CN1568586A - 在多信道通信系统中应用选择性信道求逆法处理传输数据的方法与设备 - Google Patents

Abstract

揭示的技术用于处理通过选自所有可用传输信道的一组传输信道上传输的数据。在一个方面，数据处理包括根据一普通编码和调制方案对数据编码以提供调制码元，并根据信道的特性对各选用信道的调制码元预加权。通过将选用信道“求逆”而实现预加权，以致所有选用信道的接收的SNR近似相似。运用选择性信道求逆，只选择SNR等于或高于特定的阈值的信道。不用“坏”信道，并且总有效发射功率只在“好”信道中间分配。由于只使用Ns个最佳信道和将各选用信道的接收的SNR匹配于通过所选编码与调制方案所需的SNR的相组合优点，因而提高了性能。

Description

在多信道通信系统中应用选择性 信道求逆法处理传输数据的方法与设备

背景

领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及一种在无线通信系统中用选择性信号求逆处理传输数据的改进的新方法和新设备。

背景

为扩大话音、数据等各类通信的传输能力，通常布署一种多信道通信系统，这类系统可以是多输入多输出(MIMO)通信系统、正交频分调制(OFDM)系统、应用OFDM的MIMO系统或某些其它类系统。MIMO系统用多个发射天线与多个接收天线拓展空间分集，以支持每个都可用来发射数据的若干空间子信道。OFDM系统把工作频段有效地分成若干频率子信道(或频库(frequency bin)，各频率子信道与各个可在其上调制数据的子载波有关联。这样，多信道通信系统支持若干“传输”信道，每个“传输”信道对应于MIMO系统中的空间子信道、OFDM系统中的频率子信道或应用OFDM的MIMO系统中频率子信道的空间子信道。

多信道通信系统的传输信道通常经受不同的链路条件(如由不同的衰落与多径效应造成)，可以获得不同的信噪与信扰比(SNR)。因此，传输信道对特定性能水平可以支持的传输能力(即信息位速率)，可能从信道关信道而不同。而且，链路条件一般随时间变化。结果，故传输信道所支持的位速率也随时间变化。

传输信道不同的传输能力加上这些能力的时间变化特性，要求它具备一种有效的编码与调制方法，能在信道上传输之前对数据进行处理。而且出于实际考虑，这种编码与调制方法应该简便得可在发射与接收两种系统中实施与应用。

因此，本领域对在不同能力的多条传输信道上传输的数据进行有效和高效处理的技术提出了要求。

发明内容

本发明的一些方面提供的诸技术可处理通过从所有有效的传输信道选出的一组传输信道上传输的数据。在一个方面，数据处理包括根据普通与调制方案对数据编码提供调制码元，并根据该信道的特性对每条选出的传输信道的调制码元预加权。预加权是把选出的传输信道“求逆”而得到的，以致接收系统的信噪与信扰比(SNR)对所有选择的传输信道都是相近的。在一实施例中，该例称作选择性信道求逆(SCI)，数据传输只选用SNR(或功率增益)等于或高于特定SNR(或功率赠与)的传输信道，而不用“坏”传输信道。运用选择性信道求逆，总有效发射功率只跨越“好”传输信道(不均匀地)分配，并得到提高的效率与性能。在另一实施例中，选用全部有效传输信道并对全部有效信道作信道求逆。

信道求逆技术简化了发射系统的编码/调制和接收系统的译码/解调。而且，选择性信道求逆技术还提供改进的性能，因为它有两个好处：(1)只使用Ns条从全部有效传输信道选出的较佳传输信道，和(2)各选用的传输信道接收的SNR与选用的编码与调制方法所要求的SNR相匹配。

如下所述，本发明还提供实现本发明诸方面、实施例与特征的诸方法、系统与设备。

附图简介

通过下面结合附图所作的详述，本发明的特征、特性与优点将更清楚了，图中用同样的标号表示相应的物件，其中：

图1是设计和工作或实现本发明各方面与实施例的多输入多输出(MIMO)通信系统；

图2A是根据本发明一实施例的过程的流程图，可根据选择性信道求逆确定要分配给各选用传输信道的发射功率量；

图2B是根据本发明一实施例的过程的流程图，可对数据传输确定用来选择传输信道的阈值α；

图3是能实现本发明诸方面与实施例的一种MIMO通信系统；

图4A、4B和4C是根据本发明三个特定实施例能处理数据的三个MIMO发射系统的框图；

图5是根据本发明一实施例能接收数据的一种MIMO接收系统框图；

图6A和6B分别是在图5示出的MIMO接收系统内的信道MIMO/数据处理器与消扰器实施例的框图；和

图7是根据本发明另一实施例中能接收数据的一种MIMO接收系统的框图。

详细描述

本发明诸方面、实施例与特征可应用于具有数据传输的多条传输信道的任何多信道通信系统。这类多信道通信系统包括多输入多输出(MIMO)系统、正交频分调制(OFDM)系统、应用OFDM的MIMO系统等。多信道通信系统还可实施码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)或其它一些多址技术。多址通信系统能支持与若干终端(即用户)同时通信。

图1是设计和工作成实现本发明诸方面与实施例的多输入多输出(MIMO)通信系统100的图。MIMO系统100应用多个(N_T)发射天线与多个(N_R)接收天线作数据传输。对于基站(BS)104与若干终端(T)106同时通信的多址通信系统，可有效地构成MIMO系统100。在此情况下，基站104应用多个天线，对上行链路传输代表多输入(MI)，对下行链路传输代表多输出(MO)。下行链路(即正向链路)指基站到终端的传输，上行链路(即逆向链路)指终端到基站的传输。

MIMO系统用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线作数据传输。由N_T个发射与N_R个接收天线构成的MIMO信道可以分成Nc条独立的信道，其中N_c≤最小值{NT，NR}。各Nc条独立信道也称为MIMO信道的空间子信道，对应于某一维度。在一普通MIMO系统实施中，N_T个发射天线定位于单个发射系统并与之关联，而N_R个接收天线同样定位于单个接收系统并与之关联。对于基站与若干终端同时通信的多址通信系统，也可有效地构成MIMO系统。此时，基站配备若干天线，各终端配备一个或多个天线。

OFDM系统有效地把工作频段分为若干(N_F)频率子信道(即频库)。在每一时隙，可在N_F条频率子信道的每一条上发送调制码元。每一时隙对应于由该频率子信道的带宽决定的特定时间间隔。

可以操作多信道通信系统以通过若干传输信道发送数据。对于不应用OFDM的MIMO系统，通常只有一条频率子信道，把各空间子信道称为传输信道。对于应用OFDM的MIMO系统，把各频率子信道的每条空间子信道称为传输信道。对于不应用MIMO的OFDM系统，每条频率子信道只有一条空间子信道，而把各频率子信道称为传输信道。

多信道通信系统中的传输信道一般经历不同的链路条件(如由不同的衰落与多经效应引起)，并可得到不同的信噪与信扰比(SNR)。因而传输信道的能力从信道到信道而不同。该能力可用在传输信道上对特定性能水平(如特定的误码率(BER)或分组差错率(PER))发射的信息位速率(即每一调制码元的信息位数)来定量。因链路条件一般随时间变化，故所支持的传输信道的信息位速率也随时间变化。

为了更充分地运用传输信道的能力，可以测定说明链路条件的信道状态信息(CSI)(一般在接收系统处)并把它提供给发射系统，后者再处理(如编码、调制与预加权)数据，使各信道发射的信息位速率与该信道的传输能力相符。CSI分为“全CSI”或“部分CSI”。对于N_T×N_R MIMO阵列中各发射—接收天线对之间的传播路径，全CSI包括跨越整个系统带宽的充足的特征(如幅值与相位)(即各传输信道的特征)。部分CSI包括例如传输信道的SNR。

