CN1410855A

CN1410855A - 电功率控制的方法和装置

Info

Publication number: CN1410855A
Application number: CN02128294A
Authority: CN
Inventors: 戴维·F·巴雷堤士; 格雷戈里·P·威甘德
Original assignee: Microplanet Ltd
Current assignee: Microplanet Ltd
Priority date: 1995-01-11
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 2003-04-16
Anticipated expiration: 2016-01-11
Also published as: US6229288B1; EP0886815A1; CN1169783A; US5747972A; EP0886815A4; ATE472767T1; DE69638210D1; EP0886815B1; CN1265256C; WO1996021894A1; AU4750496A; CN1148622C

Abstract

一种功率控制器，具有基于输入电压和误差电路输出的四种象限模式，其中此正输入电压将决定象限I或象限II将被使用；负输入电压将决定象限III或象限IV将被使用；其中选择象限I还是象限II或象限III还是象限IV则决定于误差电路。其中为了维持控制器的输出调整，误差电路把输出电压与一个参考电压相比，并用一个误差幅度输出来决定所需的电流流动方向和所需的调制量。利用本发明的控制器，可以降低开关损耗，提高效率及可靠性。

Description

电功率控制的方法和装置

本申请是1996年1月11日递交的申请号为96191652.4、名称为“电功率控制的方法和装置”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及对电功率进行大范围的电流和电压转换和控制的领域；更具体说，涉及用电子手段实现功率控制的方法和装置，更具体说，涉及用于开关模式的功率转换技术来实现的方法和装置。

背景技术

一个电功率转换电路就是一个对电功率进行改变，使具有某种电压或电流的电源能应用于需要不同电压或电流的负载电路。在开关模式转换电路和功率转换技术中，功率的改变通常是把一个具有较高电流或电压的电源功率改变成一个负载所需要的较低电流或电压的功率，或者把一个具有较低电流或电压的电源功率改变成一个负载所需要的较高电流或电压的功率。其中，通过电路的设计有可能得到高的转换效率，使输出功率基本上与输入功率相等。其中，在电路的输入、输出两端，伏-安乘积(VA)是很相近的，假设在输入端有一个固定的VA值，则电阻性负载上电压的减少必然伴随着其上电流的增加，反之亦然。

开关模式的功率转换器有三种基本的拓扑结构。它们包括降压(反极性，见图1)、升压(上升)、反转(包括反馈)转换器，以及此三者的对偶电路。这三个基本类型装置中任一个的对偶电路，有时都可以通过如下一个简单的变换来实现：把串联电感变为并联电容，把并联电容变为串联电感。正如那些精于本技术领域的人可以理解的，还涉及许多其它的变换，而上述变换只是示例性的。众所周知，对偶拓扑结构有以下特征：a)从电压源来或去往电压源的不连续电流变为连续电流；b)直流传递函数(输出电压对输入电压对占空因数)

保持相同；c)两个输入和输出电感可以结合在一起形成一个磁性结构。

在所有这些拓扑结构中，至少对于上述直流功能来讲，每一个转换器通常都包括两个开关，一个电感和输入、输出滤波器。几乎所有通常的转换器都是由这些拓扑结构或它们的对偶结构导出的，或是由它们组合而成的。

在这些已知的转换器拓扑结构中，对输出电压的调整是通过改变开关的占空因数来实现的。图1所示的是一个带有理想开关的简单的降压转换器。在这种通常称为降或升压调整器的这种类型的直流转换电路中，通常所使用的两个固态开关是互为相反且周期性地工作的，这样在一个开关为“通”或导通的同时，另一个开关就是“断”或断开，反之亦然。所以，当两个开关的占空因数调制改变时，电源和负载之间的电压(或电流)也改变。例如，在一个降压拓扑结构中，如果S1被以一个给定的占空因数D调制，而S2则被与S1恰好相反地(S2关闭时，S1打开，反之亦然)调制，则输出电压由下式给出：

V_out＝V_int*D

正如那些精于本领域技术的人所知的，还有其它与此相似的已知公式，可分别应用于其他各类已知的调整器类。这个关系对于Vin的两种极性都成立。理论上，在假设使用“理想”开关的情况下，输入的交流电压将会按照同样的关系出现在输出端。然而在实际上，在没有这种理想开关的情况下，传统的单级转换器不能实现交流对交流的转换功能。

在用于驱动诸如感应电动机这样的电抗性负载的转换电路中，还必须考虑双向能量流动及其他四象限操作的问题。在对交流功率进行转换时，通常使用简单的功率转换器，然而，当功率增大时，这些转换器就变得又重又大了，而且如果没有修改成具有某种抽头转换功能，它们实质上是不能改变其转换比率的。

尽管在交流(交流)转换器这个领域中已做了大量工作，但已知的方法都有一个或更多的不足之处。例如，某些转换器所使用的简单控制方案会导致各种失败的开关模式。

在所有现实的开关中，都存在时间延迟及有限的升/降时间，这两者均因装置而异，也会因使用条件而异。如果对上面所述的传统的两个开关转换器不加注意，则两个开关就有可能同时导通，产生超过开关耗散能力的大电流，使开关损坏。

人们已知，通常在转换器拓扑中被用作开关的某些类型的功率晶体管(及使用的其它类似半导体器件)中存储了大量的电荷，如果有一个控制电压用于使一个晶体管截止同时使另一个晶体管导通时，第一个晶体管中的电流会在对该晶体管实施截止控制后再持续一段时间，由此就会发生两个晶体管同时导通而使电源短路的情形，这样就会有潜在的能使开关毁坏的电流流过开关。

两个晶体管同时“截止”也是个问题，因为如果第一个晶体管在第二个晶体管导通前就截止，这种调整电路中的串联电感(与断开的开关串联)就会通过该断开开关放电，或强制电流流过该开关，从而给该开关加上可能使它损坏的电压。

一个已知的用来解决第一个现象的技术是，在另一个开关截止后，给每一个开关的导通加入一个开关延迟，或称死亡时间。通常，开关延迟时间值的选择是要能确保在一个开关导通前，另一个开关一定要完全截止。但在上面所假定的交流电路中，随之而来的就是会产生两个开关同时截止。并且正如前面所讨论的，如果在输出电感L1中有电流流过，则两个开关同时截止的结果就是给这两个开关加上了一个有可能使它们毁坏的尖峰电压。通常这个尖峰电压得通过某些缓冲器或箝位网络来箝位，但接着就会在开关中产生过度的箝位功率耗散及过度的开关损失。作为一个此类问题的例子，同时也是有限方案的例子，请看Peterson的US专利号4,947,311，我们把他的技术说明当作技术背景的一部分在这里进行引用。

上述问题的另一个解决办法是通过使用利用了零电压或电流开关技术的谐振开关电路来实现的。它们有时被称为“软开关”技术或零电压开关技术。使用这些技术的转换器在理论上确实有可能获得比使用上述缓冲器的“硬”开关电路更大的效率，但实践证明，某些拓扑结构是难以控制的，其中的谐振电路在低功率范围内会渐渐变得不稳定起来。另外，这种谐振电路规定的操作条件更窄(即最小和最大电流限制)，所以其工业上应用时的鲁棒性较差，而且这些电路通常是以增大的导通损耗来换取小开关损耗的，并且需要很大的谐振元件。

如同在通常电路中遇到的那样，进入电感性负载内的开关损耗通常是与断开时间、峰值电流、峰值电压及开关频率的乘积成正比例，并能用以下已知的公式计算出来：

Psw＝0.5 toff*V_peak*I_peak*频率

其中Psw是以功率单位表示的开关损耗。在一个缓冲或箝位电路中，只要电流或电压中的一个不为零，则在死亡时间内，缓冲器两端总有一个上升电压。其结果是，总是存在一个很大的开关或缓冲耗散。另外，在高电流浪涌条件下，缓冲器可能不能足够地限制电压上升，而导致设备潜在地有可能突然损坏。

所以这些已知电路在转换能力上有巨大的局限性，至少在输出功率、效率、可靠性和成本等方面是如此，尤其当前的高功率半导体技术更是如此。在这些技术中，较高功率和较低成本的设备开关转换速度通常也是最慢的，所以它们就有着固有的、不可接受地高的开关损耗。

近来，有人提出了各种其它直接进行交流/AC(交流/交流)转换的转换器的拓扑结构(有时也简称之为电子转换器)。这些拓扑结构通常分为两类：“零电压开关”(ZVS)即“软开关”；和通常的开关模式拓扑结构，即“硬开关”。在那些被建议用于硬开关转换器的拓扑结构中，功率开关或者用两个双向开关来实现，或者用四个单向开关来实现。针对上述两开关转换器的控制方法通常都具有简单调制的形式(诸如脉宽调制，或称PWM)，它们利用了上述的死亡时间或延迟。

当上述所建议的拓扑结构是由四个开关实现的时，所建议的相应的控制方法就显得彼此不同了。Venturini描述的开关控制方法被称为“交错转换(staggered commutation)”，Lipo也对一个相似的方法进行了讨论。在这两个方法中，所有四个开关都需要能被高速度地控制，且需要由一个公共控制器来提供关键的时序(包括死亡时间)和电平移动。Cho简单地描述了一个不同的对两个开关以高速进行调制的方法，但没有定义任何所需的死亡时间或过渡(而在有些情况下它们确实需要)。Vill交流a使用的是由简单的脉宽调制器操作的两个双向零电压开关(ZVS)。

这些建议的控制方法具有许多共同之处：1)它们都有多个同时以高频率操作的开关；2)这些开关间的时序是严格界定的，以便能避开交叉导通或由输出电感来的尖峰电压；3)可能得对最大占空因数进行限制，使之能适应可能需要的固定的时间延迟的要求，但这样一来，电路对过载输出的响应时间就可能被延迟，这一点非常危险；4)它们都给输出电感加上高频率电压波形，这些频率从无负载到满负载基本不变，这样就会在电感中产生固定的芯损，甚至在轻负载或无负载条件下也伴随有巨大的功率损耗，这样就减低了轻负载时的转换效率，从而带来用电成本的增加；5)通过使用一个不变的高频波形，输出电感中的开关频率交流电流成份也从无负载到满负载保持不变，这样在轻负载时，在诸如晶体管、二极管、滤波电容器等功率元件中，就留有很大的电流在流动，所有这些都将造成很大的功率损耗，减少轻负载时的转换效率并增加用电成本；6)它们都以高频率对多个开关进行调制，这会导致控制电路需要大的平均电流，尤其对于IGBT(绝缘栅双极型晶体管)，MOSFET(金属氧化硅场效应管)，BJT(双极面结型晶体管)和MCT(MOS控制闸流管)这些大的半导体功率器件更是如此。

另外，三相电作为主要的电功率配电方式已有近一个世纪，在大多数情况下都采用三线(也称“detla”)配电方式。

目前人们使用不各种方法来对三相电功率进行调整，包括抽头选择、磁合成器，铁磁谐振变压器、反相器等等。Mozdzer和Bose描述了一种与上面所列不同的电路。

其他已知用做功率控制器的是被称为静态，VAR(伏特-安培响应)补偿器的装置，它能有效地增加或减少系统中的电感或电容，另外还有自适应VAR补偿器及“动态电压还原器”，这些已知的设备在向系统传送可变电容或可变电感方面存在着缺点。

当线电流是正弦波形且与线电压同相时，交流功率的质量最好且电操作效率最高。然而众所周知，诸如电抗性负载这样的电元件会使供电线电流的相位与线电压的相位互相偏移，这个相位偏移通常被定义为“功率因数”，或更具体说是“偏移功率因数”(以下简记为PF或简称为功率因数)，它由以下的已知关系式给出：

PF＝COSθ

其中θ是相位偏移“超前”(或是“滞后”，视情况而定)的程度，也就是基础电压和电流间的相角。在理想状况，即电流与电压同相时，上式值为1.0，当相移程度增加时，功率因数就降到了1以下。功率因数有时也定义为“真实”功率(以Watts为单位)与视在功率(以伏-安或VA为单位)二者之比。

因此，采用功率因数对功率转换和能量利用的相对效率进行测量，对于重型牵引机械等，如电动机，则变得更为关键了。典型的感应电动机的功率因数的范围为无负载时的很低到满负载时的0.85到0.9(而“理想”时为1.0)范。电力供应部门通常对那些功率因数低于0.90的用户增收费用。另外，随着给电源加上的即时总负载的不同，功率因数可能会有很大的变化。所以对于功率因数不好的情况通常采用功率因数补偿(“PFC”)，以通过较好地利用现有的功率配电系统来减少对cpital intersive additions功率网的需求。通常，传统功率因数补偿是这样实现的，在供电线上跨接一系列的电容器，通过半导体开关元件或继电器不断地把各个电容器接入或断开。

