CN1509554A - 用于移动站的多带宽放大器控制系统及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种用于移动通信设备中的发射器的RF放大器控制电路，其组合及其方法。该控制电路通常包括比例和积分控制电路，控制电路的输出连接到放大器(110)的控制输入。在连接放大器输入的矢量调制器(120)输出达到全输出功率之前，将初始控制信号施加到放大器。在施加初始控制信号之后，使矢量调制器输出斜上升到全输出。其后，在斜上升期间施加到放大器上的初始控制信号就会通过将放大器的输出相对于第二参考信号进行积分而得到校正，其中积分控制电路连接到放大器的控制输入，第二参考信号与斜上升的矢量调制器输出成比例。

Description

用于移动站的多带宽放大器控制系统及其方法

技术领域

本发明一般涉及控制系统，更具体涉及通信设备中发射器的控制电路、其组合以及其方法。

背景技术

功率控制系统通常是公知的。在模拟控制电路中，通过连接到积分器上的峰值检测电路来检测放大器的输出功率。积分器的输出通过趋向于将峰值检测电路的输出与积分器的参考信号相匹配的方式来控制放大器。

与本发明共同转让的、题为“Adaptive Power Control Circuit(自适应功率控制电路)”的美国专利4,458,209公开了一种双带模拟控制回路，其具有一个含可变响应时间的积分器，其可变响应时间是通过切换RC时间常数的第一和第二电阻来提供的。更快的时间常数应用于瞬态工作，而更慢的时间常数应用于稳态工作。也可参见题为“Dual Rate Power Control Loop For a Transmitter(发射器的双速功率控制回路)”的美国专利5,697,074。

在数字控制电路中，峰值检测电路的输出在输入到处理器中之前将被滤波并转换成为数字形式，处理器将基于对数字化的输入信号与参考信号的比较而提供输出控制信号。类似于上述的模拟控制电路，数字控制电路通过趋向于将数字化的峰值检测电路信号与参考信号相匹配的方式来控制放大器。但是，数字处理通常会在比峰值检测电路信号的调制速率更低的速率下工作，因此很难追踪或者根本无法追踪包络的变化。已知数字控制电路的另一个局限之处在于，处理器输出端的D/A转换器最初是写入了一个估计值，为达到可接受的性能，这需要发射序列的开始处增益的知识。此外，这个估计值容易受到温度、电压、负载和其它条件变化的影响。在这里，将题为“Power ControlCircuitry for A TDMA Radio Frequency Transmitter(TDMA射频发射器的功率控制电路)”的美国专利5,287,555的主题通过引用结合进来。

通过结合下述附图对下面的本发明的详细描述的仔细考虑，本领域普通技术人员将更加全面地认识到本发明的各种方面、特点和优点。

附图说明

图1是根据本发明的第一典型实施例的控制电路的模拟实现。

图2是为不同的输出功率电平存储估计模式工作参考信号的查找表。

图3是一个具有数字控制电路的典型的TDMA发射器。

图4是图示说明根据本发明的典型实施例的TDMA脉冲操作的时序信号图。

图5是一个具有数字控制电路的典型的EDGE发射器。

图6是图示说明根据本发明的典型实施例的EDGE脉冲操作的时序信号图。

图7是一个具有数字控制电路的典型的GSM发射器。

图8是图示说明根据本发明的典型实施例的GSM脉冲操作的时序信号图。

具体实施方式

本发明涉及控制系统和电路及其方法，其适用于移动通信设备发射器的实现，例如蜂窝式电话手机、寻呼机、无线使能个人数字助理以及其它无线通信设备。

图1是典型的RF放大器和控制电路100，其通常包括放大器110和矢量调制器120，该矢量调制器120的输出通过RF调制器130连接到放大器的输入，RF调制器130可以将矢量调制从调制器转换到放大器的RF工作频率。放大器110通常包括控制输入，如本领域技术人员所知，其也可包括一个链或者几个级。

控制电路通常还包括比例控制电路和积分控制电路。在一个实施例中，比例控制电路包括连接到第一参考信号源上的输入和连接到放大器的控制输入上的输出。积分控制电路将放大器的输出相对于参考信号进行积分，该电路包括连接到放大器的控制输入上的积分器控制信号输出。

在图1的典型实施例中，运算放大器140具有连接到放大器110的控制输入上的输出，其可以被分别配置作为统一增益缓冲电路和作为积分器电路，这二者分别构成了比例和积分控制电路。