可用各种技术处理数据在通过多条传输信道传输之前。在一种技术中，各传输信道的数据可按基于该信道的CSI选择的特定编码与调制方案加以编码与调制。通过对每条传输信道分开编码与调制，可对每条信道得到的SNR优化编码与调制。在该技术的一种实施中，用固定的基码对数据编码，然后刺穿(即有选择地删除)各传输信道的编码位，得到该信道支持的码速率。在该实施中，还根据各传输信道的码速率与SNR选择其调制方案。2001年2月1日提交的题为“Coding Scheme for a Wireless Communication System”的美国专利申请串号09/776,075详述了这种编码与调制实施法，该申请已转让给本申请受让人，通过引用包括在这里。对这种第一技术，明显的实施复杂性通常与各传输信道具有不同的码速率与调制方案关联。

根据本发明的一个方面，提供的技术用于(1)根据一普通编码与调制方案处理所有选用传输信道的数据而提供调制码元，和(2)根据信道的CSI对每条选用传输信道的调制码元预加权。预加权方法是使选用的传输信道求逆，通常使接收系统的SNR对所有选用的传输信道都相近。在称为选择性信道求逆(SCI)的一实施例中，对数据传输只选用SNR(或功率增益)等于或高于特定SNR(或功率增益)阈值的传输信道。运用选择性信道求逆，总有效发射功率只跨越“好”传输信道分布，提高了效率与性能。在另一实施例中，则选用所有有效的传输信道，并对所有有效信道作信道求逆。

在反射机有全CSI或部分CSI时，可有利地应用这些信道求逆技术。这些技术改变了大部分与上述信道专用编码与调制技术有关的复杂性，同时仍达到高性能。而且，选择性信道求逆技术还提高了信道专用编码与调制技术的性能，因为它组合了以下好处：(1)在有效传输信道当中只使用N_S条较佳的传输信道，和(2)各选用传输信道接收的SNR与所选择编码与调制方案所需的SNR相符。

对于应用OFDM且具有有效全CSI的MIMO系统，发射系统知道各频率子信道的每个发射—接收天线对之间传输路径的复数估价增益，这一信息可用于使MIMO信道正交，从而对独立的数据流应用每种本征模式(即空间子信道)。

对于应用OFDM且具有有效部分CSI的MIMO系统，发射机有限地了解传输信道。独立的数据流可以通过有效的发射天线在相应的传输信道上发射，而接收系统用特定的线性或非线性处理技术(即均衡)分离出这些数据流。均衡法提供相应于各传输信道(即各发射天线和/或各频率子信道)的独立的数据流，而这些数据流各自有相关的SNR。

若发射系统处可得到成组传输信道的SNR，就可用该信息选择正确的编码与调制方案并分配总有效发射功率。在一实施例中，有效传输信道按SNR递减次序排列，向NS条较佳传输信道分配和使用总有效发射功率。在一实施例中，不选用SNR低于特定SNR阈值的传输信道。选用的该SNR阈值可优化吞吐量或某一其它指标。总有效发射功率跨越所有选用的传输信道而分布，使发射的数据流在接收系统处具有相近的SNR。若发射系统有信道增益，可作类似处理。在一实施例中，对所有选用的传输信道应用普通的编码方案(如特定码速率的特定Turbo码)和普通的调制方案(如特定的QAM构象)。

传输信道求逆

若能在发射系统处应用一种简单(普通)的编码与调制方案，就可对所有选作数据传输的传输信道使用单一的(如卷积或Turbo)编码器与码速率编码数据，并用单一的(如PSK或QAM)调制方案把得到的编码位映射到调制码元，再从可能的调制码元的同一“字符表”中取出得到的调制码元，用同一代码与码速率编码。然而，多信道通信系统中的传输信道通常经历不同的链路条件并得到不同的SNR。此时若对每条选用的传输信道使用同样的发射功率量，将取决于在其上发射调制码元的特定信道以不同的SNR接收发射的调制码元，结果成组选用的传输信道的码元误差概率将有大的变化，而且带宽效率有相关的损失。

根据本发明一个方面，为了在接收系统实现特定的SNR，用一功率控制机理设置或调节选作数据传输的每条传输信道的发射功率电平。通过对所有选用的传输信道实现类似的接收SNR，可对所有选用的传输信道应用单一的编码与调制方案，这样能显著减小发射系统的编码/调制处理和接收系统的解调/译码处理的复杂性。如下进一步描述，功率控制的实现方法是使选用的传输信道“求逆”，并跨越所有选用的信道合理分配总有效发射功率。

若对所有有效的传输信道使用同样的发射功率量，则特定信道接收的功率可以表示为：

$P_{\mathrm{rx}}^{\′}(j,k)=\frac{P_{\mathrm{tx}}}{N_T{N}_F}|H(j,k){|}^2$ (公式1)

式中P’_rx(j，k)是传输信道(j，k)(即第k条频率子信道的第j条空间子信道)接收的功率，P_tx是发射机处可得到的总发射功率，N_T为发射天线数，N_F为频率子信道数，而H(j，k)是发射系统到接收系统的传输信道(j，k)的复数估价“有效”信道增益。为了简化，信道增益H(j，k)包括发射机和接收机的处理效果。同样为了简化，假设空间子信道数等于发射天线数，而N_T·N_F代表有效传输信道总数。若对各有效传输信道发射同量功率，则所有有效传输信道的总接收功率Prx可表示为：

$P_{\mathrm{rx}}=\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}\frac{P_{\mathrm{tx}}}{N_T{N}_F}|H(j,k){|}^2$

(公式2)

公式(1)表示各传输信道的接收功率取决于该信道的功率增益，即|H(j，k)|²。为了实现跨越所有有效传输信道的同等接收功率，可在发射机处对各信道的调制码元以权重W(j，k)作预加权，该权重可表示为：

$W(j,k)=\frac{c}{\left|H(j,k)\right|}$

(公式3)

其中c是所选择的因子，以致接收机处所有传输信道接收的功率近似相等。如式(3)所示，各传输信道的权重反比于该信道的增益。再把传输信道(j，k)的加权的发射功率表示成：

$P_{\mathrm{tx}}(j,k)=\frac{{\mathrm{bP}}_{\mathrm{tx}}}{|H(j,k){|}^2}$

(公式4)

式中b是在诸有效传输信道之间分配总发射功率的“归一化”因子，该归一化因子可表示为：

$b=\frac{1}{\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}|H(j,k){|}^{-2}}$

(公式5)

式中c²＝b。如式(5)所示，计算归一化因子b作为所有有效传输信道的倒数功率增益之和。

各传输信道调制码元以W(j，k)作预加权，使该传输信道有效地“求逆”。这种信道反向导致各传输信道的发射功率量反比于信道的功率增益，如式(4)所示，于是在接收机处提供了特定的接收功率。这样，就根据它们的信道增益把总发射功率有效地分配(不均匀地)给所有有效的传输信道，使所有传输信道具有近似相等的接收功率，可表示为：

    P_r，x(j，k)＝bP_tx                      (公式6)

若跨越所有传输信道的噪声变化是一样的，则相同接收功率可按单一的普通编码与调制方案产生所有信道的调制码元，明显地简化了编译码处理。

若不顾其信道增益而用所有有效传输信道作数据传输，则差的传输信道可分到更多的总发射功率。实际上，为对所有传输信道实现相似的接收功率，较差的传输信道得到的分配给该信道更多的发射功率。当一条或多条传输信道变得太差时，这些信道所需的发射功率量将剥夺好信道的功率，于是使整个系统吞吐量剧减。