其他传统的PFC技术包括一种与电容器或电池存储器组协同操作的晶体管桥(例如，请见Wilkerson的US专利第5,283,726号)。这种传统PFC技术的一个主要的不利之处是输出开关经常与DC(直流)存储器组电压接通和断开，而这个电压是高于峰值功率线电压的。其结果是开关损耗相当高。

已知的自动功率因校正器体积大、速度慢且结构复杂，所以只对大电动机或较小的电动机机组适用。即使如此，也只是对“系统平均”的PF进行了校正，而研究表明，最好是在负载上，而不是在系统级别上进行PF校正。由于以上原因及其他为那些精于本领域技术的人所了解的原因，给每一个负载(电动机)连上一个通常的PFC是不现实的。当今生产的电能的60％是5HP(马力)的或更大电动机消耗的(而全部工业消耗的电能的80％用在了电动机上)，认识到这一点是非常重要的。而且在当今，每年生产的电的价值超过520亿美元。任何能使这些电动机的耗电量明显下降和/或能增加其用电效率的方法都会节省大量的美元。

另外，还有其它元件如整流电源和SCR(可控硅整流器)及其它非线性源如计算机、开关模式电源、焊接设备、反相器、受控桥式整流器、荧光灯和其它需要镇流器的灯，它们都实际上改变了交流线电流的正弦波形。这些非线性设备通常都是在电压达到其峰值时吸进电流，所以引起谐波失真。但功率网的设计工作情况，并不是这样的。

由这些非线性负载产生的非正弦电流在数学上可以分解为一个具有线路频率的“基波”正弦波电流和许多其频率是线路频率的倍数的谐波，基波电流在负载中产生功率，而所谓的“谐波”电流只增加热损耗并降低系统的功率因数(即，它们通常降低配电系统的效率)而不在负载中产生净功率。据EPRI(电力研究所)的估计预测，到2010年，所有电负载的60％将会是这种非线性的固态电子负载，所以未来电负载的大部分将会构成这种不受欢迎的谐波生成器。

这一点在通常的PFC技术的中甚至已经是如此了，除了其它已指出的不利之处外，它们也加重了上述的谐波问题，增大电路谐振，当电容器接入时，甚至会在电源中产生“振铃现象”。这个振铃现象可能引起可调速电动机及其它电子设备的误动作和停止工作。

正如上面所讨论的，每一个非线性装置都产生它自己的由不同的谐波成分构成的失真波形。每个装置都在电压正弦波的一部中允许电流流过而在电压正弦波的另一个部分中阻止电流流过。更为糟糕的是，诸如可调速电机(SCK)这些相位受控装置所产生的谐波电流的振幅是做为负载的函数来变化的。另外，政府的法规不断地倾向于提高能量效率，并且可以预料最终会强行要求消除电源中的谐波。所有这些都表明功率质量(PQ)问题是主要需要考虑的问题，并且很清楚，需要能更有效地利用功率而不产生谐波失真的PFC和PQ技术。

已有人提出，目前从幅度到种类都在扩大和不断增长的各种功率质量问题实际上都可被概括入一个配电系统中，它们产生如下影响：电子设备性能的变坏，连续或分散计算机及其它微处理器的误动；使可调速电动机的保护电路断路；使三相系统的中性线过热，导致其烧毁；使转换器过热且过早损坏，甚至当该转换器的额完指标在其他方面还可以时也是如此；使电动机过热；扰乱电路断开器的断开；电话干扰；及PFC电容器保险的烧断。

另外，在其它工业领域中，也存在对功率调整和/或功率转换装置的需求。例如在电影和娱乐工业中，传统的光源变暗技术会在摄影棚的大型灯中产生可被听到的60Hz交流声。通常使用的传统技术是用相角点火双向可控硅(fired tri交流s)，这个技术基本上是通过以每半个周期的固定百分比的时间来断开连着灯的电路的办法来限制加在灯上的能量，(作为例子，请见图2所示的断开波形)。这个方案实现起来相对地简单，但就是在电气上有噪声，这会导致附加的设计问题和附加的实现成本。一种能平滑、寂静地使这种灯变暗的方法将会具有很大的用途。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一个功率控制器，它具有低的电气可听噪声，对低的和高的功率应用都适用，对电感性负载具有很高的忍受能力，重量轻，可数字化控制及响应速度快。

本发明的另一个目的是要提供一个在输出功率、效率、可靠性及成本方面都优于已知拓扑结构的功率转换器。

本发明的另一个目的是要提供一个开关损耗总量低的功率转换器。

本发明的另一目的是要提供一个在浪涌电流高和存在电抗性电流的条件下不会因电压升高而使开关装置损坏的功率转换器。

本发明的另一个目的是要提供一个适用于输入和输出电压以及输入和输出电流的四象限操作和能量可双向流动的功率转换器。

本发明的另一个目的是要提供一个转换器/控制器拓扑结构，它可以克服传统的有源PFC技术的不利之处。

本发明的另一个目的是要提供一个可被用做一个连续可变的电容性负载的控制器拓扑结构。

本发明的另一个目的是要提供一个可被用做一个连续可变的电感性负载的控制器拓扑结构。

本发明的另一个目的是要提供一个可被用做一个连续可变的电阻性负载的控制器拓扑结构。

本发明的另一个目的是要提供一个相对便宜、响应快、自阻尼的功率因数补偿器，其尺寸和体积足够小，对大部分当今和未来所使用的电动机都实用，且不产生线路谐波问题或因电容接入而引起的系统谐振和振铃等问题。

本发明的另一个目的是要提供一个功率控制器，它可以通过控制一个交流电源，使之产生同为正弦波且同相的输出电流和/或电压，以此来保证得到最佳功率质量和最大电操作效率。

本发明的另一个目的是要提供一个能中和线路谐波的功率控制器。

本发明的另一个目的是要提供一个能成功地克服以下一个或更多个有关功率质量的问题的功率控制器：电子设备性能的退化及连续或分散计算机及其它微处理器的误动；转换器过热和过早损坏，甚至该转换器的额定功率有时已足够大时也是如此；电动机的过热；扰乱电路断开器的断开；电话干扰；及PFC电容保险的烧断。

本发明的另一个目的是要提供一个电压调整器或一个功率线路调整器来缓和电压的局部时间的增大和下降，过压及电压不足等情况。

本发明的另一个目的是要提供一种功率调整(电压和/或电流)方法和装置，它相对于负载来讲具有低阻抗源的特征。

本发明的另一个目的是要提供一种在单相或多相配电系统上对功率进行控制的方法，包括大部分的已知的功率系统频率，诸如50，60和400HZ。

本发明的另一个目的是要提供一种控制功率转换器的方法和装置，该方法可实现几乎为瞬时的控制调整，其好处之一便是在过流情况下该装置为非自毁性的。

本发明的另一个目的是要提供一种以不产生可听见的交流哼声的方式来使灯变暗的方法。

本发明还有另一个目的是要提供一个能满足上述所总结的需要中的任何一个或任何组合的系统。

这里所公布的发明可以达到将会从下面的公开内容中明白的上述本发明的目的及其它目的。

本发明讨论和提供了这样的一个系统。本发明所代表的方法可以快速、准确且能远距离地进行交流功率转换，其损耗却比通常所用的技术所能提供的要小。它也代表一个简洁、有效且成本低的处理交流功率的装置，该装置简单、可靠、谐波失真低；在低、高功率应用下都能使用；对电抗性和双向负载有高的承受力，重量轻，数字化可控，且响应速度快。

由于本发明所提供的是唯一能在一个单级交流到交流功率转换装置中有效地提供全部四象限操作的系统，且利用了四个可独立控制的开关，所以应用本发明来解决功率质量问题特别是解决可变需要可变的功率质量问题，会收到很大的益处，尤其是关于电抗性负载时，更是如此。

本发明提供一个电功率控制器(这里有时也称调整器或转换器)的设备或装置，它可控制以或调整加给负载的交流电压或电流。这个电压可以是单相也可以是多相(如通常的三相)结构。本控制器对于每条待调整的输入线(或相)有四个独立可控的开关，及至少一个电感，所有这些都被置于数个在其他方面是通常的功率调整器拓扑结构中，如降压、升压、反相或隔离转换/调整器或其对偶拓扑结构。那些精于本技术领域的人可以根据上述电感相对于开关和输入电压的位置，来相应地实现一种调整或转换的方案。

本控制器还有一个逻辑控制电路。该逻辑控制电路包括一个极性检测器做为它的一部分，该极性检测器最好与输入电压并联，且最好有两个输出，其中一个输出是另一个的相反(彼此反相)，虽然还可以用许多功能上等价的其他方法来实现这一点，如用一个或更多的反相器等，正如那些精于本技术领域的人可以理解的。该逻辑控制电路还有一个具有两个相反输出的占空因数调制器。每个开关都在逻辑控制下，被这些检测器和调制器的输出调制，使得某些由一个或多开关组成的组合总是处于导通状态，即“闭合”。换句话说，就是从来不会有由全部四个开关组成的组合断开的时候，当然本设备不被使用(不加电或是被从电路中拿走)的情况除外。

由此，每个开关断开后都只转到瞬时线电压(ILV)上，而不是转到一个存储器组电压或DC轨上。由于ILV值可以小到为零，所以损耗降低的程度等于ILV低于存储器组电压或DC轨电压的程度。通常只单是开关损耗就可以节省36％或更多，即使对电阻性负载也是如此(对于电抗性负载则有可能节省更多)。

本装置的一个变形具有四个OR(“或”)门，它们分别被极性检测器和占空因数调制器的输出通过断开和接通时延来驱动。这样，第一和第三OR门都接收从极性检测器来的第一输出作为第一输入，第二和第四OR门都接收从极性检测器来的第二输出作为第一输入；并且第一和第二OR门接收从占空因数调制器来的第一输出作为第二输入，第三和第四OR门接收从占空因数调制器来的第二输出作为第二输入。每一个OR门的输出都各自控制或调制或驱动一个开关或门。最好每对开关的源极都连在一起，但在其它的某些实施例中并不必如此。

在本控制装置的优选实施例中，至少一个，最好是所有的开关都是电可控的，尽管那些精于本技术领域的人可以改用非电的方法实现，包括部分或全部地使用人工控制方法，及涉及导波光学的控制方案，如光纤控制装置。并有每个开关最好都是一个固态开关装置，一个二极管并联于其源漏极间，二极管的极性的方向与开关的相反，且一对开关所连的二极管的方向彼此相反。这些开关最好都是晶体管，如BJT(双极型结型晶体管)，IGBT，或MOSFET(金属氧化物场效应管)晶体管，甚至是晶体闸流管如MCT(磁控管)或GTO(门控断流器)。

本控制装置的一个实施例有两个彼此串联的开关，它们最好极性相反，连同一个电感连到一个输入端，还有二个彼此串联且最好极性相反的开关，并连同上述电感一起连到返回端。换句话说，就是第一对开关连在输入端与电感间，第二对开关连在电感与返回端间。

正如在本公布中所使用的，当说到那些抵抗或阻止电流在一个方向上流动(通常在一组规定条件下)而在另一个方向则不阻止的电子装置时，术语“极性(方向)相反”指它们的连接方式是使电流以相同方向流动时，在两个装置中都不受阻；换句话说，它们的“极”是相反安排的，正如那些精于本技术领域的人可以理解的那样。

本发明在另一方面，有一个单独提供的对功率控制器的占空因数进行控制的逻辑控制器。这个逻辑控制器对于控制一个具有四个独立受控的公开的开关的功率控制装置来讲是非常适用的。该逻辑控制器有一个与输入电压并联，具有两个输出端的极性检测器和一个也有两个输出端的占空因数调制器。检性检测器的两个输出是彼此反相的(即彼此相反)，占空因数调制器的输出也是如此。本控制器以如下方式使用：对四个待控制的开关单独进行调制，使得总有某些由一个或多个开关组成的组合是导通的。断开或导通延迟可以任意选用。

本控制装置的优选实施例使用了四个OR门，它们分别以极性检测器和占空调制器的输出通过任选的断开或导通延迟做为输入，这样第一和第二OR门都把接收到的由极性检测器来的第一输出做为第一输入，第二和第四OR门都把接收到的由极性检测器来的第二输出做为第一输入，第一和第二OR门都把接收到的由占空因数调制器来的第一输出做为第二输入，第三和第四OR门把接收到的由占空因数调制器来的第二输出做为第二输入。每个OR门的输出各自都多调制或驱动一个开关或门。

在本发明的另一个方面中，控制器基于输入电压和误差校正电路的输出来选择象限模式。正的输入电压决定了要用象限I或象限II，负的输入电压决定了要用象限III或象限IV。具体是使用象限III，或是使用象限III还是IV则根据误差校正电路。误差校正电路系统把输出电压与参考电压相比较并以误差幅度的方式决定所需的电流流动方向和所需的调制量以便保持控制器的输出调整。电流可在任何象限上以任何方向流动或转移而不毁坏控制器。

