CN1457556A - 用于无线接收机的直流偏移校正方案 - Google Patents

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Abstract

DC偏移校正电路(68)用于在接收机(50)内提供DC偏移校正，所述接收机用于接收和处理在无线通信系统(30)中的射频信号(28)。所述DC偏移校正电路(68)包括用于使所述数字信号(80)移动一可编程量的反馈环(88)；连接所述反馈环(88)的粗DC偏移校正路径(104)，用于执行粗DC偏移校正。

Description

用于无线接收机的直流偏移校正方案
技术领域
本发明一般涉及电子线路，尤其涉及直流(DC)校正电路。
背景技术
当今的产品设计者们正面对接连不断的制造越来越小而功能又越来越复杂和强大的电子通信器件挑战。为了获得更小的尺寸和更强大的性能，无线电路结构中会经常使用直接变换和VLIF(甚低中频)接收机电路。
用于直接变换或甚低中频接收机的前向增益路径具有足够的功率和/或电压增益。前向增益路径中的放大器具有在输出级被放大了的来自于各自差动输入级，镜像电流等的一些静态或直流(DC)偏移。这个DC偏移进行自我放大，逐渐降低前向增益路径中从射频(RF)前端到解调器后端信号的动态范围。因此DC偏移方案应能保证前向增益通道中每个功能块保持最佳信号动态范围。做不到这一点会导致在一个或更多前向增益路径功能块中限幅输入信号，因此产生严重的带内谐波失真。
DC偏移校正环路被看作直接变换接收机中的必备要求。传统上，采用连续时间(CT)模拟DC偏移校正环路。图1中示出在无线通信系统中使用C.T.模拟DC偏移校正环路的传统接收机10。传统接收机10包括天线12，预选器13，射频(RF)放大器14，射频(RF)混频器16，中频滤波器(IF)18，中频放大器20，中频混频器22，低通滤波器24，和模拟DC直流偏移电路26。
传统接收机10使用天线12接收来自无线通信系统30的数字格式或模拟格式的射频(RF)信号28。预选器13过滤收到的RF信号28并将其传送到RF放大器14。RF放大器14再放大射频信号28并传送出放大的射频信号32。RF混频器16与本地振荡器36连接用于产生可以是例如，甚低IF信号或零中频(ZERO-IF)的，中频信号34。IF信号34的是射频信号和本地振荡器信号之间的分隔频率。滤波器18产生被滤波的IF信号38兵取出IF信号34的寄生分量以改善接收机的选择性并减少邻道干扰。
与滤波器18相连的中频(IF)放大器20用于放大被滤波的IF信号38，并产生放大的IF信号40。IF混频器22再使用参考频率42将放大的IF信号40混频至基频以产生基带信号44。IF滤波器24滤波基带信号44产生输出信号46。输出信号46被传送到后端48进行进一步，比如解调处理。模拟DC偏移电路26连接在后端48和IF混频器22之间由于输出信号46的模拟校正。
使用如图1的传统接收机的模拟逼近，在宽带宽的模式下可以很快地校正偏移，但是模拟校正电路本身必须非常精确。如果校正系统由于偏移量超出了校正范围或由于存在过多的基带增益而进入到非线性状态，校正转换速率将受到限制，并可能不满足环路的校正周期时间。进而，环路分析证明这种CT..连续时间模拟DC偏移环路在前向路径中产生高通响应，其中，高通拐点位于几十至几百赫兹的范围。如果校正环路的带宽太大，例如在调频语音应用中大于30赫兹(Hz)，会产生跟踪输入信号(所不希望的)趋势。然而如果消除他，又会相应地降低前向增益通道信号中的动态范围和限幅。对于直接变换接收机来说，这个高通拐点在所希望的信号带宽中产生导致有限位出错率(BER)平面的“HOLE”。在甚低中频(VLIF)接收机应用中，环路校正带宽可以被做得大得多，只要信息带宽的较低那一半大于0赫兹。例如，在用于移动通信(GSM)兼容集成电路的VLIF全球系统中，环路校正带宽典型地为10千赫兹(kHz)到190kHz。然而，在DC偏移校正环路的模拟分量中的偏差产生泄漏到前向增益路径中的失真，也会导致无线性能的下降。在模拟方法中的这些问题已使得工程师们考虑数字方案。