基于信道增益的选择性信道求逆

在一个方面中，有选择地应用信道求逆，而且只选择其接收的功率相对于总接收功率等于或高于特定阈值α的传输信道作数据传输。接收功率低于该阈值的传输信道均被除去(即不用)。对每条选用的传输信道，在发射机处对调制码元预加权，以致以近似一样的功率电平接收所有选用的传输信道。可以选择阈值使吞吐量最大或根据其它指标来选用。该选择性信道求逆方案保留了大部分对所有传输信道应用普通编码与调制方案所固有的简洁性，同时又提供了与各传输信道分开编码相关的高性能。

起初，对所有有效传输信道计算平均功率增益Lave，并可以表示为：

$L_{\mathrm{ave}}=\frac{\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}|(j,k){|}^2}{N_T{N}_F}$

(公式7)

在发射机处以权重

对各选用传输信道的调制码元作预加权，可以表示为：

$\tilde{W}(j,k)=\frac{\tilde{c}}{\left|H(j,k)\right|}$

(公式8)

确定各选用传输信道与其增益成反比的权重，以致以近似相等的功率接收所有选用的传输信道。于是可以把各传输信道的加权的发射功率表示为：

(公式9)

式中α为阈值， 是在诸选用传输信道之间分配总发射功率使用的归一化因子。如式(9)所示，若传输信道的功率增益大于或等于功率增益阈值(即|H(j，k)|²≥αL_ave)，就选用该传输信道。归一化因子 只按选用的传输信道计算，可表示为：

$\tilde{b}=\frac{1}{\underset{|H(j,k){|}^2\≥\mathrm{\α}{L}_{\mathrm{ave}}}{\mathrm{\Σ}}|H(j,k){|}^{-2}}$ (公式10)

式(7)～(10)根据功率增益把总发射功率有效地分配给诸选用的传输信道，使所有选用的传输信道具有近似相等的接收功率，这可表示为：

(公式11)

基于信道SNR的选择性信道求逆

在许多系统中，在接收系统处的已知量是传输信道的接收SNR而不是信道增益(即路径损失)。在这类系统中，可方便地把选择性信道求逆技术改成根据接收的SNR而不是信道增益而工作。

若对所有有效传输信道使用相同的发射功率而且所有信道的噪声变化σ²恒定，则传输信道(j，k)的接收SNR可表示为：

$\mathrm{\γ}(j,k)=\frac{P_{\mathrm{rx}}(j,k)}{{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{P_{\mathrm{tx}}}{{\mathrm{\σ}}^2{N}_T{N}_F}|H(j,k){|}^2$ (公式12)

各有效传输信道平均接收的SNR即γ_ave可以表示为：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ave}}=\frac{P_{\mathrm{tx}}}{{\mathrm{\σ}}^2{\left(N_T{N}_F\right)}^2}\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}|H(j,k){|}^2$ (公式13)

还假设诸有效传输信道上为相等发射功率。所有有效传输信道的接收SNR，即S，可以表示为：

$S=\frac{P_{\mathrm{tx}}}{{\mathrm{\σ}}^2}{L}_{\mathrm{ave}}=\frac{P_{\mathrm{tx}}}{{\mathrm{\σ}}^2{N}_T{N}_F}\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}|H(j,k){|}^2$ (公式14)

该接收的SNR，即S，是基于跨越所有有效传输信道而均匀分布的总发射功率的。

在选用的传输信道之间分配总发射功率的归一化因子β可表示为：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\underset{\mathrm{\γ}(j,k)\≥\mathrm{\α}{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ave}}}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{\γ}{(j,k)}^{-1}}$ (公式15)

如式(15)所示，β根据所有选用的传输信道的SNR计算，且是作为SNR的倒数之和。

为对所有选用的传输信道实现类似的接收SNR，可用与信道的SNR相关的权重对各选用传输信道(j，k)的调制码元作预加权，这可以表示为：

$\tilde{W}(j,k)=\frac{\tilde{c}}{\sqrt{\mathrm{\γ}(j,k)}}$ (公式16)

式中 ${\tilde{c}}^2=\mathrm{\β}.$ 于是可将各传输信道的加权的发射功率表为：

(公式17)

如式(17)所示，只选用对其接收的SNR大于或等于SNR阈值(即γ(j，k)≥γ_ave)的传输信道。

若跨越所有选用的传输信道分配总发射功率而使所有选用的信道接收的SNR相近，则各传输信道得到的接收的SNR可表示为：

(公式18)

把式(13)的γ_ave和式(14)的S代入式(18)，得到下式：

图2A是根据本发明一实施例的过程200的流程图，用于根据选择性信道求逆法确定分配给各选用传输信道的发射功率量。若可得到传输信道的信道增益H(j，k)、接收的SNRγ(j，k)或某些其它特性，就可应用过程200。为明白起见，下面对括号内示出的情况(有信道增益和接收的SNR)描述过程200。

起先，在步骤212处，检出所有有效传输信道的信道增益H(j，k)[或接收的SNRγ(j，k)]。在步骤214处，还用于选择数据传输的传输信道的功率增益阈值αL_ave[或SNR阈值αγ_ave]。下面进一步详述该阈值的计算。

然后对每条有效的传输信道作可能使用性评估。在步骤216处，识别出用于评估的一条(未评估的)有效传输信道。在步骤218，判断该识别出的传输信道的功率增益[或接收的SNR]是否大于或等于功率增益阈值(即|H(j，k)|²≥α_Lave)[或SNR阈值(即γ(j，k)≥αγ_ave)]。若识别出的传输信道满足该指标，则在步骤220被选用。反之，若该传输信道不满足该指标，就将它丢弃而不用于数据传输。

接着在步骤222处，判断是否评估了所有有效的传输信道。若否定，则过程返回步骤216，识别另一条有效的传输信道作评估，否则过程进到步骤224。

在步骤224处，根据所选信道的信道增益[或接收的SNR]，确定在选用的传输信道之间分配总发射功率的归一化因子 [或β]。这可以用式(10)[或式(15)]实现。然后在步骤226处，根据归一化因子与该信道的增益[或SNR]，计算各选用传输信道的权重 该权重可按式(8)[或式(16)]计算。于是，各选用传输信道的加权发射功率如式(9)所示[或式(17)]，过程就此终止。

阈值选择

可按各种指标选择阈值α。在一实施例中，选择阈值以优化吞吐量。

起初，规定设定点矢量(即Z[z₁，z₂……z_N])和码速率矢量(即R＝[r₁，r₂，……r_N])。各矢量包括对应于系统中可用的有效码速率数的N个单元。或者，根据系统支持的工作点可以规定N个设定点。各设定点对应于为实现特定性能水平所需的特定的接收SNR。在任一情况下，各码速率r_n(1≤n≤N)对应于各设定点z_n，这是对特定性能水平工作于该码速率所必需的最小接收的SNR。如本领域所周知，可根据计算机模拟或数学求导确定所需的设定点z_n。两矢量R与Z里的诸单元也可排成{z₁＞z₂＞……＞z_n}与{r₁＞r₂＞……＞r_N}。

把所有有效传输信道的信道增益排列成表H(λ)，其中1≤λ≤N_TN_F，因而H(1)＝max(|H(j，k)|²)，……，而H(N_TN_F)＝min(|H(j，k)|²)。

可能的归一化因子的序列

也可定义如下：

$\tilde{b}\left(\mathrm{\λ}\right)=\frac{1}{\underset{i=1}{\overset{\mathrm{\λ}}{\mathrm{\Σ}}}|H(j,k){|}^{-2}},1\≤\mathrm{\λ}\≤N_T{N}_F$ (公式19)

若选用λ条较佳传输信道，则可把序列 的各单元用作归一化因子。

确定对于各码速率r_n(1≤n≤N)的λ的最大值λ_n，max，使λ条较佳传输信道的每一条接收的SNR大于或等于对应于码速率rn的设定点Zn。该条件可表示为：

$\frac{\tilde{b}\left(\mathrm{\λ}\right)P_{\mathrm{tx}}}{{\mathrm{\σ}}^2}\≥z_n$ (公式20)

