CN1501590A - 接收电路 - Google Patents

Abstract

主要是在具有多个信道的数字调制方式的通信系统中，与接收电路有关，能够减少接收系统的功率、精简电路、减少消耗功率。借助于从本地频率信号发生电路4把与信道间中心值匹配的上、下频率分别提供到第一变频电路2和第二变频电路3上，可以产生分别按所需波、以及上侧信道和下侧信道这三个信号的两个输出信号；利用共同波提取电路5，把各变频电路2和3中共同存在的所需波提取出来；利用频率偏置电路6，把该输出中ω0的频率偏置消除；进而，利用滤波器8，把不需要的频率分量消除。还有，在共同波提取电路5中，利用变压器，借助于利用互感，至少可以使共同波与非共同波在电路内的差异、比过去增大一倍以上。

Description

接收电路

技术领域

本发明涉及接收电路，特别是涉及能够减少接收系统的功率、精简电路的构成，从而能够减少消耗功率的接收电路。

背景技术

在通信设备的接收电路中，一个重要之点在于，如何减少高频电路部分，减少高频电路中固有消耗大功率的元件和工作不稳定的要素、以及减少生产成本和占用空间，这一点在移动通信等设备中，是重要的。过去，在减少高频电路部分方面，提出了多重变频和载波频率上的直接解调方式，谋求向低频带的直接变频和向基带的直接解调。而且，高频电路部分主要是具有空间分集接收功能，这需要两个天线系统。

在这里，当考虑直接解调方式时，虽然开发了多种利用本地振荡器产生频率等于载波频率的信号、与接收输入波混频以后、取出基带信号的方法，但是，在这种直接解调方式中，因为产生了频率与接收信号频率相等的高频信号，所以，容易通过接收机的天线向空间发射。为此，干扰附近的其它接收机，妨碍其进行通信。因而，这种方式专门用于基于抗单频干扰较强的调频方式的通信中。

另一方面，近年来迅速普及的无线便携式电话，采用一种幅度传输调制、即所谓PSK，单频干扰在解调输出中产生偏置，使接收信号的误码率变坏。即，因为本地振荡频率不能选为载波频率，所以，利用这种通信方式难以进行直接变频或直接解调。作为解决有关技术课题的方法有这样一种方法：当假定无线便携电话的载波频率为fc、偏置频率为f₀时，取得fc+f₀和fc-f₀以后，以提供频率偏置的互补型本地振荡频率进行变频。当实现这种方法时，为了得到fc+f₀和fc-f₀，虽然如果利用混频器对fc和f₀进行乘法处理就好了，但是，这时，在输出中，fc+f₀和fc-f₀的信号已经共存了。更具体地，进行上述处理时，虽然独立地需要具有各个频率的信号，但是，过去的装置在实用方面满足不了这一要求。在过去的装置中，虽然必然使用对应于各个频率的滤波器，但是，所需信号的载波频率是可变的，所以，要求特制可变的滤波器，这是不利的。

发明内容

本发明的一般目的在于提供解决过去这样的问题，主要是在具有多个信道的数字调制方式的通信系统中，能够减少接收系统中所需功率、精简电路、减少消耗功率的接收电路。

本发明的另一个目的在于提供为了解决上述那样通常方法中的问题，得到频率fc+f₀和fc-f₀那样的接收电路。

更具体地讲，本发明的目的在于提供把接收系统信道之间的频率进行直接变频作为接收机的本地频率、同时，防止了在输出信号中产生的频率偏置和把相邻信道的信号混和的接收电路。

本发明的目的还在于对构成接收电路的各功能部件进行构成上的重新估价，由此，谋求消减消耗功率大的功能部件，或者，以其它元件代替。

为了达到上述目的，作为一个例子，本发明接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二变频电路；产生接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一变频电路变频用的频率输入而提供，把下侧频率作为第二变频电路变频用的频率输入而提供的本地频率信号发生电路；把第一变频电路的输出和第二变频电路的输出这二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路；把同波提取电路输出中残余的频率偏置部分消除的频率偏置电路；把频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器。

还有，本发明把解决前述过去问题的装置加到成为本发明根本的本地频率互补偏置型直接变频系统上，借助于以单一的直接正交检波电路为基础的接收电路来实现空间分集功能。

借助于上述装置，把从天线得到的接收信号提供到第一变频电路和第二变频电路上，本地频率信号发生电路把两个不同的频率，即与信道间中心值相对应的上、下频率分别提供给第一变频电路和第二变频电路，可以产生分别按每个所需波、以及上侧信道和下侧信道这三个信号的两个输出信号。把第一变频电路和第二变频电路中共同存在的信号分量即所需波信道的信号，借助于共同波提取电路提取出来。因为在共同波提取电路的输出中残余着频率为ω0的频率偏置，所以，在偏置频率电路中进行微小的变频，在频率偏置电路中把偏置差消除。在利用滤波器、进而把这一过程中所产生不需要的频率分量消除以后，其产生的信号作为基带信号提供到基带信号处理部分上。

在本发明令人满意的形态下，接收电路具有：把通过天线接收的接收信号作为输入的第一和第二变频电路；连接到前述第一和第二变频电路上，产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一变频电路变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二变频电路变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；把前述第一变频电路的输出和前述第二变频电路的输出第二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路；把前述共同波提取电路输出中残余的频率偏置部分消除的频率偏置电路；把前述频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器。

还有，在本发明令人满意的形态下，接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二变频电路；连接到前述第一和第二变频电路上，产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一变频电路变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二变频电路变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；把前述第一变频电路输出中所包括的频率偏置部分消除的第一频率偏置电路；把前述第二变频电路输出中所包括的频率偏置消除的第二频率偏置电路；把前述第一频率偏置电路和前述第二频率偏置电路的输出这二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路；把前述共同波提取电路输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器。

在根据本发明令人满意的形态中，接收电路具有：借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二变频电路；连接到前述第一和第二变频电路上，产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一变频电路变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二变频电路变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；把前述第一变频电路的输出量化的第一量化装置；把前述第二变频电路的输出量化的第二量化装置；把前述第一量化装置和前述第二量化装置的输出这二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路；把前述共同波提取电路输出中残余的频率偏置部分消除的频率偏置电路；把前述频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器。

在根据本发明令人满意的形态中，接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二变频电路；连接到前述第一和第二变频电路上，产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一变频电路变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二变频电路变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；把前述第一变频电路的输出量化的第一量化装置；把前述第二变频电路的输出量化的第二量化装置；把前述第一量化装置的输出中所包括的频率偏置部分消除的第一频率偏置电路；把前述第二量化装置的输出中所包括的频率偏置消除的第二频率偏置电路；把前述第一频率偏置电路和前述第二频率偏置电路的输出这二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路；把前述共同波提取电路输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器。

还有，如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二正交解调电路；连接到前述第一和第二正交解调电路上，产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个滤频率中的上侧频率作为前述第一正交解调电路变换用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二正交解调电路变换用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；连接到前述第一和第二正交解调电路上，把前述第一正交解调电路的I输出和前述第二正交解决电路的I输出这二者中共同存在的分量提取出来的第一共同波提取电路；连接到前述第一和第二正交解调电路上，把前述第一正交解调电路的Q输出和前述第二正交解调电路Q输出的反极性输出这二者中共同存在的分量提取出来的第二共同波提取电路；把利用前述第一共同波提取电路提取出来的I输出中残余的频率偏置部分消除的第一频率偏置电路；把利用前述第二共同波提取电路提取出来的Q输出中残余的频率偏置部分消除的第二频率偏置电路；把前述第一频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的第一滤波器；把前述第二频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的第二滤波器。

如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二正交解调电路；连接到前述第一和第二正交解调电路上，产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一正交解调电路变换用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二正交解调电路变换用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；把前述第一，第二正交解调电路的I输出和Q输出中共同包括的频率偏置部分消除的第一和第二频率偏置电路；把前述第一频率偏置电路的I输出和前述第二频率偏置电路的I输出这二者中共同存在的分量提取出来的第一共同波提取电路；把前述第一频率偏置电路的Q输出和前述第二频率偏置电路Q输出的反极性输出这二者中共同存在的分量提取出来的第二共同波提取电路；把前述各共同波提取电路输出中残余的不需要的频率分量消除的第一和第二滤波器。

如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二正交解调电路；连接到前述第一和第二正交解调电路上，产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一正交解调电路变换用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二正交解调电路变换用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；分别把前述第一正交解调电路的I输出和Q输出量化的第一和第二量化装置；分别把前述第二正交解调电路的I输出和Q输出量化的第三和第四量化装置；把前述第一和第三量化装置的I输出中共同存在的分量提取出来的第一共同波提取电路；把前述第二量化装置的Q输出和前述第四量化装置Q输出的反极性输出这二者中共同存在的分量提取出来的第二共同波提取电路；把利用前述第一共同波提取电路提取出来的I输出中残余的频率偏置部分消除的第一频率偏置电路；把利用前述第二共同波提取电路提取出来的Q输出中残余的频率偏置部分消除的第二频率偏置电路；把前述第一频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的第一滤波器；把前述第二频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的第二滤波器。

如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二正交解调电路；连接到前述第一和第二正交解调电路上，产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一正交解调电路变换用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二正交解调电路变换用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；分别把前述第一正交解调电路的I输出和Q输出量化的第一和第二量化装置；分别把前述第二正交解调电路的I输出和Q输出量化的第三和第四量化装置；把前述第一到第四量化装置的I输出和Q输出中残余的频率偏置部分消除的频率偏置电路；把前述频率偏置电路的I输出中共同存在的分量提取出来的第一共同波提取电路；把前述频率偏置电路的Q输出和Q输出的反极性输出这二者中共同存在的分量提取出来的第二共同波提取电路；把前述第一共同波提取电路提取的输出中残余的不需要的频率分量消除的第一滤波器；把前述第二共同波提取电路的输出中残余的不需要的频率分量消除的第二滤波器。

如果根据本发明，在接收电路中，进而可以使用计算互相关性的相关器、来代替共同波提取电路。

还有，在本发明接收电路中，假定，只有第一变频电路用于接收输入信号，在进行了经第一变频电路变频以后，借助于另一个变频电路得到前述第一变频电路没对其进行变频的那一边的变频输出，确保在共同波提取中所需的两个变频输出。

进而，如果根据本发明，在接收电路中，假定，只有第一变频电路用于接收输入信号，同时，只使用第一和第二量化装置中的一个量化装置，在进行了依靠前述量化装置的量化以后，借助于数字变频电路、得到没有借助于前述第一变频电路进行变频的那一边的变频输出，确保在共同波提取中所需的两个变频数字输出。

还有，本发明的特征在于，如果根据本发明，在接收电路中，只使用前述第一和第二正交解调电路中的一个正交解调电路接收信号，借助于相应的变频电路对前述正交解调电路的两个输出进行变频，得到没有进行正交解调的那一边的变频输出，确保在共同波提取中所需的两个正交解调输出。

还有，本发明的特征在于，如果根据本发明，在接收电路中，只使用第一和第二正交解调电路中的一个接收信号输入、同时，量化装置也是只使用第二和第三量化装置，在进行了依靠前述量化装置的量化以后，借助于相应的数字变频电路对该量化装置的两个输出进行变频，得到没有进行正交解调的那一边的变频输出，确保在共同波提取中所需的两个正交解调输出。

进而，如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二变频电路；产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一变频电路变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二变频电路变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；兼作低通滤波器的第一积分电路和第二积分电路，使前述第一变频电路和第二变频电路的输出分别通过输入线路以后、提供到该低通滤波器上；分别接收前述第一积分电路和第二积分电路的输出的第一缓冲放大器和第二缓冲放大器；分别把前述第一缓冲放大器和第二缓冲放大器的输出提供到构造相同的第一变压器的第二变压器初级绕组的一端上，前述第一变压器和第二变压器初级绕组的另一端二者在一起交流接地，使第一个第二变压器的次级绕组以极性与初级绕组的极性一致地并联连接到一起，同时，以极性与初级绕组极性相同的一端为输出端子，次级绕组的另一端接地，接受前述第一变压器和第二变压器的输出的第三缓冲放大器；把前述第三缓冲放大器输出中残余的频率偏置部分消除的频率偏置电路；把前述频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器。

还有，如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：把借助于天线接收的接收信号作为输入的第一和第二变频电路；产生前述接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为前述第一变频电路变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为前述第二变频电路变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路；第一和第二差分放大器，使前述第一变频电路和第二变频电路的输出分别通过输入线路以后，提供到该第一和第二差分放大器上；兼作低通滤波器的第一和第二积分电路，该低通滤波器分别对应地接受前述第一和第二差分放大器的输出；提供前述第一和第二积分电路输出的第一和第二缓冲放大器；从输出那一边把反馈分别加到前述第一和第二缓冲放大器负输入端上的装置；分别把前述第一和第二缓冲放大器的输出提供到构造相同的第一和第二变压器初级绕组的一端上，至少把前述第一和第二变压器初级绕组的另一端交流接地，使第一和第二变压器的次级绕组以极性与初级绕组的极性一致地并联连接到一起，同时，以极性与初级绕组极性相同的一端为输出端，至少把次级绕组的另一端交流接地，接受前述第一和第二变压器的输出的第三缓冲放大器；把前述第三缓冲放大器的输出、与前述第一变频电路的输出及第二变频电路的输出的平均值相比较，对第一变频电路的输出和第二变频电路的输出加以修正的装置；把前述第三缓冲放大器的输出，分别反馈到前述第一变频电路的输出或第二变频电路的输出端，以修正在前述第一变频电路的输出与第二变频电路的输出之间所产生的之差的装置；把前述第三缓冲放大器输出中残余的频率偏置电路部分消除的频率偏置电路；把前述频率偏置电路输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器。

进而，本发明的特征在于，如果根据本发明，在接收电路中，不是把与初级绕组极性相同的次级绕组的一端连接到第三缓冲放大器上；而是把与初级绕组极性相反的次级绕组的一端连接到第三缓冲放大器上。

还有，本发明的特征在于，如果根据本发明，在接收电路中，不是把与初级绕组极性相同的次级绕组的一端连接到第三缓冲放大器上；而是把与初级绕组极性相反的次级绕组的一端连接到第三缓冲放大器上。

本发明接收电路进而具有由下列部件构成的本地频率发生装置：频率等于所需接收信号载波频率的第一频率信号源；接收来自该第一频率信号源的信号、将其相对于所接收信号频率相位移动π/2的第一装置；频率信号等于频率信道间隔之半的第二频率信号源；接收来自该第二频率信号源的信号、将其相对接收信号频率相移π/2的第二装置；由把来自前述第一和第二频率信号源的两个信号作为输入的乘法器、和把来自前述两种移相装置的两个信号作为输入的乘法器构成的第一正交调制器；由从把前述两种频率信号源之一的信号移相的装置接收信号的两个乘法器构成的正交调制器。

本发明接收电路进而具有由下列部件构成的本地频率发生装置：产生频率等于所需接收信号载波频率的第一频率信号源；接受来自该第一频率信号源的信号、将其移动相对该信号频率为π/2相位的第一装置；产生频率等于频率信道间隔之半的第二频率信号源；接收来自该第二频率信号源的信号，将其移相对该频率为π/2相位的第二装置；把来自前述第一和第二频率信号源的两个信号作为输入的乘法器；把前述两个乘法器之一的输出极性反转以后、与另一乘法器的输出相加的装置。

本发明接收电路进而具有由下列部件构成的本地频率发生装置：产生频率等于所需接收信号载波频率的频率信号源；接受该信号、将其移动相对该信号频率为π/2相位的装置；由从把前述频率信号移相的装置接受信号的两个乘法器构成的正交调制器；把前述两个乘法器之一的输出极性反转以后、与另一乘法器的输出相加的装置。

如果根据本发明，在接收电路中具有：分别对借助于变频电路和正交解调电路得到的第一接收信号和第二接收信号进行A/D变换的装置；分别接收该模/数变换装置的数字输出的第一和第二傅里叶变换器；接受各傅里叶变换器每一个频率分量输出的相关器；接受所得到的相关器输出的加权函数器；接受该加权函数器输出的加权值乘法器；接受前述第一傅里叶变换输出和第二傅里叶变换输出的加法器；把该相加结果输入到前述乘法器上的装置；接受前述加权值乘法器输出的反傅里叶变换器；得到反傅里叶变换的输出，将其作为所需的波提取结果。

进而，如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：从天线接受接收信号的接收输入装置；对来自该接收信号输入装置的接收信号进行变频处理的正交解调器；把来自正交解调器的输出信号输入、把模拟信号变换成数字信号的第一和第二A/D变换器；给第一和第二A/D变换器产生与接收信号所具有带宽相应的频率二倍以上的时钟的取样时钟发生器；把延时脉冲串附加到来自该取样时钟发生器的脉冲串上的加法电路；把来自该取样时钟发生器的脉冲串和延时脉冲串、作为前述A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从前述A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的正交分量的装置。

如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：从天线接受接收信号的接收输入装置；对来自该接收信号输入装置的接收信号进行变频处理的正交解调器；把来自正交解调器的输出信号输入、把模拟信号变换成数字信号的第一和第二A/D变换器；给这些A/D变换器产生高于信号所具有带宽相应的频率的时钟的取样时钟发生器；把延时脉冲串附加到来自该取样时钟发生器的脉冲串上的加法电路；把来自该取样时钟发生器的脉冲串和延时脉冲串、作为前述A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从前述A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的正交分量的装置；产生一个或几个延时脉冲串以使来自取样时钟发生器的脉冲串和来自把延时脉冲串附加上去的电路的延时脉冲串，被延时了相当于除所需信道信号频率的π相位差以外的延时时间。

如果根据本发明，在接收电路中，把来自取样时钟发生器的脉冲串、和来自把延时脉冲串附加上去的电路的延时脉冲串，延时相当于所需信道信号频率的π/2相位差的延时时间。

如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：从天线接受接收信号的接收信号输入装置；把该接收信号输入进行A/D变换的第一第二A/D变换器；给这些A/D变换器产生高于接收信号所具有带宽相应的频率的时钟的取样时钟发生器；把延时脉冲串附加到来自该取样时钟发生器的脉冲串上的电路；把来自该取样时钟发生器的脉冲串和延时脉冲串、作为前述A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从前述A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的装置。

还有，如果根据本发明，在接收电路中，产生来自取样时钟发生器的脉冲串和来自把延时脉冲串附加上去的电路的延时相当于所需信道信号频率的π/2相位差时间的延时脉冲串。

进而，如果根据本发明，在接收电路中，产生来自取样时钟发生器的脉冲串和来自把延时脉冲串附加上去的电路的多个延时相当于所需信道信号频率的π/2相位差时间的延时脉冲串。