在图1中，放大器的输出通常连接到运算放大器140的输入上，例如通过一个非线性器件连接。在图1中，峰值检测电路150将放大器的输出连接到运算放大器的输入。

在工作的初始模式(这里指“估计模式”)中，比例控制电路通过将第一参考信号施加到比例增益控制电路从而将初始控制信号施加到放大器的控制输入上。

在估计模式期间，施加到比例控制电路的参考信号是对积分控制电路输出(或放大器的控制输入)所需值的估计，以使放大器的输出在矢量调制器处于其全输出水平时获得其所需的输出功率。由于矢量调制器的输出较低，所以估计期间的实际功率输出相对较低，如下面所讨论的。

在估计模式期间，矢量调制器120并不处于全输出并且可以或者不可以激活。根据调制形式，矢量调制器的输出可以是0或者可以在0到一个低电平输出之间波动。这后者的条件是，在调制器输出增加到全功率之前的时间里，调制器为普通的根升余弦响应(Root RaisedCosine Response)矢量调制器。

在一种实施例中，相应的放大器功率输出的估计模式参考信号值被预先编程并存储在内存中，例如存储在如图2所示的查找表内或无线逻辑单元内。在某些应用中，也可以通过在后来的斜上升工作模式后对积分控制电路进行采样，从而获得特定输出功率电平的估计模式参考信号电平，下面将会进行讨论。

在图1的典型实施例中，通过闭合开关SW1将运算放大器配置作为统一增益缓冲，从而使运算放大器的输出遵循施加到其正相输入端上参考信号。在估计模式期间，在图1的典型实施例中，开关SW2、SW3和SW4也都闭合。在图1中，基带处理器的幅度模块160产生相等于Vest的估计模式参考信号Vref，其将作为运算放大器增益电路的输入。在图1的典型实施例中，开关SW1、SW2、SW3和SW4以及基带处理器都是由处理器170所控制的。

在一种实施例中，在参考信号源和比例控制电路的输入之间有一个滤波器，用来在估计期间控制比例增益控制电路的参考输入端的信号变化的带宽并且降低瞬态带外功率。

在图1的典型实施例中，滤波器位于运算放大器140的正相输入端，其包括电阻Rp1和电容Cp。典型的RC时间常数在估计模式期间为Rp1*Cp＝0.2Ts，其中Ts为“符号(symbol)时间”，它是后来的矢量调制系统中的调制符号之间的时间。这种典型估计模式RC时间常数值仅仅是示例性的，而并非要限制本发明。

估计模式通常持续比例控制电路所需的足够时间间隔，以到达稳态。在一种实施例中，估计模式时间周期持续大约5个RC估计模式时间常数，当然时间也可能更长些或更短些。

在估计模式之后，矢量调制器120的输出在斜上升模式中斜上升到其全输出功率。一般地，在斜上升期间，估计模式期间施加于放大器上的初始控制信号通过将放大器的输出相对于第二参考信号进行积分从而得到校正。第二参考信号通常正比于矢量调制器的斜上升输出，并且可以通过所需的输出功率来标度(scale)。

在图1中，斜上升模式开始于抬起开关SW1和SW2并配置幅度模块160以产生与矢量调制器的斜上升输出成比例的参考信号Vref。在这种结构中，运算放大器140被配置作为积分器。

斜上升模式期间的RC时间常数通常比估计模式期间的RC时间常数大。一般地，斜上升模式比估计模式持续得更长。在一种实施例中，反馈电容Cm与Cp相等，Rm1与(Rp1+Rp2)相等。典型的斜上升模式RC时间常数大约为0.7Ts，它比估计模式的典型RC时间常数慢0.2Ts。在一种实施例中，斜上升模式持续大约3到3.5Ts。

在一种实施例中，在斜上升模式期间，通过使用延时装置162将施加于积分控制电路的参考信号延时，从而对参考信号和放大器输出进行相位匹配。该延时装置162可以是延时电路或信号控制的软件延时。

在斜上升模式期间，参考信号Vref与矢量调制器的斜上升输出成比例地增加，其通过任何所需输出功率来标度，如检测到的放大器输出信号的时间平均所表示。斜上升模式通常持续足够长的时间，以允许瞬态在斜上升模式结束之前得到平稳。