式中σ²是单一传输信道中接收的噪声功率。通过以1开始评估各λ值可以识别λ的最大值。对每个λ值，可确定对λ条较佳传输信道可实现的SNR，如式(20)左边变元所示。再将该可实现SNR与码速率r_n所需的SNR Z_n相比较。

这样，若跨越所有λ条信道(不均匀地)分配总发射功率，则可对各码速率r_n评估每个λ值(对λ＝1，2……等)，以便判断对λ条较佳传输信道的每一条接收的SNR能否达到相应的设定点z_n。满足该条件的λ的最大值λ_n，max就是可对对码速率r_n选择的同时得到所需设定点Z_n的最大传输信道数。

然后，把与码速率r_n关联的阈值σ(n)表示为：

$\mathrm{\σ}\left(n\right)=\frac{H\left({\mathrm{\λ}}_{n,\max }\right)}{L_{\mathrm{ave}}}$ (公式21)

对要求设定点Zn的码速率rn，阈值σ(n)使吞吐量最大。因所有选用的传输信道使用同一码速率，故可将最大有效吞吐量Tn计算成各信道(rn)的吞吐量乘上选用的信道数λ_n，max。设定点Zn的最大有效吞吐量T_n可以表示为：

        T_n＝λ_n，maxr_n                         (公式22)

式中Tn的单位是每一调制码元的信息位。

诸设定点矢量的优化吞吐量由下式给出：

        T_opt＝max(T_n)                          (公式23)

随着码速率增大，每个调制码元可发射更多信息位，不过需要的SNR也提高了，对给定的噪声变化而言，各选用的传输信道要求更多的发射功率。因总发射功率有限，可能较少的传输信道能得到所需的较高SNR。这样，可算出矢量中各码速率的最大有效吞吐量，而对被评估的特定信道条件而言，可将提供最高吞吐量的码速率视作优化码速率。于是优化阈值α_opt等于阈值α(n)，后者对应于导致T_opt的码速率r_n。

在以上描述中，根据所有传输信道的信道增益确定优化阈值α_opt。若得到的是接收的SNR而不是信道增益，则把接收的SNR排成表γ(λ)，其中1≤λ≤N_TN_F，使表中第一单元γ(1)＝max(γ(j，k))，……，表中的最后单元γ(N_TN_R)＝min(γ(j，k))。再将序列β(λ)定为：

$\mathrm{\β}\left(\mathrm{\λ}\right)=\frac{1}{\underset{i=1}{\overset{\mathrm{\λ}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\γ}{\left(i\right)}^{-1}}$ (公式24)

对每个码速率r_n(其中1≤n≤N)，确定λ最大值λ_n，max，使λ条选用的传输信道的每一条接收的SNR大于或等于相应的设定点z_n。该条件可表示为：

        β(λ)N_TN_F≥z_n                      (公式25)

一旦对码速率r_n确定了λ最大值λ_n，max后，即可把与该码速率关联的阈值α(n)确定为：

$\mathrm{\α}\left(n\right)=\frac{\mathrm{\γ}\left({\mathrm{\λ}}_{n,\max }\right)}{{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ave}}}$ (公式26)

如上所述，还可确定优化阈值α_opt和优化吞吐量T_opt。

以上描述，选择阈值使吞吐量优化。也可选择该阈值使其它性能指标或量度优化，这在本发明范围之内。

图2B是本发明一实施例的过程250的流程图，用于对数据传输确定选择传输信道的阈值α。若得到传输信道的信道增益、接收的SNR或其它特性，就可应用过程250。为明白起见，下面对括号内所示的情况(有信道增益和有接收的SNR)描述过程250。

在步骤250处，先规定一设定点矢量(Z＝[z₁，z₂，……z_N])，并确定支持相应设定点的码速率矢量(R＝[r₁，r₂，……r_N])。在步骤252处，检出所有有效传输信道的信道增益H(j，k)[或接收的SNRγ(j，k)，并从最好到最坏排队。再在步骤254处，根据式(19)所示的信道增益[或根据式(24)所示的接收的SNR]，确定可能的归一化因子的序列

[或β(λ)]。

接着循环评估每个有效的码速率。在步骤256的在循环的第一步中，识别出作评估的(未评估)码速率r_n。在第一次通过循环时，识别的码速率可以是该矢量的第一码速率r₁。在步骤258处，对识别的码速率r_n，确定λ的最大值λ_n，max，使λ条较佳传输信道每一条接收的SNR大于或等于相应的设定点z_n。这可以通过计算并满足式(20)[或式(25)]所示的条件来执行。然后在步骤260处，根据式(21)所示信道λ_n，max的信道增益[或接收的SNR]，确定与设定点z_n关联的阈值α(n)。在步骤262处，还可确定设定点z_n的最大有效吞吐量T_n，如式(22)所示。

然后在步骤264处，判断是否已经评估了所有的码速率。若否定，则过程返回步骤256，识别另一码速率作评估。否则在步骤266处确定优化吞吐量T_opt和优化阈值α_opt，过程终止。

多信道通信系统

图3的MIMO通信系统300能实施本发明各个方面和诸实施例。系统300包括与第二系统350(如终端106)通信的第一系统310(如图1的基站104)，该系统操作时可组合应用天线、频率与临时分集，以提高谱效率、改善性能并增大灵活性。

在系统310处，数据源312把数据(即信息位)提供给发射(Tx)数据处理器314，而后者(1)按特定编码方案对数据编码，(2)根据特定交错法对编码的数据交错(即重排)，(3)对一条或多条选作数据传输的传输信道，把交错的位映射为调制码元，和(4)对各选用传输信道的调制码元预加权。编码提高了数据传输的可靠性。交错为编码位提供时间分集，让数据按选用传输信道的平均SNR发射，抵抗衰落，还消除了构成各调制码元的编码位之间的相关性。若编码位通过多条频率子信道发射，则交错还可提供频率分集。预加权有效控制了各选用传输信道的发射功率，在接收系统处得到期望的SNR。在一个方面中，可按控制器334提供的控制信号执行编码、码元映射和预加权。

Tx信道处理器320接收并使来自Tx数据处理器314加权的调制码元分路，对各传输信道提供加权的调制码元流，每一时隙一个加权调制码元，若有全CSI，还可预处理各选用传输信道加权的调制码元。

若不用OFDM，则Tx数据处理器314对各数据传输天线提供加权的调制码元流。若应用OFDM，则Tx数据处理器314对各数据传输天线提供加权的调制码元矢量流。若作全CSI处理，则Tx数据处理器314便对各数据传输天线提供处理的调制码元或预处理的调制码元矢量流。然后各流被各自的调制器(MOD)322接收和调制，并通过有关联的天线324发射。

在接收系统350处，若干接收天线352接收发射的信号并把接收的信号供给各自的解调器(DEMOD)354。每个解调器354执行与预调制器322互补的处理。把来自所有解调器354的调制码元供给接收(Rx)信道/数据处理器356，被处理后恢复发射的数据流。Rx信道/数据处理器356执行与Tx数据处理器314和Tx信道处理器320互补的处理，向数据宿360提供译码的数据。下面详述接收系统350的处理。

MIMO发射系统

图4A是MIMO发射系统310a的框图，它能按本发明一实施例处理数据。发射系统310a是图3的系统310的发射机部分的一实施例。系统310a包括(1)接收与处理信息位以提供加权调制码元的Tx数据处理器314a和(2)对选用传输信道的调制码元分路的Tx信道处理器320a。

在图4A的实施例中，Tx数据处理器314a包括编码器412、信道交错器414、穿刺器416、码元映射元件418和码元加权元件420。编码器412接收要发射的组合信息位，按特定编码方案对接收的位编码而提供编码的位。信道交错器414按特定交错法使编码位交错，提供分集。穿刺器416穿刺(即删除)零个或多个交错的编码位，提供期望的编码位数。码元映射元件418把不穿刺的位映射为对选用的传输信道的调制码元。码元加权元件420按对其选择的各权重对各选用传输信道的调制码元加权，提供加权的调制码元。