如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：从天线接受接收信号的接收信号输入装置；把该接收信号输入、进行A/D变换的一个A/D变换器；给A/D变换器产生高于接收信号所具有带宽相应的频率的时钟的取样时钟发生器；把延时脉冲串附加到来自该取样时钟发生器的脉冲串上的电路；把来自该取样时钟发生器的脉冲串和延时脉冲串、作为前述A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从前述A/D变换器的数字输出数据提取所需接收信道信号的装置。

如果根据本发明令人满意的形态，接收电路具有：从多个天线接受接收信号的接收信号输入装置；把该接收信号作为输入的第一和第二变频装置；把频率为对所需波载波频率进行了信道间隔频率之半的频率偏置的输出、提供到这些第一和第二变频装置上的本地振荡器；分别从前述第一和第二变频装置得到信号的第一和第二A/D变换器；为这些A/D变换器产生高于接收信号带宽相应的频率的时钟的取样时钟发生器；把延时脉冲串附加到来自该取样时钟发生器的脉冲串上的电路；把来自该取样时钟发生器的脉冲串和延时脉冲串、作为前述A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从前述A/D变换器的数字输出数据提取所需接收信道信号的装置。

本发明的特征在于，如果根据本发明，在接收电路中，独立地设置对第一和第二变频装置提供信号的本地振荡器；使各个本地振荡频率为，以所需波载波频率为中心、正负地进行为信道间隔频率之半的频率偏置的频率。

本发明的特征在于，如果根据本发明，在接收电路中，对两个接收信号不是进行变频、而是将其提供到第一和第二A/D变换器上。

附图说明

本发明的目的和特征，通过利用附图详细说明的实施形态，将会更加明了。

图1为示出本发明第一实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图2为示出本发明第二实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图3为示出本发明第三实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图4为示出本发明第四实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图5为示出本发明第五实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图6为示出本发明第六实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图7为示出本发明第七实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图8为示出本发明第八实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图9为示出本发明第九实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图10为示出本发明第十实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图11为示出本发明第十一实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图12为示出本发明第十二实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图13为示出本发明第十三实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图14为示出本发明第十四实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图15为本发明第十四实施形态中，变压器的概念图；

图16为示出本发明第十五实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图17为示出本发明第十五实施形态具体化的接收电路的构成的方框图；

图18为示出本发明第十六实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图19为示出本发明第十七实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图20为用来说明本发明各实施形态中，本地频率设定方法的模式图；

图21为示出本发明第十八实施形态中，接收电路装置的构成的方框图；

图22为示出本发明第十九实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图23为示出本发明第二十实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图24为示出本发明第二十一实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图25为示出本发明第二十二实施形态中，变压器的概念图；

图26为说明在本发明第二十二实施形态中，由于在A/D变换器内进行取样而产生的混淆状态的图；

图27为示出在本发明中所采用多信道通信系统内，接收信道状况的图；

图28为表示在本发明第二十二实施形态中，出现具有负频率区域的A/D变换输出的图；

图29为示出在本发明第二十二实施形态中，利用π/2相位差、借助于余弦和正弦函数、把信号分量分解成正交分量的方法的图；

图30为示出在本发明第二十二实施形态中，对正交的两个信号进行A/D变换时、正交取样操作之一例的图；

图31为在图30正交取样的说明图中，考虑了偏置时的图；

图32为示出在本发明第二十二实施形态中，对正交的两个信号进行A/D变换时、与图30和图31不同的另一正交取样操作之一例的图；

图33为示出在本发明第二十二实施形态中，进行了图32所示正交取样操作时、所得到取样脉冲的图；

图34为示出本发明第二十三实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图35为示出在本发明第二十三实施形态中，对正交的两个信号进行A/D变换时、正交取样操作之一例的图；

图36为示出本发明第二十四实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图37为示出在本发明第二十四实施形态中，对正交的两个信号进行A/D变换时，正交取样操作之一例的图；

图38为示出本发明第二十五实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图39为用来说明本发明第二十五实施形态中，描述取样信号发生源部分一个操作的简化方框图；

图40为用来说明本发明第二十五实施形态中，取样信号发生源部分另一个操作的简化方框图；

图41为用来说明本发明第二十五实施形态中，取样信号发生源部分再一个操作的简化方框图；

图42为用于说明本发明第二十六实施形态的日本标准数字方式汽车电话系统的频率配置概略图；

图43为图42所示日本标准数字方式汽车电话系统的信道配置概略图；

图44为示出本发明第二十六实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图45为示出本发明第二十七实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图46为示出本发明第二十八实施形态中，接收电路的构成的方框图；

图47为示出本发明第二十九实施形态具体化的接收电路的构成的方框图；

图48为示出本发明第三十实施形态中，接收电路的构成的方框图。

具体实施方式

下面，说明有关本发明的优选实施例，但在此之前，先说明有关本发明的理论根据。首先，以当前数字调制方式中常用的二元PSK、即BPSK，为对象加以说明。

可以把在基频、即基带上的BPSK信号S_B，表示如下：

S_B＝Acos(θK)

此处，A为幅度，θK为表示BPSK信息的相位，

即θK＝0，π

当以载波角频率ωc调制该基带信号时，可以把已调输出S_c表示如下：

$S_C=S_B\left(\mathrm{\θk}\right)\×a\cos \mathrm{\ωct}+S_B(\mathrm{\θk}-\frac{1}{2}\mathrm{\π})\×a\cos (\mathrm{\ωct}-\frac{1}{2}\mathrm{\π})$

$A_C=a\×A,\mathrm{\θk}=0,\mathrm{\π}$

$=A_C\cos (\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk})---\left(1\right)$

接收该已调信号，以变频用的本地频率ωc进行变频时，可以把变频输出表示如下：

$S_R=S_C\×b\cos \mathrm{\ωct}$

$=\frac{A_C\·b}{2}\left[\cos \right\{2\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\}+\cos \{\mathrm{\θk}\left\}\right]$

令 $\frac{A_C\·b}{2}=A_R$

$=A_R\left[\cos \right\{2\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\}+\cos \{\mathrm{\θk}\left\}\right]---\left(2\right)$

使该变频输出S_R通过低通滤波器，把高频分量2消除，其输出S_RF成为下示，可以把二元PSK、即BPSK信号解调：

S_RF＝A_Rcos(θK)             θK＝0，π

                               ......(3)

但是，因为在接收变频中，本地振荡频率信号设定为与载波频率相同的ω_c，所以，该本地振荡频率信号从接收机向空间发射，对附近的其它接收机产生干扰。

本发明为了解决这样的问题，下述那样地设定本地振荡频率。图20示出本发明中本地振荡频率的设定方法。图20中，A表示所需信道的频带，载波频率为ωc，B表示上侧相邻信道的频带，载波频率为ω_cU，C表示下侧相邻信道的频带，载波频率为ω_cL。各信道载波频率之间的间隔约为BPSK中基频ω_b间隔的4倍。

各信道的频带为以载波频率为中心±2ω_b。因而，与各载波频率相距为基频2ω_b的位置为信道间的槽，在这种位置上即使存在着线状频谱的干扰波、任一信道都不易被干扰。即，本发明注视这一点，把接收机的本地振荡频率设定在相对于相邻信道载波的中间值，以此作为用于解决上述课题的主要方法。

其次，将利用数学式说明有关本发明的另一点，即，应该如何组成以后的电路，使得在如上所述设定接收机本地振荡频率的情况下，能够与过去同样地进行解调。

接收已调信号，把接收机中用于进行变频的本地振荡频率如前述那样地设定为ωc+ωo时，变频输出S_R成为下式：

$S_R=S_C\×b\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_C\·b}{2}\cos \{\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\}\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

令 $\frac{A_C\·b}{2}=A_R$

$=A_R\left[\cos \right\{(2\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θk}\}+\cos (-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk})]---\left(4\right)$

使该变频输出S_R通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_RF成为：

S_RF＝A_R{cos(-ωot+θk)}    θk＝0，π

                              .....(5)

，产生反偏置了频率ωo的二元PSK、即BPSK信号。

其次，把本地振荡频率设定为比所需信道的载波频率ωc低ωo、即ωc-ωo。这时，变频输出S_L成为下式：

$S_L=S_C\×b\cos (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_C\·b}{2}\cos \{\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\}\cos (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t$

令 $\frac{A_C\·b}{2}=A_R$

$=A_R\left[\cos \right\{2\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo}+\mathrm{\θk}\}+\cos \{\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk}\left\}\right]---\left(6\right)$

使该变频输出S_L通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_LF成为下式：

S_LF＝A_Rcos(ωot+θk)    θk＝0，π

                       ......(7)

，产生相位与输出S_RF也相等的BPSK信号。

可是，因为接收的本地振荡频率与相邻信道相距也是等距离的，所以，相邻信道的分量也混入解调信号中，用ω_ch表示上侧相邻信道信号的载波频率时，因为ω_ch＝ωc+2ωo，所以，前述接收那一边的变频成为下述那样。

首先，接收已调信号，把接收机中用于进行变频的本地振荡频率如前所述那样地设定为ωc+ωo时，变频输出S_Rh成为下式：

$S_{\mathrm{Rh}}=S_{\mathrm{Ch}}\×b\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}\left[\cos \right\{\mathrm{\ωct}+2\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh}\left\}\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t\right]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rh}}$

$=A_{\mathrm{Rh}}\left[\cos \right\{(2\mathrm{\ωc}+3\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θh}\}+\cos \{\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh}\left\}\right]---\left(8\right)$

使该变频输出S_Rh通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_RFh成为：

S_RFh＝A_Rhcos(ωot+θh)    θh＝0，π

                          ......(9)

，产生与所需信道存在于同一频带内的BPSK信号。

另一方面，用ω_cl表示下侧相邻信道信号的载波频率时，因为ω_cl＝ωc-2ωo，所以，前述接收那一边的变频成为下述那样。

首先，把接收机的本地振荡频率如前述那样地设定为ωc+ωo时，变频输出S_Rl成为下式：

$S_{\mathrm{Rl}}=S_{\mathrm{Cl}}\×b\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}\left[\cos \right\{(\mathrm{\ωc}-2\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θl}\left\}\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t\right]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rl}}$

$=A_{\mathrm{Rl}}[\cos (2\mathrm{\ωct}-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl})+\cos (-3\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl})]$

$\mathrm{\θh}=0,\mathrm{\π}---\left(10\right)$

使该变频输出S_Rl通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_RFl成为：

S_RFl＝A_Rlcos(3ωot+θl)

                      ......(11)

，在与所需信道相距为3ωo的频率上产生BPSK信号。

其次，验证有关本地振荡频率为ωc-ωo情况下相邻信道的变频状态。用ω_ch表示上侧相邻信道信号的载波频率时，因为ω_ch-ωc+2ωo，所以，本地振荡频率为ωc-ωo情况下的变频成为下述那样。

首先，接收已调信号，把用于进行接收机变频的本地振荡频率如前所述那样地设定为ωc-ωo时，变频输出S_Lh成为下式：

$S_{\mathrm{Lh}}=S_{\mathrm{Ch}}\×b\cos (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}\left[\cos \right\{\mathrm{\ωct}+2\mathrm{\ωo}t+\mathrm{\θh}\left\}\cos (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t\right]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rh}}$

$=A_{\mathrm{Rh}}\left[\cos \right\{(2\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θ}h\}+\cos (3\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh})]---\left(12\right)$

使该变频输出S_Lh通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_LFh成为下述那样：

S_LFh＝A_Rhcos(3ωot+θh)     θh＝0，π

                               ......(13)

另一方面，用ω_cl表示下侧相邻信道信号的载波频率时，因为ω_cl＝ωc-2ωo，所以，前述接收那一边的变频成为下述那样。

首先，把接收机的本地振荡频率如前述那样地设定为ωc-ωo时，变频输出S_Ll成为下式：

$S_{\mathrm{Ll}}=S_{\mathrm{Cl}}\×b\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}\left[\cos \right\{(\mathrm{\ωc}-2\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θl}\left\}\cos (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t\right]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rl}}$

$=A_{\mathrm{Ll}}\left[\cos \right\{(2\mathrm{\ωc}-3\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θl}\left)\right\}+\cos (-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl})]$

$\mathrm{\θh}=0,\mathrm{\π}---\left(14\right)$

使该变频输出S_Ll通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_LFl成为：

S_LFl＝A_Rlcos(ωot-θl)

                               ......(15)

，在与所需信道同一频率上产生BPSK信号。

归纳上述，把本地频率向上侧移动ωo情况下的输出，有以下三种：

S_RF＝A_Rcos(-ωot+θk)                      —所需信道

S_RFh＝A_Rhcos(ωot+θh)                      —上侧信道

S_RFl＝A_Rlcos(3ωot-θl)                     —下侧信道(16)

把本地频率向下侧移动ω_o情况下的输出，有以下三种：

S_LF＝A_Rcos(ωot+θk)                    —所需信道

S_LFh＝A_Rhcos(3ωot+θh)                  —上侧信道

S_LFl＝A_Rlcos(ωot-θl)                   —下侧信道(17)

在这两组中，只在所需信道内存在着共同的分量。因而，如果把这二者作为两个输入提供到加法器上，只可以在其输出中取出所需信道。还有，虽然该加法器的输出偏置了频率ω₀，但是，利用简单的频率偏置电路就可以将其消除。

本发明借助于下示实施形态，来实现这样的原理。

实施形态1

图1示出本发明第一实施形态中接收电路的构成。图1中，1为接受接收信号的天线；把接收信号作为输入的第一和第二变频电路；产生接收信号所具有的无线电载波频率和相邻的上、下信道所具有的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一变频电路2变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为第二变频电路3变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路4；把第一变频电路2的输出和第二变频电路3的输出这二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路5；把共同波提取电路5的输出中残余的频率偏置部分消除的频率偏置电路6；进行微小的变频，把偏置量提供到频率偏置电路6上的偏置频率发生电路7；把频率偏置电路6的输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器8。

其次，说明有关上述第一实施形态中接收电路的操作。如果根据前述数学式，把从天线1得到的接收信号提供到第一变频电路2和第二变频电路3上，借助于从本地频率信号发生电路4把两个不同的、即与信道间中心值相等的上、下频率分别提供到第一变频电路2和第二变频电路3上，可以产生分别按所需信道信号、以及上侧信道信号和下侧信道信号这三个信号的两个输出信号。如果根据数学式展开，第一变频电路2和第二变频电路3中共同存在的信号分量即为所需信道的信号，借助于将其提供到提取平衡分量的共同波提取电路5上，可以得到以所需波为主的平衡分量。因为在共同波提取电路5的输出中残余着频率为ωo的频率偏置，所以，在偏置频率发生电路7中进行微小的变频，在频率偏置电路6中把偏置量消除。在利用滤波器8、进而把这一过程中所产生不需要的频率分量消除以后，作为基带信号提供到基带信号处理电路部分(图中，未示出)上。

实施形态2

图2示出本发明第二实施形态中接收电路的构成。图2中，包括接受接收信号的天线1；把接收信号作为输入的第一和第二变频电路2，3；产生接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一变频电路2变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为第二变频电路3变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路4；把第一变频电路2输出中所包括的频率偏置部分消除的第一频率偏置电路6A；把第二变频电路3输出中所包括的频率偏置消除的第二频率偏置电路6B；进行微小的变频，把偏置量提供到各频率偏置电路6A、6B上的偏置频率发生电路7A；把第一频率偏置电路6A和第二频率偏置电路6B的输出这二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路5A；把共同波提取电路5A的输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器8A。

其次，说明有关上述第二实施形态中接收电路的操作。当与上述第一实施形态相比较时，本实施形态中、进行共同波提取的过程与进行频率偏置的过程对调了。即，借助于先进行频率偏置过程，使所需信道的信号成为原原本本的基带信号，可以期待提取操作更加稳定。

下面，说明有关使频率偏置处理先行情况下的准确性。在对本地频率向上侧移动ωo的信号群进行频率偏置的情况下，由于进行了消除ωo的移动的结果，输出变成以下三种：

S_RF＝A_Rcos(2ωot-θk)                      —所需信道

S_RFh＝A_Rhcos(θh)                           —上侧信道

S_RFl＝A_Rlcos(4ωot-θl)                     —下侧信道(18)

还有，在对本地频率向下侧移动ωo的信号群进行频率偏置的情况下，由于进行了消除ωo的移动的结果，输出变成以下三种：

S_LF＝A_Rcos(2ωot+θk)                      —所需信道

S_LFh＝A_Rhcos(4ωot+θh)                     —上侧信道

S_LFl＝A_Rlcos(θl)                           —下侧信道(19)

在这两组中，在所需信道内，仍然存在着共同的分量。因而，如果把这二者作为两个输入提供到加法器上，可以在其输出中只取出所需信道的BPSK信号。

实施形态3

图3示出本发明第三实施形态中接收电路的构成。图3中，包括接受接收信号的天线1；把接收信号作为输入的第一和第二变频电路2和3；产生接收信号的无线电载波频率和相邻上、下信道的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一变频电路2变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为第二变频电路3变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路4；对第一变频电路2的输出进行波形整形的第一带通滤波器9A；把第一带通滤波器9A的输出变换成数字信号的第一A/D变换器10A；对第二变频电路3的输出进行波形整形的第二带通滤波器9B；把第二带通滤波器9B的输出变换成数字信号的第二A/D变换器10B；把第一A/D变换器10A和第二A/D变换器10B的输出这二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路5B；把共同波提取电路5B的输出中残余的频率偏置部分消除的频率偏置电路6C；进行微小的变频，把偏置量提供到频率偏置电路6C上的偏置频率发生电路7B；把频率偏置电路6C的输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器8B。

其次，说明有关上述第三实施形态中接收电路的操作。本实施形态是把与上述第一实施形态中同样的两个变频电路2和3的输出、分别借助于A/D变换器10A和10B量化，每个A/D变换器的功能类似于量化装置；利用数字运算，进行与第一实施形态等价的处理，即，进行共同波提取、频率偏置、和滤波。共同波提取和滤波可以使用数字滤波技术，频率偏置可以使用数字正交调制。

下面，以数字调制方式中常用的正交PSK、即QPSK或四元QAM为对象，说明有关本实施形态的原理。

可以把在基频、即基带上的QPSK信号S_B，表示如下：

S_B＝Acos(θk)+jAsin(θk)                  ......(20)