数字方案提供大量的优于模拟方案的好处。这些好处包括精确的重复性，环路带宽调整容易，和与温度、过程和电压变化无关的性能。数字方案还能够用于完成环路动态，开始和结束时间，起始条件的控制。
所需要的是以有效的、造价低的方式消除粗的和精确的DC偏移的数字校正技术。
附图说明
图1为使用模拟DC偏移校正环路的传统接收机的方框图；
图2为使用DC偏移校正电路的接收机的功能框图；
图3示出图2中根据本发明的DC偏移校正电路的硬件结构的一个实施例；
图4到图9示出图3中DC偏移校正电路的对应于几个可编程高通滤波器拐点(corner)的频率响应；
图10为流程图，示出使用图3中的DC偏移校正电路的图2中接收机的冷启动预热(cold start warm-up)过程；
图11流程图，示出使用图3中的DC偏移校正电路的图2中接收机的的普通模式下热启动过程。
具体实施方式
参见图2，示出了根据本发明的接收机50的运行功能方框图。接收机50包括接收机天线52，射频(RF)前端54和基带后端56。
接收机50使用接收天线52接收以数字格式或模拟格式从无线通信系统30发送的射频(RF)信号28。与接收机天线52耦接的是射频前端54。射频前端54优选地包括接收机射频(RF)放大器58，接收机射频(RF)混频器60，接收机本地振荡器62，和接收机中频(IF)放大器64。RF放大器58在RF信号28的频带内选择所需部分，然后放大所需部分，于是产生所需信号72。RF混频器60与RF放大器58的输出连接同时与接收机本地振荡器62的输出连接。RF混频器60使用接收机本地振荡器62产生的本地振荡信号76将所需信号72变换成基带信号74。接收机IF放大器64与RF混频器60的输出连接并接收基带信号74。接收机IF放大器64提供可编程IF增益以放大基带信号74，于是产生IF放大输出78。
IF放大输出信号78是基带后端56的输入信号。基带后端56优选地包括混叠消除滤波器65，模拟数字(A/D)转换器66，DC偏移校正电路68，和数字模拟(D/A)转换器70。混叠消除滤波器65与接收机IF放大器64的输出相连并接收IF放大输出78。混叠消除滤波器65优选地是可提供衰减带外频段的单极点滤波器，从而产生混叠消除滤波输出79。模数转换器66耦合到混叠消除滤波器的输出，并且接收混叠消除滤波器的输出79。本领域普通技术人员将看到，模数转换器66也可以是任何等价的模数转换器。模数转换器66将IF放大器的输出78从模拟格式转换为数字格式。模数转换器66将IF放大器输出78转换为具有N位的数字精度的数字信号80，以允许对希望的信号进行数字检测。除了进行数字解调，在一个实施例中，基带后端包括位于模数转换器66后面的数字自动频率控制(AFC)电路(未示出)和数字自动增益控制(AGC)电路(未示出)。使用这些电路的缺点是由于在基带频谱中极有可能发生的强DC偏移而导致接收机50的性能降低。
因此，非常一种需要在该DC项到达检测器、AFC、或AGC电路之前将其去除的方法。本发明包括使用DC偏移校正电路68，能够在反馈或前馈方式下运行的可编程电路的方法。DC偏移校正电路68的一个目的在于避免限幅(clip)并保持混叠消除滤波65和模数转换器66的动态范围。进而，DC偏移校正电路68使DC偏移最小，从而在各种信号条件下使接收机性能最佳。
DC偏移校正电路68与模数转换器66的输出相连并接收数字信号80。DC偏移校正电路68计算DC偏移的平均值并进行校正，由此产生输入到数模转换器70的第一偏移校正信号82。DC偏移校正电路68还产生反馈到数字接收机电路的第二偏移校正信号84。