导频数据(如已知模式数据)也可编码，并与处理的信息位多路复用。可在一子组或全部选用传输信道中或在一子组或全部现有传输信道中发射(如以时分多路复用(TDM)方式)处理的导频数据。接收机处可用该导频数据作信道评估，如下所述。

如图4A所示，根据识别要使用的特定编码、交错和穿刺方案的一个或多个编码控制信号，可实现数据编码、交错和穿刺。根据识别要使用的特定调制方案的调制控制信号，可实现码元映射。根据对选用传输信道设置的权重，实现码元加权。

在一种编码与调制方案中，通过使用固定基码并调整穿刺实现编码，以得到受选用传输信道的SNR支持的期望码速率。基码可以是Turbo码、卷积码、串级码或其它代码，也可以有特定速率(如1/3码速率)。对该方案，可在信道交错之后作穿刺得到选用传输信道的期望的码速率。

码元映射元件416可设计成把若干组未穿刺位组合成非二进制码元，并，把各非二进制码元映射成在对应于为选用传输信道所选择的调制方案的信号构象中的一点。调制方案可以是QPSK、M-PSK、M-QAM或一些其它方案。各映射的信号点对应一调制码元。

在发射系统310a处，可按各种方案作编码、交错、穿刺与码元映射。前述美国专利申请串号09/776,075描述了一种特定方案。

对特定的性能水平而言(如1％帧差错率或FER)，对各调制码元可发射的信息位数取决于接收的SNR。因而可按该信道的特性(如信道增益、接收的SNR或其它信息)确定所选传输信道的编码与调制方案。也可按编码控制信号调整信道交错。

表1列出的码速率与调制方案的各种组合可用于若干接收的SNR范围。应用若干种可能的码速率与调制方案组合的任一种，都可得到各传输信道支持的位速率。例如，应用(1)1/2码速率与QPSK调制、(2)1/3码速率与8-PSK调制、(3)1/4码速率与16-QAM或其它码速率与调制方案组合，都可实现每调制码元一信息位。表1中，对于列出的SNR范围使用了QPSK、16-QAM和64-QAM。其它调制方案如8-PSK、32-QAM、128-QAM等也可使用，并且都在本发明的范围内。

                                     表1

接收的SNR范围	#信息位/码元数	调制码元	#编码位/码元数	码速率
					1.5-4.4	1	QPSK	2	1/2
4.4-6.4	1.5	QPSK	2	3/4
					6.4-8.35	2	16-QAM	4	1/2
8.35-10.4	2.5	16-QAM	4	5/8
					10.4-12.3	3	16-QAM	4	3/4
12.3-14.15	3.5	64-QAM	6	7/12
					14.15-15.55	4	64-QAM	6	2/3
15.55-17.35	4.5	64-QAM	6	3/4
					＞17.35	5	64-QAM	6	5/6

把来自Tx数据处理器314a的加权调制码元提供给Tx信道处理器320a，后者是图3中Tx信道处理器320的一实施例。在Tx信道处理器320a内，分路器424接收加权的调制码元并把它分成若干调制码元流，选择出发送调制码元的每个传输信道一条流。把各调制码元流供给各自的调制器322。若应用OFDM，则对于各发射天线所有选用的频率子信道，在各时隙把加权的调制码元被组合成一加权的调制码元矢量。各调制器322把加权的调制码元(对于无OFDM的系统)或加权的调制码元矢量(对于有OFDM的系统)转换成模拟信号，再对该信号作放大、滤波、正交调制与上变频，以生成适合在无线链路上传输的调制信号。

图4B是MIMO发射系统310b的框图，该系统能按本发明另一实施例处理数据。发射系统310b是图3中系统310的发射部分的另一实施例。包括310b包括Tx数据处理器314b与Tx信道处理器320b。

在图4B的实施例中，Tx数据处理器314b包括编码器412、信道交错器414、码元映射元件418与码元加权元件420。编码器412接收组合信息位并按特定编码方案作编码，以提供编码位。基于控制器334选择的标识为编码控制信号的特定代码与码速率可实现编码。信道交错器414对编码位进行交错，而码元映射元件418把交错的位映射成所选传输信道的调制码元。码元加权元件420根据各自的权重对各选用的传输信道的调制码元加权而提供加权的调制码元。

在图4B的实施例中，发射系统310b能根据全CSI预处理加权的调制码元。在Tx信道处理器320b内，信道MIMO处理器422把加权的调制码元分成若干(最多Nc)加权的调制码元流，用于发调调制码元的每个空间子信道(即本征模)一条流。对于全CSI处理，信道MIMO处理器422在各时隙预处理(多达Nc)加权的调制码元，生成如下NT个预处理的调制码元：

$\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ M\\ x_{N_T}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{e}_{11},& e_{12},& \mathrm{\Λ}& e_{1N_C}\\ e_{21},& e_{22},& & e_{2N_C}\\ M& & O& M\\ e_{N_{T}1},& e_{N_{T}1},& \mathrm{\Λ}& e_{N_T{N}_C}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\\ M\\ b_{N_C}\end{array}\right]$ (公式27)

式中b₁、b₂……与b_ne分别是空间子信道1、2…N_NC的加权的调制码元，e_ij是与发射天线到接收天线的传输特性相关的本征矢量矩阵E的元，而x₁、x₂…x_NT是预处理的调制码元，可以表示为：

$x_1=b_1\·e_{11}+b_2\·e_{12}+...+b_{N_C}\·e_{1N_C},$

$x_2=b_1\·e_{21}+b_2\·e_{22}+...+b_{N_C}\·e_{2N_C}\·$ 而

$x_{N_T}=b_1\·e_{N_{T}1}+b_2\·e_{N_{T}2}+...+b_{N_C}\·e_{N_T{N}_C}$

本征矢量矩阵E由发射机计算，或由接收机供给发射机。确定有效信道增益H(j、k)也要考虑矩阵E的诸元。

对全CSI处理，对特定发射天线而言，各预处理的调制码元X_i代表多达N_e条空间子信道的加权调制码元的线性组合。对各时隙，信道MIMO处理器422产生的(多达)N_T个预处理调制码元经分路器424分路，供给(多达)N_T个调制器322。各调制器322把预处理的调制码元(对无OFDM的系统)或预处理的调制码元矢量(对有OFDM的系统)转换成适合在无线链路上传输的调制信号。

图4c是MIMO发射系统310c的框图，它应用了OFDM，能按本发明又一实施例处理数据。在Tx数据处理器314c内，分路器428把要发射的信息位分成若干(多达N_L)频率子信道数据流，用于数据传输的每个频率子信道一条流。每条频率子信道数据流供给各自的频率子信道数据处理器430。

各数据处理器430处理OFDM系统各自的频率子信道的数据。可实施各数据处理器430使之类似于图4A的Tx数据处理器314a与和图4B的Tx数据处理器314b或采用其它设计。在一实施例中，数据处理器430把频率子信道数据流分成若干数据流，选用于频率子信道的每个空间子信道一条数据子流。各数据子流经编码、交错、码元映射与加权，产生该数据子流的调制码元。可以按编码与调制控制信号调整各频率子信道数据流或各数据子流的编码与调制，并根据权重执行加权。这样，各数据处理器430对选用于频率子信道的多达Nc条空间子信道提供多达Nc条调制码元流。

对于应用OFDM的MIMO系统，在多条频率子信道上和从多个发射天线发射调制码元。在MIMO处理器320c内，把来自各数据处理器430的多达Nc条调制码元流提供给各自的子信道空间处理器432，后者按信道控制和/或有效的CSI处理收到的调制码元。若不作全CSI处理，则各空间处理器432可简单地实现分路器(如图4A所示)，若作全CSI处理，则可实现信道MIMO处理器再后接分路器(如4B所示)。对于应用OFDM的MIMO系统，可在各频率子信道上作全CSI处理(即预处理)。