此处，j为表示垂直于实轴的虚轴的虚数单位，A为幅度，θk为表示QPSK信息的相位，

$\mathrm{\θk}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}$

当以载波角频率ωc调制该基带信号时，可以把已调输出S_C表示如下：

S_C＝S_B×a(cosωct+jsinωct)

   ＝A_C{cos(ωct+θk)+jsin(ωct+θk)}

此处

$A_C=a\×\sqrt{2}A,\mathrm{\θk}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}$

$=\frac{A_C}{2}\left[\cos \right\{\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\left\}\right]+\frac{A_C}{2}\left[j\sin (\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk})\right]---\left(21\right)$

在这里，一般，把实轴分量称为I轴信号，把虚轴分量称为Q轴信号。接收该已调信号，以变频用的本地频率ωc进行正交解调时，可以把正交解调I轴输出S_IR表示如下：

$S_{\mathrm{IR}}=S_C\×b\cos \mathrm{\ωct}$

$=\frac{A_C\·b}{2\×2}\left[\cos \right\{\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\}+\cos \mathrm{\ωct}]$

令 $\frac{A_C\·b}{2}=A_R$

$=A_R\left[\cos \right\{2\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\}+\cos \{\mathrm{\θk}\left\}\right]---\left(22\right)$

使该正交解调I轴输出S_IR通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_IRF成为：

$S_{\mathrm{IRF}}=A_R\cos \left(\mathrm{\θk}\right),\mathrm{\θk}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}---\left(23\right)$

，可以把正交PSK、即QPSK信号的I轴信号解调。

但是，与前述说明同样地，在此情况下，因为在正交解调中、本地振荡频率也是与载波频率相同的ωc，所以，该本地振荡频率信号从接收机向空间发射，对附近的其它接收机产生干扰。因而，把接收机的本地振荡频率与前述说明同样地设定为ωc+ωo时，正交调解的I轴输出S_IR成为下式：

$S_{\mathrm{IR}}=S_C\×b\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_C\·b}{2}\left[\cos \right\{\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\}\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t\]$

令 $\frac{A_C\·b}{2}=A_R$

$=A_R\left[\cos \right\{(2\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θk}\}+\cos (\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk})]---\left(24\right)$

使该正交解调I轴输出S_IR通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_IRF成为：

S_IRF＝A_R[cos(ωot+θk)]                    ......(25)

，得到正交PSK、即QPSK信号的I轴输出。

其次，把本地振荡频率设定为比所需信道的载波频率低ωo，即ωc-ωo。这时，变频输出S_IL成为下式：

$S_{\mathrm{IL}}=S_C\×b\cos (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_C\·b}{2}\left[\cos \right(\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk})\cos (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t\]$

令 $\frac{A_C\·b}{2}=A_R$

$=A_R\left[\cos \right\{2\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk}\}+\cos \{-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk}\left\}\right]---\left(26\right)$

使该正交解调I轴输出S_IL通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_ILF成为：

$S_{\mathrm{ILF}}=A_R\cos \{-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk}\}$

$\mathrm{\θk}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}---\left(27\right)$

，使该正交解调I轴输出S_IRh通过低通滤波器，把高频分量2ω_c消除，得到输出S_IRFh。

可是，与接收本地振荡频率等距离的相邻信道的解调信号，成为下述那样。即用ω_ch表示上侧相邻信道信号的载波频率时，因为ω_ch＝ωc+2ωo，所以，本地振荡频率为ωc+ωo的情况下，正交解调I轴输出S_IRh成为下式那样：

$S_{\mathrm{IRh}}=S_{\mathrm{Ch}}\×b\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}\[\cos \{\mathrm{\ωct}+2\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh}\}\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t\]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rh}}$

$S_{\mathrm{IRh}}=A_{\mathrm{Rh}}\left[\cos \right\{\left(2\mathrm{\ωc}+3\mathrm{\ωo}\right)t+\mathrm{\θh}\}+\cos \{\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh}\left\}\right]---\left(28\right)$

使该正交解调I轴输出S_IRh通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_IRFh成为：

$S_{\mathrm{IRFh}}=A_{\mathrm{Rh}}\[\cos (\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh})\]$

$\mathrm{\θh}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}---\left(29\right)$

，产生与所需信道存在于同一频带内的QPSK信号。

另一方面，用ω_cl表示下侧相邻信道信号的载波频率时，因为ω_cl＝ωc-2ωo，所以，把本地振荡频率如前述那样地设定为ωc+ωo时，接收那一边的正交解调I轴输出S_IRl成为下式：

$S_{\mathrm{IRl}}=S_{\mathrm{Cl}}\×b\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}\[\cos \{(\mathrm{\ωc}-2\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θl}\}\cos (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t\]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rl}}$

$=A_{\mathrm{Rl}}\left[\cos \right\{2\mathrm{\ωct}-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl}\}+\cos \{-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl}\left\}\right]---\left(30\right)$

使该正交解调I轴输出S_IRl通过低通滤波器，把高频分量2ω_c消除，其输出S_IRFL成为：

$S_{\mathrm{IRFl}}=A_{\mathrm{Rl}}\[\cos \{-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl}\}\]$

$\mathrm{\θl}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}---\left(31\right)$

，在与所需信道同一频率上产生正交PSK、即QPSK信号。

其次，如前述那样地，假定接收机的本地振荡频率为ωc+ωo，使其相位滞后π/2时，可按下述那样地得到正交解调Q轴输出S_QR：

$S_{\mathrm{QR}}=S_C\×b\sin (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_C\·b}{2}[\cos (\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk})\sin (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t\]$

令 $\frac{A_C\·b}{2}=A_R$

$=A_R\left[\sin \right\{(2\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θk}\}+\sin (-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk})]---\left(32\right)$

使该正交解调Q轴输出S_QR通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_QRF成为：

S_QRF＝A_Rsin(-ωot+θk)                       ......(33)

，可以得到正交PSK、即QPSK信号的Q轴输出。

其次，把本地振荡频率设定为比所需信道的载波频率低ωo，即ωc-ω0时，考虑使相位滞后π/2的情况。这时，正交解调Q轴输出S_QL成为下式：

$S_{\mathrm{QL}}=S_C\×b\sin (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_C\·b}{2}\left[\cos \right\{\mathrm{\ωct}+\mathrm{\θk}\left\}\sin (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t\right]$

令 $\frac{A_C\·b}{2}=A_R$

$S_{\mathrm{QL}}=A_R\left[\sin \right\{(2\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θk}\}+\sin (\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk})]---\left(34\right)$

使该正交解调Q轴输出S_QL通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_QLF成为：

$S_{\mathrm{QLF}}=A_R\sin \left(\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θk}\right)$

$\mathrm{\θk}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}---\left(35\right)$

，可以得到与S_QLF极性不同的正交PSK信号Q轴输出。

其次，有关正交解调Q轴输出，对相邻信道进行分析。用ω_ch表示上侧相邻信道信号的载波频率时，因为ω_ch＝ωc+2ωo，所以，把本地振荡频率设定为ωc+ωo的情况下，上侧信道的正交解调Q轴输出S_QRh成为下式：

$S_{\mathrm{QRh}}=S_{\mathrm{Ch}}\×b\sin (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}\left[\cos \right\{\mathrm{\ωct}+2\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh}\left\}\sin (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t\right]$

令

$\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rh}}$

$=A_{\mathrm{Rh}}\left[\sin \right\{(2\mathrm{\ωc}+3\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θh}\}+\sin \{\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh}\left\}\right]---\left(36\right)$

使该正交解调Q一轴输出S_QRh通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_QLFh成为：

$S_{\mathrm{QRFh}}=A_{\mathrm{Rh}}\left[\sin (\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh})\right]$

$\mathrm{\θh}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4}\mathrm{\π})---\left(37\right)$

，产生与所需信道存在于同一频带内的正交PSK、即QPSK信号Q轴输出。

有关下侧相邻信道的信号，进行同样的处理．载波频率ω_cl，因为ω_cl＝ωc+2ωo，所以，本地振荡频率为ωc+ωo时，正交解调Q轴输出S_QRL成为下式：

$S_{\mathrm{QRl}}=S_{\mathrm{Cl}}\×b\sin (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}\left[\cos \right\{(\mathrm{\ωc}\·2\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θl}\left\}\sin (\mathrm{\ωc}+\mathrm{\ωo})t\right]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rl}}$

$=A_{\mathrm{Rl}}[\sin (2\mathrm{\ωct}-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl})+\sin (-3\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl})]---\left(38\right)$

使该正交解调Q轴输出S_QRI通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_QRFL成为：

$S_{\mathrm{QRFl}}=A_{\mathrm{Rl}}\sin (-3\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl})$

$\mathrm{\θl}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}---\left(39\right)$

，在与所需信道相距为3ω0的频率上产生正交PSK、即QPSK信号的Q轴输出。

其次，假定本地振荡频率为ωc-ω0时，相邻信道正交解调的Q轴输出S_QR成为下述那样。即，上侧相邻信道信号的载波频率ω_ch，因为ω_ch＝ωc+2ω0，所以，本地振荡频率为ωc-ω0时，正交解调Q轴输出成为下式：

$S_{\mathrm{QRh}}=S_{\mathrm{Ch}}\×b\sin (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}\left[\cos \right\{\mathrm{\ωct}+2\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh}\left\}\sin (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t\right]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Ch}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rh}}$

S_QRh＝A_Rh[sin{(2ωc+ωo)t+θh}+sin(3ωot+θh)]

                                         .....(40)

使该正交解调Q轴输出S_QRh通过低通滤波器，把高频分量2ωc消除，其输出S_QRFh成为：

$S_{\mathrm{QRFh}}=A_{\mathrm{QRh}}\left[\sin (3\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θh})\right]$

$\mathrm{\θh}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}---\left(41\right)$

，产生存在于与所述信道相距为3ω0的频带内的正交PSK、即QPSK信号的Q轴输出。

有关下侧相邻信道的信号，进行同样的处理。载波频率ω_cl，ω_cl＝ωc-2ω0。接收机的本地振荡频率为ωc-ω0，正交解调Q轴输出S_QRL成为下式：

$S_{\mathrm{QRl}}=S_{\mathrm{Cl}}\×b\sin (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t$

$=\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}\left[\cos \right\{(\mathrm{\ωc}-2\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θl}\left\}\sin (\mathrm{\ωc}-\mathrm{\ωo})t\right]$

令 $\frac{A_{\mathrm{Cl}}\·b}{2}=A_{\mathrm{Rl}}$

$=A_{\mathrm{Rl}}\left[\sin \right\{(2\mathrm{\ωc}-3\mathrm{\ωo})t+\mathrm{\θl}\}+\sin (-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl})]---\left(42\right)$

使该正交解调Q轴输出S_QRL通过低通滤波器，把高频分量2ω_c消除，其输出S_QRFL成为：

$S_{\mathrm{QRFl}}=A_{\mathrm{Rl}}\left[\sin (-\mathrm{\ωot}+\mathrm{\θl})\right]$

$\mathrm{\θl}=(\±\frac{1}{4},\±\frac{3}{4})\mathrm{\π}---\left(43\right)$

在与所需信道同一频率上产生正交PSK、即QPSK信号的Q轴输出。

归纳上述，成为下述那样。

I轴的正交解调输出

上侧本地频率情况下的输出

S_IRF＝A_R[cos(-ωot+θk)]                —所需信道

S_IRFh＝A_Rh[cos(ωot+θh)]                —上侧信道

S_IRFl＝A_Rl[cos(-3ωot+θl)]              —下侧信道

下侧本地频率情况下的输出：

S_ILF＝A_R[cos(ωot+θk)]                 —所需信道

S_ILFh＝A_Rh[cos(3ωot+θh)]               —上侧信道

S_ILFl＝A_Rl[cos(-ωot+θl)]               —下侧信道

                                           (44)

Q轴的正交解调输出

上侧本地频率情况下的输出：

S_QRF＝A_R[sin(-ωot+θk)]                —所需信道

S_QRFh＝A_Rh[sin(ωot+θh)]                —上侧信道

S_QLFh＝A_Rh[sin(-3ωot+θh)]              —下侧信道

下侧本地频率情况下的输出：

S_QLF＝A_R[sin(ωot+θk)]                 —所需信道

S_QRF＝A_Rl[sin(3ωot+θl)]                —上侧信道

S_QLFl＝A_Rl[sin(-ωot+θl)]               —下侧信道

                                           (45)

根据上述各式可知，如前述那样，在I轴一侧的两个正交解调电路输出中，共同包括所需信道。还可知，在Q轴一侧的两个正交解调电路输出中，共同包括反相位的所需信道。本发明的第三实施形态，基于这一原理而实现。

实施形态4

图4示出本发明第四实施形态的构成。图4中，包括接受接收信号的天线1；把接收信号作为输入的第一和第二变频电路2，3；产生接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一变频电路2变频用的频率输入而输出，把下侧频率作为第二变频电路3变频用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路4；对第一变频电路2的输出进行波状整形的第一带通滤波器9A；把第一带通滤波器9A的输出变换成数字信号的第一A/D变换器10A；对第二变频电路3的输出进行波形整形的第二带通滤波器9B；把第二带通滤波器9B的输出变换成数字信号的第二A/D变频器10B；把第一A/D变换器10A输出中所包括的频率偏置部分消除的第一频率偏置电路6D；把第二A/D变换器10B的输出中所包括的频率偏置消除的第二频率偏置电路6E；进行微小的变频，把偏置量提供到各频率偏置电路6D、6E上的偏置频率发生电路7C；把第一频率偏置电路6D和第二频率偏置电路6E的输出这二者中共同存在的分量提取出来的共同波提取电路5C；把共同波提取电路5C的输出中残余的不需要的频率分量消除的滤波器8C。

其次，说明有关上述第四实施形态中接收电路的操作。当与上述第三实施形态相比较时，本实施形态中、进行共同波提取的过程与进行频率偏置的过程对调了。即，借助于先进行频率偏置过程，使所需信道的信号成为原原本本的基带信号，可以期待提取操作更加稳定。还有，借助于数字化，可以提高正交解调功能的精度，使适合于集成化，并使消耗功率减少。

实施形态5

图5示出本发明第五实施形态中接收电路的构成。图5中，表示了接受接收信号的天线1；把接收信号作为输入的第一和第二正交解调电路11和12；产生接收信号的无线电载波频率和相邻上、下信道的无线电载波频率的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一正交解调电路11变换用的频率输入而输出，把下侧频率作为第二正交解调电路12变换用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路4；把第一正交解调电路11的I输出和第二正交解调电路12的I输出这二者中共同存在的分量提取出来的第一共同波提取电路5D；把第一正交解调电路11的Q输出和第二正交解调电路12的Q输出的反极性输出这二者中共同存在的分量提取出来的第二共同波提取电路5E；把利用第一共同波提取电路5D提取出来I那一边的输出中残余的频率偏置部分消除的第一频率偏置电路6F；把利用第二共同波提取电路5E提取出来Q侧输出中残余的频率偏置部分消除的第二频率偏置电路6G；进行微小的变频，把偏置量提供到各频率偏置电路6F、6G上的偏置频率发生电路7D；把第一频率偏置电路6F的输出中残余的不需要的频率分量消除的第一滤波器8D；把第二频率偏置电路6G的输出中残余的不需要的频率分量消除的第二滤波器8E。

其次，说明有关上述第五实施形态中接收电路的操作。本实施形态以数字调制中四元PSK、即QPSK来实现本发明。如果根据依靠前述数学式的说明，把从天线1得到的接收信号提供到第一正交解调电路11和第二正交解调电路12上，借助于从本地频率信号发生电路4A把两个不同的、即与信道间中心值匹敌的上、下频率分别提供到第一正交解调电路11和第二正交解调电路12上，可以产生分别按所需信道、以及上侧信道和下侧信道的三个信号的四个输出信号。如果根据数学式展开，第一正交解调电路11和第二正交解调电路12中共同存在的信号分量仅为所需信道的信号，在I轴那一侧可作为平衡分量提取，在Q轴那一侧可作为差分分量提取。因而，借助于把I轴那一边的平衡分量提供到共同波提取电路5D上，还把Q轴那一边的差分分量提供到共同波提取电路5E上，可以得到所需信道的I轴和Q轴信号。因为在共同波提取电路5D和5E的输出中残余着频率为ω0的频率偏置，所以，在偏置频率发生电路7D中进行微小的变频，使得在频率偏置电路6F和6G中把偏置量消除。在利用滤波器8D和8E、进而把这一过程中所产生不需要的频率分量消除以后，作为基带信号提供到基带信号处理部分上。

实施形态6

图6示出本发明第六实施形态的构成。图6中表示接受接收信号的天线1；把接收信号作为输入的第一和第二正交解调电路11和12；产生接收信号所具有的无线电载波频率和相邻上、下信道所具有的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一正交解调电路11变换用的频率输入而输出，把下侧频率作为第二正交解调电路12变换用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路4A；把各正交解调电路11和12的I输出和Q输出中共同包括的频率偏置部分消除的第一和第二频率偏置电路；进行微小的变频，把偏置量提供到各频率偏置电路6H、6I上的偏置频率发生电路7E；把第一频率偏置电路6H的I输出和第二频率偏置电路6I的I输出这二者中共同存在的分量提取出来的第一共同波提取电路5F；把第一频率偏置电路6H的Q输出和第二频率偏置电路6I的Q输出的反极性输出这二者中共同存在的分量提取出来的第二共同波提取电路5G；为把各共同波提取电路5F和5G的输出中残余的不需要的频率分量消除的第一和第二滤波器8F和8G。

其次，说明有关上述第六实施形态中接收电路的操作。当与上述第五实施形态相比较时，本实施形态中、进行共同波提取的过程与进行频率偏置的过程对调了。即，借助了先进行频率偏置过程，使所需信道的信号成为原原本本的基带信号，可以期待提取操作更加稳定。