该功率控制器由三部分实现：1)一个电压极性检测器，检测输入电压的极性并把信号送给控制逻辑部分；2)把一个控制输入信号送入一个调制器部分(如一个PWM)，这个调制器把输入信号转换为一个调制的数字脉冲序列，随后再把这个序列送入控制逻辑部分(这个控制输入可以是固定的，可以为的，和/或由一个外部源或误差放大器或误差校正器提供，它们的类型是那些精于本技术领域的人所熟知的)；3)控制逻辑随后接收极性和控制输入信号并实现用表格方式总结于表2中的控制方案。

在优选实施例中，上述步骤2)进一步具体化为：把一个控制输入送入一个可编程参考信号发生器，该参考信号发生器随后产生一个将被送入一个误差校正电路的可变正弦波参考输出(与输入电压同相)；误差校正电路将上述参考输出与转换器输出相比较并给调制器提供一个结果信号。正如那些精于本技术领域的人可以理解的，逻辑方案可以用大量方法中的任意一种」来实现，包括微控制器、PAL(可编程阵列逻辑)、或离散逻辑，从控制逻辑部分来的输出随后被送入电平移位电路，后者又与功率开关相连接。

当应用于本发明的功率控制器时，本优选控制方案比起已知的和被建议的控制方案来讲，有大量的优点。

1.由于在任何给定的模式中，最多只有一个开关工作在高频状态，所以使用其它控制方案时控制器中各开关间的严格定时就不需要了。

2.在高频开关操作期间不需实现任何延迟或死亡时间，这产生较大的最大占空因数和/或从0％到100％占空因数的较平滑的操作。另外，过载下电响应是即时的(或至少是被极大地减少了的)，在下电前不经过任何时延。

3.在无负载或轻负载期间，本功率控制器可以不连续地操作，这就减少了这些条件下的占空因数，从而极有益地减少了输出滤波电感中的铁芯损耗。明显提高了轻负载的效率，降低了用电成本。

4.这种不连续操的能力还降低了输出滤波电感中的高频电流成分，进而降低了在轻负载期间由转换器开关和二极管所切换和传导的再循环电流的量，由此又进一步降低了功率损耗，进一步提高了轻负载效率。

5.由于在任何给定时刻最多只有一个开关被调制，用于驱动开关的平均总功率就被大大地降低了。

本发明也提供了一个可变电感、一个可变电阻和一个可变电容器。本发明的可变电容器可被制成是非谐振的，这些装置的操作看起来象线性负载一样，所以就不会降低使用它们的系统的功率因数(即它们是“透明的”)。可变电容器可用于一个自动PFC系统。这些装置相对于已知的静态VAR补偿器、自适应VAR补偿器和动态电压还原器来讲是新颖的，并可以实现为一个本发明的功率控制器和接到控制器的输出端和返回端间的电容器的组合，其功能就是一个可变电容器。本发明的功率控制器也可以和一个连在控制器的输出端和返回端间的电感联合起来，其功能就是一个可变电感。

本发明还提供了几个方法。在一个实施例中提供了一种低阻抗的功率调整或转换的方法，由此使得不论输入电压波形的频率如何，其振幅都呈线性变化，而其特征波形可以改变，也可以不改变，这样只用一种单级转换(即不用中间的DC电压或电流连接)就能产生与负载成比例的输出电压。

在一种本方法的变形方法中，上面所提的电压幅度的变化是通过对输入电压进行可变占空因数调制来实现的，其中以一种(在其他方面相同于)通常的功率调整拓扑的方式接入了一个电感。

一种实现可变占空因数调制的优选方法包括如下步骤：1)实时监测输入电压的极性，得出一对彼此相反的极性信号；2)依照所欲修改的幅度并与之成比例地改变调制器的占空因数，该调制器有两个彼此相反的输出；3)把一个极性信号和一个调制器输出信号送给一个OR门，每个信号都有一个持续时间，占空因数调制器的输出信号的持续时间的开始时刻要延迟，而极性信号的持续时间的结束时刻也要延迟；4)用OR门逻辑输出来控制一个开关装置，以实现对输入电压的可变占空因数调制。然后，最好对每个OR门重复上述1)到4)步，并且对输入电压的可变占空因数调制这一步包括在操作期对开关进行调制的步骤，以使本发明的控制器所用的所有开关永远不是同时不通电的(即“断开”)(除了电路没电以外)。

本发明的另一个方面是一个可变功率因数校正器，它有一个与交流线上的被调整负载相并联的电容器，及一个与该电容器串联，以改变该电容器电压的由线路电源驱动的可变电压输出，以便改变通过功率控制器耦合(reflect)到交流线上的电容量。以相应的方法，一个由线路电源驱动的可变电压输出可被用来与其他适当的元件一起构成可变电阻、调谐LC电路和可变电感。

本功率因数校正器的优选实施例在调整交流输入电压的电气功率控制器、调整器或转换器中实现了可变电压输出。这样一种控制器的优选实施例有两对共四个开关和一个电感，并且开关对和电感最好是组成一种通常使用的功率调整器的拓扑结构，如降压、升压或是反相(或是它们的对偶)。本控制器还有一个如上所述的逻辑控制器，这样每个开关都以以下方式进行调制，某些由一个或多个开关组成的组合总是闭合的，换句话说就是绝对不会有一个组合是四个开关都断开的。

一个优选的功率因数校正器还有一个与连在交流线上的负载相串联的电流传感器。线路电压和电流的检测信号都被送入一个相位延迟检测器中，由它来决定交流线路电压和负载电流间的相位延迟。本功率因数校正器使用了一个功率因数误差放大器，它接收相位延迟检测器的输出，并给功率控制器的逻辑控制器送一个信号，以便在线路上自动维持一个已选定的功率因数校正。

本功率因数校正器也可能很有利地使用一个电流传感器和一个谐振误差放大器，电流传感器串联在功率控制器与负载之间，而谐振放大器则接收该传感器的输出，从而给功率控制器的逻辑控制器送入一个信号以便自动进行共振抑制、谐振衰减和/或负载电流整形。

在本功率因数调整器的一种变形中，使用了多个电容和功率控制器以便在一个多相交流系统中进行可变的自动的功率因数校正。在一个三相系统的变形中，最好把第一功率控制器并接在第一交流线和第三交流线之间，把第二功率控制器并接在第二交流线和第三交流线之间。同时，最好第一电容连在第一功率控制器输出端与第三交流线间，第二电容连在第二功率控制器的输出端与第三交流线间，第三电容连在第一与第二功率控制器的输出端间。

本功率因数校正器的另一个变形使用了一个并联在第二交流线和第三交流线间的第一功率控制器，它接收一个由第一交流线导出的信号作为输入。第二功率控制器并联在第一和第二交流线间，它接收由第三交流线导出的信号作为输入。第三功率控制器并联在第一和第三交流线间，它的输入是由第二交流线导出的信号。

本发明的另一个方法通过耦合或引入一个连续可变的电容到一个功率线上以校正功率因数的变动来实现功率因数校正，其中电容的改变是通过利用功率控制的方法来改变功率线上的电压的方法实现的。

这种方法最好使用一种基于可变占空因数调制的功率控制方法，它包括以下步骤：1)实时检测输入电压的极性以便得出一对彼此相反的极性信号；2)依照对幅度欲修改的量成比例地改变调制器的占空因数，调制器有两个彼此相反的输出；3)把一个极性信号和一个调制器输出信号送入一个“或”门，在这里每个信号都有一个持续时间，占空因数调制输出信号持续时间的起始时刻要延迟，而极性信号持续时间的结束时刻也要延迟；4)使用“或”门的逻辑输出来对输入电压进行可变占空因数调制。

在本方法的一个变形中，在把一个可变电容耦合或引入到功率线上之前，还使用了如下附加步骤：1)对功率线上的电流的幅度进行实时检测；2)同时检测功率线上的相位延迟(如通过计算电流相对于电压的相位延迟)；3)把相位延迟检测那一步的输出进行放大；4)用3)中经放大的输出来对功率因数校正功率控制器进行控制。

本方法的另一个变形中，在把一个可变电容耦合或引入到功率线上之前，还使用了如下附加步骤：1)实时检测功率控制器和功率因数校正电容器之间的线上的电流的幅度；2)对电流检测步骤的输出进行放大；3)用放大的输出来控制功率因数校正功率控制器。

本发明的一个方法方面涉及通过独立于频率地改变电源电压的幅度来进行电子功率控制，因而输出频率就总是与输入频率相同。这里也公布了一个优选实施例中实现这种功能的一个电路设备。本发明这方面的优选电路系统使用四个固态开关，如IGBT等，四个二极管，一个电感，输入和输出滤波器及新颖的控制电路。本发明的控制器装置和方法可用来实现其他传统的转换器类型的降压、升压及其反相(及这些的对偶电路)以获得不同的调整特征，包括使输出与输入实现电隔离。

这种创造性的方法和装置可用于功率因数校正，电压和/或电流谐波的滤波和抵销，线路和负载的调整，发电机阻抗特性的改进或改变，两个功率网间的功率传输的控制，及浪涌、下降、断开及大多数其他的电压或功率调整问题的可编程控制。

在本发明的另一方面中，所公布的功率因数校正方法主要是把同一控制电路系统用于不同的应用。本质上，上面所公布的方法，最好是使用上述控制电路的方法，是用来动态地控制加在单个大的(若没有一个足够大的则也可以是数个)电容器两端的电压(所以也就是该电容器被耦合的电容)，该电容连续可调，但为此而需要的组成元件数目比先前认为必须的要少得多，且所有校正都在一秒以内完成。该电路可连接在功率线与一个PFC电容器和/或电抗器之间。随着占空因数D的改变，耦合到功率线上的电容为：

Crefl＝D²×Cpfc

所以，该电容器可被在0与其额定值间连续调节，加在功率线上的校正负载可在0到把该校正负载直接连到线上时的值之间连续可控。随后正如那些精于本技术领域的人将会做的则如测得了功率因数或相位延迟，并把测得的结果送入一个适当的误差放大器中，控制电路系统会自动调整功率因数使之甚至接近于1，而响应时间为0.1秒量级。没有其它方法能通过可变控制电压源来使用耦合电容以获得PFC。

与已知的转换器和PFC校正器件不同，本发明的装置和方法没有使用DC存储器组，并且在任何给定的时刻，只有一个器件在实际地导通输出电流。另外，断开电压随着即时线电压而变。并(对电感性负载而言)当输出电流达到最小值时，它才达到最大值。所以开关损耗就极大地低于现有方法的开关损耗，而这里所公布的功率因数校正器的输出能力和效率都高于已知PFC方法的输出能力和效率，而其尺寸却比它们的小。

对于平衡负载来讲，这里所公布的PFC方法和装置可以通过进行适当的配置，即用两个单元和三个PFC电容器，而用于三相PFC。在另一种应用中，由于本发明可以改变电感性负载和阻抗，所以它也可用做一个可调谐电路的全部或一部分，用于通过手动或自动地调谐滤波器来减轻功率线上的谐波电流。

本发明的另一个扩展包括一个工作频率相对快的(数个kHz或更多)环路，该环路或者沿系统(电动机及PFC)电流闭合，或者沿装置(本发明)输出(电容器)的电流闭合。控制电路系统可做成为能阻止或在某种程度上校正由这种系统中的谐振引起的谐波电流。配电系统中的功率线谐波电流是被广泛认识的一个问题。

这样做比普通的PFC技术有巨大的好处，后者用晶体闸流管或继电器把数个电容器接入或断开。本发明的装置更简单，更小，更便宜且更精确，更可靠。它还消除与PFC电容器相关的系统谐振。

本电路有这样的好处，每个开关的断开电压只是瞬时输入电压。如那些精于本技术领域的人所理解的那样，电压被一个适当的续流二极管箝位到这个值上值。在额定值为交流240的V的系统中。本发明的电路中平均断开电压为大约220V，比较那些已有系统，如那些使用DC轨的系统，其箝位电压可能高达500V，产生比本发明的装置多一倍还多的开关损耗。所以本发明比那些在已知电路中通常使用的电路减少了一半还多的开关损耗而根本没有箝位耗散。一个带有缓冲器的电路所需要的电容器太大，单是缓冲器耗散就是本创造性装置中总开关损耗的数倍。比起已知的装置来，本发明的装置极大地减少了总开关损耗，当用于驱动峰值线电压和电流不同相的电抗性负载时尤其如此。在通常的装置中，这种相位错开通常引起的损耗甚至更大。但在本发明的装置中，如上所述，由于开关损耗与频率和电压的乘积成比列，所以这种相位差别产生较小的开关损耗。