各子信道空间处理器432把各时隙多达Nc个调制码元对选用于该频率子信道的发射天线分成多达N_T个调制码元。对各发射天线，组合器434接收多达N_L条选用于该发射天线的频率子信道的调制码元，将各时隙的码元组合成调制码元矢量V，并把调制码元矢量提供给下一处理级(即各个调制器322)。

于是MIMO处理器接收和处理该调制码元以提供多达NT个调制码元矢量V₁～V_NT，各选用于数据传输的发射天线一个调制码元矢量。各调制码元矢量V覆盖单个时隙，而调制码元矢量V的各元与具有传输调制码元的唯一的子载波的特定频率子信道关联。

图4C还示出OFDM的调制器322的实施例。把来自MIMO处理器320c的调制码元矢量V₁～V_Nt分别提供给调制器322a～322t。在图4c的实施例中，各调制器322包括N_t快速富利叶逆变换(IFFT)440、循环前缀发生器442和上变频器444。

IFFT440利用IFFT把接收到的各调制码元矢量转换成其时域表示(称为OFDM码元)。可把IFFT440可设计成对任意数量的频率子信道(如8、16、32等)作IFFT。在一实施例中，对每个转换成OFDM码元的调制码元矢量，循环前缀发生器442重复OFDM码元的一部分时域表示，对特定发射天线形成一“传输码元”。在出现多经延迟扩展时该循环前缀保证该传输码元保持其正交特性，从而提高对抗有害路径效应的性能。IFFT440和循环前缀发生器442的实施已为本领域熟知，这里不作详述。

接着，由上变频器444处理(如转换成模拟信号、调制、放大与滤波)来自各循环前缀发生器442的时域表示(即各天线的传输码元)，以生成调制信号，并从各个天线324发射。

John A.C.Bingham在其论文“Multicarrier Modulation for DataTransmission：An Idea Whose Time Has Come”(IEEE Communications Magazine，May 1990)中详述了OFDM调制，该文通过引用包括在这里。

图4A～4C示出能实现本发明各个方面和诸实施例的三种MIMO发射机设计。本发明还可在不应用MIMO的OFDM系统中实施。各种其它发射机设计也能实施这里所述的各种创新技术而且也在本发明范围内。其中在下列美国专利申请中详述了有些发射机的设计：前述的NO.09/776,075；2000年3月22提交的题为“High Efficiency，High Performance Communications SystemEmploying Multi-Carrier Modulation”的NO.09/532,492；2001年3月23日提交的题为“Method and Apparatus for Utilizing Channel StateInformation in A Wireless Communication System”的NO.09/826,481；和2001年5月11日提交的题为“Method and Apparatus for Processing Data ina Mutiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System UtilizingChannel State Information”的NO.[委托案卷号PD010210]，这些申请都已转让给本申请的受让人，通过引用包括在这里。这些专利申请还详述了MIMO处理与CSI处理。

通常，发射系统310根据特定的普通编码与调制方案对所有选用传输信道的数据作编码与调制，调制码元再用指定给选用传输信道的权重加权，以致在接收机处实现期望的性能水平。本文描述的诸技术适用于被MIMO、OFDM或任何其它能支持多条平行传输信道的通信方案(如CDMA法)所支持的多平行传输信道。

MIMO接收系统

图5是MIMO接收系统350a的框图，它能按本发明一实施例接收数据。接收系统350a是图3中接收系统350的一特定实施例，可实现接收并恢复发射信号的连续构象接收机处理技术。N_R个天线352a～352r中的每一个接收从(多达)N_T个发射天线发射的信号并传到各自的解调器(DEMOD)354(也称为前端处理器)。

各解调器354调整(如滤波与放大)各自接收到的信号，把调整的信号下变频为中频或基带，再将下变频的信号数字化而提供样本。各解调器354还用收到的导频对样本解调，产生接收的调制码元流，并把它提供给RX信道/数据处理器356a。

若对数据传输应用OFDM，则各解调器354还执行与图4c所示调制器322的处理互补的处理。此时，解调器354包括一FFT处理器(未示出)，产生变换的样本表示，提供调制码元矢量流。各矢量包括用于多达N_L选用率子信道的多达N_L个调制码元，每一时隙提供一个矢量。把来自所有N_R个解调器的FFT处理器的调制码元矢量流再提供给分路器(图5中未示出)，后者把来自各FFT处理器的调制码元矢量流“信道”成为对应于用于数据传输的频率子信道数的N_L条调制码元流。对每条频率子信道独立处理的发射处理方案(如图4c所示)，分路器还将多达N_L条调制码元流的每一条提供给个别RX MIMO/数据处理器356a。

对于应用OFDM的MIMO系统，可用一个RX MIMO/数据处理器356a对多达N_L条用于数据传输的频率子信道的每一条处理成组来自N_R个接收天线的NR条调制码元流。或者，用单个RX信道/数据处理器356a分别处理该组与各频率子信道有关的调制码元流。对不用OFDM的MIMO系统，可用一个RX MIMO/数据处理器356a处理来自NR个接收天线的NR条调制码元流。

在图5的实施例中，RX信道/数据处理器356a(它是图3中RX信道/数据处理器356的一实施例)包括若干连续的(即级联的)接收机处理级510，每条要被接收系统350a恢复的发射数据流一个级。在一发射处理方案中，在每条用于数据传输的传输信道上向接收系统350a发射一条数据流，独立处理(如利用其自己的编码与调制方案)每条数据流，并从各自的发射天线发射。对该发射处理方案，接收系统350a准备对每条OFDM子信道恢复的数据流条数等于传输信道数，也等于用于对接收系统350a作数据传输的发射天线数(可以是可用发射天线的子组)。为明白起见，对该发射处理方案描述RX信道/数据处理器356a。

每个接收机处理级510(除了末级510n之外)包括一耦合到消扰器530的信道MIMO/数据处理器520，末级510n只包括信道MIMO/数据处理器520n。对第一接收机处理级510a，信道MIMO/数据处理器520a接收和处理来自解调器354a～354r的N_R条调制码元流，对第一传输信道(或第一发射信号)提供译码的数据流。而对第二到末级510b～510n的每一级，该级的信道MIMO/数据处理器520接收和处理来自前一级消扰器520的N_R条修正的码元流，对该级处理的传输信道导出一译码的数据流。各信道MIMO/数据处理器520还对相关传输信道提供CSI(如SNR)。

对第一接收机处理级510a，消扰器530a接收来自所有NR个解调器354的N_R条调制码元流。而对第二到第二至末级的每一级，消扰器530接收来自前一级消扰器的N_R条修正的码元流。各消扰器530还接收来自同级中的信道MIMO/数据处理器520的译码的数据流，并执行处理(如编码、交错、调制、信道响应等)，以导出N_R条再调制的码元流，这就是接收的调制码元流中因该译码的数据流引起的干扰分量的估计值。然后从接收的调制码元流里减去再调制的码元流，得出除了被减去的(即消除的)干扰分量的所有N_R条修正的码元流。再将N_R条修正的码元流提供给下一级。

图5中示出耦合到RX信道/数据处理器356a的控制器540，它在处理器356a执行的连续构象接收机处理中可用于指挥各种步骤。

当每条数据流通过各自的发射天线发射时，图5示出的接收机结构可以直接方式应用(即一条数据流对应每个发射的信号)。此时，可操作各接收机处理级510以恢复接收系统350a作为目标的发射信号之一，并提供对应于所恢复发射信号的译码的数据流。