如果参考信号Vest在估计模式期间完全正确并且如果峰值检测信号是放大器输出功率的完全表示的话，参考信号和峰值检测输出就会完全地进行互相追踪。在这样的情况下，积分运算放大器140的输入在整个斜上升模式期间都是相同的(Vref和峰值检测电压完全追踪，时间常数是相同的)，并且积分器输出电压保持与施加到放大器控制输入上的估计输出相同。控制电路将校正放大器的输出到一定程度，在此程度下，在不引发瞬态的情况下估计的输出不正确。

在斜上升模式期间，瞬态带外功率谱是由积分控制电路的带宽控制的。在一种实施例中，斜上升模式期间的积分控制电路的带宽相对估计模式期间的比例控制电路的带宽降低了。但是，如果斜上升模式带宽太低，积分控制电路就将不会充分地响应。因此，在瞬态带外功率谱控制和积分控制电路响应性之间存在一个折中。

在斜上升模式之后，控制电路工作在“调制模式”中。在调制模式期间，施加在放大器上的、根据估计值的准确性而确定可以或不可以在斜上升模式期间进行校正的校正控制信号将通过将第三参考信号施加到积分控制电路上而得到保持。第三参考信号通常与放大器的平均输出成比例。

在一种实施例中，在调制模式中，积分控制电路的带宽比起其在斜上升模式中的带宽更小。在调制模式中，积分控制电路对诸如供应线下降和热增益变化的慢现象进行校正，但是很难或根本无法对调制变化进行追踪。

在图1的典型实施例中，在调制模式期间，开关SW3和SW4是抬起的。幅度模块160产生并施加到运算放大器140的输入上的参考信号Vref是基于所需放大器功率输出的平均峰值检测器输出的，或与之成比例。幅度模块忽略了来自Vest和来自矢量调制器120的输出的输入。调制模式中的典型的积分增益电路RC时间常数大约在40到400Ts之间。开关SW3和SW4是由处理器170控制的。

在某些工作模式中，例如TDMA工作模式，调制会周期性地结束。在一种实施例中，当调制结束时允许矢量调制器自然地斜下降。在调制模式中积分控制电路的相对慢的带宽将不会对相对快的功率缩减作出反应。不考虑频谱，一旦矢量调制斜下降，控制电路就可能被禁用。

本发明的放大器控制电路也可以通过数字电路元件来实现。图3的典型实施例是具有发射器300的移动TDMA通信设备的一部分，该发射器300具有通常包括接口310的数字控制系统，接口310将数字矢量调制信号I/Q从基带处理器发送到数字I/Q处理电路312，数字I/Q处理电路312通过模拟重构滤波器313连接到放大器电路314。

包括移位寄存器320的数字比例控制电路提供了稳定性。数字积分控制电路包括移位寄存器330和累加器332。在数字实现中，在估计模式期间，初始控制信号直接加载到累加器的寄存器输出。通过模拟处理电路350处理峰值检测电路340的输出，然后由A/D转换器360进行数字化。

接口310通过寄存器316将数字参考信号从基带处理器提供到比例控制电路和积分控制电路。寄存器316至少使比例和积分控制电路的某些参考信号延时。峰值检测电路340的数字化输出与基带处理器所提供的数字参考信号相加，从而将误差信号提供给积分控制电路。

寄存器334并非TDMA形式所需，提供了可容忍的延时。处理器和D/A电路370对比例和积分控制电路的输出进行处理和转换。生成的模拟控制信号在连接到放大器电路314的控制输入之前由模拟处理电路380进行处理。

图4图示说明了具有上述工作模式的示例的IS-136 TDMA应用的时序图。TDMA估计模式工作开始于DMCS信号的上升沿。在由PAC_DLY所设置的延时间隔之后，残留偏差将减小检测到的RF输出电压。在此时没有放大器输出。设置RAMP_DLY信号以使斜上升波形与调制RF波形对齐。

接下来，延时INIT_DLY对将累加器(及因此出现的图3的AOCD/A)设置在ACC_INIT的估计值的点进行设置。在图3中，由AOC D/A输入上的数字滤波器370和AOC D/A输出上的模拟滤波器380平滑放大器的控制输出，因此该控制输出不包含所示的累加器输出的中断。放大器输出将与检测到的电压成比例。

在时间间隔EST_DLY之后，TDMA斜上升模式开始，累加器的输入切换到检测到的信号与斜上升波形之间的误差信号。在这期间，积分控制电路回路闭合并配置以ERRGainl的第一带宽设置。在图3中，由于不再需要带宽控制并可能损害回路的稳定性，所以D/A输入上的数字滤波器就会被旁路。