进一步的好处有：由于降低了峰值电压而使导入到输入和输出上的EMI/RFI较低；同时，开关损耗的降低允许有较高的开关频率，和减少输入输出滤波器的尺寸和重量。另一个好处是本电路可以成功地使用数种功率器件类型中的任意一种，包括双极型、MOSFET、IGBT、GTO(栅关断(Gate Turn Off))，和MCT。其他人(如Peterson)所公布的拓扑结构则没有这样的灵活性。由于本发明的装置中所有四个开关都是在电压波形的过零点动作，所以在动作期间电流可以在两个方向上流动而不会在开关上产生高尖峰电压。其结果电路比现有的电路更寂静、更小、更有效、更可靠。它可以在两个方向上处理电压和电流，实现真正的四象限操作和真正的双向能量流通，而由于开关成本，散热片的尺寸及重量和机器的尺寸所的减小获的好处，对于补偿额外电路和所需的小投资来说是绰绰有余的。

附图说明

图1是一个已知的简单降压调整器的示意图。

图2是一个代表从一个相角点火双向闸晶管输出的电压的波形的曲线图。

图3是一个代表从本发明的实施装置输出的振幅调制正弦电压波形的曲线图。

图4是本发明的一个功率控制器的实施例的原理图。

图5是本发明的一个功率控制器的实施例的方框图及部分原理图。

图6A-6D是本发明的功率控制器的另外实施例的一组原理图及部分方框图。

图7A-7D是另外的对偶拓扑结构的一组方框图和部分原理图。

图8是图4中的电路操作的开关时序图。

图9为本发明的功率控制器的另外实施例的方框图和部分原理图。

图10是一个自动可变的功率因数校正器的方框图。

图11是本发明的一个三相功率因数控制器的原理图和部分方框图。

图12是另一种带有软起动电流限制的功率因数校正方法的原理图和部分方框图。

图13是本发明的一种可调电容器的原理图和部分方框图。

图14是本发明的一种可调电感的原理图和部分方框图。

图15是本发明的一种可调谐波抑制器的原理图和部分方框图。

图16是本发明的一种可调电阻的原理图和部分方框图。

图17是本发明的一个交流功率调节器的原理图和部分方框图。

图18是本发明的一个隔离输出交流功率调节器的原理图和部分方框图。

图19是本发明的一个高电压输入交流功率调节器的原理图和部分方框图。

图20是本发明的一个交流混合功率调节器的原理图和部分方框图。

图21是本发明的一个混合隔离交流功率调节器的原理图和部分方框图。

图22是本发明的一个交流电压调整器的原理图和部分方框图。

图23是本发明的一个隔离交流电压调整器的原理图和部分方框图。

图24是本发明的一个可调并联谐波滤波器的原理图和部分方框图。

图25是本发明的一个可调串联谐波抑制器的原理图和部分方框图。

图26A-26E是对本发明的PF校正器样机进行测试期间示波器显示结果的一组打印输出。

图27是关于本发明的功率控制器的原型机的SCR性能数据的比较表。

图28是通常的功率控制装置与本发明的功率控制器相比的相对效率图。

图29是一个通常的功率控制装置与本发明的功率控制器相比的相对谐波和功率因数(对电阻性负载而言)的图。

图30是本发明的一个功率控制器的优选实施例的方框图。

图31是本发明的一个优选三相delta功率调节器的部分原理和方框图。

图32是本发明的一个功率控制器的优选实施例的另一种方框图。

图33是本发明的一个高电压功率控制器的优选实施例的部分原理和方框图。

图34是本发明的一个高电压功率控制器的优选实施例的另一种部分示原理图和方框图。

图35是本发明的一个优选的三相delta高电压功率调节器的部分原理图和方框图。

具体实施方式

现在转向附图，我们将参照大量的附图通过本发明的一个优选实施例对本发明进行描述，各附图中相同的标号代表相同的元部件。

图1所示的是已知的降压调整器拓扑结构的一个通常的结构，包括在此作为一个参考。通常的降压调整器10有一个第一开关11、一个第二开关12、输入滤波电容器13、输出滤波电容器14、电感15、输入16、输出17和返回18。开关11和12交替地闭合与断开(被调制)，这样连同电感15一起，以众所周知的方式使输出端17的电压逐步从输入端16的电压值降到与开关的占空因数调制的值成比例的电压值。

图2表示从一个相角点火晶闸管输出的被断开的波形的曲线图，与图3相比，图3则是一个代表本发明的功率控制器的输出电压波形的曲线图，波形的幅度随时间变化，波形不断，频率不变。图2是相位受控的可变输出电压的典型波形，在这里，输出端瞬时平均电压的逐步下降是通过把波形一部分切掉来实现的。这个过程产生了许多功率调整的弊病，在此我们将对这些弊病在其他某处进行描述。

图4所示是一个用于本发明的控制器(这里有时也称转换器或功率转换器)装置的优选实施例选中的电路。本发明的这方面的优选电路使用四个IGBT固态开关、四个二极管、一个电感、输入和输出滤波器及新颖的控制电路。这个控制电路通常是按图5所示的功能方框图来实现的。本发明的控制器装置及方法可被用于实现等类型通常的转换器类型，包括降压、升压，反相、及反馈所有在其他方面都是，如图6a~6d所示，及实现如图7中所示的这些拓扑结构的对偶结构。

按照图5或4，一个对加到电抗性、电阻性或非线性负载上的功率进行控制的优选电路要包括至少四个单独受控的单向开关，它们被一个逻辑“块”线电压的极性进行不同的调制，使得不管线电压的极性如何，总有它们的某种组合是导通的，包括对于输入电压极性改变的“过零”点也是如此。上述“块”中优选的控制装置包括一个极性检测器、一个调制器(最好是一个脉宽调制器)及控制逻辑。

本技术领域的熟练技术人员将会理解，调制器可使用数个已知方法中的任意一个，包括用固定或可变的频率和电流及电压模式，并可以用许多方式其中一种或多种来实现，包括用一个或多个微控制器。大量算法中的任意一种都可用来提供恒定的、变化的或可编程的输出(指RMS(均方根)，平均及峰值电压/或电流)来控制调制器。该调制器最好能提供一个高频率(＞10KHZ)的占空因数在0％到100％间的逻辑输出，并最好还提供一个附加的极性与前者相反的输出。

在线电压的“过零”期间(即当输入电压从一种极性转变到另一种极性时)，所有开关都同时导通一小段时间(在优选实施例中，预期这个时段是数个微秒级)以便如可能需要的那样，允许连续电流在输出中流动。所以在过零转变期间电流可在任一个方向上流动，而同时不在开关上产生高的尖峰电压。在这段时间里，电路的输入和输出实际上被四个同时导通的开关短路的。但由于转变被选择在瞬时输入电压足够低的点上(接近过零，即在+/-4V或更小的范围内，这要根据所使用的功率开关来定)，所以很少或没有电流从输入源流出。

随后，每当极性循环到此，都重复上述的操作。所以每个线电原周期都有四个阶段：正极性、极性转变(过零)、负极性、极性转换(过零)。因为优选电路中开关可能在高电压值及变化的电压下操作，所以为了与开关相连接的需要，控制逻辑还包括了电平转移。

通过对如在图4中优选电路实施例所示的本发明的功率控制器100的基本组成原理方框图的说明，人们会更加详细地理解本发明的功率控制器100。输入方框110包括跨接片JP1，功率通过它加到功率控制器100上。JP1-2与一条功率返回总线相连(输出连接器JP2-2的线2也是如此)且这个总线与机壳的地线(JP1-3和JP2-3)是隔离的。公共功率返回总线使功率控制器100能够被画成一个三端元件(至少为了以方框图的形式，例如图10中那样)。为防严重故障而对输入电流进行限制是保险F 2来提供的。

输入滤波器120包括电容器C14~C18、电感L3和L4、及电阻R10。正如那些精于本技术领域的人会理解的，这是一个多级滤波器，它可以把高频开关噪声滤除在输入线外，减少所导通的E MI/RFI。R10为滤波器提供阻尼，以减少振铃现象。R26是一个泄放电阻，它可在功率断开后泄掉输入滤波器所存的电荷。

功率级130a~b包括开关Q1~Q4及二极管D1~D4。尽管如在其他处详细说明的那样，这些开关可以由数种其他类型中之任一种类型的晶体管来实现，但它们最好还是用IGBT型晶体管来实现。尽管四个IGBT开关Q1~Q4组合起来并连同这里所公布的控制电路系统一起形成了一个能提供四象限操作(见下面的讨论)及低开关损耗的单个组合布局，但它们的受控是分别独立。

在优选实施例中，四个开关Q1-Q4是成对的，每一对Q1-Q2和Q3-Q4它们的源极都连在一起，一对中的两个开关都是彼此极性相反的。

输出过载电流的保护是通过变流器T1和T2逐个周期地实现的。电流检测信息被二极管D9和D10整流，并被送入检测电阻R27～R29(方框130b)，随后被在调制器ICU1(见下)的电流限制针U1～9中比较。开关Q6和电阻R30、R31(方框130b)给电流检测电路提供斜率补偿以便在各种占空因数下提供更稳定的操作。二极管D5～D8被用来限制在开关Q1、Q2断开期间变流器T1、T2的泄漏反抗尖峰电压加于其上。

输出滤波器140通过电感L1、L2及电容器C12和C13对输出进行平均和滤波。L1和C12把被调制的功率级输出平均为一个瞬时直流值(它在整个时间上变化，与输入电压和占空因数成比例)。L2和L13进一步从输出中滤除高频开关波形成分。电阻R11在输入电压断开时把电容器C12、C13的电荷泄漏掉。

输出方框150包括输出连接器(跨接片)JP-2，后者有上方的输出端JP2-1和功率返回端JP2-2(如上面所公布的，它与JP1-2的连接相同)。长期输出过载电流保护是由保险F1提供的，而瞬时限制则如前面所讨论的是在内部提供的。

极性检测器160用于通过比较器U8A及其相关电路来检测线电源的极性。输入电压被通过电阻R25检测，并被通过二极管D15和开关Q5箝位以使该信号保持在比较器U8A的共模输入范围以内。U8A检测电压，并提供一个小量的滞后(大约1伏)以便阻止在噪声环境中的乱操作。为着同样的目的，通过电容器C27、C28也提供了某些滤波作用。

调制器170包括ICU1，它在功率控制器100的本实施例中用于提供调制，具体使用的方法是脉宽调制。然而那些精于本技术领域的人将会明白，大量其他传统的控制器和其他的调制类型也可使用，如果想这样的话。

调制器U1是一个用于通常开关电源的现成元件，用作调制器/调整器，这里其操作与通常的相同。定时元件R21、R33及C30被用来设定操作频率在20kHz到40kHz的范围内。占空因数通过电阻R32改变，后者与软起动针U1-8相连。尽管输出电压和电流可能被用很多种方式调整，包括平均、瞬时、RMS、谐波抑制和/或中和，功率因数校正等等，这些都在本说明书的某处进行了讨论，但在本特定的实施例电路中却没有调整环路。调制器的输出从U1-11(正常)和U1-14(反相)取出。

电平转移可以由大量通用的方法来实现，如变压器、光耦合器等。在图4所示的优选电路中，这个任务是由一个易于得到的集成电路(IC)来完成的。这个IC为与MOSFET或IGBT的门极进行接口提供了一个光耦合器和高电流驱动器。门电路的电功率是通过一个与整流器和滤波器连在一起的隔离变压器提供的，那些，那些精于本技术领域的人可以使用大量等效的方法来替代本方法。

电平转移方框180接收逻辑电路(见下)的输出信号，这些信号随后分别被集成电路U2-U5转移电压，再驱动开关Q1~Q4。U2~U5是常见元件，分别包含有一个光耦合输入和高电流MOSFET驱动器输出。它们由小功率源VH、VL来供电，这些小功率源是15VDC的浮地电源，而那些精于本技术领域的人会很容易地用通常方法构筑出这样的小功率源。在这种情况中，小型线性电源虽被使用但出于简洁的考虑，图中没有画出。

每个晶体管的门极都有一个串联电阻(R1~R4)，以便限制振铃和在开关转换期间控制升、降时间。在每个晶体管的门源极间也有一个泄漏电阻以确保在失去VH或VL的情况下所有器件都处于非导通或“断开”状态。按照TC4804规范，进入每个光耦合器输入端的电流都被一个1.21K的电阻(R12~R15)限制到大约7mA，该电阻还并联有一个小电容(C19-C22)来加速响应时间。