实施形态7

图7示出本发明第七实施形态中接收电路的构成。图7中，表示了接受接收信号的天线1；把接收信号作为输入的第一和第二正交解调电路11和12；产生接收信号的无线电载波频率和相邻上、下信道的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一正交解调电路11变换用的频率输入而输出，把下侧频率作为第二正交解调电路12变换用的频率输入而输出的本地频率信号发生电路4；对第一正交解调电路11的I输出和Q输出分别进行波形整形的第一和第二带通滤波器9C和9D；把第一和第二带通滤波器9C和9D的输出变换成数字信号的第一和第二A/D变换器；对第二正交解调电路12的I输出和Q输出分别进行波形整形的第三和第四带通滤波器9E和9F；将第三和第四带通滤波器9E和9F的输出变换成数字信号的第三和第四A/D变换器10E和10F；把第一和第三A/D变换器10C和10E的I输出中共同存在的分量提取出来的第一共同波提取电路5H；把第二A/D变换器10D的Q输出和第四A/D变换器10E的Q输出的反极性输出这二者中共同存在的分量提取出来的第二共同波提取电路5I；把利用第一共同波提取电路5H提取出来I那一边的输出中残余的频率偏置部分消除的第一频率偏置电路6J；把利用第二共同波提取电路5I提取出来Q那一边的输出中残余的频率偏置部分消除的第二频率偏置电路6K；进行微小的变频，把偏置量提供到各频率偏置电路6J和6K上的偏置频率发生电路7F；把第一频率偏置电路6J的输出中残余的不需要的频率分量消除的第一滤波器8H；把第二频率偏置电路6K的输出中残余的不需要的频率分量消除的第二滤波器8I。

其次，说明有关上述第七实施形态中接收电路的操作。本实施形态是把与上述第五实施形态中同样的两个正交解调电路11和12的输出、借助于A/D变换器10C～10F量化，每个A/D变换器的功能类似于量化装置；利用数字运算，进行与第五实施形态等价的处理，即，进行共同波提取、频率偏置和滤波。共同波提取和滤波可以使用数字滤波器技术，频率偏置可以使用数字正交解调。

实施形态8

图8示出本发明第八实施形态中接收电路的构成。图8中，表示了接受接收信号的天线1；把接收信号作为输入的第一和第二正交解调电路11和12；产生接收信号的无线电载波频率和相邻上、下信道的无线电载波频率之间的中间频率，同时，把上、下两个波频率中的上侧频率作为第一正交解调电路11变换用的频率输入而提供，把下侧频率作为第二正交解调电路12变换用的频率输入而提供的本地频率信号发生电路4A；对第一正交解调电路11的I输出和Q输出分别进行波形整形的第一和第二带通滤波器9C和9D；把第一和第二带通滤波器9C和9D的输出变换成数字信号的第一和第二A/D变换器10C和10D；对第二正交解调电路12的I输出和Q输出分别进行波形整形的第三和第四带通滤波器9E和9F；把第三和第四带通滤波器9E和9F的输出变换成数字信号的第三和第四A/D变换器10E和10F；把各A/D变换器10C～10F的I输出和Q输出中残余的频率偏置部分分别消除的频率偏置电路6L；进行微小的变频，把偏置量提供到各频率偏置电路6L上的偏置频率发生电路7G；把频率偏置电路6L的I输出中共同存在的分量提取出来的第一共同波提取电路5J；把频率偏置电路6L的Q输出和Q输出的反极性输出这二者中共同存在的分量提取出来的第二共同波提取电路5K；把利用第一共同波提取电路5J提取出来I输出中残余的不需要的频率分量去掉的第一滤波器8J；把利用第二共同波提取电路5K提取出来Q输出中残余的不需要的频率分量消除的第二滤波器。

其次，说明有关上述第八实施形态中接收电路的操作。当与上述第七实施形态相比较时，本实施形态中、进行共同波提取的过程与进行频率偏置的过程对调了。即，借助于先进行频率偏置过程，使所需信道的信号成为原原本本的基带信号，可以期待提取操作更加稳定。还有，借助于数字化，可以提高正交解调功能的精度，使适合于集成化，并可以减少消耗功率。

实施形态9

图9示出本发明第九实施形态中接收电路的构成。本实施形态中，使用计算互相关性的相关器13，来代替图3所示第三实施形态中的共同波提取电路5B。

因而，如果根据本实施形态，因为使用数字滤波技术来进行共同波提取，所以，即使共同包括的分量极性不同、只须把相关系数的极性翻转一下，故相关器13具有能够确保幅度的优点。

再者，本实施形态的特征，同样也可以应用于第四、第七和第八实施形态。

实施形态10

图10示出本发明第十实施形态中接收电路的构成。本实施形态假定，与图1所示第一实施形态相比，接收经天线1的接收信号的变频电路只有第一变频电路2；在进行了依靠该第一变频电路2的变频以后，第二变频电路15从本地频率信号发生电路4B接受相当于信道间频率2ω0的频率、提供没有借助于第一变频电路2进行变频的那一边的变频输出，确保在依靠共同波提取电路5L的所需信道提取中、所需的两个变频输出。

因而，如果根据本实施形态，因为第一变频电路2和第二变频电路15的输出、与第一实施形态中第一和第二变频电路2和3的两个输出一致，所以，只用一组高频电路就能够进行载波频率的处理了，不仅能够减少电路所需的空间，还能够减少消耗的功率。

再者，本实施形态的特征，同样也可以应用于第二实施形态。

实施形态11

图11示出本发明第十一实施形态中接收电路的构成。与图3所示第三实施形态相比较，本实施形态假定，输入接收信号的变频电路只有第一变频电路2，同时，还假定量化装置只有接受第一变频电路2的输出的带通滤波器9C和A/D变换器10C；在依靠A/D变换器10C的A/D进行了变换以后，借助于从数字频率发生电路17接受的相当于信道间频率2ω0的频率，数字变频电路16进行数字变频、借此，得到没有借助于第一变频电路2进行变频的那一边的变频输出，确保在依靠共同波提取电路5M的所需信道提取中、所需的两个变频数字输出。

因而，如果根据本实施形态，因为借助于第一变频电路2的已经A/D变换器10C变换的输出和数字变频电路16的输出、与第三实施形态中第一和第二变频电路2和3的两个输出一致，所以，只用一组高频电路就能够对付载波频率的处理了，不仅能够减少电路所需的空间，还能够减少消耗的功率。

再者，本实施形态的特征，同样也可以应用于第四实施形态。

实施形态12

图12示出本发明第十二实施形态中接收电路的构成。与图5所示第五实施形态相比较，本实施形态的特长在于，假定输入接收信号的正交解调装置只有一个正交解调电路11；借助于从本地频率信号发生电路4B接受频率相当于信道间频率2ω0的变频电路15A、对该正交解调电路11的两个输出进行变频、借此，得到没有进行正交解调的那一边的变频输出，确保在依靠第一和第二共同波提取电路5N和5P的所需信道提取中、所需的两个正交解调输出。

因而，如果根据本实施形态，因为正交解调电路11的输出和变频电路15A的输出、与第五实施形态中第一和第二正交解调电路11和12的两个正交解调输出一致，所以，只用一组以载波频率为对象的高频电路就能够对付了，不仅能够减少电路所需的空间，还能够减少消耗的功率。

再者，本实施形态同样也可以应用于第六实施形态。

实施形态13

图13示出本发明第十三实施形态中接收电路的构成。与图7所示第七实施形态相比较，本实施形态的特长在于，输入接收信号的正交解调装置只有一个正交解调电路11，同时，量化装置只有一个带通滤波器9D和9E、以及A/D变换器10D和10E；在依靠A/D变换器10D和10E进行了A/D变换以后，借助于从数字频率发生电路17A接受频率相当于信道间频率2ω0的数字变频电路16A进行数字变频、借此，得到没有借助于正交解调电路11进行正交解调的那一边的变频输出，确保在依靠第一和第二共同波提取电路5Q和5R的所需信道提取中所需的两个正交解调输出。

因而，如果根据本实施形态，因为借助于A/D变换器10D和10E对正交解调电路11的输出进行了A/D变换的输出和数字变频电路16A的输出、与第七实施形态中第一和第二正交解调电路11和12的两个输出一致，所以，只用一组处理载波频率的高频电路就能够对付了，不仅能够减少电路所需的空间，还能够减少消耗的功率。

再者，本实施形态的特征同样也可以应用于第八实施形态。

实施形态14

图14示出本发明第十四实施形态中接收电路的构成。本实施形态与图1所示第一实施形态中共同波提取电路的改良有关。图14中，接收电路包括天线1；第一变频电路2；第二变频电路3；本地频率信号发生电路4；共同波提取电路5；滤波器8；与第一实施形态的构成相同。

还包括接收信号输入部分20；第一变频电路2的输出通过的输入线路21；接受第二变频电路3的输出的输入线路22；兼作低通滤波器的积分电路23和24，使第一和第二变频电路3和4的输出分别通过输入线路21和22以后、提供到该低通滤波器上；分别接受积分电路23和积分电路24的输出的第一和第二缓冲放大器25和26；在初级绕组的一端上分别接受第一和第二缓冲放大器25和26的输出的第一变压器27和第二变压器28。第一和第二变压器27和28初级绕组的另一端交流接地，使次级绕组以相同极性的端子并联连接到一起，同时，以极性与初级绕组极性相同一端的连接点29为输出，另一端子接地。还包括其输入端连接到连接点29的第三缓冲放大器30，其输出31作为共同波提取电路5的输出、提供到下一级频率偏置电路6上。

其次，说明有关上述第十四实施形态中共同波提取电路5的操作。从第一变频电路2和第二变频电路3，可以得到所需波信号分量的共同波e_D和相邻信道波信号分量e_U。有关相邻信道波信号分量，因为从第一变频电路2得到的分量与从第二变频电路3得到的分量的中心频率不同，所以，以e_U1表示从第一变频电路2得到的分量，以e_U2表示从第二变频电路得到的分量。也就是，从第一变频电路2来的信号假定为e_D+e_U1，而从第二变频电路3来的信号假定为e_D+e_U2。在第一变频电路2和第二变频电路3的输出中、有可能还包括除了这些信号以外的不需要的高频分量，借助于兼作低通滤波器的积分电路23和积分电路24、减小这些高频分量。

把分别通过积分电路23和积分电路24的、从第一变频电路2得到的信号e_D+e_U1、和从第二变频电路3得到的信号e_D+e_U2，分别提供到对应的缓冲放大器25和26上。使每个缓冲放大器25和26的输出阻抗很小。把通过缓冲放大器25和26的、从第一变频电路2得到的信号e_D+e_U1、和从第二变频电路3得到的信号e_D+e_U2，分别提供到变压器27和28的初级绕组上。假定，变压器27和28初级绕组对次级绕组的圈数比为1。这样，在变压器27和28的次级绕组上，分别对应地产生从第一变频电路2得到的信号e_D+e_U1和从第二变频电路3得到的信号e_D+e_U2。

在这里，因为变压器27和28次级绕组的端子是以极性与初级绕组极性一致地并联连接起来的，所以，有关在次级绕组上产生的、从第一变频电路2得到的信号e_D+e_U1和从第二变频电路3得到的信号e_D+e_U2各分量中的共同分量、即所需波信号分量e_D，次级绕组的各输出并无冲突等问题，在端子上可以得到该信号。

另一方面，因为在变压器27次级绕组上产生的从第一变频电路2得到的分量e_U1、与在变压器28次级绕组上产生的从第二变频电路3得到的分量e_U2为频率不同的分量，所以，它们互相流入对方的次级绕组中。这时，从次级绕组看到的变压器输入阻抗虽然分别等于连接到初级绕组上的信号源输出阻抗，但是，因为如前所述，已把各信号源、即缓冲放大器25和26的输出阻抗设定成非常小的值，所以，借助于这样小的阻抗减小了共同波分量以外的分量、即在变压器27次级绕组上产生的从第一变频电路2得到的分量e_U1、和在变压器28次级绕组上产生的从第二变频电路3得到的分量e_U2。

一般，缓冲放大器可以用依靠晶体管的射极跟随器来实现，在采用射极跟随器的情况下，依靠图14所示连线的缓冲放大器输出阻抗为几欧以下。利用图15，说明这一原理。图15中，变压器由两个绕组L₁和L₂构成，假定绕组L₁为初级绕组，绕组L₂为次级绕组。

按下述那样地设定各绕组端子上的电压和电流。即，假定初级电流为I₁，次级电流为I₂，初级绕组L₁端子间产生的电压为V₁，次级绕组L₂端子间产生的电压为V₂。还假定，初级绕组L₁与次级绕组L₂之间的互感为M。这时，把负载Z连接到次级绕组L₂上，从初级绕组L₁的端子看到的输入阻抗Zin可用下式来表示，假定ω为角频率，且L₁L₂＝M成立：

$\mathrm{Zin}=\frac{V_1}{I_1}={\mathrm{j\ωL}}_1+\frac{{\left(\mathrm{\ωM}\right)}^2}{{\mathrm{j\ωL}}_2+Z}---\left(46\right)$

在这里，在把负荷Z短路的情况下，即Z＝0时，输入阻抗Zin按下述那样地变成零：

其次，在把负载Z开路的情况下，即Z＝∞时，输入阻抗Zin成为：

，变成单纯地只依靠初级绕组的电感的阻抗了。

这样，变压器27和28初级绕组那一边的输入阻抗受次级绕组那一边负载的影响。

返回到图14，当应用依靠图15的原理时，缓冲放大器25和26的负载处于短路状态，变压器27和28的各初级绕组变成在变压器27和28的次级绕组各输入阻抗为零(短路)状态下而工作。因而，图14中信号电路i_U1和i_U2在各次级绕组的端子间不感应电压。

再者，通常，当激励变压器时，用于变压器的信号看作电流，在变压器铁心内产生的磁通量正比于该电流与初级绕组电感量之积，根据该磁通量的时间变化率(微分系数)、在次级绕组中感应出电压。现在，令在次级绕组L₂的端子上感应的电位为e₂，e₂可按下式定义：

$e_2=M\frac{{\mathrm{dI}}_1}{\mathrm{dt}}---\left(49\right)$

即，在此情况下，因为激励变压器的信号源为电流源，所以，其输出阻抗为∞，从次级绕组一侧时，如前所述，该阻抗由仅依靠次级绕组电电感的阻抗来决定。本实施形态的特征之一在于，与该通常方法不同，是利用电压源来激励变压器。

其次，简单说明有关图14中兼作低通滤波器的积分器23和24。在积分器23和24中，假定积分电容量为C时，则1/C为积分比例系数。此处，输入信号可以用正弦波表示时，假定其角频率为ω，则积分比例系数变成1/ωc，呈现出频率特性。这一频率特性是为了取消变压器27和28的微分作用(即，假定电感为L时，在微分输出中出现微分比例系数ωL)、而使变压器27和28具有另一频率特性互相抵消而兼备的。即，使从第一变频电路2和第二变频电路3、一直到共同波提取输出的综合频率特性是平坦的。假定在作为对象的信号频率范围内，其它电路元件的频率特性是平坦的，则从第一变频电路2和第二变频电路3、一直到共同波提取输出的综合频率特性H可以用下式来表示，其中没有频率变量ω，所以，是平坦的：

$H=\frac{1}{\mathrm{\ωC}}\×\mathrm{\ωL}=\frac{L}{C}---\left(50\right)$

如上所述，如果根据本实施形态，共同波提取电路是接收电路构成元件之一、把过去作为激励变压器的信号源即电流源、代之以电压源，进而，借助于把变压器次级绕组的端子并联连接起来，能够形成负载效应：即，只对共同波(借助于变压器次级绕组的连接极性，只对同相信号或者只对反相信号)、才提高变压器的阻抗，对非共同波、阻抗接近于零，尽管过去在电路内共同波与非共同波之差(比)最高只能达到2∶1，如果根据本实施例，该比值至少能够比过去提高一倍，可以得到过去得不到的消除作用。

实施形态15

图16示出本发明第十五实施形态中接收电路的构成。本实施形态为图14所示第十四实施形态的变形，共同的元件标以相同的符号。与第十四实施形态的不同在于，把接受第一变频电路2输出的输入线路21和接受第二变频电路3输出的输入线路22、分别连接到作为第一输入的第一和第二非共同波信号消除电路46和47上，把第一和第二非共同波信号消除电路46和47的输出提供到共同波提取电路5n上。还把接受第一变频电路2输出的输入线路21和接受第二变频电路3输出的输入线路22连接到、把相应的输出作为比较信号而输入的平衡性监视电路43上。把共同波信号提取电路5n的输出31a连接到频率偏置电路6上，同时，作为平衡性监视电路43的第三输入而提供。把共同波信号提取电路5n的其它输出分别提供到第一和第二非共同波信号检出电路41和42上。第一和第二非共同波信号检出电路41和42，把分别通过输入线路21的第一变频电路2的输出、和通过输入线路22的第二变频电路3的输出作为第二输入而接受；将第一和第二非共同波信号检测电路41，42的输出与平衡性监视电路43的输出一起、分别提供到第一和第二合成电路44和45上。把第一和第二合成电路44和45的输出、分别作为第一和第二非共同波信号消除电路46和47的第二输入而提供。因为除了把图14中作为5的共同波提取电路、代之以5n而一般化以外、其它构成与图14相同，所以，省略其说明。

其次，说明有关本实施形态中接收电路的操作。与图14同样地，从第一变频电路2输出信号e_D+e_U1，从第二变频电路3得到信号e_D+e_U2。把第一变频电路2和第二变频电路3的各输出分别提供到第一和第二非共同波信号消除电路46和47上。在这里，用后述的第二输入进行减法运算以后，将第一和第二非共同波信号消除电路46和47的输出提供到共同波提取电路5n上。提供到共同波提取电路5n上的这些输入，除了第一变频电路2那一边的信号e_D+e_U1和第二变频电路3那一边的信号e_D+e_U2以外，基本上没有其它信号。因而，像图14所示第十四实施形态中作为共同波提取电路5具体说明了的那样，利用共同波提取电路5n把共同波信号e_D提取出来。但是，正如从图14所示例子也能明了的那样，在共同波提取电路5n中并不能把非共同波信号完全消除。即，在共同波提取电路5n中变压器27和28的初级绕组与次级绕组的耦合系数不够大的情况下、或者，如果激励变压器的放大器25或26的输出阻抗不够小，则非共同波分量的消除能力就不够了。因此，在本实施形态中，把一旦提取出来的共同波信号输出31a反馈回去、与第一变频电路2那一边的信号e_D+e_U1或第二变频电路3那一边的信号e_D+e_U2相比较。该比较器就是前述的第一和第二非共同波信号检出电路41和42。

其结果通过第一和第二合成电路44和45输出，对来自接受第一变频电路2的输出的输入线路21和接受第二变频电路3的输出的输入线路22的输入信号加以修正。进行该修正的电路就是前述第一和第二非共同波信号消除电路46和47。另一方面，有关共同波信号e_D，第一变频电路2那一边的信号强度和第二变频电路3那一边的信号强度，在从接受第一变频电路2的输出的输入线路21和从接受第二变频电路3的输出的输入线路22得到的阶段中、或者，通过了一直到共同波提取电路5n的整体情况下，保证不了经常相等。因而，当信号强度存在着显著差异时，把该差异作为共同波分量处理，另一方面，即使一个信号的强度足够大，也不能有效地利用。因此，把共同波提取电路5n的输出、与第一和第二非共同波信号消除电路46和47输出间的中点加以比较，对其结果在整个电路上进行同样的偏置修正、是有效的。实现这一功能的部分可以是平衡性监视电路43和使衡其输出经由第一和第二合成电路44和45、分别反馈到第一和第二非共同波信号消除电路46和47上的路径。

