道模型110估计失真以便估计失真114，并然后从估计的失真信号114减去原始的音频输入112留下失真dist(t)。这一失真由参数c(0＜c≤1)120定标，并从原始音频输入信号112减去122，结果在124是一阶预失真音频信号x₁(t)。抵消参数c控制被抵消的一阶失真的百分比。

由于SSB频道模型产生频率等于输入差的失真产物，在本系统中任何结点处没有频率扩展发生。于是，如果输入带宽限制在20kHz，则失真dist(t)和预失真信号x₁(t)的宽带也限制在20kHz。信号边带调制器简单地右移(转移)x₁(t)的频谱并加上载波。因而，mod(t)的带宽也限制在20kHz(虽然频率中心高)。主其主要含义是，实际的换能器带宽只需要20kHz宽，且反向滤波器h^-1(t)只需要在所需的20kHz带上执行反向。这种系统的好处之一在于，困难的换能器响应可容易地被处理。

通过递归施加附加级图14的一阶补偿器能够易于扩展为更高阶补偿器。N阶失真补偿器示于图15中。这里，预失真信号x₁(t)用作为向另一失真补偿器的输入等等，直到达到所需的阶。图15示出，使用SSB频道模型递归地估计音频失真。通过每一级递归从预失真输入减去估计的失真信号的一部分，这样降低声学输出中的失真。存在一缩减返回点，在该点当补偿器递归级增加时，特别对于高调制指数，不能获得进一步的改进。

如图16所示，N阶失真补偿器还可以看作是从音频输入减去的失真模型的级联。能够表示出，图16的N阶失真补偿器另外的结构简化图15的框图，并给出对补偿器操作的附加的洞悉。从图15的框图看出，预失真输入信号是由以下给出的

x_i+1(t)＝x_i(t)-c_i(M(x_i(t))-x₀(t)) i＝0，1，2，...，N-1(方程式4)

其中M(·)频道模型而x₀(t)定义为输入；x₀(t)＝x(t)。以下作为频道模型输出及其输入之间的差定义失真产生器系统D(·)，

D(x_i(t))＝M(x_i(t))-x_i(t)， (方程式5)

设对所有i抵消参数为单位c_i＝1。注意D(x_i(t))为由非线性设备产生的失真或误差信号。只有当设备无失真时它才是零。组合方程式(4)和(5)，得到预失真信号的另一表示式，

x_i+1(t)＝x₀(t)-D(x_i(t)) i＝0，1，2，...，N-1(方程式6)

方程式(6)在图16中描述，并表示N阶失真补偿器可被看作从原始音频输入减去的失真模型的级联。

SSB频道模型可被简化，这产生了对于失真补偿器更有效的实现。图17示出基于Hilbert变换的AM调制器对于任何载波频率的工作情形，包括ω₀＝0。进行这一替换允许SSB频道模型作为Hilbert变换输入的平方量值而被实现。

由于SSB频道模型用作为失真控制器的一部分，因而可以进行有效的实现。SSB频道模型(排除换能器响应)在图17的顶部150被扩展。使用Hilbert变换AM解调器的性质之一是，它独立于调制器的载波频率而工作。这包括ω₀＝0。进行这一替换免除了必须作一阶Hilbert变换160，取决于硬件实现170，节省了相当的量的电路或DSP(数字信号处理器)资源。

N阶递归失真补偿器的基本原理对于振幅调制器也是有效的。如图18所示，频道模型必须重新定义以便包含AM调制器。把AM频道模型替换到基带补偿器，结果得到一有效的失真控制系统，该系统避免了单边带调制器的复杂性。与SSB情形不同的是，带宽扩展是AM的情形下的一个问题，因为AM调制器有加倍信号带宽的性质。在AM的情形，通过在来自图18的AM频道模型中的替换以及AM调制器代替SSB调制器，图15的N阶失真补偿器被修改。

超声换能器一般将消去或衰减AM频谱的下边带的一部分。因此，滤波器g(t)在AM频道模型中被求平方以便仿真这一衰减。对这一滤波器最小的要求是，它应当是线性滤波器，并具有类似于系统中所使用实际的换能器的带通特性。该滤波器应当作为补偿滤波器和换能器滤波器的级联被建模，即

g(t)＝h_comp(t)^*h(t) (方程式7)