在图3中，当CDET_DLY正好在随后的TDMA脉冲的斜上升模式结束时期满或者在此之前，就会储存输出寄存器334的值。

一旦时间间隔BW_DLY期满，就会开始TDMA调制模式。积分控制电路配置以ERRGain2的带宽设置。

最后，在放大器输出随着I/Q调制整形到0而下降之后，DMCS信号将变低以表示I/Q数据的结尾。在延时DN_DLY之后，图3中的AOC部分370将断电。本实例假设零延时，因此DN_DLY示为0。在实践中，DMCS将在DN_DLY期满之前下降。

图5的示例实施例是具有发射器500的移动EDGE通信设备的一部分，发射器500具有通常包括相位图输出510的数字控制系统，该相位图输出510将数字矢量调制信号从基带处理器发送到数字I/Q处理电路512，该数字I/Q处理电路512通过模拟重构滤波器513连接到放大器电路514。

包括移位寄存器520的数字比例控制电路提供了稳定性。数字积分控制电路包括移位寄存器530和累加器532。在数字实现中，在估计模式期间，初始控制信号直接加载到累加器的寄存器输出。通过模拟处理电路550处理峰值检测电路540的输出，然后由A/D转换器560进行数字化。

在图5中，在基带处理器的控制下，提供参考信号给比例控制电路和积分控制电路。斜上升值储存在表516中，并通过所需功率输出的因子PWR来标度。这可能是因为，在EDGE形式中，斜上升值不是从属数据(data dependent)。因此，每次发送都可以使用相同的斜上升模式。这消除了通过数字接口发送斜上升值的需要，而这在图3的TDMA系统中是所需的。峰值检测电路540的数字化输出与基带处理器所提供的数字参考信号相加，从而将误差信号提供给积分控制电路。

比例和积分控制电路的数字输出通过D/A电路570转换成模拟的形式。生成的模拟控制信号在连接到放大器电路514的控制输入之前也将由模拟处理电路580进行处理。

图6图示说明了具有上述工作模式的示例的EDGE应用的时序图。EDGE估计模式工作开始于DMCS信号的上升沿。在由PAC_DLY所设置的延时间隔之后，残留偏差将减小检测到的RF输出电压。在此时没有放大器输出。设置RAMP_DLY信号以使斜上升波形与调制RF波形对齐。

接下来，延时INIT_DLY对将累加器(及因此出现的图5的AOCD/A)设置在ACC_INIT的估计值的点进行设置。在图5中，由AOC D/A输出上的模拟滤波器580平滑放大器的控制输出，因此该控制输出不包含所示的累加器输出的中断。放大器输出将与检测到的电压成比例。

在时间间隔EST_DLY之后，EDGE斜上升模式开始，累加器的输入切换到检测到的信号与斜上升波形之间的误差信号。在允许抑制主要(leading)的低分辨度信号的延时RAMP_DLY之后，斜上升信号开始。在这期间，积分控制电路回路配置以ERRGainl的第一带宽设置。

一旦时间间隔BW_DLY和DIV_DLY期满，就会开始EDGE调制模式。积分控制电路配置以ERRGain2的带宽设置，其通常比TDMA调制模式的带宽低得多。在图5中，当CDET_DLY期满时，就会储存输出寄存器334的值用于随后的脉冲。

在其它实施例中，输出寄存器534在DIV_DLY期满时保持。这防止了AOC控制电路对EDGE调制准确度造成不利的影响。这相当于用ERRGain2设置了低带宽。最后，在放大器输出随着I/Q调制整形到0而下降之后，DMCS信号将变低以表示I/Q数据的结尾。在DN_DLY设置的延时之后，图5中的AOC部分570将断电。本示例假设零延时。

图7的典型实施例是具有发射器700的移动GSM通信设备的一部分，该发射器700具有通常包括差分编码器710的数字控制系统，差分编码器710连接到数字I/Q处理电路712，数字I/Q处理电路712通过模拟I/Q重构滤波器713连接到放大器电路714。

在图7中，包括移位寄存器720的数字比例控制电路提供了稳定性。数字积分控制电路包括移位寄存器730和累加器732。在数字实现中，在估计模式期间，初始控制信号直接加载到累加器的寄存器输出。通过模拟处理电路750处理峰值检测电路740的输出，然后由A/D转换器760进行数字化。