在周期的预热过程(即：电池保存周期后)中使用反馈路径以消除当接收机50关闭时在RF前端54中可能由于温度、加工过程、和电压变化而出现的粗DC偏移。消除这种促DC偏移的主要原因在于保证保持混叠消除滤波器65和模数转换器66的动态范围。给定的反馈路径包含使用数模(D/A)转换器70(其优选地是M位D/A转换器)来将第一偏移校正信号82转换成模拟形式，由此产生模拟信号86。“M”定义为数模转换器70的位宽。于是模拟信号86被用于DC偏置在接收机IF放大器64的输出端的单端或差分信号。此外，前馈DC偏置校正路径用于消除反馈路径先前未校正的驻留DC偏移，还消除接收机50打开时的动态DC偏移。后一种类型的动态DC偏移可以由于混频器LO的自接收而产生。同样，通过使用模数转换器66作为到DC偏移校正电路68的输入，DC偏移校正电路68非常迅速地获得DC偏移。这样，得到优于现有技术的性能的一数量级。
图2所示以及在此描述的接收机50提供在无线通信系统中使用的一种电子电路，其具有面积效益，高增益，高速度的DC偏移校正环路。本发明中通过将第二偏移校正信号84反馈给接收机IF放大器64，不需要用于增益补偿的额外硬件。此外，DC偏移校正电路增益与接收机IF放大器64的增益无关。
图3示出图2中根据本发明的DC偏移校正电路68的硬件结构的一个实施例。DC偏移校正电路68是低成本、具有可编程的3dB拐点频率(或带宽)的高通滤波类型的无限脉冲响应。优选地使用IIR类型的滤波器是因为3dB高通拐点频率可调是一种成本极低的有效方式。可选地，DC偏移校正电路68是有限脉冲响应(FIR)电路。本领域的普通技术人员应当知道，根据本发明，DC偏移校正电路68能够使用以上滤波器或器等价电路来工作。
DC偏移校正电路68优选地包括反馈环88，反馈环88使数字信号80右移(或压缩)一可编程量。反馈环88优选地包括移位器90，舍入器94，和积分器98。这个可编程量与高通滤波器的拐点频率直接相关。值“L”定义了在给定系统中的允许的最大右移量。舍入器94接收包含移位器90输出的已移位的信号92。舍入器94将右移位器输出的“N+L”移位N位以消除如果使用截断时会产生的有效DC分量。被舍入的信号96，即舍入器94的输出在积分器中被平均，由此产生平均DC偏移100。第一减法器102从数字信号80中减去平均DC偏移100。
大量的右移对应于大量的闭环时间常数和更低的拐点频率。因此，反馈路径中执行的大量右移与带宽成反比关系。根据本发明的如图3所示的DC偏移校正电路68的传递函数如下 H ( z ) = ( 1 - z - 1 ) 1 - ( 1 - 2 - n ) z - 1
式中，“n”表示右移的位数。因此，“n”这一项以可编程方式定义高通滤波器3db拐点频率。注意在给定系统所支持的“n”的最大值对应于图3中的“L”参数。
图3中的DC偏移校正电路68优选地进一步包括粗DC偏移校正路径104。粗DC偏移校正路径104在接收机预热过程中首先执行。粗DC偏移校正路径104优选地包括舍入和限幅电路106，第二减法器110，多路复用器116，和DC调节电路118。在已经将DC滤波器设定为提供所需校正精度后，反馈环88中所得到的平均DC偏移100输入到舍入与限幅电路106。舍入与限幅电路106将DC平均偏移从N位精度舍入和限幅到M位精度(数模转换器70的精度)。典型地，在大多数实际应用中，N大于M，由此产生舍入和限幅信号108。第二减法器110从先前的粗DC偏移校正环路获得的先前的粗DC偏移校正值112中减去舍入限幅信号108，计算出新的DC偏置114。这个减法是必要的，因为当计算新的(或下一个)DC偏置值时，必须考虑RF前端54中的电流DC偏置。减法器的输出(新的DC偏置114)不直接反馈进数模转换器70。
在一种操作模式下，从减法器中输出的全M位(新的DC偏置114)被通过多路复用器(MUX)116反馈进入DC偏置，进入作为第一偏移校正信号82、在RF前端54中的接收机IF放大器64的全操作动态范围。当接收机50首次打开时(即：在冷启动预热过程中)使用这类调节。