图17把图16所示第十五实施形态更具体化了，同样的元件标以同样的符号。

与图16同样地，使第一变频电路2的输出和第二变频电路3的输出分别作为通过输入线路21和22的第一输入提供到第一和第二差分放大器46a和47a上，将其输出分别提供到兼作低通滤波器的第一和第二积分电路23和24上。把第一和第二积分电路23和24的输出分别提供到第一和第二缓冲放大器25和26上。第一和第二缓冲放大器25和26的输出被反馈加到它们的负输入端上。分别把第一和第二缓冲放大器25和26的输出提供到变压器27和28初级绕组的一端上。变压器27和28初级绕组的另一端交流接地，使次级绕组同一极性的端子并联连接到一起，同时，以极性与初级绕组极性相同的一端的连接点29作为输出端子使用，至少把另一端交流接地。把次级绕组的连接点29连接到第三缓冲放大器30上，第三缓冲放大器30从输出把反馈加到负输入端上。把第三缓冲放大器30的输出31a提供到频率偏置电路6上，同时，将其连接到第三和第四差分放大器41a和42a的正输入端上，还将其连接到差分放大器50的正输入端上。

分别把第三和第四差分放大器41a和42a的负输入端连接到接受第一变频电路2输出的输入线路21和接受第二变频电路3输出的输入线路22上。把第四和第五缓冲放大器48和49的输出分别通过相等的电阻R耦合起来，耦合点连接到第八差分放大器50的负输入端上。还有，把第三和第四差分放大器41a和42a的输出分别连接到第六和第七差分放大器44a和45a的正输入端上，把差分放大器44a和45a的负输入端连接到第八差分放大器50的输出上。把第六和第七差分放大器44a和45a的各输出分别连接到第一和第二差分放大器46a和47a的负输入端上。

图16与图17的对应关系如下：非共同波信号消除电路46和47分别对应于第一和第二差分放大器46a的47a；共同波提取电路5n对应于共同波提取电路5P；平衡性监视电路43对应于由第四和第五缓冲放大器48、49、电阻R、以及差分放大器50构成的平衡性监视电路43a；非共同波信号检出电路41和42分别对应于第三和第四差分放大器41a和42a；合成电路44和45分别对应于第六和第七差分放大器44a和45a。

其次，说明有关本实施形态具体例的操作。与图16同样地，从第一变频电路2提供信号e_D+e_U1，从第二变频电路3提供信号e_D+e_U2。把第一变频电路2和第二变频电路3的各输出分别提供到用来消除非共同波信号的差分放大器46a和47a的正输入端上。在这里，对后述的第二输入进行减法运算以后，将其输出提供到共同波提取电路5P上。在共同波提取电路5P中，借助于兼作低通滤波器的积分电路23和积分电路24把不需要的高频分量减小以后，提供到第一和第二缓冲放大器25和26上。正如图15所示第十四实施形态中说明了的那样，利用从缓冲放大器25和26接受第一变频电路2那一边的信号e_D+e_U1和第二变频电路3那一边的信号e_D+e_U2的变压器27和28，提取共同波信号e_D，同时，产生非共同波分量的消除残差。把包括该非共同波分量残差的变压器27和28的次级绕组输出，提供到差分放大器41a和42a的正输入端上。

差分放大器41a和42a作为比较信号通过输入线21和22得到第一变频电路2的输出和第二变频电路3的输出，把大体上作为共同波分量提取出来的共同波信号输出31a与比较信号之差传送到差分放大器44a和45a上。另一方面，把共同波提取输出31a反馈到差分放大器44a和45a上、与第一变频电路2那一边的信号e_D+e_U1或第二变频电路3那一边的信号e_D+e_U2相比较。该差分放大器41a和42a相应于前述非共同波信号检出电路41和42。把该比较结果传送到合成电路44和45、即差分放大器44a和45a的正输入端上。另一方面，有关共同波信号e_D，在输入第一变频电路2那一边的信号强度或者从第一变频电路2的输出(21)一直到共同波信号输出31a的电路增益、与输入第二变频电路3那一边的信号强度或者从第二变频电路3的输出(22)一直到输出31a的电路增益有差异的情况下，为了高效率地得到输出，在利用缓冲放大器48和49得到第一变频电路2的输出(21)和第二变频电路3的输出(22)信号以后，借助于差分放大器50把依靠电阻R的中间值与共同波提取输出31a相比较，为了加到第一变频电路2的输出(21)和第二变频电路3的输出(22)上、把该比较结果传送到合成电路44或45、即差分放大器44a或45a的负输入端上。

把由差分放大器44a和45a合成的这些信号分别提供到差分放大器46a和47a的负输入端上，对第一变频电路2的输出(21)和第二变频电路3的输出(22)进行修正。

这样，如果根据本实施形态，能够实现：把共同波提取输出中残余的非共同波分量消除的功能；和有关共同波信号e_D，在输入第一变频电路2那一边的信号强度或者从输出21一直到输出31a的电路增益、与输入第二变频电路3那一边的信号强度或者从输出22一直到输出31a的电路增益之间有差异的情况下，将此差异消除的功能。

实施形态16

图18示出本发明第十六实施形态中接收电路的构成。作为本申请对象的通信方式中也有QPSK，图14、图16、图17所示电路只能提取相位相同的、即QPSK中的I轴分量。

本实施形态设计成提取相位差为180°的各信号，如图18所示，其构成与图14基本上相同，变成把两个变压器的次级绕组极性相反地连接起来。因为除了这一点以外、有关构成与图14相同，所以，省略其说明。有关操作，虽然图14中，能够在次级那一边无干扰地产生各同相信号，但是，在图18中，因为在一个次级绕组的极性翻转了，所以，可以取出接收时无干扰的反相信号、即QPSK中的Q信号。同相信号在次级绕组那一边变成互相反相的关系，变成与干扰一致的关系了，故被衰减。

实施形态17

图19示出本发明第十七实施形态中接收电路的构成，把有关上述实施形态16中所示反相信号的特征应用于图16和图17所示的接收电路上。虽然在图17中涉及同相信号非共同波信号分量的消除和平衡性的提高，但是，在本实施形态中，把共同波信号作为反相信号处理，得到同样的效果。

实施形态18

图21示出本发明第十八实施形态中接收电路的构成方框图。在这一实施形态中，作为接收方式采用与按照图5所示本发明第五实施形态的接收电路同样的方式。因而，有关与图5相同的构成部分标以相同的符号，借此，省略其详细说明，下面说明有关图21独特的构成。上述第十八实施形态中的本地频率信号发生电路4A具有：产生所需波载波频率信号的所需波载波频率信号发生源32；与该所需波载波频率信号发生源32并列关系设置的、产生偏置频率信号的偏置频率信号发生源33；把来自所需波载波频率信号发生源32的载波频率信号移相(即，延时)的装置、即载波频率信号移相电路34；把来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号移相的装置、即偏置频率信号移相电路35；第一正交调制器36a；第二正交调制器36b。

第一正交调制器36a由下列部件构成：把借助于所需波载波频率信号发生源32产生的所需波载波频率信号与借助于偏置频率信号发生源33产生的偏置频率信号相乘的第一乘法器37a；把借助于载波频率信号移相电路34移相处理后的所需波载波频率信号与借助于偏置频率信号移相电路35移相处理后的偏置频率信号相乘的第二乘法器38a；把第一乘法器37a的相乘结果与第二乘法器38a的相乘结果相加，输出负偏置那一边本地频率(ωc-ω0)的负偏置那一边本地频率输出用的加法器51。

另一方面，第二正交调制器36b由下列部件构成：把借助于所需波载波频率信号发生源32产生的所需波载波频率信号与借助于偏置频率信号移相电路35移相处理后的偏置频率信号相乘的第三乘法器37b；把借助于载波频率信号移相电路34移相处理后的所需波载波频率信号与借助于偏置频率信号频率信号源3 3产生的偏置频率信号相乘的第四乘法器38b；把第三乘法器37b的相乘结果与第四乘法器38b的相乘结果相加，输出正偏置那一边本地频率(ωc+ω0)的正偏置那一边本地频率输出用的加法器52。而且，把负偏置那一边本地频率输出用的加法器51的输出送到第二正交解调12上，另一方面，把正偏置那一边本地频率输出用的加法器52的输出送到第一正交解调11上。

其次，说明有关上述第十八实施形态的操作原理和操作。把来自所需波载波频率信号发生源32的所需波载波频率信号ω_c提供到载波频率信号移相电路34上以后，延时π/2相位。把来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号ω0提供到偏置频率信号移相电路35上以后，延时π/2相位。在构成第一正交调制器36a的两个乘法器37a和38a中的第一乘法器37a上，输入来自上述所需波载波频率信号发生源32的所需波载波频率信号cosωct和来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号cosω0t。在第二乘法器38a上，输入来自载波频率信号移相电路34的延时了π/2相位的所需波载波频率信号sinωct和来自偏置频率信号移相电路35的延时了π/2相位的偏置频率信号sinω0t。

其结果是，如下式所示那样地，在第一正交调制器36a负偏置那一边本地频率输出用的加法器51的输出中出现频率ωc-ω0：

cosωct×cosω0t+sinωct×sinω0t＝cos(ωc-ω0)t

在构成第二正交调制器36b的两个乘法器37b和38b中的第三乘法器37b上，输入来自上述所需波载波频率信号发生源32的所需波载波频率信号cosωct和来自偏置频率信号移相电路35的延时了π/2相位的偏置频率信号sinω0t。在第四乘法器38b上，输入来自载波频率信号移相电路34的延时了π/2相位的所需波载波频率信号sinωct和来自偏置频率信号移相电路35的延时了π/2相位的偏置频率信号cosω0t。其结果是，如下式所示那样地，在第二正交调制器36b负偏置那一边本地频率输出用的加法器52的输出中出现频率ω_c+ω₀：

cosωct×sinω0t+sinωct×cosω0t＝sin(ωc+ω0)t

如上所述，可以明了，如果根据上述实施形态，在产生了作为本发明基本构成所需的互补型本地振荡频率以后，可以作为独立的输出而得到。

进而，可以明了，没有必要使用对应于各个频率的滤波器，即使所需信号的载波频率可变时，也能够没有问题地对付得了。

实施形态19

图22示出本发明第十九实施形态中接收电路的构成方框图。为了得到f_c+f₀和f_c+f₀，这一实施形态使用两个移相器，一个正交调制器，两个加法器，和一个极性翻转电路。作为这一实施形态的接收方式，采用与依靠图5所示本发明第五实施形态的接收电路同样的方式。因而，有关与图5相同的构成部分标以相同的符号，借此，省略其详细说明，下面说明有关图21独特的构成。上述第十九实施形态中的本地频率信号发生电路4A具有：产生所需波载波频率信号的所需波载波频率信号发生源32；与该所需波载波频率信号发生源32有并列关系设置的、产生偏置频率信号的偏置频率信号发生源33；把来自所需波载波频率信号发生源32的载波频率信号移相的装置、即载波频率信号移相电路34；把来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号移相的装置、即偏置频率信号移相电路35；正交调制器36a；极性翻转电路53；正偏置那一边本地频率输出用的加法器54。

正交调制器36a具有与上述第十八实施形态中第一正交调制器相同的构成，36a由下列部件构成：把借助于所需波载波频率信号发生源32产生的所需波载波频率信号与借助于偏置频率信号发生源33产生的偏置频率信号相乘的第一乘法器37a；把借助于载波频率信号移相电路34移相处理后的所需波载波频率信号与借助于偏置频率信号移相电路35移相处理后的偏置频率信号相乘的第二乘法器38a；把第一乘法器37a的相乘结果与第二乘法器38a的相乘结果相加，输出负偏置那一边本地频率(ωc-ω0)的负偏置那一边本地频率输出用的加法器51。

极性翻转电路53对第二乘法器38a的输出进行极性翻转处理。正偏置那一边本地频率输出用的加法器54把依靠第一乘法器37a的相乘结果输出与依靠极性翻转电路53的极性翻转输出相加，输出正偏置那一边本地频率(ωc+ω0)。而且，把负偏置那一边本地频率输出用的加法器51的输出送到第二正交解调器12上，另一方面，把正偏置那一边本地频率输出用的加法器54的输出送到第一正交解调11上，而构成。

其次，说明有关上述第十九实施形态的操作原理和操作。把来自所需波载波频率信号发生源32的所需波载波频率信号ωc提供到载波频率信号移相电路34上以后，延时π/2相位。把来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号ω0提供到偏置频率信号移相电路35上以后，延时π/2相位。

在构成正交调制器36a的两个乘法器37a和38a中的第一乘法器37a上，输入来自上述所需波载波频率信号发生源32的所需波载波频率信号cosωct和来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号cosω0t。在第二乘法器38a上，输入来自载波频率信号移相电路34的延时了π/2相位的所需波载波频率信号sinωct和来自偏置频率信号移相电路35的延时了π/2相位的偏置频率信号sinω0t。其结果是，如下式所示那样地，在第一正交调制器36a负偏置那一边本地频率输出用的加法器51的输出中得到频率ωc-ω0：

cosωct×cosω0t+sinωct×sinω0t＝cos(ωc-ω0)t

把构成正交调制器36a的两个乘法器37a和38a中的第二乘法器38a输出的一部分、提供到极性翻转电路53上，将其翻转输出和上述第一乘法器37a的输出一起输入到正偏置那一边本地频率输出用的加法器54上以后，如下式所示那样地，产生频率ωc+ω0：

cosωct×sinω0t+(-1)sinωct×sinω0t＝cos(ωc+ω0)t

如上所述，可以明了，如果根据上述实施形态，在产生了作为本发明基本构成所需的互补型本地振荡频率以后，可以作为独立的输出而得到。进而，可以明了，没有必要使用对应于各个频率的滤波器，即使所需信号的载波频率可变时，也能够没有问题地对付得了。

实施形态20

图23示出本发明第二十实施形态中接收电路的构成方框图。为了得到f_c+f₀和f_c-f₀，这一实施形态使用两个移相器，一个正交调制器，两个加法器，和一个极性翻转电路。作为这一实施形态的方式，采用与依靠图5所示本发明第五实施形态的接收电路同样的方式。因而，有关与图5相同的构成部分标以相同的参考符号，借此，省略其详细说明，下面说明有关图23独特的构成。上述第二十实施形态中的本地频率信号发生电路4A具有：产生所需波载波频率信号的所需波载波频率信号发生源32；与该所需波载波频率信号发生源32有并列关系设置的、产生偏置频率信号的偏置频率信号发生源33；把来自所需波载波频率信号发生源32的载波频率信号移相的装置、即载波频率信号移相电路34；把来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号移相的装置、即偏置频率信号移相电路35；正交调制器36a；极性翻转电路53；正偏置那一边本地频率输出用的加法器54。

正交调制器36a具有与上述第十八实施形态中第一正交调制器相同的构成，36a由下列部件构成：把借助于所需波载波频率信号发生源32产生的所需波载波频率信号与借助于偏置频率信号发生源33产生的偏置频率信号相乘的第一乘法器37a；把借助于载波频率信号移相电路34移相处理后的所需波载波频率信号与借助于偏置频率信号移相电路35移相处理后的偏置频率信号相乘的第二乘法器38a；把第一乘法器37a相乘结果与第二乘法器38a的相乘结果相加，输出负偏置那一边本地频率(ωc-ω0)的负偏置那一边本地频率输出用的加法器51。

极性翻转电路53对第二乘法器38a的输出进行极性翻转处理。正偏置那一边本地频率输出用的加法器54把依靠第一乘法器37a的相乘结果输出与依靠极性翻转电路53的极性翻转输出相加，输出正偏置那一边本地频率(ωc+ω0)。而且，与上述第十九实施形态不同，把负偏置那一本地频率输出用的加法器51的输出送到第一正交解调器11上，另一方面，把正偏置那一边本地频率输出用的加法器54的输出送到第二正交解调12上，而构成。

其次，说明有关上述第二十实施形态的操作原理和操作。把来自所需波载波频率信号发生源32的所需波载波频率信号ω_c提供到载波频率信号移相电路34上以后，延时π/2相位。把来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号ω0提供到偏置频率信号移相电路35上以后，延时π/2相位。

在构成正交调制器36a的两个乘法器37a和38a中的第一乘法器37a上，输入来自上述所需波载波频率信号发生源32的所需波载波频率信号cosωct和来自偏置频率信号发生源33的偏置频率信号cosω0t。在第二乘法器38a上，输入来自载波频率信号移相电路34的延时了π/2相位的所需波载波频率信号sinωct和来自偏置频率信号移相电路35的延时了π/2相位的偏置频率信号sinω0t。其结果是，如下式所示那样地，在第一正交调制器36a负偏置那一边本地频率输出用的加法器51的输出中得到频率ωc-ω0：

cosωct×cosω0t+sinωct×sinω0t＝cos(ωc-ω0)t

把构成正交调制器36a的两个乘法器37a和38a中的第二乘法器38a输出的一部分、提供到极性翻转电路53上，将其翻转输出和上述第一乘法器37a的输出一起输入到正偏置那一边本地频率输出用的加法器54上以后，如下式所示那样地，产生频率ωc+ω0：

cosωct×sinω0t+(-1)sinωct×cosω0t＝cos(ωc+ω0)t

如上所述，可以明了，如果根据上述实施形态，在产生了作为本地基本构成所需的互补型本地振荡频率以后，可以作为独立的输出而得到。

进而，可以明了，即使所需信号的载波频率可变时，也没有必要使用对应于各个频率的滤波器，也能够没有问题地对付得了。

实施形态21

图24示出本发明第二十一实施形态中接收电路的构成方框图。这一实施形态主要是在具有多个信道的数字调制方式的通信系统中，谋求减少接收系统的功率、精简电路、减少消耗功率。图24中，符号61表示把借助于变频电路或正交解调电路得到的第一接收信号的数据输入的第一数据输入线；62表示对从第一数据输入线61输入的信号进行傅里叶变换的第一傅里叶变换器；63表示通过第一傅里叶变换器62得到的第一傅里叶变换输出。还有，64表示把借助于变频电路或正交解调电路得到的第二接收信号的数据输入的第二数据输入线；65表示对从第二数据输入线64输入的信号进行傅里叶变换的第二傅里叶变换器；66表示通过第二傅里叶变换器65得到的傅里叶变换输出。