在图7中，在基带处理器的控制下，将参考信号提供给比例控制电路720和积分控制电路730。斜上升值储存在表716中，并通过所需功率输出的因子PWR来标度。这可能是因为，在GSM形式中，通常的斜上升模式受到了每次发送的调制的影响。这消除了通过数字接口发送斜上升值的需要，而这在图3的TDMA系统中是所需的。

峰值检测电路740的已处理的且数字化的输出与基带处理器所提供的数字参考信号相加，从而将误差信号提供给积分控制电路。寄存器734并非GSM形式所需，提供了可容忍的延时。处理器和D/A电路770对比例和积分控制电路的输出进行处理和转换。模拟控制信号在连接到放大器电路714的控制输入之前由模拟处理电路780进行处理。

GSM形式中的相位信息是由电路710和I/Q斜上升信号加载的，I/Q斜上升信号包括幅度信息，包括GSM形式中的相位信息的数据互相同步、并与AOC斜上升开始信号同步，从而使得构成施加于积分控制电路上的误差信号的累加信号是相位匹配的。

图8图示说明了具有上述工作模式的示例的GSM应用的时序图。GSM估计模式工作开始于DMCS信号的上升沿。在由PAC_DLY所设置的延时间隔之后，残留偏差将减小检测到的RF输出电压。在此时没有放大器输出。接下来，延时INIT_DLY对将累加器(及因此出现的图8的AOC D/A)设置在ACC_INIT的估计值的点进行设置。

在图7中，由AOC D/A输出上的模拟滤波器780平滑放大器的控制输出，因此该控制输出不包含所示的累加器输出的中断。放大器输出将与检测到的电压成比例。

在时间间隔EST_DLY之后，GSM斜上升模式开始，累加器的输入切换到检测到的信号与斜上升波形之间的误差信号。在延时RAMP_DLY之后，斜上升信号开始。由于两个查找表都是由相同的函数(function)定义的，G_IQ_DLY在大致相同的时刻期满，以使RF输入随斜上升波形而上升。在这期间，积分控制电路回路闭合，并配置以ERRGainl的第一带宽设置。

一旦时间间隔BW_DLY期满，就会开始GSM调制模式。积分控制电路配置以ERRGain2的带宽设置。当CDET_DLY期满时，就会储存输出寄存器的值。

一旦延时DIV_DLY期满，积分控制电路就在调制结束之前进入到保持模式。最后，在放大器输出随着I/Q复用器施加(impose)的斜上升模式下降之后，DMCS信号将变低以表示I/Q数据的结尾。在DN_DLY设置的延时之后，图7中的AOC部分770将断电。由于假设零延时，所以图中所示的RAMP_DN_DLY为0。在实践中，由于系统延时，其将会在DMCS的下降沿之后的某处发生。

尽管通过建立发明者所有权并使本领域普通技术人员能够做出和使用本发明的方式对本发明及其现有的、被认为最佳的实施方式进行了描述，但是应该理解并认识到，这里公开的典型实施例有着许多的等价物，并且在不背离本发明范围和精神的前提下，可以对本发明做出无数的修改和变化，本发明并非由典型实施例限制，而是由所附权利要求限制的。

Claims (24)

1.一种RF放大器控制电路，其包括：

放大器；

矢量调制器，其输出连接到所述放大器的输入；

将初始控制信号施加到所述放大器的控制输入上的装置，所述初始控制信号是所述放大器的控制输入端所需的信号电平的估计，用来在所述矢量调制器输出达到全输出时提供特定的输出；