其中“^*”是卷积算子，h_comp(t)是补偿滤波器，h(t)是换能器响应。

有两个可替代的方法设计补偿滤波器。第一个选择是选择h_comp(t)作为换能器响应h(t)的近似逆。这一选择将展平级联g(t)的振幅响应，并使相位线性化。这种情形下，如图15下面部分，g(t)是换能器的逆与换能器滤波器的级联的模型。这是优选的选择，因为很低阶(一阶)的失真控制器是有效的。

第二个选择是以h_comp(t)只对换能器模型的相位作补偿。在级联g(t)中将存在增益随频率的变化。例如在这一情形下，一对相等振幅的音调可能以不同振幅出现在输出处。这一振幅误差将作为失真对待。N阶补偿器的作用是使两个音调之间的振幅差相等，并改进失真。然而，当与使用相位和振幅补偿进行比较时，性能受到影响。

例如，如果使用从40kHz到50kHz滚降40dB的换能器，以及1kHz和9kHz两个相等振幅的音调输入到未补偿的系统，结果是～35dB振幅失配。一个6阶所补偿器将仅降低振幅失配到3dB。既使用相位又使用振幅补偿只要二阶补偿器即给出较好的整体结果。

如果在整个AM调制频谱换能器响应是一，或对上和下边带频率(40kHz带宽)是一响应，则可进行AM频道模型相当的简化。一响应一般不是这种情形，因为很难构成宽带换能器。

另一有用的简化是降低AM频道模型中的AM调制器的载波频率，并下移滤波器g(t)的频率响应，使得它相对于载波处于正确的位置。最后的调制器保持在所需的载波频率。只有AM频道模型中的调制器的载波频率被降低。这些变化保留了AM频道模型的输入/输出关系，但是降低了最大信号频率到两倍系统带宽(例如对于20kHz系统的40kHz的最大频率)。通过降低采样率这简化了基于DSP的实现。

应当理解，上述配置只是本发明原理的应用示例。业内专业人员可设计出各种改型和替代配置而不背离本发明的精神和范围。所附权利要求旨在函盖这种改型和配置。

Claims

1.用于参数扬声器系统的一种信号处理器，包括：

至少一个载波频率产生器，以便产生载波频率；

一个调制器，该调制器接收至少一个音频信号并把至少一个音频信号调制到载波频率，以便产生调制的信号，其中至少一个音频信号被转换为边带频率，它们按至少一个音频信号的频率值从载波频率分离出来；

与调制器连接的一个误差校正补偿器，基本在调制信号带宽内通过修改调制信号，补偿固有的参数解调失真，逼近应当由系统输出的理想的音频信号。

2.如权利要求1中的信号处理器，其中误差校正补偿器通过比较调制信号与对参数解调失真建模的基准信号，调节固有的参数解调失真，并从而产生反向的误差差值，返回添加到基本在调制信号带宽内的调制信号中，以校正失真。

3.如权利要求2中的信号处理器，其中误差校正补偿器还包括：

一个非线性解调器，仿真超声信号的解调；

与非线性解调器连接的一个换能器模型，仿真系统换能器；

与换能器模型连接的一个差值处理器，计算原始音频信号与与非线性解调器和换能器模型产生的仿真的失真音频信号之间的失真差；以及

一个求和结点，把从差值处理器接收的失真差加到原始音频信号。

4.如权利要求2中的信号处理器，其中误差校正补偿器还包括递归地链接在一起的多个误差校正补偿器，以便向调制信号施加迭代的失真校正。

5.如权利要求4中的信号处理器，其中递归地链接在一起的多个误差校正补偿器还包括小于8次递归地链接的误差校正补偿器。

6.如权利要求1中的信号处理器，其中误差校正补偿器还包括对于参数扬声器解调的二次导函数的至少局部调制信号校正。

7.如权利要求1中的信号处理器，其中参数扬声器系统还包括一高频参数换能器，以便发射调制的信号，其中换能器具有高通滤波器特性，把参数换能器在可闻听范围以内或稍微以上的频率处的边带输出降低到最小。