以及67为在每一频率处分别接受上述第一和第二傅里叶变换62和65的输出，以算出相关系数的相关器；68为把第一和第二傅里叶变换器62和65的输出相加的加法器；69为相关器67的输出；70为接受所得到的相关器输出69，进行加权的加权函数器；71为把加法器68的相加输出和加权函数器70的输出相乘的加权值乘法器；72为对依靠加权值乘法器71的乘法操作进行后处理的后处理电路；73为把加权值乘法器71的输出后处理以后所产生的反傅里叶变换器输入；74为接受反傅里叶变换器输入进行反傅里叶变换处理的反傅里叶变换器；75为反傅里叶变换输出。

其次，说明有关上述第二十一实施形态的操作原理和操作。先前所述第一至第十三实施形态中，为具有第一变频电路2和第二变频电路3、或具有第一正交解调电路11和第二正交解调电路12、还有，或具有一个变频电路和一个正交解调电路的基本构成。当借助于这种构成进行接收操作时，在接收电路中可以得到第一接收信号和第二接收信号。在这一实施形态中，用x(t)表示第一接收信号，它从第一数据输入线61输入。

用y(t)表示第二接收信号，它从第二数据输入线64输入。从第一数据输入线61输入的第一接收信号x(t)输入到第一傅里叶变换器62上，在这里进行傅里叶变换处理，得到第一傅里叶变换输出63。还有，第二接收信号y(t)输入到第二傅里叶变换器65上，在这里进行傅里叶变换处理，得到第二傅里叶变换输出66。借助于在该第一和第二傅里叶变换器62和65中进行的傅里叶变换处理，把上述输入的第一和第二接收信号的数据从时间轴信息变换成频率轴信息。

相关器67把第一和第二傅里叶变换输出63和65取出，该相关器67分别接受第一和第二傅里叶变换输出63和65的每一个频率分量，算出相关系数。另一方面，第一和第二傅里叶变换输出63和65，除了通过上述相关器67算出相关系数以外，还输入到加法器68上。这两个傅里叶变换输出信号，通过该加法器68相加。还有，通过相关器67输出的相关系数输入到加权函数器70上，在这里进行加权处理。而且，加权值乘法器71接受加法器68的相加输出和加权函数器70的输出，将此二输出信号相乘。此后，后处理电路72对依靠加权值乘法器71的乘法操作进行后处理，反傅里叶变换器74接受进行了该后处理而产生的反傅里叶变换器输入73以后、进行反傅里叶变换处理，使处理数据从频率轴信息恢复到时间轴信息，作为反傅里叶变换输出75就成为所需波提取结果。

其次，说明上述所需波提取原理的理论。首先，表明所需波未到来时，对非所需波抑制作用的理论。把非所需波(两个信号系统在时间上是独立存在的)同步相加以后，将其幅度分量R倍(R为相关系数)。

相关器中的运算公式，表示如下：

相加

$\frac{x+y}{2}$

相关系数

$R=\frac{\left|\mathrm{\ΣRe}(x^{*}\·y)\right|}{\sqrt{\left(\mathrm{\Σ}{\left|x\right|}^2\right)\left(\mathrm{\Σ}{\left|y\right|}^2\right)}}$

加权  R＞0时    f(R)＝R

      R＜0时    f(R)＝0    (51)

假定，在用来算出相关系数的各平均化窗口内的非所需波功率-P_NO为恒定值，则处理输出的功率-P_N可用下表示：

                      P_N＝(R²P_NO)/2

P_N

此处：P_NO为非所需波的功率

      R为相关系数

因为该相关系数R是用有限平均化窗口算出的，所以，产生了统计误差，与实际相关系数的值不一致。R是用N个独立的取样算出的，考虑到实际相关系数应该为零，则R的分布可以下式概率密度函数来表示：

对R分布的概率密度函数

$g\left(R\right)=\frac{I\left(\frac{N-1}{2}\right)}{\sqrt{\mathrm{\π}}\mathrm{\Γ}\left(\frac{N-2}{2}\right)}(1-R^2)\frac{N-4}{2}---\left(52\right)$

根据上述，处理输出的平均功率P_N可以下式来表示：

平均功率

$\mathrm{PN}={\∫}_0^1\frac{1}{2}{R}^2{P}_{\mathrm{No}}\·g\left(R\right)\mathrm{dR}=\frac{P_{\mathrm{No}}}{4(N-1)}---\left(53\right)$

在这里，假定，算出相关系数的平均化窗口是长度为T_c的矩形，进行傅里叶变换时、加重平均窗口的长度为T_F，则存在于平均化窗口内独立取样的个数N成为下式：

N＝(Tc)/(TF)

因而，在个数N较大的情况下，非所需波的处理输出可以下式来表示：

$\mathrm{PN}=\underset{N\→\∞}{\lim }\frac{P_{\mathrm{No}}}{4(N-1)}=\frac{P_{\mathrm{No}}}{4N}\∝\frac{T_F}{T_C}---\left(54\right)$

即，输出与1/N成正比。

其次，说明所需波到来时，对非所需波的抑制作用。当对信号分量进行频带分割时，可以区分为所需波信号存在的区间和所需波信号不存在的区间。在包括所需波分量的第K个频带分量的幅度、乘以该频带内的相关系数R(K)以后输出。相关系数R(K)可以下式来表示：

包括所需波分量的第K个频带内的相关系数

$R\left(k\right)=\frac{P_{\mathrm{SO}}\left(k\right)}{P_{\mathrm{SO}}\left(k\right)+P_{\mathrm{NO}}\left(k\right)}---\left(55\right)$

P_SO(K)为在平均时间内，所需波分量第K个频带分量的功率

P_NO(K)为在平均时间内，非所需波分量第K个频率分量的功率

与K有关，假定P_SO(K)和P_NO(K)为恒定值P_SO和P_NO时，可借助于下式求出对非所需波的抑制效果：

输出信号的(所需波/非所需波)/输入信号的(所需波/非所需波) $=1/(\frac{F_S}{2}+\frac{(1-F_S)}{4(N-1)}\frac{P_{\mathrm{SO}}+P_{\mathrm{NO}}}{P_{\mathrm{SO}}})---\left(56\right)$

此处：F_S＝包括所需波分量的频带数/全部频带数

借助于上式可以明了，包括所需波分量的频带数越少，所需波/非所需波比的改善效果越大。

因而，如果根据本实施形态，利用借助于有限平均化窗口、即平均时间求出的相关系数统计误差，利用非所需波在第一接收信号与第二接收信号这两个信号系数之间在时间上独立存在、可以作为不平衡信号来处理的性质，就能够实现对该非所需波的抑制功能。

实施形态22

图25～图33说明本发明第二十二实施形态中接收电路的构成和操作原理。至此所述的各实施形态涉及相应于象正交调制信号处理等那样的复用数字调制方法。在这种方法中，需要两个正交调制器，故不能说在减少功率和精简装置方面是最佳的。本实施形态涉及有关这一点的改良。为此，在本实施形态中，假定使用一个正交解调器。为此，通过在A/D变换器中进行二次取样来防止频率轴上的折叠，借助于数字信号处理、从A/D变换输出中产生：在本来必然要损失的那一边依靠互补本地振荡频率的正交解调输出，而构成。

图25示出有关上述第二十二实施形态的接收电路的构成方框图。图25中，1为接收接收信号的天线；96为在给定频带内对接收信号进行波形整形的带通滤波器、即接收频带滤波器(带通滤波器)；11为把接收信号作为输入的正交解调器；4为本地频率信号发生电路；86为把来自正交解调器11一个输出信号的高频频带滤除的第一低通滤波器；87为把来自正交解调器11另一个输出信号的高频频带滤除的第二低通滤波器；90为对第一低通滤波器86的输出进行A/D变换的第一A/D变换器；91为对第一低通滤波器87的输出进行A/D变换的第二A/D变换器；92为具有：产生与这些第一和第二A/D变换器90和91中接收信号所具有带宽相当的频率以上的时钟的功能，把延时脉冲串附加到取样时钟脉冲串上的功能，把取样时钟脉冲串和延时脉冲串、作为前述第一和第二A/D变换器90和91的取样脉冲而提供的功能的取样信号发生源；93为从前述第一和第二A/D变换器90和91的数字输出数据、提取所需接收信道信号的运算器。

在这一实施形态中，正交解调器11具有：输入来自接收频带滤波器96的接收信号、进行变频的第一和第二乘法器78和79；和把来自本地频率信号发生电路4的本地振荡频率信号偏置以后、输入到第二乘法器79上的频率偏置电路78；对接收信号进行变频处理。

其次，说明上述第二十二实施形态的操作原理和操作。在图25中，由天线1接收的接收信号通过接收频带滤波器96、变成作为对象的频带内的信号群以后，借助于正交解调器11、提取I轴分量和Q轴分量。利用第一和第二低通滤波器86和87，把该信号中不需要的高频分量滤除以后，输入到第一和第二A/D变换器90和91上。当进行A/D变换器90和91上的A/D变换操作时，把来自取样信号发生源20的取样信号提供到A/D变换器90和91上、进行取样操作。而且，把经过该取样操作得到的数字数据送到运算器93上、进行数字信号处理，得到基带输出。在这里，在A/D变换器90和91中、进行通常的取样时，产生依靠取样的混淆，此后，使预定的数字变频成为不可能。

图26说明由于利用A/D变换器90和91进行取样、所产生混淆的情况。首先，提供图26(A)所示那样的信号，使该信号通过低通滤波器时、成为图26(B)所示那样地滤除了高频分量的信号。而且，对这个信号进行取样时，如图26(C)中A/D变频输出图所示那样地产生混淆。在这里，在本实施形态中，提供了防止频率轴上折叠的装置，而折叠是产生混淆的基础。下面，利用数学式来说明。

现在，令载波频率为f_c，QPSK副载波频率为f₀，则QPSK的无线信号f_RF可以表示如下：

f_RF＝A(t)cos{2π(f_c+f_o)t+θ(t)}

    ＝A(t)cos{2π(f_c+f_o)t+θa(t)}

               +A(t)sin{2π(f_c+f_o)t+θa(t)}

                                  .....(57)

在这里，相位信号θ(t)为：

θ(t)＝0，±π/2，π

。考虑PDC等多信道通信系统中的情况。图27为多信道通信系统中接收信道的情况模型化了的结果。现在，如图27所示那样地，各信道在频率轴上以等间隔设置。还假定，信道的间隔频率f_C。而且，假定N个信道通过接收机的输入滤波器而进入接收机，则输入信号f_in为：

$f_{\mathrm{IN}}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\cos \{2\mathrm{\π}(f_c+i\×f_b+f_o)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}$

$+\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+i\×f_b+f_o)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}---\left(58\right)$ 这时，如果各信道相接近，则因为2f_o＝f_b，故可将输入信号f_in描述为：

$f_{\mathrm{IN}}=\underset{i=o}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\cos \{2\mathrm{\π}(f_c+[2i+1\left]f_o\right)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}$

$+\underset{i=o}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+[2i+1\left]f_o\right)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}---\left(59\right)$

对该信号群进行直接变频。一般，进行使频率降低f_LO的变频，假定得到的信号频率为f_DC，则f_DC可以下式来表示：

$f_{\mathrm{DC}}=f_{\mathrm{IN}}\×f_{\mathrm{LO}}$

$=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\cos \{2\mathrm{\π}(f_c-f_{\mathrm{LO}}+[2i+1\left]f_o\right)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}$

$+\underset{i=o}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\sin \{2\mathrm{\π}(f_c-f_{\mathrm{LO}}+[2i+1\left]f_o\right)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}$

$+\underset{i=o}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\cos \{2\mathrm{\π}(f_c+f_{\mathrm{LO}}+[2i+1\left]f_o\right)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}$

$+\underset{i=o}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+f_{\mathrm{LO}}+[2i+1\left]f_o\right)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}---\left(60\right)$

在上式中，后两项的频率提高到射频(RF)频率的两倍，通常，利用电路的频率特性就能够简单地阻止其通过。因而，不妨把变频以后的频率f_DC表示为下式：

$f_{\mathrm{DC}}=f_{\mathrm{IN}}\×f_{\mathrm{LO}}$

$=\underset{i=o}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\cos \{2\mathrm{\π}(f_c-f_{\mathrm{LO}}+[2i+1\left]f_o\right)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}$

$+\underset{i=o}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Ai}\left(t\right)\sin \{2\mathrm{\π}(f_c-f_{\mathrm{LO}}+[2i+1\left]f_o\right)t+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ai}}\left(t\right)\}---\left(61\right)$

在这里，一些信道使f_C-f_LO变负。虽然说频率是负的，就是说在QPSK信号相位旋转面的极性中、把Q轴翻转，这只不过意味着QPSK信号反向旋转。因而，虽说频率的极性是负的，但是，信号也消失不了。

其次，为了数字化，把该信号提供到A/D变换器90和91上。这时，A/D变换器90和91与取样是等价的，其输出为离散化了的信号。离散化处理在处理前和处理后的信号并不一定一一对应。在很多情况下，产生混淆。因而，为了不产生混淆，把将进行A/D变换的信号抑制到低于A/D变换频率之半，或者，使A/D变换的变换信号串多个化(高次取样)。

在这里，观察负频率所具有的物理意义，这样，打开利用频率轴负区的途径。下式为把QPSK的载波设定于负频率的情况。

移动负信号在数字上的位置，把时间和函数值的改写式并列出来。下式中，最上行表示负频率，第二行表示负时间轴，最下行表示负函数：

f_RF＝A(t)cos{2π(-f_c)t+θa(t)}+A(t)sin{2π(-f_c)t+θa(t)}

    ＝A(-t)cos{2πf_c(-t)+θa(-t)}+A(-t)sin{2πf_c(-t)+θa(-t)]

    ＝A(t)cos{2πf_ct+θa(t)}-A(t)sin{2πf_ct+θa(t)}

                                                      .....(62)

图28示出具有负频率区的A/D变换输出。单从上式看，负频率区的物理意义与正频率区的操作并无不同。

但是，对以-f_c表示的信号、作为正f_c处理时，意味着与频率轴上的前进方向或视线方向正好相反。即，意味着在频率圆周上的旋转方向相反，所谓频率为零、如果看作是在圆周上表示为不动的点就好了。因为在这个位置上进行θa(t)的QPSK操作，所以，其频谱表示QPSK信息的带宽。

例如，在射频信号(RF)、与加到第一和第二乘法器94和95上的本地信号进行变频之际，可以认为，是在相应的频率圆上、进行有关旋转方向的斗争。频率降低的过程是分别沿着互相相反的方向旋转的激烈竞争。随着频率接近于零，旋转速度降低了，终于停止旋转。当进一步推进时，本地信号那一边反方向的转速战胜，旋转方向则变成反方向了。

根据上述，在把这里的理论展开时，借助于变频等所形成负频率区的信号频谱、不表示为一般所表示那样的向正频率区折叠，而是表示为频率轴在正、负方向上连续起来了。其目的在于，能够表示像QPSK信号等那样的、具有由多个轴所形成信息的信号本身。过去，一般的表示是把频率区限定为正区，因为频谱折叠已使频率空间很狭窄，由此，那种表示失掉了一个自由度。

另一方面，信号本身还作为时间、即相位的函数而形成相位空间，有必要把信号分解为在正交空间内能够识别的形式。图29示出，利用π/2相位差、把信号分量借助于余弦函数(cos函数)和正弦函数(sin函数)分解为正交分量的方法。图29中，因为f_I(t)是借助于cos函数来表示的，所以，不受频率轴上正、负的支配(因为是偶函数)。因为f_Q(t)是借助于sin函数来表示的，所以，在负区内函数值的符号要翻转(因为奇函数)。

借助于采用以上两种方法，就可以脱离在一般A/D变换中以变换频率(或者，取样频率)f_s为折叠点、把高频那一边折叠到变换频率f_s以下的所谓过去的频谱配置，而使镜像频谱原原本本地表示在变换频率f_s以上。

其次，对该正交的两个信号进行A/D变换。正交的两个信号的频率区在基带附近，根据香农(Shannon)取样定理，变换速度为对象信号的两倍以上就足够了。图30示出对正交的两个信号进行A/D变换时正交取样之一侧，图30清楚地示出沿着图25所示构成中从接收频带滤波器96以后一直到第一和第二A/D变换器90和91的构成、在各个部位上的信号流。图30中，T_s表示取样周期。在该A/D变换操作中，取样频率ω_s满足下式：

ω_s≥W₀

，并且，形成一对取样串f_I(t)和f_Q(t)。在这种取样方法中，因为信号f(t)是作为IQ平面上的点进行取样的，所以，能够确保信号旋转方向等信息，还能够进行数字化。

在这里，当考虑本实施形态的要点、即频率偏置时，图30的构成则成为图31。即，把本地频率从ωc变为ωc-ω0，在输出信号中残余着偏置频率ω0。因为在提供到A/D变换器90和91上的信号f_I(ω0t)和f_Q(ω0t)中、包括着基带信号的传送速度(即，频率ω0和频率偏置ω0)，所以，对于滚降系数小于0.5的传送，可以视为是以载波频率为中心、具有3ω0频率的带宽。因而，如果取样时钟的频率为6ω0以上，则足够了。因为信号f(t)进作为IQ正交平面上的点进行取样的，所以，能够确保信号旋转方向等信息，而且，能够在保持频率轴的正、负连续性的情况下进行数字化。

因而，借助于对该接收电路的数字信号输出进行数字信号处理，就能够进行正、负任一边的变频了。即，通过进行-2ω0的数字变频，根据信号f_I(ω0t)和f_Q(ω0t)可以得到信号f_I(-ω0t)和f_Q(-ω0t)。其结果是，如果根据上述方法，只用一对依靠互补本地振荡频率的正交解调器中的一个就行，由此，能够精简大约一半高频电路，并能减少消耗功率。