在第二种操作模式下，新的DC偏置114首先输入到DC调节电路118中。DC调节电路118进行一个很小的可编程DC调节并将调节的信号120输入到多路复用器116中。当电池保存间隔期间(batterysave interval)后的通常预热模式下执行这类微小调节。使用微小调节的目的在于进行更精确(或精确增益)的DC校正调节。同时，在大多数的无线协议中也不希望在正常的电池保存间隔期间DC偏移由于温度和电压的变化而有太大变化。此外，在电池保存间隔期间后限制校正步骤的长度导致更加鲁棒性混合的模式环路特性(robust mixedmode loop behavior)。
图4到图9示出对应于图3中的DC偏移校正电路68的几个可编程高通滤波器拐点的频率响应。“n”值(右移量)分别对应于在所指定的图中从上到下对的2，6，和10。更大的“n”值对应于更小的带宽结果。图4为2.2KHz拐点(n＝2)的DC滤波器响应幅度。图5为2.2KHz拐点(n＝2)的DC滤波器相位响应。图6为在493 Hz拐点(n＝6)DC滤波器响应的幅值。图7为493 Hz拐点(n＝6)的DC滤波器响应的相位。图8为7 Hz拐点(n＝10)的DC滤波器响应的幅度.。图9为7 Hz拐点(n＝10)的DC滤波器响应的相位。
DC偏移校正电路68有几种操作模式。在粗DC校正模式下，可能由于温度、处理过程和电压变化而引起的较大的DC偏移，在开始时被用到RF前端54的粗DC偏移校正路径104减掉。如先前提到，这是通过将新的DC偏置114从保持在数模转换器70中的先前的粗DC偏移校正值112中减掉而得到的。在一些应用中，为了使数模转换精度达到最大，数模转换器70的动态范围可能比IF放大器输出78的动态范围低。因此，在冷启动预热过程中，对IF放大器输出78进行多个粗DC偏移校正以适应全动态范围的操作是必要的。
图10是流程图，示出图2中使用图3的涉及多个粗DC偏移校正的DC偏移校正电路68的接收机冷启动预热过程。在步骤122中，将数模转换器70设置在它的中点(即，没有DC偏置加在IF放大器输出上)。接下来，在步骤124，RF放大器58和接收机EF放大器64被置于最低增益以除去RF前端54的噪声。这保证了DC偏移校正算法不会错误地在天线处跟踪带有DC成分的强信号。接下来，在步骤126，执行粗DC校正。这是通过从保持在数模转换器70中的先前的粗DC偏移校正值112中减去新的DC偏置114得到的。粗DC校正步骤的持续时间(Tcoarse)必须足够长以支持数模转换器70的LSB/2分辨率。LSB是对应于数模转换器70的输出处的最低有效位的幅度的电压。在粗DC校正过程的开始时对于给定最差DC偏移下获得规定的精度而言，这个周期是DC滤波器本身的必要稳定时间(settlingtime)。接下来，在步骤128，数模转换器70被新的DC偏置114加载(或更新)并一直保持到完成下面的粗DC校正步骤。接下来，在步骤130，进行DC环路稳定时间。这是粗DC校正(Tloop)到允许DC反馈环通过RF前端的稳定时间周期。DC滤波器在稳定时间内被清除以使得它在环路稳定期间不跟踪任何错误的DC。接下来，在步骤132，确定是否已完成所需的DC校正个数，如所需数目的粗DC校正还为完成，该过程返回到步骤126，并且使用先前作为初始条件的、所获得的DC偏移进行粗DC校正。在冷启动预热期间运行多个反复粗DC偏移校正的目的是保证在最后的运行结束时可以获得LSB/2的校正精度。每次成功运行留下更少的需校正的DC量。当完成了所需数目的粗DC校正，该过程转到步骤134，并且保持来自最后运行的DC偏移。最终的DC偏移校正精度应该是LSB/2。
在完成首次的冷启动预热后，接收机50将进入正常操作模式。在此模式下，直至获得帧同步之前，它先与无线通信系统30的发射机异步工作。在正常操作模式期间，接收机50典型地周期地(在同步模式下)或由于特殊情况(在异步模式下)关闭，以最大地延长电池寿命。接收机50周期的关闭期间被称作电池保存间隔。