8.如权利要求1中的信号处理器，其中误差校正补偿器还包括高通滤波器，以便把参数扬声器系统在可闻听范围内或附近的边带频率降低到最小。

9.如权利要求1中的信号处理器，其中调制器只产生载波频率之上的边带频率，以允许载波频率处于较低的频率，同时避免在载波频率和边带频率中的可闻听失真。

10.如权利要求1中的信号处理器，其中误差校正补偿器还包括非线性解调器，以便产生失真的信号，该信号仿真超声调制输入到声学音频输出的转换。

11.如权利要求10中的信号处理器，其中非线性解调器还包括：

一个AM解调器，去除来自超声声学输入的载波频率；

与AM解调器连接的求平方函数处理器，对来自参数扬声器与调制包络的平方成正比的二次结果输出建模；

与求平方函数连接的高通滤波器，去除来自求平方函数处理器的直流(DC)输出成分；以及

与高通滤波器连接的增益模块，定标所仿真声学音频输出。

12.如权利要求11中的信号处理器，其中AM解调器还包括：

一个Hilbert变换器，移动输入音调相位；以及

与Hilbert变换器连接的量值处理器，计算瞬时信号振幅。

13.如权利要求1中的信号处理器，其中误差校正补偿器还包括单边带频道模块。

14.如权利要求13中的信号处理器，其中单边带频道模块还包括：

单边带调制器，接收音频信号并以载波信号调制音频信号；

换能器响应，接收来自单边带调制器的调制信号，其中换能器响应对未补偿的参数换能器建模；以及

与换能器响应连接的非线性解调器，其中调制器接收调制的信号，并对来自参数扬声器与调制包络平方成正比的二次结果输出建模。

15.如权利要求1中的信号处理器，其中通过向理想的音频信号施加平方根函数生成理想的音频信号，且其中理想的信号用作为基准，以便修改调制的信号，并校正固有的参数解调失真。

16.如权利要求1中的信号处理器，其中误差校正补偿器补偿参数扬声器中固有的参数解调器失真，使用1/2解调指数确定调制的信号失真，然后该信号失真被用来校正信号，其中在调制信号功率增加时解调指数增加并接近一。

17.如权利要求16中的信号处理器，其中在调制信号接近饱和时解调指数增加并接近一。

18.用于参数扬声器系统的一种信号处理器，包括：

至少一个载波频率产生器，产生载波频率，其中载波频率包含在单边带(SSB)信号中；

一个调制器，用于(i)接收可闻听范围内的音频信号，并把该音频信号调制到载波频率上，以便产生调制的信号，以及(ii)用于把调制的信号的载波频率降低到接近可闻听范围上限的值，其中音频信号被转换到边带频率，这些频率是从载波频率按音频信号的频率值分离出来的。

19.如权利要求18中的信号处理器，其中单边带信号(SSB)还包括失真补偿器，校正参数解调失真。

20.如权利要求19中的信号处理器，其中失真补偿器使用通过向理想音频信号施加平方根函数而生成的理想音频信号，其中理想信号用作为修改调制信号并校正固有参数解调失真的基准。

21.如权利要求19中的信号处理器，其中失真补偿器补偿参数扬声器中固有的参数解调器失真，使用1/2解调指数确定调制的信号失真，然后该信号失真被用来校正信号，其中在调制信号功率增加时解调指数增加并接近一。

22.如权利要求21中的信号处理器，其中在调制信号接近饱和时解调指数增加并接近一。

23.用于参数扬声器系统的一种信号处理器，包括：

至少一个载波频率产生器，产生载波频率，其中载波频率包含在具有截断的部分的截断的双边带(TDSB)信号中；

一个调制器，用于接收(i)可闻听范围内的音频信号，并把该音频信号调制到载波频率上，以便产生调制的信号，以及(ii)用于把调制的信号的载波频率和截断部分频率降低到接近可闻听范围上限的值，其中音频信号被转换到边带频率，这些频率是从载波频率按音频信号的频率值分离出来的。

24.如权利要求23中的信号处理器，其中截断的双边带(TDSB)信号还包括失真补偿器，校正参数解调失真。

25.如权利要求24中的信号处理器，其中失真补偿器使用通过向理想音频信号施加平方根函数而生成的理想音频信号，其中理想信号用作为修改调制信号并校正固有参数解调失真的基准。

26.如权利要求24中的信号处理器，其中失真补偿器补偿参数扬声器中固有的参数解调失真，使用1/2解调指数确定调制的信号失真，然后该信号失真被用来校正信号，其中在调制信号功率接近饱和时解调指数增加并接近一。

27.如权利要求26中的信号处理器，其中在调制信号接近饱和时解调指数增加并接近一。

28.用于在空气中使用的参数扬声器系统的信号处理器，包括：

一个单边带(SSB)调制器，接收至少一个音频信号并以音频信号调制单边带载波信号，生成具有信号包络和带宽的调制信号；

一个误差校正补偿器，被连接以便从SSB调制器接收调制信号，并使单边带(SSB)调制信号的信号包络基本上与已经被预处理的理想信号匹配，以便校正参数调制失真，其中音频信号包含基本上在音频信号带宽内相加的校正频率。