对其它一些发射处理方案，可通过多个发射天线、频率子信道和/或时间间隔发射数据流，分别提供空间、频率和时间分集。对这些方案，接收机处理起初对在各频率子信道的各发射天线上发射的信号导出接收的调制码元流。然后以发射系统执行分路的互补方式对多个发射天线、频率子信道和/或时间间隔组合诸调制码元。再处理组合的调制码元流，以提供相应的译码的数据流。

图6A是信道MIMO/数据处理器520x的一实施例的框图，它是图5中信道MIMO/数据处理器520的一实施例。在该实施例中，信号MIMO数据处理器520x包括空间/时空处理器610、CSI处理器612、选择器614、解调单元616、去交错618与译码器620。

空间/时空处理器610对非色散MIMO信道的N_R个接收信号(即有平坦衰落)作线性空间处理，或对色散MIMO信道的N_R个接收信号(即有频选衰落)作时空处理。空间处理可应用线性空间处理技术，如信道相关矩阵求逆(CCMI)技术、最小均方差(MMSE)技术等。在有来自其它信号的噪声与干扰时，这些技术可消除不希望的信号，或使每个组成信号接收的SNR最大。时空处理可用线性时空处理技术实现，如MMSE线性均衡器(MMSE-LE)、判断反馈均衡器(DFE)、最大似然序列评估器(MLSE)等。CCMI、MMSE、MMSE-LE与DFE技术在前述美国专利申请串[委托案卷号PA010210]中均有详述。S.L.Ariyavistakul等人在题为“Optimum Space-Time Processors with Dispersive Interference：UnifiedAnalysis and Required Filter Span”(IEEE Trans.onCommunication，vol.7，NO.7，July 1999)的论文中也详述了DFE和MLSE技术，该论文通过引用包括在这里。

CSI处理器612确定用于数据传输的各传输信道的CSI。例如可以根据接收的导频信号估算一噪声协方差矩阵，再计算用于要译码的数据流的第k条传输信道的SNR。SNR的估算类似于常规的导频辅助式单与多载波系统，已为本领域熟悉。用于数据传输的所有传输信道的SNR包括向该传输信道的发射系统回报的CSI。CSI处理器612还可向选择器614提供控制信号，用于识别准备由该接收机处理级恢复的特定数据流。

选择器614接收来自空间/时空处理器610的若干码元流，取出对应于CSI处理器612的控制信号指示的要求译码的数据的码元流，再把取出的调制码元流供给解调单元614。

对图6示出的实施例，其中各传输信道的数据流根据信道的SNR独立地编码与调制，按照与该传输信道使用的调制方案互补的解调方案(如M-PSK、M-QAM)，对选用传输信道的恢复的调制码元解调。然后，去交错618以与信道交错器614互补的方式对来自解调单元616的解调数据去交错，而去交错的数据再被译码器620以与编码器612互补的方式译码。例如，若发射系统分别作Turbo或卷积编码，则译码器620可使用Turbo译码器或Vitevbi译码器。来自译码器620的译码数据流代表被恢复的发射数据流的估值。

图6B是消扰器530x的框图，它是图5中消扰器530的一实施例。在消扰器530x内，信道数据处理器628对来自同级中的信道MIMO/数据处理器520的译码的数据流再编码、交错与再调制以提供再调制码元，这就是发射系统在MIMO处理与信道畸变之前的调制码元估值。信道数据处理器628对该数据流执行与发射系统同样的处理(如编码、交错与调制)。然后把再调制码元送信道模拟器630，后者以评估的信道响应处理诸码元，以提供译码的数据流造成的干扰估值

根据发射系统发射的导频和/或数据并按照前述美国专利申请串号[委托案卷号PA010210]描述的技术，可求出该信道响应估值。

干扰矢量 中的N_R个元对应于N_R个接收天线中每一个因在第k个发射天线上发射码元流而引起的接收信号的分量。该矢量的每个元代表相应于接收的调制码元流中译码数据流引起的被评估分量。这些分量是NR个接收调制码元流(即矢量 r ^k)中剩余(还未检测)的发射信号的干扰，由加法器632将其从接收信号矢量 r ^k中减去(即消除)，以提供具有来自被消除译码数据流诸分量的修正矢量 r ^k+1，并把修正矢量 r ^k+1当作输入矢量提供给下一接收机处理级，如图5所示。

连续构象接收机处理的各个方面，在前述美国专利申请串号[委托案卷号PA010210]中都有详述。

图7是MIMO接收系统350b的框图，它能按本发明另一实施例接收数据。来自(多达)N_T个发射天线的发射信号被N_R个天线352a～352r的每一个接收后传给各自的解调器354。每个解调器354对各自接收的信号作调整、处理与数字化，以提供送给RX MIMO/数据处理器356b的样本。

在RX MIMO/数据处理器356b内，把各接收天线的样本提供给各自的FFT处理器710，后者生成接收样本的变换的表示，并提供各自的调制码元矢量流。然后，将来自FFT处理器710a～710r的调制码元矢量流提供给处理器720。处理器720把来自各FFT处理器710的调制码元矢量流信道化成数量多达N_L条的子信道码元流。处理器720再对子信道码元流作空间处理或时空处理，提供后处理的调制码元。

对通过多条频率子信道和/或多条空间子信道发射的各数据流，处理器720还将用于传输数据流的所有频率与空间子信道的调制码元组合成一条后处理的调制码元流，然后提供给数据流处理器730。各数据流处理器730对该数据流执行与发射装置处所执行的互补的解调、去交错与译码，并提供各自的译码数据流。

可以使用应用和不应用连续构象接收机处理技术的接收系统来接收、处理与恢复发射的数据流。在前述美国专利申请串号09/776,075与09/826,481以及2000年3月30日提交的题为“High Efficiency，High PerformanceCommunications System Employing Multi-Carrier Modulation”的美国专利申请串号09/532,492中(已转让给本发明受让人，通过引用包括在这里)，都描述了某些能处理通过多条传输信道接收的信号的接收系统。

获取发射系统的CSI

为简明起见，已经描述了本发明的各个方面和实施例，其中CSI都包括SNR。通常，CSI可包含任一类指示通信链路特性的信息。各类信息可作为CSI提供，下面描述几个实例。

在一实施例中，CSI包含信噪与信扰比(SNR)，可推导出它作为信号功率与噪声加干扰功率之比。一般可对用于数据传输(如各发射数据流)的各传输信道估算和设置SNR，尽管也可对若干传输信道设置合计的SNR。可以把SNR估值可以量化为具有特定位数的值。在一实施例中，例如可用查表法把SNR估值映射成SNR指数。

在另一实施例中，CSI包括各频率子信道中每一空间子信道的功率控制信息。功率控制信息可包含各传输信道的单个位以指示请求更多或更少的功率，或可包含多个位以指示所请求功率电平变化幅度。在该例中，发射系统可以利用从接收系统反馈的功率控制信息来确定选择哪些传输信道和各传输信道使用哪种功率。

在又一实施例中，CSI包括信号功率和干扰加噪声功率。可分别求出这两个分量并提供给用于数据传输的各传输信道。

在再一个实施例中，CSI包括信号功率、干扰功率与噪声功率。可求出这三个分量并提供给用于数据传输的各传输信道。

在再另一实施例中，CSI包括信噪比加一系列各可观察干扰项的干扰功率，可求出该信息并提供给用于数据传输的各传输信道。

在又一实施例中，CSI包括矩阵形式中的信号分量(如所有发射—接收天线对的NT×NR复合输入)和矩阵形式中的噪声加干扰分量(如N_T×N_R复合输入)，于是发射系统可对有关发射—接收天线对正确地组合该信号分量与噪声加干扰分量，推导出用于数据传输的各传输信道的品质(如接收系统接收到的各发射数据流的后处理SNR)。