图32说明与进行上述A/D变换操作时正交取样(图30和31)不同的另一取样操作。图32基于所谓香农二次取样。在这种取样2方法中，如图32所示那样地，利用变频把高频输入信号f(t)降低到基带、成为信号f_b(t)，把信号f_b(t)连接到两个系统的A/D变换器上。当采用这样的构成时，把作为变换用脉冲(取样脉冲)的图33所示那样时间间隔相等的取样脉冲、作为延时时间为τ的两个系统的脉冲串而得到。其结果是，如图33所示那样地，成为利用双脉冲对将被取样信号进行取样。假定，取样频率大于信号带宽。即，在上述情况下，因为基带信号f_b(t)的传送速度为ω0，所以，在滚降系数小于0.5时，带宽为3ω0左右。因而，如果取样频率也是3ω0，就好了。因为借助于这样的取样、在被取样信号频率上的相位空间也能够提取实轴以外的分量，所以，所得到的信息在频率轴的正、负方向上是连续的。但是，因为当延时量相当于π时、只能得到实轴分量，所以，必须选π以外的相移量。当把这种方式作为本申请的频率偏置型时，则变成为图33那样。

实施形态23

图34和图35说明本发明第二十三实施形态中接收电路的构成和操作原理。该第二十三实施形态也是以与上述第二十二实施形态中同样的原理为基础，把正交解调器的个数减至一个，以削减功率和精简装置。为此，通过在A/D变换器中进行二次取样来防止频率轴上的折叠，借助于数字信号处理、从A/D变换输出中产生：在本来必然要损失的那一边依靠互补本地振荡频率的变频输出，而构成。

图34示出有关第二十三实施形态的接收电路的构成方框图。图34中，1为接收接收信号的天线；96为在给定频带内对接收信号进行波形整形的频带滤波器、即接收频带滤波器；11为把接收信号作为输入的正交解调器；4为本地频率信号发生电路；86为把来自正交解调器11一个输出信号(I)的高频频带滤除的第一低通滤波器；87为把来自正交解调器11上述那一个输出信号(I)的高频频带滤除的第二低通滤波器；90为对第一低通滤波器86的输出进行A/D变换的第一A/D变换器；91为对第二低通滤波器87的输出进行A/D变换的第二A/D变换器；92为具有产生高于接收信号所具有带宽的频率的时钟信号、作为取样脉冲而提供到第一和第二A/D变换器90和91的功能的取样信号发生源；97为把来自取样信号发生源92的取样时钟信号偏置以后、提供到第二A/D变换器91上的延时电路。还有，把正交解调器11的另一个输出信号Q提供到与借助于上述滤波器86和87、A/D变换器90和91、取样信号发生源92、延时电路97构成的I轴那一边电路部分相同构成的Q轴那一边电路部分上。构成Q轴那一边电路部分的元件标号是在I轴那一边的标号上加“，”，以表示对应关系。93为从I轴那一边和Q轴那一边这二者的第一和第二A/D变换器90、90’和91、91’的数字输出数据，提取提需接收信道信号的运算器。

再者，不设置两个低通滤波器86和87、而是以单一的低通滤波器(例如，低通滤波器86)共用于两个A/D变换器90和91，可以把该低通滤波器的输出连接到A/D变换器90和91的输入上。还有，I轴那一边的电路部分和Q轴那一边的电路部分可以共用取样信号发生源92、92’和延时电路97、97’。

其次，说明上述第二十三实施形态的操作原理和操作。在图34中，由天线1接收的接收信号通过接收带通滤波器96、变成作为对象的频带内的信号群以后，借助于正交解调器11、提取I轴分量和Q轴分量。利用第一和第二低通滤波器86和87，把该I轴分量的信号中不需要的高频分量滤除以后，输入到第一和第二A/D变换器90和91上。当在A/D变换器90和91中进行了A/D变换操作时，把来自取样信号发生源92的取样信号原原本本地提供到第一A/D变换器90上。还有，把在延时电路97中进行了频率偏置处理的取样信号提供到第二A/D变换器91上，进行取样操作。有关Q分量，也进行同样的取样。而且，把经过该取样操作得到的四个数字数据送到运算器93上、进行数字信号处理，得到基带输出。

图35说明在该第二十三实施形态中、对正交的两个信号进行A/D变换时正交取样之一例，图35清楚地示出沿着图34所示从接收频带滤波器96以后一直到I轴那一边电路部分的第一和第二A/D变换器90和91，在各个部位上流动的信号，图中省略了Q轴那一边的电路。图35中，T_s1表示取样周期。

在这一实施形态中，因为变频包括偏置频率ω0，所以，在输出信号中存在着偏置残量ω0。在这种状态下，正如前述第二十二实施形态中也说明了的那样，可以把偏置频率ω0用作载波、形成传送速度为ω0的频谱的信号频带。这时，香农二次取样定理具有信号带宽以上的取样频率，借助于把进行了延时的脉冲串也附加上去、能够对信号本来所具有的信息量无遗漏地进行取样。因而，在滚降系数小于0.5时，因为上述信号f_b(t)的带宽为3ω0左右，所以，可以把取样频率假定为3ω0。如前述那样，如果延时时间τ为信号f_b(t)相位为π以外之值，就好了，特别是，如果假定τ＝π/2，输出就可以形成IQ正交平面。

根据上述，因为信号f(t)是作为IQ正交平面上的点进行取样的，所以，能够有确保信号旋转方向等信息，而且，能够在保持频率轴的正、负连续性的情况下进行数字化。因而，借助于对该接收电路的数字信号输出进行数字信号处理，就能够进行正、负任一边的变频了。即，通过进行-2ω0的数字变频，根据信号f_I(ω0t)和f_Q(ω0t)可以得到信号f_I(-ω0t)和f_Q(-ω0t)。其结果是，如果根据上述方法，一对依靠互补本地振荡频率的变频器，只用其中一个就能对付，由此，能够精简大约一半高频电路，并能减少消耗功率。再者，把A/D变换器假定为一个、与集中提供取样脉冲无疑是等价的。即，在图25的例子中，还可以构成这样的接收电路：把第一A/D变换器90和第二A/D变换器91用一个A/D变换器替换，使依靠第一A/D变换器90取样脉冲和第二A/D变换器91延时脉冲串的取样脉冲、从一个A/D变换器所具有共同的取样脉冲输入部分接受；在这一例子中设置两个数字输出数据输出部分，使依靠未延时取样脉冲的数字输出数据的输出、与依靠已延时取样脉冲的数字输出数据的输出分开提供。

实施形态24

图36和37说明本发明第二十四实施形态中接收电路的构成和操作原理。在该第二十四实施形态中，也是以与上述第十八和第二十三实施形态中同样的考虑为基础，把正交解调器的个数减至一个，达到削减功率和精简装置。但是，备有多个(两个以上)A/D变换器，通过在这些A/D变换器中进行两次取样来防止频率轴上的折叠，借助于数字信号处理、从A/D变换输出中产生：在本来必然要损失的那一边依靠互补本地振荡频率的变频输出，而构成。

图36示出有关本发明第二十四实施形态的接收电路的构成方框图。图36中，1为接收接收信号的天线；9为在给定频带内对接收信号进行波形整形的频带滤波器、即接收频率滤波器；11为把接收信号作为输入的正交解调器；4为本地频率信号发生电路；86为把来自正交解调器11一个输出信号(I)的高频频带滤除的第一低通滤波器；87a～87m为用来把来自正交解调器11上述那一个输出信号(I)的高频频带滤除的、与后述第二以后A/D变换器的个数一致地设置的多个第二以后的低通滤波器；90为对第一低通滤器86的输出进行A/D变换的第一A/D变换器；91a～91m为用来分别对第二以后低通滤波器87a～87m的输出进行A/D变换而设置的多个第二以后的A/D变换器；92为具有产生高于这些第一和第二以后A/D变换器90和91a～91m中接收信号所具有带宽的频率的时钟，作为取样脉冲而提供的功能的取样信号发生源；97a～97m为用来把来自取样信号发生源92的取样时钟信号偏置以后，提供到第二以后A/D变换器91a~91m上而设置的多个延时电路。在图36的构成中，也与图34同样地，把正交解调器11的一个输出(I)提供到I轴地一边的电路部分上；把另一个输出信号(Q)提供到与上述构成I轴那一边的电路部分相同的Q轴那一边的电路部分105上。93为从前述第一和第二以后A/D变换器90和91a~91m的数字输出数据，提取所需接收信道信号的运算器。再者，在这一实施形态中，假定第二以后A/D变换器91a~91m的个数为m。低通滤波器87和延时电路97的个数，同样也是m。再者，在I轴那一边的电路部分和Q轴那一边的电路部分中、可以共用取样信号发生源87和延时电路97，这一点与第二十三实施形态相同。

其次，说明上述第二十四实施形态的操作原理和操作。在图36中，由天线1接收的接收信号通过接收频带滤波器96、变成作为对象的频带内的信号群以后，借助于正交解调器11、提取I轴分量和Q轴分量。利用第一和第二以后的低通滤波器86和87a~87m，把不需要的高频分量滤除以后，输入到第一和第二以后的A/D变换器90和91a~91m上。当进行A/D变换器90和91a~91m上的A/D变换操作时，把来自取样信号发生源92的取样信号直接地提供到第一A/D变换器90上、还有，把依靠各个对应延时电路97a~97m接受了频率偏置处理的取样信号提供到设置了多个的第二以后的A/D变换器91a~91m上，进行取样操作。有关Q分量，也进行同样的取样。而且，把经过该取样操作得到的I轴那一边和Q轴那一边多个数字数据送到运算器93上、进行数字信号处理，得到基带输出。

图37说明在该第二十四实施形态中、对正交的两个信号进行A/D变换时正交取样之一例，图37清楚地示出沿着图36所示构成中从接收带通滤波器96以后一直到I轴那一边电路部分的第一和第二以后A/D变换器90和91a~91m的构成、在各个部位上流动的信号。图37中，T_s1表示取样周期。

在这一实施形态中，借助于延时时间不同的(m+1)个A/D变换器，进行(m+1)次取样。因而，对于数字调制和多路复用情况下的信号，可以使高频电路简略化。其结果是，如果根据上述方法，即使对于复杂的多路数字调制信号，一对依靠互补本地振荡频率的变频器，只用其中一个也能够适应，由此，能够精简大约一半高频电路，并能减少消耗功率。再者，使用一个A/D变换器与集中提供取样脉冲无疑也是等价的。

实施形态25

图38示出本发明第二十五实施形态中接收电路的构成方框图。图38中，符号1为天线；81为接受从天线1接收到的接收信号的接收输入电路；88为调整有关接收信号增益的增益控制(AGC：自动增益控制)电路；90为对来自增益控制电路88的输出信号进行A/D变换的第一A/D变换器；91为把来自增益控制电路88的输出信号作为与上述第一A/D变换器90不同系统的信号接受以后，对该信号进行A/D变换的第二A/D变换器；92为具有：产生高于这些第一和第二A/D变换器90和91中接收信号所具有带宽的频率的时钟的功能，把延时脉冲串附加到取样时钟脉冲串上的功能，把取样时钟脉冲串和延时脉冲串、作为前述第一和第二A/D变换器90和91的取样脉冲而提供的功能的取样信号发生源；93为从前述第一和第二A/D变换器90和91的数字输出数据、提取所需接收信道信号的运算器。接收信号输入部分81由放大电路94、带通滤波器(接收频带)96构成。还有，在增益控制电路88与第二A/D变换器91之间，设有移相器99。

其次，说明有关上述第二十五实施形态的操作原理和操作。从天线1接收的信号群借助于包括接收带通滤波器96的接收信号输入电路81，变成只有通信信道频带内的信号。借助于增益控制电路88对该信号进行增益调整、使其成为给定电平的信号，提供到第一A/D变换器90上。在这里，从取样信号发生源9 2得到抽样脉冲，包括频率为频率ω0的n倍(n为整数)的脉冲群、和进行了延时的同一频率的脉冲群。这样，借助于第一A/D变换器90、对接收信号进行二次取样操作，将其变换成以所需信道信号为中心的数据，提供到运算器93上。

借助于增益控制电路88调整增益、到给定电平的接收信号，通过另一系统的信号线输入到移相器99，进行移相处理操作，之后，提供到第二A/D变换器91上。在这里，从取样信号发生源92得到包括频率为频率ω0的n倍(n为整数)的脉冲群、和进行了延时的同一频率的脉冲群合的取样脉冲。这样，借助于第二A/D变换器91、对接收信号进行二次取样操作，将其变换成以所需信道信号为中心的数据，然后提供到运算器93上。在运算器93中，借助于这二者的数据、产生利用频率ωc-ω0进行变频时的信息，同时，进行相关运算，把所需信号作为共同波提取出来。

图39为，说明该第二十五实施形态中取样信号发生源92操作之一例，表示一个A/D变换器(例如，90)、取样信号发生源92、和图38装置中除运算器93以外其它部分的简略方框图。在图39的装置中，使取样信号发生源92产生频率为频率ω0的n倍(n为整数)的脉冲群、延时电路还对该脉冲群进行对ω0为时间τ的延时操作以后，将其结果附加到来自取样时钟发生器的脉冲串上。

图40为，为了说明该第二十五实施形态中取样信号发生源92操作之另一例，是表示第一A/D变换器90、取样信号发生源92、图38装置中除运算器93以外把其它部分的概略方框图。在图40的例子中，使取样信号发生源92产生频率为ω0的n倍(n为整数)的脉冲群、延时电路还对该脉冲群进行对ω0为π/2时间的延时操作，产生来自取样时钟发生器的脉冲串和来自延时脉冲串附加电路的延时脉冲串，特别是延时了相当于所需信道信号频率的π/2相位差时间的延时脉冲。

图41为，为了说明该第二十五实施形态中取样信号发生源92操作之一另一例，表示第一A/D变换器90、取样信号发生源92、除图38装置中的运算器93以外，其它部分的简略方框图。在图41的例子中，使取样信号发生源92产生频率为ω0的n倍(n为整数)的脉冲群，延时电路还对该脉冲群多次进行对ω0为π/2时间的延时操作，产生来自取样时钟发生器的脉冲串和来自延时脉冲串附加电路的多串延时脉冲，特别是延时了相当于所需信道信号频率的π/2相位差时间的延时脉冲。

根据上述，如果根据本实施形态，通过不是用接收信号的载波频率作为A/D变换器的取样时钟频率、而是用以其带宽为基础的频率，则即使该取样频率分量向空间漏泄，对通信也不会产生干扰，利用安装在接收信号输入电路81中的接收频带滤波器96，能够很容易地防止这种漏泄。进而，可以明了，因为取样频率比载波频率低得多，所以，支配电路消耗功率的频率很低，就行了。还有，因为在接收电路中根本不存在模拟方式的变频电路，所以，与此有密切关系的有源元件和滤波元件根本不需要了。可以把A/D变换器90和91、以及其后的数字信号处理电路全部构造成集成电路，伴随着在能够小型化方面，即在集成电路内部布线的要领是短、就行了这方面，减少消耗功率的效果是明显的。根据上述，本实施形态不产生因本地振荡频率的漏泄所引起的通信干扰，能够减少接收系统的功率，精简接收电路，并能减少消耗功率。

实施形态26

下面，说明有关本发明第二十六实施形。至今，在移动体通信装置的接收电路中，虽然完成了各种用来削减高频电路部分、减少消耗功率的改良，但是，哪一种也没有达到令人满意的改善。在这里，作为图42，示出日本标准数字型汽车电话系统的频率配置概略图。在图42中，例如，在日本标准的一例、即PDC的810MHz~826MHz中，包括640个波。即，在25KMz有1200个信道。直接对该频带进行取样，浪费严重。因为容纳传送信息的信道带宽窄到23KHz，信息量少。因而，如果对接收的无线电频率信号直接以共载波频率(即，800MHz)为对方进行取样，虽然根据计算、取样频率须为几GHz(吉赫)，但是，信息量只有25Khz，大部分取样数据变得冗余。

本实施形态的接收装置实现把接收信号直接加到A/D变换器上的方法，可以减少变频器数。

根据香农取样定量，考虑有关把用来规定任意时间函数f(t)所需的取样时间间隔最大值均等取样的情况时，可以用下式来表示，这就成为周知的过取样定理了。

$f\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}f\left(\frac{n}{2W}\right)\frac{\sin (2\mathrm{\πWt}-\mathrm{n\π})}{2\mathrm{\πWt}-\mathrm{n\π}}---\left(63\right)$

在这里，频率W表示时间函数f(t)所包括频率分量的上限，在此情况下，即为826MHz。因而，取样速度为826MHz的两倍以上，成为几吉S/S。在这里，考虑有关把频谱限定于f₁~f₂的情况下。这时，利用了香农二次取样定理的公式成为下式：

$f\left(t\right)=\frac{T}{\mathrm{\π}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(f\left(\mathrm{nT}\right)\frac{\sin (\mathrm{\π}/T)(t-\mathrm{nT})}{2\mathrm{\πWt}-\mathrm{n\π}}\cos \mathrm{\π}(f_1+f_2)(t-\mathrm{nT})$

$+f_q\left(\mathrm{nT}\right)\frac{\sin (\mathrm{\π}/T)(t-\mathrm{nT})}{2\mathrm{\πWt}-\mathrm{n\π}}\sin \mathrm{\π}(f_1+f_2)(t-\mathrm{nT}))$

f_q(t)把f(t)全部频谱的相位偏移了π/2的信号。

上式表明，如果在每一个取样间隔T＝1/f₂-f₁内、对f(t)和f_q(t)之值进行取样，就完全能够表示原信号f(t)。因而，假定f₂-f₁＝w(Hz)时，则取样时间间隔为1/W，如果把f(t)和f_q(t)交互取样，就好了。即，如果设置在接收输入电路中的滤波器带宽为25KHz，则利用25KHz的取样速度就能够适应。实际上，因为设置在接收输入电路中的滤波器是在包括全部相邻信道的状态下设计的，故其带宽为：

826(MHz)-810(MHz)＝16MHz

即宽16MHz，取样速度成为15MS/s。该接收信号的配置情况，示于图43。图43为日本标准数字方式汽车电话系统的信道配置概略图。

图44示出本发明第二十六实施形态中接收电路的构成方框图。图44中，符号1为天线；81为接收从天线1接收到的信号的接收输入电路；88为调整有关接收信号增益的增益控制电路；90为对来自增益控制电路88的输出信号进行A/D变换的A/D变换器；92为具有：产生高于该A/D变换器90中接收信号所具有带宽的频率的时钟的取样时钟产生部分92a，把延时脉冲串附加到取样时钟脉冲串上的延时脉冲附加部分92b，把取样时钟脉冲串和延时脉冲串、作为前述A/D变换器90的取样脉冲而提供的脉冲相加部分92c的取样信号发生源；93为从前述A/D变换器90的数字输出数据、提取所需接收信道信号的运算器。接收输入部分81由放大电路94、接收频带滤波器96构成。