29.如权利要求28中的信号处理器，其中单边带调制信号由频率降低的调制信号组成，该频率略为在可闻听范围之上。

30.如权利要求28中的信号处理器，其中单边带(SSB)调制器还包括：

接收音频信号的Hilbert变换器；

与Hilbert变换器连接的求和结点，允许载波信号一部分通过；

与求和结点连接的调制器，以单边带(SSB)载波信号调制信号；以及

与调制器连接的实信号处理器，接收调制信号并恢复信号的负频率成分。

31.如权利要求28中的信号处理器，其中误差校正补偿器还包括非线性解调器，其中解调器仿真介质非线性失真。

32.如权利要求31中的信号处理器，其中非线性解调器还包括：

一个AM解调器，去除来自超声声学输入的超声载波信号；

连接的求平方函数处理器，接收来自AM解调器的输出，对来自参数扬声器与调制包络的平方成正比的二次结果输出建模；

高通滤波器，去除求平方函数处理器输出的直流(DC)成分；以及

与高通滤波器连接的增益模块，定标声学音频输出。

33.如权利要求32中的信号处理器，其中AM解调器还包括：

一个Hilbert变换器，移动输入音调相位；以及

与Hilbert变换器连接的量值处理器，计算信号的瞬时信号振幅。

34.用于在空气中使用的参数扬声器系统的一种信号处理器，包括：

双边带(DSB)调制器，接收至少一个音频信号并以音频信号调制双边带载波信号，生成具有上边带频率，下边带频率，信号包络和带宽的调制信号；

一个误差校正补偿器，接收调制信号，并通过基本在DSB调制信号带宽内的校正频率信号相加使调制信号的信号包络与理想信号基本匹配，其中当音频信号包含多频率时理想信号已经以平方根函数预处理。

35.如权利要求34中的信号处理器，其中误差校正补偿器补偿参数扬声器中固有的参数解调失真，使用1/2解调指数确定调制的信号失真，然后该信号失真被用来校正信号，其中在调制信号功率增加时解调指数增加并接近一。

36.如权利要求35中的信号处理器，其中在调制信号接近饱和时解调指数增加并接近一。

37.用于在空气中使用的参数扬声器系统的一种信号处理器，包括：

截断的双边带(TDSB)调制器，接收至少一个音频信号，并以音频信号调制截断的双边带(TDSB)载波信号，生成调制的信号，该信号具有(i)上边带频率，以及(ii)以高通特性截断的下边带频率，其中调制的信号这时能够由参数扬声器重放。

38.如权利要求37中的信号处理器，还包括：

一个误差校正补偿器，接收来自调制器的截断双边带调制(TDSB)信号，并使TDSB调制信号的信号包络与一理想信号匹配，当音频信号包含多个频率时该理想信号已经以参数解调函数预处理。

39.如权利要求38中的信号处理器，其中误差校正补偿器还通过使基本在TDSB调制信号的带宽内的频率信号相加校正截断的双边带(TDSB)调制信号。

40.如权利要求37中的信号处理器，其中截断双边带调制(TDSB)信号具有由高通滤波器按预定滤波范围截断的下边带。

41.如权利要求38中的信号处理器，其中误差校正补偿器还包括非线性解调器，其中解调器提供在实际参数解调中生成的估计的失真。

42.如权利要求41中的信号处理器，其中非线性解调器还包括：

一个AM解调器，提供解调输出；

高通滤波器，去除求平方函数处理器的输出的直流(DC)成分；以及

增益模块，定标从高通滤波器接收的声学音频输出。

43.如权利要求38中的信号处理器，其中误差校正补偿器使用通过向理想音频信号施加平方根函数而生成的理想音频信号，其中理想信号用作为修改调制信号并校正固有参数解调失真的基准。

44.如权利要求38中的信号处理器，其中误差校正补偿器补偿参数扬声器中固有的参数解调失真，使用1/2解调指数确定调制的信号失真，然后该信号失真被用来校正信号，其中在调制信号功率增加时解调指数增加并接近一。

45.如权利要求44中的信号处理器，其中在调制信号接近饱和时解调指数增加并接近一。

46.用于产生降低了失真的音频信号的一种方法，该音频信号用于参数扬声器系统，该方法包括步骤：

(a)接收至少一个音频信号；

(b)产生载波频率，该载波频率以至少一个音频信号调制，产生带有边带频率的调制的信号；

(c)通过以相加的基本在调制信号带宽内的频率修改调制信号，补偿参数扬声器解调中固有的参数解调失真，以便逼近理想的调制包络。

47.如权利要求46中的信号处理器，其中误差校正补偿器使用通过向理想音频信号施加平方根函数而生成的理想音频信号，其中理想信号用作为修改调制信号并校正固有参数解调失真的基准。