控制逻辑190包括IC器件U7A、U7B和U6A~D。对控制逻辑190的操作的理解的最好方法是从对它的三个基本操作模式的讨论中得到。在所有模式中，控制逻辑190接收三种输入信号(正常的被调制的输出来自U1-11，反相的被调制的输出来自U1-14及极性检测来自U8A-1)并把它们转变成四种单独的用于控制Q1~Q4的晶体管驱动输出。所以用对应于控制逻辑单元对所接收的三种输入所做的操作的三种模式来讨论本发明是很的用的。然而这并不否定前面基于对应于一个电压波形当它沿时间移动时出现的四个部分的四阶段操作的讨论。三种基本操作模式中的每一种都有两个条件(对它们的讨论也建立了本发明设备和方法的完全四象限操作的本质)。

第一种模式是输入电压的正极性。在输入极性为正期间，U8A为低，因而保持反相器U7B(输出)为高和U7A(输出)为低。U7B为高，则OR门U6B和U6D为高，通过U3开通Q2，通过U5开通Q4。U7A为低，则U6A被来自U1-11的调制器输出控制。R18和C23提供一个导通延迟(上升沿)。关断则不被延迟，因为二极管D14在下降沿旁路了R18。U6A随后通过U2控制Q1。

同时，U7A为低允许U6C被反相的调制器输出U1-14控制。它包括一个相似的，由R19、C24和D13组成的导通延迟电路。两个延迟时间相同且足够阻止Q1和Q2在操作中同时导通。U6C通过U4控制Q3。

正极性操作的两个条件是：1)正输出电流，和2)负输出电流。在正输出电流期间，L1电流在Q1为导通状态时被通过Q1和D2提供。当Q1断开时，L1电流经Q4和D3续流。在Q1断开期间Q3(经过延迟后)导通，但由于其极性所以没有电流流过它；电流流过的是D3。

在负输出电流期间，L1电流受Q3控制，流过Q3和D4。当Q3断开时，L1电流经Q2和D1续流回到输入端。在这段时间里Q1导通，但由于其极性所以没有电流流过它，而是流过D1。

第二种模式是输入电压的负极性。在极性为负期间，U8A为高，保持反相器U7B(输出)为低和U7A(输出)为高。U7A为高，则OR门U6A和U6C为高，所以通过U2导通Q1，通过U4导通Q3。U7B为低，使U6B受来自U1-11的调制器输出控制。R18和C23提供一个导通延迟(上升沿)。由于二极管D14在下降沿旁路R 18，所以断开时没有延迟。U6B随后通过U3控制Q2。

同时，U7B低允许U6D受调制器的反相输出U1-14的控制。它包含一个由R19、C24和D13组成的导通延迟电路192。两个延迟时间相同且足够阻止Q2和Q4在操作期间同时导通。U6D通过U5控制Q4。

负极性操作的两个条件是：1)负输出电流；和2)正输出电流。在负输出电流期间，在Q2为“通”状态时，L1的电流受控流过Q2和D1。当Q2断开时，L1电流经Q3和D4续流。在Q2断开期间Q4(经过延迟)导通，但由于其极性而没有电流流过，这时电流从D4流过。

在正输出电流期间，L1电流受Q4控制，流经Q4和D3。当Q4断开时，L1电流经Q1和D2续流回到输入端。在这段时间Q2导通，但由于其极性而没有电流流过，这时电流从D2流过。

第三种模式是极性转换，它的两个条件是正转换和负转换。在正转换(从负极性到正极性)期间，Q2和Q4按照前面所述的比较器和逻辑状态在转换时刻导通，如前面所解释的，Q1和Q3在负极性期间已经导通，且由于有一个由电阻R16和电容器C25组成的延迟电路在此转换时刻并不立即断开。二极管D11在此转换期间阻止任何导通延迟。

在负转换(从正极性到负极性)期间，Q1和Q3在转换时刻按照前面所描述的比较器和逻辑状态导通。如在前面解释的，Q2和Q4在正极性期间已经导通，并由于有一个由电阻R17和电容器C26组成的延迟电路而在此时刻并不立即断开。二极管D12在转换期间阻止任何导通延迟。

在某些优选实施例中，导通延迟由一个电路构成，该电路中，高输入转换产生一个经预先定好的延迟后的高输出转换，而低输入转换则产生一个立即的(即延迟最小)低输出转换。这最好能用一个由二极管、电阻和电容器的组合来实现，使得当由低到高转换中，电容被通过电阻充电为高电压，经一定量的时间达到驱动OR门的逻辑门限电压，这样就提供了一个延迟，延迟的量可通过对上述二极管、电阻和电容器的值的选择来选择，正如那些精于本技术领域的人将会理解的那样。然后在由高到低的转换时，电阻被二极管旁路，产生一个低阻抗的泄电路径，极大地提高了电容器的泄电速度。由此电容器电压在最短时间内降低，逻辑转换的延迟也就最小。

在某些优选实施例中，断开延迟由一个电路构成，其中低输入转换产生一个经过一个预先定好的延迟之后的低输出转换，而高输入转换则立即(即最小延迟)产生一个高输出转换。这最好也由一个二极管、电阻和电容器的组合构成，使得在由高到低的转换时，电容被通过电阻泄电为低电平，经过一定量的时间后达到驱动OR门的逻辑门限电压，这样就形成了一个延迟，延迟的量也可通过对上述的二极管、电阻和电容器值的选择来选择。随后，在由低到高的转换时，电阻被二极管旁路，产生一个低阻抗充电路经，极大地增加了对电容器的充电速度。由此电容器的电压在最短的时间内升高，逻辑转换的延迟就最小。对于所公布的断开和导通延迟的方法，其任一或二者都可以有大量的替代方法来产生相应的延迟，诸如使用单稳态多谐振荡器、计数器、微控制器等，这些都是那些精于本技术领域的人所能理解的。

对于正或负转换，做为这种逻辑的一个结果，输入电压和输出电压是被即时箝位的，并也被即时有效地与输入/输出返回及相互之间短路。然而尽管这与通常的想法相背，但上述转换逻辑事件全在输入电压波型的一个点上发生，在该点上输入电压瞬时值的绝对值实际上小于输入电压和输入/输出电压返回间的半导体的总电压降(即在所画的电路中约小于4V)。因此在转换期间没有过大的电流输入。输出电压被保持为一个与输入电压成比例的应有的最小值。在功率级130中L1的电流适当地续流，在输入端输出端或任何晶体管或二极管两端都没有过大的尖峰电压。

如上所讨论的，经关断延迟后，转换完成，操作适当地返回到正极性或负极性模式。功率控制器100的全部控制逻辑和操作至此就都定义完了。本控制器全部逻辑受控且在所有模式中和条件下都能平滑地转换。

下表中给出图4所示电路中优选的元件值和/或类型。本列表，连同上述示意图及这里所公布的其他内容，使技师或精于本技术者能做出所公布的电路。本列表所示元件也可用于这里所公布的其他拓扑结构实施例，尽管有某些能为那些精于本技术领域的人所理解的差别。

符号元件值/类型

C1-C 8 .1UF

R30 1.00K

R12-R15 1.21K

D11-D15 1N4448

Q52N3906

Q62N7000

C13-C15 2UF400V

R5-R9 4.99K

R10 5.1 10W

C12，C16-C18 5UF 400V

R31 6.21K

R1-R4，R27-R29 10.0

R16-R21 10.0K

R32 10K

R33 20K

F1，F2 25A

L430UH

C27 47PF

L2，L3 50UH

R11，R25，R26 82K 2W

R22 90.9K

R24 100K

C19-C26 100PF

C9-C11100UF

C28，C29 220PF

L1240UH

R23 453K

C30 4700PF

U7C D4040UB

U6C D4071B

D9，D10HER105

D5-D8 HER305

D1-D4 HFA25BP60

JP1 输入

Q1-Q4 IRGPC50U

U8L M393A

JP2 输出

T1，T2 PE51687

U2-U5 TC4804

U1U C3824

现在参照图5可以对上面参照图4年描述的功能块做进一步的理解。功率控制器100(这里有时也称转换器)的逻辑控制单元190中有四个OR门181~184，它们接收来自极性检测器160和占空因数调制器170的经关断延迟194、195和导通延迟192、193的输出做为输入，这样OR门181、183每个都接收一个来自极性检测器160(反相的)的经延迟194的输出做为第一输入，OR门182、184每个都接收来自极性检测器160的经延迟195的输出做为第一输入。OR门181、182每个都接收来自占空因数调制器170的，经延迟192的输出做为第二输入，OR门183、184每个都接受来自占空因数调制器170的经延迟193的输出做为第二输入。每个OR的输出，经电平移动方框180进行适当的电平移动后，分别控制或驱动四个开关Q1~Q4中的一个(通过其相应的门极)。

最好每一对开关的源极都连在一起，如本图中所示，但在如图9所示的某些另外的实施例中并不必如此，最好每个开关都是一个固态开关装置，带有一个极性与开关相反的并联于该开关源漏极间的二极管，且每开关对中与开关相连的二极管极性相反，如图所示。这些开关最好是晶体管，如图中的Q1~Q4可以是IGBT晶体管。

功率控制器100的本实施例有一个降压调整器型的拓扑结构，但其中有两个彼此串联且最好是彼此极性相反的开关把电感L1连到输入端110上，还有两个彼此串联且最好也是彼此极性相反的开关把电感L1连到返回端101上。

图5中的功率控制器100的降压调整器的通用形式和其他普通调整器形的构形可以更好地从图6a中看出。图6b示出功率控制器100的逐步升高或升压构形。图6c示出功率控制器100的反相调整器的构形。图6d示出功率控制器100的隔离或反馈构形。

做为对本发明的通用性及其潜在的替代通常所用的拓扑结构且除去其弊病的能力的进一步展示，图7给出了相应于图6所示的四种拓扑结构中每一种的“对偶”变换。图7a示出功率控制器100的逐步下降或降压对偶构形。图7b示出功率控制器100的逐步上升或升压对偶构型。图7c示出功率控制器100的反相调整器的对偶构形。图7d示出功率控制器100的隔离反相对偶构形。

如前面较详细讨论过的，在任何输入电压模式或输出电流条件下，功率控制器100的结果输出电压都等于输入电压与调制器占空因数的乘积。正如那些精于本技术领域的人所能理解的，在所公布的电路中，确实有轻微的偏差存在，这是由导通延迟时间，及半导体和电阻上的电压降引起的，但整个波形的纯净度(purity)是好的，尤其是在较高电压时(如230V交流及以上)更是如此。

通过这里所公布的大量替代拓扑结构，本发明的控制器或转换器装置和方法为我们预示出大范围的应用。例如，可以预见由本发明的装置或方法所构成的控制模块可被用于人工操作、功率因数校正及自动功率因数校正，做为通用的供电线路调节器，电动机节电器及谐波抑制器。还有其它用途，如通过标准工业接口诸如4-20mA电流环，及任何其他标准工业接口，如RS232，RS485，IEEE488.2，VXI，0-10V，0-5V，+/-10V，+/-5V及人工操作等，就可以被用于工业过程控制。所预视的功率调整器经适当制造可被用于大范围操作电压和电流的情形，例如从120V交流，1.5KVA到600V交流，200KVA；并且甚至可以超过这个范围。安培数较高时，可把两个或更多本发明的转换器模块并联起来使用，通过一个控制器/变压器的混合可以对较高的电压和电流进行控制。

在本发明的一种优选方法中，最好是四个晶体管开关能单独受控，且被按照输入电压的极性进行不同的调制，这样就可实现一个序列，其中每个开关都只在进入瞬时线输入电压中断开，如图8所示的时序图中的曲线所代表的那样。在图8中，一个理想的线电压被示意性画成一个正弦波，它具有代表过零点的901，902，903(它们是波形线通过零值线的点，并被用垂直虚线强调出来，并且，它们也对应于波形从一种极性转到另一种极性的时间点)。一个脉宽调制信号(PWM)920，其调制能力范围为0％到100％之间(这里所示的是50％)，连同其反相的“反调制”信号921及一个线极性检测器的输出一起被送入如一个这里描述过的那样的逻辑网络。

当线电压(极性)为正时(时间区间为910)，开关Q1被进行脉宽调制(通和断)，每个“通”时间911都相对稍微落后于PWM的上升沿912，以同样方式，Q3被反调制(即与Q1状态的相反，或换句话说，当Q1为通时，Q3为断，反之亦然)。给每个开关的导通都加上了一个小的延迟或死亡时间(用虚线标出)以便避免同时导通，这个时间的量依靠具体所使用的开关的特性来定，那些精于本技术领域的人都会理解。在这个正极性操作阶段期间，Q2和Q4一直保持导通915，916。

当线电压极性为负时(时间区间为930)，Q2被进行脉宽调制，而Q4则被反调制(即状态与Q2相反)。又有一个小的延迟(存在，但未用虚线标出)或死亡时间被加给每个开关的导通以避免同时导通，在这负极性操作阶段期间，Q1和Q3一直保持导通935，936。