其次，说明有关上述第二十六实施形态的操作原理和操作。从天线1接收的信号群借助于包括接收带通滤波器96的接收输入电路81，变成只有通信信道频带内的信号。借助于增益控制电路88对该信号进行增益调整、成为给定电平的信号，提供到A/D变换器90上。A/D变换器90中，从取样信号发生源92得到依靠频率为频率ω0的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉冲。这样，A/D变换器90对接收信号进行二次取样操作，将其变换成以所需信道信号为中心的数据，提供到运算器93上。在运算器93中，借助于这一数据、产生利用频率ωc-ω0进行变频时的信息，同时，进行相关运算，把所需信号、即BPSK信号作为共同波提取出来。

根据上述，如果根据本实施形态，主要是在具有多个信道的BPSK方式数字调制方式的通信系统等中，不使用变频器就能够接收所需波信道，能够减少功率、精简电路地实现接收电路。再者，在该第二十六实施形态中，虽然是作为使用一个A/D变换器90进行A/D变换处理而构成的，但是，通过把两个A/D变换器并列配置起来、把两种取样脉冲串分开提供到这两个A/D变换器上、在得到数字信号输出以后进行合成的方式也行。

实施形态27

图45示出本发明第二十七实施形态中接收电路的构成方框图。图45中，符号1为天线；81为接收从天线1接收到的接收信号的接收输入电路；88为调整有关接收信号增益的增益控制电路；90为对来自增益控制电路88的输出信号进行A/D变换的第一A/D变换器；91为把来自第二增益控制电路88的输出信号作为与上述第一A/D变换器90不同系统的信号接受以后，对该信号进行A/D变换的第二A/D变换器；92为具有：产生高于这些第一和第二A/D变换器90和91中接收信号所具有带宽的频率的时钟的取样时钟发生部分92a，把延时脉冲串附加到取样时钟脉冲串上的延时脉冲附加部分92b，把取样时钟脉冲串和延时脉冲串、作为前述第一和第二A/D变换器90和91的取样脉冲而提供的脉冲相加部分92c的取样信号发生源；93为从前述A/D变换器90和91的数字输出数据、提取所需接收信道信号的运算器；99为接受上述增益控制电路88的输出、进行移相处理以后，把由此得到的信号送到第二A/D变换器92上的移相器。接收信号输入部分81由放大电路94、接收频带滤波器96构成。

其次，说明有关上述第二十七实施形态的操作原理和操作。从天线1接收的信号群借助于包括接收频带滤波器96的接收输入电路81，变成只有通信信道频带内的信号。借助于增益控制电路88对该信号进行增益调整、成为给定电平的信号。把增益控制电路88的输出分配给两个系统。一个系统的输出输入到第一A/D变换器90上，从取样信号发生源92接受依靠频率与接收信号所具有带宽相当的频率以上的时钟脉冲串、即频率f₀的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉冲，受到取样控制。第一A/D变换器90产生与上述第二十六实施形态中A/D变换器完全相同的数字信号输出，将其提供到运算器93上。

另一方面，把增益控制电路88的输出分配给另一个系统(第二系统)。把第二系统连接到移相器99上，利用该移相器99使接收信号的相位改变90°。经过该移相处理的信号输入到第一A/D变换器91上，第二A/D变换器91从取样信号发生器92接受频率高于接收信号所具有的带宽相应的频率的时钟脉冲串、即频率为f₀的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉，受到取样控制。在运算器93中，产生利用频率f_c-f₀进行变频时的信息，同时，进行相关运算，把所需信号作为共同波，把BPSK信号提取出来。其结果是，借助于运算器93从第二A/D变换器91的数字输出中提取出来的BPSK信号、与第一A/D变换器90那一边的输出之间，相位差90°。这两种信息形成了BPSK信号系统。因此，根据上述，表明：能够解调QPSK系统通信方式的信号。

根据上述，如果根据本实施形态，主要是在具有多个信道的QPSK方式数字调制方式的通信系统等中，不使用变频器就能够接收所需波信道，能够减少功率、精简电路地实现接收电路。

实施形态28

图46示出本发明第二十八实施形态中接收电路的构成方框图。这一实施形态借助于安装到成为本发明根本的本地频率互补偏置型直接变频方式中、以单一的直接正交检波电路为基础的接收电路，来实现空间分集功能。图46中，符号1为天线，由第一天线1a和第二天线1b的多个天线构成。81为接收从第一天线1a接收到的第一接收信号的第一接收输入电路；82为接收第二天线1b接收到的第二接收信号的第二接收输入电路；83为输入来自第一接收输入电路81的接收信号、进行变频的第一变频器；84为输入来自第二接收输入电路82的接收信号、进行变频的第二变频器；85为把频率为对所需波载波频率进行了信道间隔频率之半的频率偏置的输出、分别提供到第一和第二变频器83和84上的本地振荡器；86为把第一变频器83输出信号的高频频带滤除的第一低通滤波器；87为把第二变频器84输出信号的高频频带滤除的第二低通滤波器；88为调整有关第一接收信号增益的第一增益控制(AGC：自动增益控制)电路；89为调整有关第二接收信号增益的第二增益控制电路；90为对来自第一变频器83的输出信号进行A/D变换的第一A/D变换器；91为对来自第二变频器84的输出信号进行A/D变换的第二A/D变换器；92为具有：产生与这些第一和第二A/D变换器90和91中接收信号所具有的带宽相当的频率以上的时钟的功能，把延时脉冲串附加到取样的时钟脉冲串上的功能，把取样时钟脉冲串和延时脉冲串、作为前述第一和第二A/D变换器90和91的取样脉冲而提供的功能的取样信号发生源；93为从前述第一和第二A/D变换器90和91的数字输出数据、提取所需接收信道信号的运算器。第一和第二接收输入部分81分别由放大电路94和95、接收频带滤波器(带通滤波器)96和97构成。

其次，说明有关上述第二十八实施形态的操作原理和操作。从第一天线1a接收的信号群借助于接收频带滤波器96，变成只有通信信道频带内的信号，借助于第一变频器83、利用加了偏置的本地振荡频率f_c+f₀进行变频。该本地振荡频率由本地振荡器8 5提供。其结果是，虽然把频率2f_c+f₀和频率-f₀的输出提供到第一低通滤波器86上，但是，借助于低频通过特性，取出频率-f₀的信号。该信号借助于第一增益控制电路88、成为给定电平的信号，提供到第一A/D变换器90上。在这里，从取样信号发生源92得到依靠频率为频率f₀的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉冲。

这样，第一A/D变换器90进行二次取样操作，把输入信号变换成以所需信道信号为中心的数据。把变频信号提供到运算器93上。

从第二天线1b接收的信号群借助于接收频带滤波器97，变成只有通信信道频带内的信号，借助于第二变频器84、利用加了偏置的本地振荡频率f_c+f₀进行变频。该本地振荡频率由本地振荡器85提供。其结果是，虽然把频率2f_c+f₀和频率-f₀的输出提供到第二低通滤波器87上，但是，借助于低频通过特性，取出频率-f₀的信号。该信号借助于第二增益控制电路89、或为给定电平的信号，提供到第二A/D变换器91上。在这里，从取样信号发生源92得到依靠频率为频率f₀的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉冲。这样，第二A/D变换器91进行二次取样操作，变换成以所需信道信号为中心的数据。把变频信号提供到运算器93上。在运算器93中，由这二者的数据、产生利用频率f_c-f₀进行变频时的信息，同时，进行相关运算，把所需信号作为共同波提取出来。

实施形态29

图47示出本发明第二十九实施形态中接收电路的构成方框图。因为有关这一实施形态的接收电路、具有与有关上述第二十八实施形态的接收装置大体相同的构成，所以，有关同一部分标以相同的符号，借此省略其详细说明。在该第二十九实施形态中，设置两个本地振荡器。一个本地振荡器85a与第二十八实施形态的本地振荡器85相同，把该本地振荡器85a连接到第一变频器83上，把本地振荡频率f_c+f₀提供到该变频器83上。把另一个本地振荡器85b连接到第二变频器84上，把本地振荡频率f_c-f₀提供到该变频器84上，而构成。

其次，说明有关上述第二十九实施形态的操作原理和操作。从第一天线1a接收的信号群借助于接收频带滤波器96，变成只有通信信道频带内的信号，借助于第一变频器83、利用加了偏置的本地振荡频率f_c+f₀进行变频。该本地振荡频率由本地振荡器85a提供。其结果是，虽然把频率2f_c+f₀和频率-f₀的输出提供到第一低通滤波器86上，但是，借助于低频通过特性，取出频率-f₀的信号。该信号借助于第一增益控制电路88、成为给定电平的信号，提供到第一A/D变换器90上。在这里，从取样信号发生源92得到依靠频率为频率f₀的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉冲。这样，第一A/D变换器90进行二次取样操作，变换成以所需信道信号为中心的数据，提供到运算器93上。

从第二天线1b接收的信号群借助于接收频带滤波器97，变成只有通信信道频带内的信号，借助于第二变频器84、利用加了偏置的本地增益频率f_c-f₀进行变频。该本地振荡频率由本地振荡器85b提供。其结果是，虽然把频率2f_c-f₀和频率f₀的输出提供到第二低通滤波器87上，但是，借助于低频通过特性，取出频率f₀的信号。该信号借助于第二增益控制电路89、成为给定电平的信号，提供到第二A/D变换器91上。在这里，从取样信号发生源92得到依靠频率为频率f₀的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉冲。这样，第二A/D变换器91进行二次取样操作，变换成以所需信道信号为中心的数据，提供到运算器93上。在运算器93中，由这二者的数据、产生利用频率f_c-f₀进行变频时的信息，同时，进行相关运算，把所需信号作为共同波提取出来。

实施形态30

图48示出本发明第三十实施形态中接收电路的构成方框图。有关这一实施形态的接收电路具有与有关上述第二十八和第二十九实施形态的接收装置基本相同的构成，并将该构成进一步简略化了。因此，有关与上述两个实施形态相同的部分、标以相同的符号，简单地说明其构成。

图48中，符号1为无线，由第一天线1a和第二天线1b的多个天线构成。81为接收从第一天线1a接收到的第一接收信号的第一接收输入电路；82为接收从第二天线1b接收到的第二接收信号的第二接收输入电路；88为调整有关第一接收信号增益的第一增益控制电路；89为调整有关第二接收信号增益的第二增益控制电路；90为对来自第一增益控制电路88的输出信号进行A/D变换的第一A/D变换器；91为对来自第二增益控制电路89的输出信号进行A/D变换的第二A/D变换器；92为具有：提供与这些第一和第二A/D变换器90和91中接收信号所具有带宽相当的频率以上的时钟的功能，把延时脉冲串附加到取样时钟脉冲串上的功能，把取样时钟脉冲串和延时脉冲串、作为前述第一和第二A/D变换器90和91的取样脉冲而提供的功能的取样信号发生源；93为从前述第一和第二A/D变换器90和91的数字输出数据、提取所需接收信道信号的运算器。第一和第二接收输入部分81分别由放大电路94和95、接收频带滤波器96和97构成。

其次，说明有关上述第三十实施形态的操作原理和操作。从第一天线1a接收的信号群借助于接收频带滤波器96，变成只有通信信道频带内的信号，该信号借助于第一增益控制电路88、成为给定电平的信号，提供到第一A/D变换器90上。在这里，从取样发生源92得到依靠频率为频率f₀的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉冲。这样，第一A/D变换器90进行二次取样操作，变换成以所需信道信号为中心的数据，提供到运算器93上。

从第二天线1b接收的信号群借助于接收频带滤波器97，变成只有通信信道频带内的信号，该信号借助于第二增益控制电路89、成为给定电平的信号，提供到第二A/D变换器91上。在这里，从取样发生源92得到依靠频带为频率f₀的n倍(n为整数)的脉冲群、与进行了延时的同一频率的脉冲群合在一起的脉冲群的取样脉冲。这样，第二A/D变换器91进行二次取样操作，变换成以所需信道信号为中心的数据，提供到运算器93上。在运算器93中，由这二者的数据、产生利用频率f_c-f₀进行变频时的信息，同时，进行相关运算，把所需信号作为共同波提取出来。本实施形态不是在A/D变换器的前级中进行变频，而是在A/D变换器内具有这一功能。

根据上述，如果根据本实施形态，能够实现加到成为本发明根本的本地频率互补偏置型变频方式上的空间分集功能。

正如从上述各实施形态可以明了的那样，因为本发明把通信系统所具有信道之间槽的频率作为接收机的本地频率、进行直接变频，同时，能够防止在输出信号中产生的频率偏置和把相邻信道的信号混入，所以，结果是，能够减少接收系统的功率、精简电路、减少消耗功率。

前述只限于本发明令人满意的实施形态，并且，包括全部不偏离本发明精神和范围的、在这里以公开为目的而示出各实施例的变更和修正。

Claims (13)

1.一种接收电路，包括：从无线接收接收信号的接收信号输入装置；对来自所述接收信号输入装置的接收信号进行变频处理，得到相位不同的两个输出信号的正交解调器；把来自所述正交解调器的输出信号输入、把模拟信号变换成数字信号的第一和第二A/D变换器；产生与接收信号所具有带宽相当的频率二倍以上的时钟的取样时钟发生器；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串延时、产生延时脉冲串的延时电路；把来自所述正交解调器的另一输出信号输入、把模拟信号变换成数字信号的第三和第四A/D变换器；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串和所述延时脉冲串、作为所述第一～第四A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从所述第一～第四A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的正交分量的装置。

2.一种接收电路，包括：从天线接受接收信号的接收输入装置；对来自所述接收信号输入装置的接收信号进行变频处理、得到相位不同的两个输出信号的正交解调器；把来自所述正交解调器的一个输出信号输入、把模拟信号变换成数字信号的第一和第二A/D变换器；产生比接收信号所具有带宽相应的频率高的时钟的取样时钟发生器；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串延时、产生延时脉冲串的延时电路；把来自所述正交解调器的另一个输出信号输入、把模拟信号变换成数字信号的第三和第四A/D变换器；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串和所述延时脉冲串、作为所述第一～第四A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从所述A/D第一～第四变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的正交分量的装置；其中假定所述各延时电路的延时时间为相当于所需信道信号频率的π相位差以外的延时时间。

3.根据权利要求1中所述的接收电路，其特征在于，使所述延时电路的延时时间为相当于所需信道信号频率的π/2相位差的延时时间。

4.一种接收电路，具有：从天线接受接收信号的接收信号输入装置；把该接收信号输入、进行A/D变换的一个A/D变换器；第二A/D变换器；提供比这些A/D变换器中接收信号所具有带宽相应的频率高的时钟的取样时钟发生器；把延时脉冲串附加到来自该取样时钟发生器的脉冲串上的电路；把来自该取样时钟发生器的脉冲串和延时脉冲串、作为所述第一和第二A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从所述第一和第二A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的装置。

5.根据权利要求4中所述的接收电路，其特征在于，使所述延时脉冲串附加电路的延时时间为相当于所需信道信号频率的π/2相位差时间。

6.根据权利要求4中所述的接收电路，其特征在于，设有产生多串所述延时脉冲的装置，并使所述延时脉冲的延时时间为，特别是，相当于所需信道信号频率的π/2相位差以外的延时时间。

7.一种接收电路，具有：从天线接受接收信号的接收输入装置；把该接收信号输入、进行A/D变换的单一A/D变换器；提供比所述A/D变换器中接收信号所具有带宽高的频率的脉冲的取样时钟发生器；把延时脉冲串附加到来自所述取样时钟发生器的脉冲串上的电路；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串和所述延时脉冲串、作为所述A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从所述A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的装置。

8.一种接收装置，具有：从多个天线分别接受接收信号的多个接收信号输入电路；把这些接收信号作为输入的第一和第二变频装置；把频率为对所需波载波频率进行了信道间隔频率之半的频率偏置的输出、提供到所述第一和第二变频装置上的本地振荡器；从所述第一和第二变频装置得到相应信号的第一和第二A/D变换器；提供比所述第一和第二A/D变换器中接收信号所具有带宽高的频率的时钟的取样时钟发生器；把延时脉冲串附加到来自所述取样时钟发生器的脉冲串上的电路；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串和延时脉冲串、作为所述第一和第二A/D变换器的取样脉冲而提供的装置；从所述第一和第二A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的装置。

9.根据权利要求8中所述的接收电路，其特征在于，独立地设置对所述第一和第二变频装置提供信号的本地振荡器；使各个本地振荡频率为，以所需波载波频率为中心、正负地进行为信道间隔之半的频率偏置的频率。

10.根据权利要求8中所述的接收电路，其特征在于，对所述多个接收信号中的两个接收信号不是进行变频、而是将其提供到所述第一和第二A/D变换器上，在所述第一和第二A/D变换器内具有变频功能。

11.一种接收装置，具有：从天线接受接收信号的接收输入装置；对来自所述接收输入装置的接收信号进行变频处理、得到相位不同的两个输出信号的正交解调器；把来自所述正交解调器的一个输出输入、把模拟信号变换成数字信号的第一A/D变换器；把来自所述正交解调器的另一个输出信号输入、把模拟信号变换成数字信号的第二A/D变换器；提供与所述第一和第二A/D变换器中接收信号所具有带宽相当的频率以上的时钟的取样时钟发生器；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串延时、产生延时脉冲串的延时电路；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串和所述延时脉冲串、作为所述第一和第二A/D变换器的取样脉冲一起提供的装置；从所述第一和第二A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的正交分量的装置。

12.一种接收装置，具有：从天线接受接收信号的接收输入装置；对来自所述接收输入装置的接收信号进行变频处理、得到相位不同的两个输出信号的正交解调器；把来自所述正交解调器的一个输出输入、把模拟信号变换成数字信号的第一A/D变换器；把来自所述正交解调器的另一个输出信号输入、把模拟信号变换成数字信号的第二A/D变换器；提供与所述第一和第二A/D变换器中接收信号所具有带宽相当的频率以上的时钟的取样时钟发生器；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串延时、产生延时脉冲串的延时电路；把来自所述取样时钟发生器的脉冲串和所述延时脉冲串、作为所述第一和第二A/D变换器的取样脉冲一起提供的装置；从所述第一和第二A/D变换器的数字输出数据、提取所需接收信道信号的正交分量的装置。假定所述延时电路的延时时间为相当于所述所需信道信号频率的π相位差以外的延时时间。

13.根据权利要求11中所述的接收电路，其特征在于，使所述延时电路的延时时间为相当于所需信道信号频率的π/2相位差时间的延时时间。

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