48.如权利要求46中的方法，其中补偿参数扬声器中固有的参数解调失真的步骤还包括这样的步骤，即使用1/2解调指数确定调制的信号失真，然后该信号失真被用来校正信号，其中在调制信号功率增加时解调指数增加并接近一。

49.如权利要求48中的信号处理器，其中在调制信号接近饱和时解调指数增加并接近一。

50.权利要求46的方法，其中步骤(c)还包括以下步骤：

比较调制信号与理想音频信号，理想信号已被施加参数解调失真，从而产生反向的误差信号；

把反向的误差信号返回加到调制信号，以产生补偿的调制信号，提供给换能器用于音频重放。

51.权利要求50的方法，其中比较调制信号与理想音频信号，并然后把反向的误差信号返回加到调制信号的步骤还包括至少两次递归反复比较并求和的步骤。

52.权利要求51的方法，其中递归反复比较并求和的步骤还包括递归反复比较并求和直到误差校正处于选择的误差量内的步骤。

53.权利要求51的方法，其中递归反复比较并求和的步骤还包括递归反复比较并求和小于8次的步骤。

54.权利要求51的方法，其中递归反复比较并求和的步骤还包括递归反复比较并求和直到失真项处于最低可能值的步骤。

55.权利要求46的方法，其中步骤(b)还包括产生具有截断的下边带的载波频率的步骤，然后该载波频率以至少一个音频信号调制以产生调制的信号。

56.权利要求46的方法，其中步骤(b)还包括产生以至少一个音频信号调制的载波频率的步骤，以产生只有载波频率以上的单边带的调制信号。

57.权利要求46的方法，其中步骤(c)还包括包含补偿至少一个音频信号的失真的步骤，该失真是由于在高信号电平下传输介质的饱和所至。

58.权利要求46的方法，其中步骤(c)还包括对载波频率进行与音频信号电平相关的调频的步骤。

59.产生降低了失真的音频信号的一种方法，该音频信号用于参数扬声器系统，该方法包括步骤：

(a)接收至少一个音频信号；

(c)通过对音频信号施加校正，补偿参数扬声器解调中固有的参数解调失真，其中向调制信号施加1/2的校正指数，并在调制信号功率增加时校正指数增加并接近一。

60.如权利要求59的信号处理器，其中在调制信号接近饱和时解调指数增加并接近一。

61.如权利要求59中的方法，其中补偿参数扬声器解调中固有的参数解调失真的步骤还包括这样的步骤，即当对于40Khz基准频率信号功率低于大约135dB时向调制信号施加平方根，并然后对于40kHz的信号在调制信号功率接近140dB时增加平方根校正到一。

62.如权利要求59中的方法，其中补偿参数扬声器解调中固有的参数解调失真的步骤还包括这样的步骤，即当对于30Khz基准频率信号功率低于大约138dB时向调制信号施加平方根，并然后对于30kHz的信号在调制信号功率接近143dB时增加到一。

63.如权利要求59中的方法，其中补偿固有的参数解调失真的步骤还包括这样的步骤，即在调制信号功率增加时，线性增加施加给信号的1/2校正指数到接近一的指数。

64.如权利要求59中的方法，其中补偿固有的参数解调失真的步骤还包括这样的步骤，即在调制信号功率增加时，根据一个二次方程式，增加施加给信号的1/2校正指数到接近一的指数。

65.如权利要求59中的方法，其中补偿固有的参数解调失真的步骤还包括这样的步骤，即在调制信号功率增加时，根据一个三次方程式，增加施加给信号的1/2校正指数到接近一的指数。

66.用于产生降低了失真的音频信号的一种方法，该音频信号用于参数扬声器系统，该方法包括步骤：

(a)接收至少一个音频信号；

(c)补偿参数扬声器中固有的参数解调失真，使用1/2解调指数确定调制的信号失真，然后该信号失真用来校正信号，其中在调制信号功率增加时解调指数增加并接近一。

67.如权利要求66的信号处理器，其中在调制信号接近饱和时解调指数增加并接近一。

68.如权利要求66的信号处理器，其中调制信号是双边带调制信号。

69.用于参数扬声器系统的一种信号处理器，包括：

至少一个载波频率产生器，以便产生载波频率；

与调制器连接的一个误差校正补偿器，通过基本在调制信号带宽内修改调制信号，补偿换能器的失真，逼近应当由系统输出的理想的音频信号。

70.如权利要求69中的信号处理器，其中误差校正补偿器还通过基本在调制信号带宽内修改调制信号，校正固有的参数解调失真，逼近应当由系统输出的理想的音频信号。

71.如权利要求69中的信号处理器，其中误差校正补偿器通过比较调制信号与对参数调制失真建模的基准信号，调节换能器失真，并从而产生反向的误差差值，返回添加到基本在调制信号带宽内的调制信号中，以校正失真。