积分控制电路，其控制信号输出连接到所述放大器的控制输入，所述积分控制电路具有连接到第二参考信号源上的参考输入，

所述放大器的输出连接到所述积分控制电路的输入。

2.如权利要求1所述的电路，信号延时装置位于所述第二参考信号源和所述积分控制电路的参考输入之间。

3.如权利要求1所述的电路，非线性器件将所述放大器的输出连接到所述积分控制电路的输入。

4.如权利要求1所述的电路，其还包括：

用于在将所述初始控制信号施加到所述放大器的控制输入之后，一旦第一延时周期期满就使连接到所述放大器的输入的所述矢量调制器的输出斜上升的装置；

用于在斜上升期间，通过将所述放大器的输出相对于所述第二参考信号进行积分而校正施加到所述放大器上的所述初始控制信号的所述积分控制电路，

所述第二参考信号与所述斜上升的矢量调制器输出成比例。

5.如权利要求1所述的电路，其包括在斜上升期间，将所述第二参考信号与施加到所述积分控制电路上的所述放大器输出进行相位匹配的装置。

6.如权利要求4所述的电路，其包括在斜上升期间控制瞬态带外功率谱的装置。

7.如权利要求4所述的电路，其包括在斜上升之后，将第三参考信号施加到所述积分控制电路上的装置，所述第三参考信号与所述放大器的平均输出成比例。

8如权利要求7所述的电路，其包括在将第三参考信号施加到所述积分控制电路时、防止所述积分控制电路追踪到调制包络的装置。

9.一种无线通信设备，其包括：

具有矢量调制器的发射器，所述矢量调制器的输出连接到放大器的输入；

用于在所述矢量调制器全输出之前、将初始控制信号施加到所述放大器的控制输入上的装置，所述初始控制信号是所述放大器的控制输入所需的估计信号电平，用来在所述矢量调制器输出处于全输出时提供一个特定的输出；

用于在将所述初始控制信号施加到所述放大器上之后使所述矢量调制器的输出斜上升的装置；

用于在斜上升期间校正施加到所述放大器的控制输入上的所述初始控制信号的装置；

用于在斜上升期间控制瞬态带外功率谱的装置。

10.如权利要求10所述的无线通信设备，所述用于施加所述初始控制信号的装置包括具有连接到所述放大器的控制输入的寄存器输出的累加器。

11.如权利要求10所述的无线通信设备，所述用于校正的装置包括具有连接到所述放大器的控制输入的控制信号输出的积分控制电路，所述积分控制电路具有连接到第二参考信号源的参考输入。

12.如权利要求11所述的无线通信设备，第二参考信号源用于将与所述斜上升的矢量调制器输出成比例的第二参考信号施加到所述积分控制电路的参考输入上，还包括将所述第二参考信号与施加到所述积分控制电路上的所述放大器的输出进行相位匹配的装置。

13.如权利要求12所述的无线通信设备，其包括用于保持施加到所述放大器上的校正的控制信号的装置。

14.如权利要求13所述的无线通信设备，所述用于保持的装置包括用于在斜上升之后将第三参考信号施加到所述积分控制电路上的装置，所述第三参考信号与所述放大器的平均输出成比例，所述用于保持的装置还包括用于在斜上升之后配置所述积分控制电路以具有第二带宽的装置，所述第二带宽比所述第一带宽小。

15.一种用于控制发射器中的放大器的方法，其包括：

在连接到所述放大器的输入上的矢量调制器信号处于全输出之前，将初始控制信号施加到所述放大器上；

在施加所述初始控制信号之后，使连接到所述放大器的输入的所述矢量调制器输出斜上升；

通过利用积分控制电路将所述放大器的输出相对于第二参考信号进行积分来在斜上升期间校正施加到所述放大器上的所述初始控制信号，其中积分控制电路连接到所述放大器的控制输入，

所述第二参考信号与所述斜上升的矢量调制器输出成比例。

16.如权利要求15所述的方法，

通过将第一参考信号施加到具有连接到所述放大器的控制输入的输出的累加器上，从而将所述初始控制信号施加到所述放大器上；

在将所述第一参考信号施加到所述累加器上之后，一旦第一延时周期期满，就使连接到所述放大器的输入上的所述矢量调制器输出斜上升。

17.如权利要求15所述的方法，在斜上升期间、用所述积分控制电路的第一带宽控制瞬态带外功率谱。

18.如权利要求15所述的方法，通过在斜上升之后将第三参考信号施加到所述积分控制电路上，从而保持施加到所述放大器上的校正的控制信号，所述第三参考信号与所述放大器的平均输出成比例。

19.如权利要求18所述的方法，在斜上升之后给所述积分控制电路配置以第二带宽，所述第二带宽比所述第一带宽小。

20.如权利要求15所述的方法，通过非线性器件将所述放大器的输出连接到所述积分控制电路的输入。

21.如权利要求15所述的方法，对所述第二参考信号与连接到所述积分控制电路的所述放大器输出进行相位匹配。

22.如权利要求21所述的方法，通过使施加到所述积分控制电路上所述第二参考信号延时，来对所述第二参考信号与所述放大器输出进行相位匹配。

23.如权利要求15所述的方法，通过在斜上升之后对所述积分控制电路进行采样和存储来产生新的第一参考信号。

24.如权利要求16所述的方法，从用于所述放大器的特殊功率输出的查找表中获取所述第一参考信号。

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