图11是一流程图，其示出图2中使用图3的DC偏移校正电路68的、在图2的接收机的正常模式期间的冷启动预热过程。特别地，图11示出处于正常操作模式期间的电池保存间隔后即刻进行的根据本发明的DC校正预热过程。在步骤136，唤醒时，数模转换器70的输出首先保持在前面的预热过程期间加载到其上的DC偏移的那个先前粗DC偏移校正值112。接下来，在步骤138，将RF放大器58和接收机IF放大器64设置为最小增益，以消除RF前端54的噪声。这保证了DC偏移校正算法不会错误地在天线处跟踪带有DC成分的强信号。接下来，在步骤140，执行粗带宽DC校正。这里使用典型的2K赫兹频率拐点。是通过从保持在数模转换器70中的先前的粗DC偏移校正值112中减去舍入并限幅的信号108得到的。粗DC校正步长的持续时间(Tcoarse)必须足够长以支持数模转换器70的LSB/2分辨率。在粗DC校正过程的开始时对于给定最差DC偏移下获得规定的精度而言，这个周期是DC滤波器本身的必要稳定时间。接下来，在步骤142，在已经过了足够的使数模转换器70校正到LSB/2的精度后(Tcoarse)，允许进行一个很小的+/-的调整。只允许这样小的调整目的在于当校正由于在这些区域中的较为线性的变换而引起的这样小的DC偏移量时，模拟反馈DC校正过程典型地更加精确。另一个原因在于，尽管RF前端54在粗校正过程期间已经静噪，还是存在大干扰信号可能潜入并导致粗DC校正过程对其进行跟踪。这种不希望的情况可能导致丢失整个数据帧。此外，在正常操作模式，也不希望由于温度和电压变化使电池保存间隔后的DC偏移有太大差异。这也是为何数模转换器70首先设置成先前所要求的DC偏移的原因。因此，综上所述，当限制在此过程中校正允许量时，粗DC校正过程更加具有鲁棒性。然而，如果在此操作模式下突然发生大DC偏移，它会在在剩下的DC预热过程和接下来的预热过程中已系统方式被消除。接下来，在步骤114，数模转换器70载入第一偏移校正信号82。完成基于粗DC校正的RF反馈后，不允许在剩下的规定预热过程中再发生更多的数模转换器70的更新。接下来，在步骤146，进入DC环路稳定。这是混合模式DC反馈环通过RF前端54的稳定时间。DC滤波器在稳定时间内被清除以使得它在环路稳定期间不跟踪任何错误的DC。
剩下的DC校正发生在数字信号的前馈路径中。接下来，在步骤148，紧接着粗校正后的反馈环稳定时间，DC滤波器设置为用于时间充裕的高带宽模式。该过程的目的在于校正由于DC校正DAC的精度有限而驻留的DC。特别地，其目标是将驻留的DC校正到模数转换器66的LSB/2的精度。该步骤也消除由于模拟反馈路径(即：数模转换器70和接收机IF放大器64)的非线性所带来的DC。
接下来，在步骤150，在中DC带宽校正过程中进行额外的DC偏移校正。注意，我们不是在一步中突然从高带宽模式(即：1K赫兹)变换到细带宽模式(即：7赫兹)，因为这会导致DC滤波器的反馈路径中产生大的过冲波动。在细带宽模式中，这个大波动可能会花费很长时间才稳定，这不是所希望的。由于这个原因，我们执行多个逐级转移，通过中间带宽模式到达所述细带宽模式。在接收机50，在中带宽模式期间，允许运行AGC(自动增益控制)和AFC(自动频率控制)。接下来，在步骤152，该过程检测帧同步格式。当未检测到帧同步格式时，该过程返回到步骤150，并继续执行中带宽校正模式。在步骤154，当检测到帧同步格式时，带宽可被转换到细带宽模式，以消除接收数据帧期间由于自接收而发生的任何动态DC偏移。
如在此描述的，本发明提供一种用于减小DC偏移分量且对精度影响不明显的电子电路，所述DC偏移分量由于处理、温度、和电压变化而产生。
尽管本发明是根据优选实施例进行了描述，对本领域的技术人员来说很明显可以进行各种替换和修改而不背离本发明。因此，所有这样的替换和修改应当认为是在由如下所附的权利要求定义的精神和范围之内。

Claims (9)

1.一种在无线通信系统中使用DC偏移校正方案来接收和处理射频信号的接收机，所述接收机包括：