72.如权利要求70中的信号处理器，其中误差校正补偿器通过比较调制信号与对参数调制失真建模的基准信号，调节固有的参数解调失真，并从而产生反向的误差差值，返回添加到基本在调制信号带宽内的调制信号中，以校正失真。

73.用于参数扬声器系统的一种信号处理器，包括：

至少一个载波频率产生器，以便产生载波频率；

一个调制器，该调制器接收至少一个音频信号并把至少一个音频信号调制到载波频率，以便产生具有带宽的调制的信号，其中至少一个音频信号被转换为边带频率，它们按至少一个音频信号的频率值从载波频率分离出来；

与调制器连接的一个误差校正补偿器，通过向至少一个音频信号施加平方根并截断调制信号带宽，补偿固有的参数解调失真。

74.如权利要求73中的信号处理器，其中失真补偿基本在截断的调制信号带宽内施加。

75.如权利要求73中的信号处理器，其中失真补偿基本在节目资料内施加。

76.如权利要求73中的信号处理器，其中使用低通滤波器截断选择的高频而截断带宽。

77.如权利要求73中的信号处理器，其中使用高通滤波器截断选择的低频而截断带宽。

78.如权利要求73中的信号处理器，其中使用通带滤波器截断选择的高频以上和选择的低频以下的频率而截断带宽。

79.如权利要求73中的信号处理器，其中带宽被截断为有限的带宽，这一带宽在可闻听范围内不产生听觉上可觉察的校正项。

80.如权利要求73中的信号处理器，其中对于至少一组边带频率带宽被截断为25kHz或更小。

81.如权利要求73中的信号处理器，其中对于每一组边带频率带宽被截断为25kHz或更小。

82.如权利要求73中的信号处理器，其中对于至少一组边带频率带宽被截断为15kHz或更小。

83.如权利要求73中的信号处理器，其中对于每一组边带频率带宽被截断为15kHz或更小。

84.如权利要求73中的信号处理器，其中对于至少一组边带频率带宽被截断为8kHz或更小。

85.如权利要求73中的信号处理器，其中对于每一组边带频率带宽被截断为8kHz或更小。

86.如权利要求73中的信号处理器，其中对于至少一组边带频率带宽被截断为40kHz或更小。

87.如权利要求73中的信号处理器，其中对于每一组边带频率带宽被截断为40kHz或更小。

88.用于参数扬声器系统的一种信号处理器，包括：

至少一个载波频率产生器，以便产生载波频率；

与调制器连接的一个误差校正补偿器，补偿固有的参数解调的失真，这是通过作为线性函数计算包络解调函数，于是能够确定线性函数的校正，其与原始信号结合，以便去除失真。

89.如权利要求88中的信号处理器，其中误差校正补偿器选择一线性函数校正y与输入信号x组合，通过满足方程式1+2y+y²＝1+x消除失真。

90.用于在参数扬声器系统中失真校正的方法，包括步骤：

产生载波频率；

把至少一个音频信号调制到载波频率，以便产生具有带宽和边带的调制信号；

通过向至少一个音频信号施加平方根并截断调制信号带宽而补偿固有的参数解调失真。

91.如权利要求90中的信号处理器，还包括基本在截断的调制信号带宽内补偿固有的参数解调失真的步骤。

92.如权利要求90中的信号处理器，还包括基本在节目资料内补偿固有的参数解调失真的步骤。

93.用于在参数扬声器系统中失真校正的方法，包括步骤：

产生载波频率；

把至少一个音频信号调制到载波频率，以产生调制信号；

补偿固有的参数解调的失真，这是通过作为线性函数计算包络解调函数，于是能够确定线性函数的校正，其与原始信号结合，以便去除失真。

94.如权利要求93中的信号处理器，还包括补偿固有的参数解调失真的步骤，这是通过选择一线性函数校正y与输入信号x组合，通过满足方程式1+2y+y²＝1+x消除失真。