在过零点902，903，Q3和Q4的断开延迟941和942(以虚线标出)确保至少一个开关(最好是全部，如这里所画的)保持通，或导通。在这个过零点最好所有开关都同时导通一小段时间(数个微秒级)以便在过零转换期间允许电流在两个方向上连续流动而同时却不在开关上产生尖峰电压；如同我们在前面更加完全地公布的那样。在表1中对全部这些进行了总结。

表1

输入极性	开关状态
	开关状态				Q1	开关Q2	状态Q3	开关Q4
	正	调制	通	调制	Q1	开关Q2	状态Q3	开关Q4	通
负	正	调制	通	调制	通	调制	通	调制	通
负	转换	通	通	通	通	调制	通	调制	通
注：	转换	通	通	通	“调制”与“调制”相反				通

在图30中，实现了控制部分190的一个另一种控制逻辑，它带有加给调制器170的附加控制输入210，表2对此进行了总结。

表2

方式	电压	电流	Q1	Q2	Q3	Q4
方式	电压	电流	Q1	Q2	Q3	Q4	象限I	+	+	模	通	断	通
象限II	+	-	断	通	模	通	象限I	+	+	模	通	断	通
象限II	+	-	断	通	模	通	象限III	-	-	通	模	通	断
象限IV	-	+	通	断	通	模	象限III	-	-	通	模	通	断
象限IV	-	+	通	断	通	模	电压转换(+转-，-转+)	0	X	通	通	通	通
模式转换象限I转II，II转I	+	X	断	通	断	通	电压转换(+转-，-转+)	0	X	通	通	通	通
模式转换象限I转II，II转I	+	X	断	通	断	通	模式转换象限III转IV，IV转III	-	X	通	断	通	断
掉电	+	X	断	通	断	通	模式转换象限III转IV，IV转III	-	X	通	断	通	断
掉电	+	X	断	通	断	通	掉电	-	X	通	断	通	断

其中“调”代表调制(即用PWM，脉频宽调制，或诸如此类的能为那些精于本技术领域的人所知道的方法)；“X”意味着不论电流极性如何；“模式”代表在本控制器操作期间可能发生的不同的操作状态；“电压”代表功率控制器100的输入电压极性(来自极性检测器160)；“0”代表电压转换点；“电流”代表功率控制器100的输出电流极性；Q1，Q2，Q3和Q4是定义那些各自的功率开关的操作的输出。这些开关通过通常用的电平移动电路180与控制逻辑部分190相接。

应当记住，在不同的象限模式中，虽然一种模式转变看来与作为电流状态的“X”时，但电流是一个从逻辑方案得到的希望输出而不是对它的输入。在优选实施例中，转换器100依据输入电压和误差校正电路输出(在调制器170中)来决定自己的象限模式。所以输入电压为正决定要使用的象限为I或II，而负输入电压则决定了要使用的象限为III或IV。至于具体是用象限I还是II，或者III还是IV则依赖于误差校正电路。误差校正电路把输出电压与参考点相比较，并通过误差幅度输出来决定所需的电流流动方向和所需的调制量，以维持转换器的输出调整。

所以，在本发明的这方面的实践中，对任意一种具体的象限或转换，电流都可在任一个方向上流动而不毁坏转换器100。在操作中，上面总结的控制功率开关的逻辑方案驱动电流在正确的方向上流动；转换只是用来提供两种操作模式间受控的不产生破坏的逻辑转换。还应当注意，模式和电压转换都是暂态过程，持续时间在数百个纳秒到数个微秒间，典型值则是微秒级。

在这些实施例中的象限选择大致与在用电动机驱动的船中改变电动机的方向相似。电动机既有方向控制(前向或反向)又有幅度(减速)控制，这分别与象限模式和调制幅度相对应。随后问题就清楚了，为了改变船的电动机方向，或者为了转变转换器的模式，没有必要使它们停下来(使输出电流为零)。

被总结于表2中的本控制逻辑方案有数个益处：

1.它提供了一种真正瞬时的调整器，因为在一个时刻只是一个开关被调制，而其他方案都使用一个开关序列或一系列开关并且在返回到一个改变了的开关状态前，整个序列或系列都得运转。

2.没有死亡时间，这与所公布的某些实施例不同，在那些实施例中，用死亡时间来阻止全部开关同时导通。在本方案中，没有交叉导通的机会，开关动作真正是瞬时的。

3.在较低功率范围内有较低的开关损耗及不连续的导通，因而有较高的效率。

4.不需要缓冲器，因此无缓冲器损耗。

5.它可以利用一种“全通”过零。

6.它向提供提供了真正的四象限操作和双向功率流动。

在图32中，以方框图的形式给出了一个功率控制器100的优选实施例，其中强调了对调制器部分170的输入的细节的变化。正弦波形参考162送入极性开关163，它与输入端110的电压同相，并可由大量已知的源产生。例如可以使用一个相位锁定到输入线的正弦波发生器，或是一个微处理器查询表在某些应用中，输入电压本身经衰减及任选的除谐滤波，也可被使用。由电压极性检测器161检测输入功率级130的输入电压的极性(+或-)。当输入电压为正时，检测器161给所有的极性开关163~165和控制逻辑190输出一个逻辑高状态。当输入电压为负时，检测器161输出一个逻辑低状态。

如果极性开关163-165接收到高逻辑输入，它们就把输入信号直接送到自己的输出端；如果它们收到低逻辑输入，它们就先把输入信号反相，再送到自己的输出端。这种构形优于简单的全波整流块。为了使误差校正器172能给调制器173和174送出合适的信号，所有的参考和误差信号输入都必需与输入到功率级130的电压的的极性相比较。输出电压和电流的暂变和振铃可以暂时地改变极性，但是误差信号绝对不能改变极性状态，否则误差校正器172调整就会放大误差而不是校正它们。

增益控制器171的输入来自极性开关163和正弦波参考162。它是一个可调的改变送给误差校正器172的参考信号的幅度的衰减器。它的输入还来自控制输入210，该输入最好是一个外部输入以决定总的输出电平，正如那些精于本技术领域的人将会理解的那样。在一个优选实施例中，它是一个数字受控的衰减器，但在某些应用中，用一个简单的分压器也就够了。误差校正器172随后把被衰减的参考信号与来自输出端150的输出电压相比较，并可任选地把参考信号与来自任选的电流检测220的输出电流相比较，上述输出电压和电流中任一个或两者都经过一个任选的衰减器230，然后再分别通过极性开关164和165，如上面所描述的那样。误差校正器172随后给调制器173和174送出一个信号，该信号就会使功率控制器100的输出150精确地跟上参考。在一个优选实施例中，这是由单个误差放大器来实现的，尽管使用一个微控制器也可能会是很有好处的，如那些精于本技术领域的人将会理解的。

调制器173和174中的每一个都接收一个来自误差校正器172的信号，并把它转变为数字调制的输出。这通常是以范围为0％到100％PWM的形式来完成的，其频率最好在10kHz～50kHz之间，依应用而定。其他频率和其他调制方法，如脉冲频率调制(PFM)也可使用。在一个优选实施例中，每个调制器都包括一个三角波形发生器和一个比较器。该三角波形被送入上述比较器的负输入端，误差校正器的输出被送入该比较器的正输入端。每个调制器的比较器的输出被送入控制逻辑190。最好是每个调制器都有自己的不同于其他的三角波输入偏置以使调制器能按照误差校正器172的输出产生一个顺序响应。例如，在一个优选实施例中，峰—峰值为2.5V的三角波当它们被送入调制器的比较器时被以相对2.5V的步幅差开。调制器173(对应于Q1，Q2)然后对误差校正器的3.5VDC到6.0VDC的输出做出响应，而调制器174(对应于Q3，Q4)则对误差校正器的1.0VDC到3.5VDC的输出做出响应。另外调制器174的输出最好是反相的。由此，调制器的全部输出响应可如表3所示(其中“1”为通，“0”为断)：

表3

误差校正输出	Q3，Q4调制器输出	Q1，Q2调制器输出
误差校正输出	Q3，Q4调制器输出	Q1，Q2调制器输出	0.0V到1.0V	1	0
1.0V到3.5V	调制	0	0.0V到1.0V	1	0
1.0V到3.5V	调制	0	3.5V到6.0V	0	调制
＞6.0V	0	1	3.5V到6.0V	0	调制

极性检测器161和调制器的输出被送入控制逻辑190，它所输出的驱动功率晶体管的信号如表2或4。任选的电流检测220是为了过流保护或为了调整送到负载的电流。它最好是一个变流器，但也可以由一个隔离放大器、霍尔效应传感器或其他为那些精于本技术领域的人所熟知的方法来实现。衰减器230最好是一个简单的电阻性分压器。

当本发明的功率转换器只驱动非电抗性负载(即：只在I、III象限)时，最好使用一种简单的逻辑方案，如表4中总结的那样。

表4

方式	电压	电流	Q1	Q2	Q3	Q4
方式	电压	电流	Q1	Q2	Q3	Q4	象限I	+	+	模	通	断	通
象限III	-	-	通	模	通	断	象限I	+	+	模	通	断	通
象限III	-	-	通	模	通	断	电压转换	0	X	通	通	通	通

图33给出了一个本发明的高电压调整器1000的实施例，它包括两个本发明的功率转换器1001和1002及一个变压器1050。从交流源来的输入电压被送到VIN(高)1090和VIN(低)1020。VIN(高)1090和VIN(低1020)与变压器1050的初级线圈1051相连，且VIN(高)1090还与控制器1001的输出1061相连。控制器1002的输出1062与VOUT(高)1030相连，同时VIN(低)1020直接与VOUT(低)1040相连。

两个控制器都把次级线圈1052做为它们的电压源，并且每个控制器都是单独受控的，这样两个控制器的输出电压的差就被带上正负号加到在VIN(高)1090的输入电压上，。例如，如果输入电压是10,000V交流，次级线圈为500V交流，后者在本发明的操作范围内，当没有调整需要时，两个控制器都被控制得保持输出电压为零，由于两个控制器的输出之差由此也为零，所以输入电压被传给VOUT(高)1030输出而没有任何改变。当两个控制器的输出都被调制到某个相同的非零电压值时，则二者的差也为零，只是功率在控制器自身中没被有效地利用。如果控制器1002经调制后其输出电压相对于它的返回端来讲是增大了，且如果控制器1001被控制使其输出电压为零，则一个等于二个控制器的输出电压的差的交流电压就能加到VIN(高)1090上，并被送到VOUT(高)1030。这个输出相加和一般是从从0V交流到500V交流可调。

为了得到一个类似的连续可调的对VIN(高)1090的相减电压，对控制器1001和1002调制正好与上面所述相反，这样1001有增加的输出而1002保持为零。通过这种方式，对于本例，电压可以从大约9500V交流连续地改变到10,500V交流(10kV交流-500V交流到10KV交流+500V交流)，总的高电压调整范围为+/-5％。

图34中给出了一个范围扩大的高电压交流调整器1080。扩大的范围(例如超过与图33中的实施例相关的范围)是通过增加另一个次级线圈1053和另一对功率控制器1003和1004来实现的。如图所示这两对控制器是彼此串联的(输出1062与输出1063相连)，每一对的输出都简单地彼此相加并被加到VIN(高)1090上。以这种方式使用的控制器对的数量还可以增加以便得到任何特殊需要的调整范围(在上述例子中，每对增加500V交流的范围)。在这种多对实施例中，可任选地使用普通的故障检测电路，以便能确保只把出故障的控制器对去掉，而那些仍能操作的对还能提供最大的调整范围。

图35给出了与图34的单相实施例相对应的三相delta高电压调节器1110的实施例。三个变压器961、962、963把它们各自的初级线圈分别与各相输入电压971、972、973相连。图中画的是三个单独的变压器，尽管也可只用一个通常所用的三相变压器。每个变压器的初级线圈都有两个相应的次级线圈，以便如前面对图33和34的描述那样从输入电压中加、减电压。

正如通常所期望的，使这样一个系统的输出能保持与输入同相，尤其是当把本电路用于实际应用时，每一相都被两个功率控制器对来修改。例如，为了调整A相，电压通过控制器1001和1002(delta相C-A)及控制器1007和1008(delta相A-B)送到相A的输出981。以相似的方式，相B通过控制器1005和1006(delta相A-B)及控制器1011和1012(delta B-C)送到相B的输出982，而相C通过控制器1009和1010(delta相B-C)及控制器1003和1004(delta相C-A)送到相C的输出983。请把本实施例与图31所示的其它三相delta功率控制器相比较。