用于接收所述射频信号的接收机天线；
与所述接收机天线相连的射频前端，所述射频前端包括：
用于选择出在所述射频信号的频率段内的所希望的部分的接收机射频放大器，
用于产生本地振荡信号的接收机本地振荡器，
与所述RF放大器的输出和所述本地振荡器的输出相连的接收机射频混频器，用于使用所述本地振荡信号来将所述希望的信号转换成基带信号，和
与所述射频混频器的输出相连的接收机中频放大器，用于提供可编程中频增益以放大所述基带信号，从而产生中频放大器输出；和
与所述射频前端相连的基带后端，所述基带后端包括：
用于接收所述中频放大器输出和使多个频带衰减从而产生混叠消除滤波器输出的混叠消除滤波器，
与所述混叠消除滤波器输出相连的模数转换器，用于将所述混叠滤波器输出从模拟格式转换为数字格式，从而产生数字信号，
与所述模数转换器输出相连的DC偏移校正电路，用于接收所述数字信号和用于计算所述平均DC偏移并进行校正，从而产生第一偏移校正信号和第二偏移校正信号，和
与所述DC偏移输出相连的数模转换器，用于将所述偏移校正信号转换成模拟格式，从而产生模拟信号，其中，所述模拟信号被用于对所述接收机中频放大器输出进行DC偏置。
2.根据权利要求1所述的接收机，其中所述DC偏移校正电路包括：
用于将所述数字信号移位一可编程量的反馈环；和
与所述反馈环相连的粗DC偏移校正路径，用于进行粗DC偏移校正。
3.根据权利要求2所述的接收机，其中所述反馈环包括：
用于使所书数字信号移位一可编程量从而产生移位信号的移位器；
与所述移位器相连的舍入器，用于对所述已移位的信号进行舍入，从而产生舍入信号；
与所述舍入器相连的积分器，用于平均所述已舍入的信号从而产生平均DC偏移；和
与所述积分器相连的第一减法器，用于从所书数字信号中减去所述平均DC偏移。
4.根据权利要求2所述的接收机，其中所述粗DC偏移校正路径包括：
舍入和限幅限幅电路，用于将平均DC偏移进行舍入和限幅从而产生舍入和限幅信号；
与所述舍入和限幅电路相连的第二减法器，用于从先前的DC偏移校正信号中减去所述已舍入并限幅的信号，从而产生新的DC偏置；和
与所述第二减法器相连的多路复用器，用于多路复用所述新的DC偏置。
5.根据权利要求4的接收机，其中所述粗DC偏移校正路径进一步包括：
与所数第二减法器相连的DC调节电路，其中DC调节电路对所述新的DC偏置进行一很小的DC调节，然后将所述调节过的信号输入到所述多路复用器。
6.一种DC偏移校正电路，用于在接收机内提供DC偏移校正，所述接收机用于接收和处理在无线通信系统中的射频信号，所述DC偏移校正电路包括：
用于使所述数字信号移位一可编程量的反馈环；
连接到所述反馈环的粗DC偏移校正路径，用于执行粗DC偏移校正。
7.根据权利要求6所述的DC偏移校正电路，其中所述反馈环包括：
用于使所述数字信号移位所述可编程量、从而产生移位信号的移位器；
与所述移位器相连的舍入器，用于对所述已移位信号进行舍入，从而产生已舍入的信号；
与所述舍入器相连的积分器，用于平均所述已舍入的信合，从而产生平均DC偏移；和
与所述积分器相连的第一减法器，用于从所述数字信号中减去所述平均DC偏移。
8.根据权利要求6所述的DC偏移校正电路，其中所述粗DC偏移校正路径包括：
舍入和限幅电路，用于将所述平均DC偏移进行舍入和限幅，从而产生已舍入和已限幅的信号；
与所述舍入和限幅电路相连的第二减法器，用于从先前的粗DC偏移校正信号中减去已舍入和已限幅的信号，从而产生新的DC偏置；和
与所述第二减法器相连的多路复用器，用于对所述新的DC偏置进行多路复用。
9.根据权利要求8所述的DC偏移校正电路，其中所述粗DC偏移校正路径进一步包括：
与所数第二减法器相连的DC调节电路，其中所述DC调节电路对新的DC偏置进行一很小的DC调节，然后将所述已调节的信号输入到所述多路复用器。
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