图9给出了本发明的功率转换器的另外实施例。它特别适于较高功率(100A及以上)应用。它在许多方面都与图5所示的实施例相同，只是对开关Q1-Q4及开关二极管的布局有所不同。Q1-Q4与前面一样是单独受控的(逻辑控制信号直接加到每个开关的门极上，没有两个门极是连在一起的或是从相同的逻辑控制元件接受控制)，但各开关对(即Q1-Q2)的开关源极不是象在图5的实施例中那样直接连在一起的。二极管D1-D4位置也不同，不是简单地跨接在开关的源、漏极间。附加的二极管D5-D8相对来讲小且便宜，本设计增加它们是为了当开关断开时帮助对它们进行旁路。但使用MOSFET开关(而不是优选的IGBT开关)时，就没必要使用它们。

在一个功率因数校正应用中，本发明的转换器电路可做为功率线与一个PFC电容器及/或电抗器间的接口。如果线上的功率因数，或相位延迟被测量，并随后把结果送入一个适当的误差放大器，这样的设计对那些精于本技术领域的人来讲是很容易得到的，则本功率控制器及控制电路将自动校正线上的功率因数，甚至能达到PF为1，而响应时间只是0.1秒。

图10给出一个这样的自动功率因数校正器600，它包括一个功率控制器100和功率因数校正电容器630及控制电路。本拓扑结构尤其适用于校正因使用电动机和变压器而产生线上的落后功率因数。

自动功率因数校正器600的操作是基于添加了一个与要校正的滞后性负载相并联的可变超前负载来进行的。这两个负载互相抵消，因而产生了一个为1的功率因数。这可通过以下办法实现，即改变控制器100送给PFC电容器630的输出，这样这个改变的输出电压随后又改变输出到电容器630的电流，这样就把一个可变的容性负载耦合给功率线。通过添加一个与负载串联的电流传感器641就可实现自动校正。一个从电流传感器641来的电流检测信号671被与一个电压信号672相比较以在相位延迟检测器620中检测相位延迟(并由此检测功率因数)。一个相位误差放大器650接收这个相位延迟信息673并通过功率控制器100的调制器170来调整该功率控制器以便改变耦合的电容量，这样就使相位延迟最小化(使PF趋于1)。这个环路最好有一个20HZ或更小的带宽。(在本图中功率控制器被画成一个虚线框，而其调制器170被画得似乎是单独的一样以便强调其功能)。

在本功率系统中，PFC电容器可能与其他元件发生谐振。为了限制或消除这种可能性，可任选地在控制器100的输出与PFC电容器630间以串联方式接入一个电流传感器642。正如那些精于本技术领域的人将理解的，在电流传感器642中，线源的基本线频率已被滤掉，只剩了谐波电流信息。包含这个谐波信息的电流检测信号674随后被送入一个谐波误差放大器660(数个kHZ带宽)，它再随后调整功率控制器100的调制器170以便保持电容器电流的正弦性(无谐波)。所以功率控制器100既响应来自相位误差放大器650的慢信号，又响应来自谐波误差放大器660的快信号。其结果是产生了一个具有连续可变能力的自动功率因数校正器600，且它不易与配电系统中的其他元件发生谐振。

这个被公布的PFC方法和装置也可构形成用于效负载平衡的三相PFC，如图11中所示，这可通过使用两个功率控制器单元100a和100b，三个功率因数校正(PFC)电容器630ab，630交流，630bc来实现。在本实施例中，功率控制器100a最好并联在第一交流线(A)和第三交流线(C)之间，功率控制器100b并联在第二交流线(B)和第三交流线间。电容器630交流最好连在控制器100a的输出和交流线(C)间，电容器630bc连在功率控制器100b的输出端与交流线(C)间，电容器630ab连在功率控制100a的输出端和功率控制器100b输出端间。

图12示出了一个用于控制三相感应电动机612的电路构形，作为另一种PFC校正方法，它是当电动机612未工作在满负荷时，由通过控制器100a，100b降低电动机的端电压来实现的。功率控制器100a串联在线1中，功率控制器100b串联在线3中。两个控制器都返回到线2。功率控制器100a和100b单独调制和独立受控，为感应电动机612产生了最优的功率转换及控制，同时也优化了三相线系统的功率质量。

本发明的功率控制器100还适用于与简单元件组合构成一个完全可调(还可任选为自动可调)的元件，诸如电容器、电感、电阻等，例如图13、14和15中所示的元件。

图31中以方框图的形式示出了一个三相delta功率调节器。它是由三个本发明的功率控制器及三个变压器构成一个组合，其整体实现一个控制delta形连线的三相输入的输出电压的电路。每个功率控制器都连在二个不同的相间，每个控制器都驱动一个改变两个不同相间电压的变压器。换言之，每一相都受到两个的转换器/变压器组合的作用。

做为一个说明性的例子，请看图31中相AIN971。功率控制器992连在相B及相A间且驱动变压器962。功率控制器991连在相A与相C间且驱动变压器961。变压器962的初级线圈返回端连接相AIN971，变压器962的自耦抽头被连到变压器961的浮地线圈上。变压器961的浮地线圈的输出被送到输出端相AOUT981。

现在，在正常操作条件下，所有控制器的输出都从零电压开始。在这种模式中，相A经变压器962和变压器961而未变。然后，当功率控制991和992增加它们的输出时，相A开始被改变了。来自功率控制器992的增加的输出电压通过变压器962把变压器962的输出抽头向接近B相移动。相似地，功率控制器991的输出电压的等量的增加经过变压器961把相AOUT981向着相C移动一个相等的距离。这两个矢量的合成结果是相AOUT981在幅度上减少了，但仍与相AIN921同相。

对相B和相C的类似效果将可被理解，这样其整体效果就是一个与输入电压同心同相的可调delta电压源，如果控制器是独立受调的，则输入相角的不规则也可被补偿，这就减少了三相电动机和变压器中的电压不平衡损耗。

对于从无输出电压到全输出电压的操作，每个变压器的初级线圈与其自耦合抽头及浮地线圈的匝数比为3∶1∶1。超过这个数(诸如6∶1∶1)将会产生较小的可调电压范围，但可减少对每个功率控制器输出电流需求。

在另一个实施例中，三个功率控制器中的每一个都与一个不同的输入相连接，并提供一个介于输入电压(即：在IN与RETURN间)的0％到100％的输出电压。每个输出都驱动它们自己的变压器的初级线圈，每个这样的变压器都有一个连到一个相邻相变压器的辅助线圈的自耦合抽头。上述辅助线圈的输出随后就成为那个变压器相的受到调节的输出。

对于输出的从0到全输入电压的全范围，变压器的匝数比为：

N(初级)＝3N(抽头)＝3N(辅助)

其中N(初级)是从功率控制器的输出到其返回端间的总匝数，包括抽头线圈中的匝数。

只要抽头线圈和辅助线圈的匝数相等，通过改变变压器的匝数比，是有可能得到不同的操作范围的。当所有功率调整的输出电压都为最小时，本实施例输出电压达到最大(接近输入电压)，这一点是容易理解的。相反，当所有功率控制器的输出电压都达到最大时，本实施例的输出电压却最小。

一般说，最好是在输出电压都相等的条件下对三个控制器进行操作；然而由于它们有可能都是单独受控的，所以本调节器就可能被用于补偿输入电压不平衡。

图13给出了一个可调电容510。功率控制器100改变耦合到输入与返回端间的电容C1的电容量。所耦合的电容量的范围是从0到C1的额定值。它的典型应用是频率及幅度特性可变的可调功率线滤波器，及谐波电流陷阱和抑制器的可调元件。见下面对图24和25的讨论。

图14给出了一个可调电感520，通过控制器100，其被耦合的电感量可在L1的额定值到无穷(理论上)间变化。其应用是那些上述应用中的可变电容器的互补的元件。应当注意，当占空因数为D，电感额定值为L时，被耦合的电感量由下式给出。

Lrefl＝L/D²

图16给出了一个可变电阻530，在控制器100的作用下，其阻值在R1到无穷(理论上)大间可调。本拓扑结构的应用包括电动机控制，功率线滤波器中的可变阻尼元件及为测试电气设备用的可变交流/DC功率负载(这些电气设备如变压器、发电机、交流电源、反相器、配电系统等)。

图15给出了一个带有控制器100的可调谐波抑制器(并联滤波器)550。电感L1连接在控制器100的输出端与返回端间，同时电容器C1连接在控制器100的输出与输入端间。当控制器100的占空因数增加时，被耦合的电容量和电感量都下降。结果就产生了一个谐振点(凹口)可在一个很宽的频率范围内调整的并联LC滤波器。它可应用于功率线谐波电压和电流抑制。例如，可把本单元串联入功率线，其谐振点调在一个想要抑制的谐波频率上。当系统负载改变时，可通过人工或自动的适当再调整，达到性能最优。

图17给出了一个可在有限范围内调整输出电压的交流功率调节器700。本构形所使用的功率控制器的电压可以低于其他对一个大电压范围进行操作时所需的功率控制器的电压。

输入电压被送入一个自耦合变压器702，它有两个输出抽头704，706。下面的抽头706安排为所欲的最低电压降，而上面的抽头704设为最高的电压升。功率控制器100连在这两个抽头间，可连续地改变两个抽头间的电压间连续改变输出电压。调节器变换器700因此就可被或者用为输入电压变化时的一个恒定输出电压调整器，或者用为一个把恒定输入电压转为变化的输出电压的装置。

在使用本构形时，如果所需的输出变化范围为+/-20％，则功率控制器100只需承受输入电压的40％。这样就可使可得到的半导体器件能调整比不用自耦合变压器702的功率控制器所能调的电压高得多的电压。在低压电路(如120V交流)中，本构形允许使用便宜的低压(＜100VDC)半导体器件，从而比其他线路调节方法有巨大的成本益处。

图18给出了一个隔离输出交流功率调节器710，它具有功率控制器100和三部分磁耦合结构720。这个拓扑结构提供了隔离的在一个有限的输出范围内可调的输出电压，同时也提供了从输入到输出端的电流隔离。

磁结构720包括3个芯，它们的每端都耦合在一起。每个芯都分别有相应的线圈722A，722B，722C。每个线圈的匝数分别为N_A，N_B，N_C。为了工作在芯的磁饱和限制以内，加给线圈的电压V符合以下公式：

V_A/N_A+V_B/N_B+V_C/N_C＝0

同时，相应的电流公式为：

I_AN_A＝I_BN_B＝I_CN_C

在本隔离输出交流功率调节器中，输入电压被直接加在线圈722A两端。功率控制器100接收同样的输入电压，并给线圈722B两端加上一个可变电压(722B的匝数为N_B)，这个值与所要的输出电压调整范围的最大量相对应。输出线圈722C的电压可以由下式得出：

V_出/N_C＝-V_入/N_A-V_控制器/N_B

对于本拓扑结构，当输出调整范围减小时，NB可以远大于NA。这样对于一个给定的总调节器710的输出电流(及功率)，功率控制器100的输出电流就可减少，在需要的范围内，线调整就可由一个相对小的功率调整器100来实现。因而，成本下降，效率提高，且可调整的功率范围比只把一个功率控制器与一个标准隔离变压器相级联的构形的调整范围大。本构形的应用预计可能是线路电压调整、数据处理、电信及医疗设备。

图19给出一个高电压输入交流功率调节器730。本电路系统大致与上述图18中的相同，只是功率控制器100压低于系统输入电压的电压下工作。线圈722A自身有抽头724，实际上构成一个控制器100所用的降压自耦变压器。抽头电压按功率控制器100的极限输入电压来选择。所有其他说明和操作都与上面相同。

本拓扑结构所能调整的电压比在直接调整中被使用的通常的功率半导体器件所能调整的电压高得多。做为一个例子，输入电压可高达13,200V，但调整只需由标准半导体器件(其额定值如1200V或1700V)实现。预计会应用于受调整的配电变压器如那些把电压降到120/240V交流，以便为居民和商业顾客所用的变压器。

图20给出了一个交流混合功率调节器740，它与前面所公布的交流功率调节器700相似，只是它可把输入电压连到自耦变压器742的不同抽头746a～d上。输出调整通常分两步实现。第一步是从自耦变压器742的抽头746a、b、c、d中选出适当的一个，并把它连到输入电压。这个抽头要选得使功率控制器100的输入748高于所要的输出电压，而其返回端则低于所要电压。连接最好用晶体闸流管开关746a～d且以一种与通常的抽头开关线调节器的连接相同的方式来实现。

第二步包括对控制器100进行调制使之提供一个可调的能连续地在控制器的输入端电压与返回端电压间变化的输出电压。通过这两步，有可能实现当输入电压的范围很大时对输出电压进行精确调整。本电路拓扑允许功率控制器100在一个较小的电压范围内操作，这样，对某给定的输出电压，就可使用电压较低的功率控制元件。同时，保持了输出连续可调能力，提供了比通常功率调节器更佳的调节能力。

图21给出了一个混合隔离交流功率调节器750，它与上面公布的高电压输入交流功率调节器730相似，尤其是它也使用了一个三部分磁性结构720和功率控制器100，但它对线圈722A增加了抽头选择能力。抽头的连接最好是通过晶体闸流管开关744a～c把输入电压连到线圈722A的合适的抽头746a～c上来实现。抽头的选择使得输出电压能经过离散的一步或多步而得到粗略的调整。细调是通过改变功率控制器100的输出进而改变线圈722B的电压来实现的。

由于本发明的这个实施例中有抽头选择能力，功率控制器100就只需对比起在其他实践或应用中所调整范围小得多的范围进行调整，并且由控制器100传给变压器的功率的量就降低了。这就使得或者功率控制器的尺寸降低，或者功率控制器的尺寸一定时增加本调节系统的输出能力。

用22示意性地画出了一个本发明的优选交流电压调整器。这个电路使用两个驱动变压器310的初级线圈311的相对两端的功率控制器100a和100b。次级线圈312与输入线(高)相串联。

调整器300的功能通过用次级线圈312对输入电压进行加或减来实现。加和减又通过对控制器100a和100b的输出进行单独调制来控制。共有三种操作模式。

在模式1中，两控制器的输出电压都为零。变压器的初线线圈311的电压由此也被箝位为零，同时允许电流流过次级线圈312(因变压器的耦合，在初级线圈中也有电流流过)。零初级线圈电压导致零次级线圈电压，从而输入电压从输入端到输出端保持既不加也不减。

在模式2中，控制器100a的输出增加，超过了控制器100b的输出(最好是保持最小)。在本模式中，一个可变的电压量从控制器100a加到了初级线圈311上，进而给输入电压加了一个与之成比例的(取决于初、次级线圈间的匝数比)电压，输出电压因之也有效地增加了。

在模式3中，控制器100b的输出增加超过了控制器100a的输出(现在它最好是最小)。在本模式中，一个可变的电压从控制器100b加到了初级线圈311上，进而从输入电压中减去了一个成比例(取决于初、次级线圈间的匝数比)的电压，输出电压因之也有效地下降了。

工业级(460V交流)的电压调整器需要+/-10％的调整能力。这将意味着在一个优选电路中，变压器的匝数比(初、次级线圈间匝数之比)近似于10∶1。运用本电路和通常的功率半导体器件技术，在每相超过1MW的功率水平上，是有可能进行调整的。

图23示意性地给出了本发明的优选隔离交流电压调整器320。预计，隔离交流电压调整器320是利用公用配电电压，为居民、商业及工业应用提供被隔离和受调整的低电压输出。

在操作中，输入电压被加到输入线圈331上，并由此其大部分被传递到输出线圈333上。两功率控制器100a和100b与这里所公布的一致，从线圈331上一个较低的电压抽头335提出自己的输入。控制器100a和100b被用来驱动中间线圈332，该线圈的匝数最好能是线圈331的数倍。输出线圈333有普通的中性抽头338。

这两个功率控制器操作在与图22中描述的设备中的三种模式基本相同的模式中。整体上，这两个控制器提供要传递给线圈333的总电压的一小部分以便有效地调节输出电压，使之从名义值上升或下降，或被箝位在名文值。该电路的益处有：在整个调整范围内幅度都连续可调，且没有会被用坏的机械接点。

图24示意性地给出了一个本发明的可调的并联谐波滤波400的实施例。可调的并联谐波滤波器400是一个把本发明的功率控制器100用做一种可调电容器的系统，对此前面已有详细说明。PFC电容器430连于功率控制器100的输出端与负载410的下端间。电感420连于输入高端与控制器100的输入端间。功率控制器100与负载410并联。

预计，滤波系统400可被用为一个谐波电流陷阱，优点是其谐振频率连续可调。由于有连续可调能力，所以可调的并联谐波滤波器400可被精细地调谐，以便获得更好的性能及更减少与功率线上其他元件发生的谐振。它还随时可被再调整以适应电气系统中线路及负载条件的变化。

图25示意性地给出了一本发明的可调串联谐波抑制器450的实施例。可调串联谐波抑制器450是一个应用了结合图15所讨论的可调谐波抑制器550的系统，其功能是一种可调的并联LC网络。电感420连于功率控制器100的输入端与输出端间，而PFC电容器430则连于功率控制器100的输出端与负载410的上端间。功率控制器100与负载410串联。可选的滤波器460与负载410并联。

预计，可调串联谐波抑制器450可用来有选择地抑制系统中的任何谐波电流使之不能流回电源。可调串联谐波抑制器450可任选地通过一个附加的并联滤波器460来吸收(或分流)任何抑制的谐波电流。出于与可调并联谐波滤波器400相同的原因，可调串联谐波抑制器450可被精细调谐以便优化性能和适应功率配电条件的改变。

对本发明的功率控制器的实施例的原型机的初步测试的结果是令人鼓舞的。在一个对本发明的功率因数校正器的实施例的测试中，对一台一马力水泵(空转、最小负载、最大负载)，一台窗扇(低、中、高速)和一台径向手锯(空转)进行了测式，首先不进行任何功率因数校正，对输入电流进行测试，同时记录PF。然后用本发明的校正器进行PF校正再测试输入电流并记录PF。结果被总结于表5。所有测试都用的是120V交流，60ZH。

表5

测试单元	输入电流(无PFC)	功率因数	输入电流(带PFC)	功率因数	注
测试单元	输入电流(无PFC)	功率因数	输入电流(带PFC)	功率因数	注	1HP泵	10.74A	.365	5.31A	.950	空操作
″	14.16A	.782	11.68A	.986	泵，最小负载	1HP泵	10.74A	.365	5.31A	.950	空操作
″	14.16A	.782	11.68A	.986	泵，最小负载	″	15.10A	.853	13.72A	990	泵，最大负载
窗扇		.649		.988	低	″	15.10A	.853	13.72A	990	泵，最大负载
窗扇		.649		.988	低	″		.690		.986	中
″		.694		.985	高	″		.690		.986	中
″		.694		.985	高	径向锯	7.41A	.281	3.15A	.845	运行，空闲

这些结果在提供了很好的数字的同时，也表明了适当处理PFC电容器与寄生的系统电感之间所发生的谐振的重要性。这个问题的存在是众所周知的。许多通常的PFC系统的制造厂商都使用了一种精密的、昂贵的任选谐波“陷阱”阵列，而且这种阵列需根据具体应用专门设计。被动阻尼，正如那些精于本技术领域的人将会理解的，在某种程度上可被装入一个系统以便减少谐波电流。但我们所首选的主动阻尼能产生更好的PFC效果，且效率提高，成本下降。在主动阻尼中，小信号控制电路被用来控制改变与谐波相反的PWM的占空因数使得控制器能抑制该谐波，并产生更高的PF。预计它也会同样好地减少公用服务供电系统中的谐振。

第二轮测试是对一个空转的1HP电动机进行的，以便测试和说明本发明的带有主动阻尼能力的功率因数调整器的PFC效率。图26a是一个示波器打印输出，它表示的是上述空转的1HP电动机的线电流波形。输入电压为120V交流。在本测试中，所记录的PF低于0.4，输入电流为10.7ARMS。波形有轻微的失真。在图26系列中，测试时的示波器公共设置为：自动沿触发；沿；源＝1；电平＝875.000m V；截止时间＝14.000m S。

图26b是一个示波器打印结果，它表明本发明的原型机的PFC效果，但不加任何阻尼。输入电流基本上被减小到4.8ARMS。在9次谐波上显著的振荡和电流吸收可以被看到。图26C是一个示波器打印结果，它显示给电路加上一个被动(且消耗功率)阻尼器后的结果。输入电流降到4.6ARMS，振荡有些减少。

图26d是一个示波器打印结果，它显示去掉了被动阻尼，并使用有自带主动阻尼电路的PFC原型机后的结果。可以看到振荡已被去掉(在本屏幕的踪线中仍有过零处的低频干扰，这是由误差放大器中的极性转换引起的)。波形中还有某些失真，我们认为这是存在于原始电动机电流波形上的未校正失真。输入电流降到4.3ARMS，甚至比加上被动阻尼还低。

图26e是一个示波器打印输出，它是为了对主动和被动阻尼的效果进行比较的。在大多数方面，它都与前一个结果相同，但当输入电流增大到4.5ARMS时，被动阻尼器明显地消耗较大功率，而与单独使用主动阻尼相比，它对波形并无多大改进。

可以预计在工业应用中的更普遍的比这更高的电压的条件下，测试结果会比这些更好。这些测试是在120V交流下进行的，此时IGBT和二极管的电压降从百分比的损耗角度上讲是比在高压下更大的。而且在240V交流和480V交流时，每kVAR的转换器损耗会更小。其次，这些测试不是在有很糟糕的谐振背景下进行的。；在其“净化”(指理想的正弦波)功率要小得多的一个工厂中，多个电动机与PFC的谐振联合起来常会使保险烧断和PFC电容器毁坏。所以对这里所说明的这种PFC就会有更加大得多的需求了。

我们还做了另一个测试，以便对通常的SCR功率控制装置与本发明的功率控制器(有时在表和图中也写为“MPC”)进行比较。图27是关于SCR性能与一个本发明的功率控制器的原型机的性能相比较的结果的数据的表。一个按照本发明的功率控制器的原型运行于“降压”模式，在120V交流RMS条件下其范围是从100％到0％。对kW效率和KVA效率都进行记录，还记录了输入和输出的kW，kVA，PF及％THD-rmsA。SCR装置也运行于同样的范围。结果被总结于表中，并且通过读这张表，就可看出数据至少在若干方面的趋势。SCR在从100％到0％的全范围内保持高度有效，而MPC在50％时衰减，当低于20％则急剧下降，MPC能保持高输入PF直到一个得多的电压(在40％时仍为0.89；而SCR在85％左右就低于0.9了)，并保持近似1的输出PF直到低于10％。相似的，MPC在全范围内能保持较低的输入和输出电流，且在输入输出两端％THD都非常低。

图28是通常的功率控制装置与本发明的功率控制器相比的相对效率曲线图。图29是通常的功率控制装置与本发明的功率控制器相比的相对谐波和功率因数(对电阻负载)的曲线图。对两个曲线图的研究表明：虽组SCR的记录效率保持于图28曲线图的顶部，但在图29所示的PF和％THD性能都最坏。在图28中，很明显MPC的KW效率在100％至60％范围内与SCR的非常接近(大于90％)，且在100％至20％范围内超过反相器和线性电源的效率。总之，MPC比起通常的装置来有好的效率，好的功率因数及卓越的谐波性能(THD＜1％)。

关于上面为了实现本公开的目的所述的元件选择及装配方法，除了这里已专门详细规定和说明的之外，这些元件的工作方式与规范和它们被制造或装配或使用的方式，不论是互相结合使用还是与本发明中其他元件的结合使用，我们相信都在那些精于本技术领域的人的知识范围内。这里叙述它们就偏离本公布的主题了。所以这里我们没有必要重复那些已为专家们所知的东西。

工业上的可应用性

一个以高频(＞10KHZ)和利用开关模式功率转换技术实现的变电器，比起已有的电路来具有极大的优点，包括：输出高、尺寸小、重量轻、成本低、效率高、寂静的电操作性好及可靠性好。

从广泛的观点看，本发明的最大市场是关于电功率质量产品和电能节约产品的。目前已涉及到本发明的应用中至少一半是关于提高电动机和/或由电动机驱动的设备的用电效率，或是净化由上述二者引起的电源“污染”问题的。据爱迪生电气研究所(Edison Electric Institute)报告，仅在美国就有十亿台电动机，它们用去了美国总消耗的电能的将近一半。

按照法律，本发明的结构特征以具体或不太具体的语言进行了描述。然而，人们将会理解，本发明并不限于所揭示的特定特征，因为这里所示的方法和结构只是实现本发明的优选形式。所以对本发明的在后附的权利要求的合法有效的范围内的任何形式或改动都请求专利权，请根据相应部分的条款正确理解。

Claims

1.一个功率控制器，它有基于输入电压和误差电路输出的四种象限模式，其中此正输入电压将决定象限I或象限II将被使用；负输入电压将决定象限III或象限IV将被使用；其中选择象限I还是象限II或象限III还是象限IV则决定于误差电路。

2.按照权利要求1的功率控制器，其中为了维持控制器的输出调整，误差电路把输出电压与一个参考电压相比，并用一个误差幅度输出来决定所需的电流流动方向和所需的调制量。

3.按照权利要求2的功率控制器，还包括一个跨接在该控制器的输出端和返回端之间的电容器，由此该控制器和该电容器组成的组合在功能上就是一可变电容器。

4.按照权利要求2的功率控制器，还包括一个跨接在该控制器的输出端与返回端之间的电感，由此由该控制器和该电感组成的组合在功能上就是一个可变电感。