在再一个实施例中，CSI包括各发射数据流的数据速率指示符。先确定准备用于数据传输的传输信道的品质(如根据对该传输信道评估的SNR)，再识别对应于该确定的信道品质的数据速率(如根据查找表)。识别出的数据速率表示对要求的性能水平可在该传输信道上发射的最大数据速率。接着把该数据速率映射成和表示为数据速率指示符(DRI)，能对它有效地编码。例如，若对各发射天线发射系统支持(多达)7种可能的数据速率，则可用3位值代表该DRI，如零可以指示零数据速率(即不使用发射天线)，1-7可以指示7种不同的数据速率。在一典型实施方案中，例如，根据查找表把品质测量(如SNR估值)直接映射为DRI。

在再另一实施例中，CSI包括发射系统对各发射数据流准备使用的特定处理方案的指示。该例中，该指示符可识别特定的编码方案与准备用于发射数据流而实现期望性能水平的特定调制方案。

在又一实施例中，CSI包括对一传输信道特定品质量度的差示指示符。先确定该传输信道的SNR或DRI或某一另外的品质测量，并报道为参照测量值。之后，连续监视该传输信道的品质，并测定最后报道的测量值与当前测量值之差。然后，把该差值量化成一位或多位，而量化的差值经映射用差示指示符表示，再报道该差示指示符。差示指示符表示对最后报道的测量值增加或减少一特定步长大小(或维持最后报道的测量值)。例如，差示指示符可以表示(1)对特定传输信道观察的SNR已增大或减小了一特定步长大小，或(2)应以特定量或是某些其它变化调节数据速率。可定期发射参照测量值，以保证差示指示符误差和/或这些指示符的误接收不积累。

在再一个实施例中，CSI包括接收系统根据发射系统发射的信号对各可用传输信道评估的信道增益。

也可使用其它形式CSI系统而且在本发明范围内。CSI一般包括按可以使用的任何形式的足够的信息，可用于(1)选择一组将形成优化或接近优化的吞吐量的传输信道，(2)对每个选用传输信道确定等于或近似等于接收的SNR的加权系数，和(3)对各选用的传输信道导出优化或接近优化的码速率。

可根据发射系统发射并在接收系统接收的信号导出CSI。在一实施例中，根据包含在发射信号里的导频基准求出CSI。或者，可根据包含在发射信号里的数据导出CSI。虽然数据只在选用的传输信道上发射，但是可在不选用的传输信道上发射导频数据而让接收系统评估信道特性。

在再另一实施例中，CSI包括一个或多个从接收系统向发射系统发射的信号。在有些系统中，上行和下行链路之间可能存在某种相关度(如时分双工(TDD)系统，其中上和下行链路以时分复用方式共用同一频段)。在这些系统中，可根据下行链路的品质评估上行链路的品质(到必要的精度)，反之，下行链路的品质可根据接收系统发射的信号(如导频信号)评估。因此，导频信号可代表一种发射系统可评估如在接收系统观察的CSI的手段。对这类CSI，不必报道信道特性。

发射系统可根据各种技术评估信号品质，有些技术在下列专利中有描述(这些专利已转让给本申请受让人，通过引用包括在这里)：

·美国专利No.5,799,005，题为“System and Method for DeterminingReceived Pilot Power and Path Loss in a CDMA Communication System”，1998年8月25日颁发。

·美国专利No.5,903,554，题为“Method and Apparatus for MeasuringLink Quqlity in a Spread Spectram Communication System”，1999年5月11日颁发。

·美国专利No.5,056,109和5,265,119，二者题为“Method and Apparatusfor Controlling Transmission Power in a CDMA Cellular Mobile TelephoneSystem”，分别于1991年10月8日和1993年11月23日颁发，和

·美国专利No.6,097,972，题为“Method and Apparatus for ProcessingPower Control Signals in CDMA Mobile Telephone System”，2000年8月1日颁发。

基于导频信号或数据传输而评估单一传输信道的方法，还见诸于本领域的许多论文。一种这样的信道评估法在F.Ling撰写的论文中有描述，论文题为“Optimal Reception，Performance Bound，and Cutoff-Rate Analysis ofReferences-Assisted Coherent CDMA Communications withApplications”(IEEE Transaction On Communication，Oct.1999)。

在1997年11月3日提交的题为“Method and Apparatus for High RatePacket Date Transmission”的美国专利申请串号08/963,386中，也描述了各类CSI信息和各种CSI报道机理，该申请已转让给本申请受让人，还可参见“TIE/EIA/IS-856 cdma 2000 High Rate Packet Date Air InterfaceSpecification”，二者通过引用包括在这里。

运用各种CSI传输方案把CSI报道回发射机。例如，能以完整，差示及它们的组合的方式发送CSI。在一实施例中，定期报道CSI，并根据上次发射的CSI发送差示更新。在另一实施例中，只在有变化时(例如，若变化超出特定阈值)才发送CSI，这样可降低反馈信道的有效速率。举例说，只在SNR变化时才送回它们(如差示地)。对于OFDM系统(有或没有MIMO)，可利用频域相关性减少要反馈的CSI量。作为OFDM系统的例子，若对应于M个频率子信道的一特定空间子信道的SNR相同，则可报道该SNR和符合该条件的第一与最后频率子信道。还可应用其它减少对CSI反馈数据量的压缩与反馈信道误差恢复技术，而且在本发明范围内。

再参照图3，把RX信道/数据处理器356确定的CSI(如接收的SNR)提供给TX数据处理器362，后者处理该CSI并把处理的数据提供给一个或多个调制器354。再由调制器354调整该处理的数据，并通过逆向信道将CSI发回发射系统310。

在系统310处，天线324接收发射的反馈信号和解调器322对其解调，再供给RX数据处理器332。RX数据处理器332执行与TX数据处理器362互补的处理并恢复报道的CSI，再把它提供给控制器334。

控制器334用报道的CSI执行若干功能，包括：(1)选择用于数据传输的Ns个最佳可用传输信道的组，(2)确定准备在选用传输信道上用于数据传输的编码与调制方案，和(3)确定准备用于选用传输信道的权重。控制器334可以选择实现高容吐量的传输信道，或根据其它一些性能指标或量值，可以进一步确定用于选择传输信道的阈值，如上所述。

可以按上述各种技术确定用于数据传输的传输信道的特性(如信道增益或接收的SNR)，并提供给发射系统，然后发送系统使用该信息选择Ns个最佳传输信道的组，对数据正确地编码与调制，再对调制码元加权。

这里描述的诸技术可在从基站到一个或多个终端的下行链路上作数据传输，也可在从各终端到基站的上行链路上作数据传输。对下行链路，图3，4A与4B的发射系统310可以代表部分基站，图3，5和6的接收系统350可以代表部分终端。对上行链路，图3，4A和4B的发射系统310可以代表部分终端，图3，5和6的接收系统350可以代表部分基站。

可用一个或多个数字信号处理器(DSP)，专用集成电路(ASIC)，处理器，微处理器，控制器，微控制器，现场可编程门阵列(FPGA)，可编程逻辑装置，其它电子单元或它们的组合系构建发射和接收系统的诸单元。也可用在处理器上执行的软件实现这里描述的某些功能与处理。还可以由软硬件的组合实现本发明的某些方面，如基于在处理器(图3的控制器334)上执行的程序代码，可执行确定阈值α和选择传输信道的运算。

本文的小标题用于查找，有助于寻找某些章节，但这些小标题并不限制标题下面所描述的原理范围，这些原理适用于整个说明书的其它章节。

前述揭示的诸实施例使本领域的技术人员能制作或应用本发明，他们显然了解这些实施例的各种修正，而这里限定的基本原理运用于其它实施例而不违背本发明的精神或范围。因此，本发明并不限于这里示出的诸实施例，而是在最广泛的范围内符合这里所揭示的原理与新特征。

Claims (37)

1.一种在多信道通信系统中处理通过多个传输信道传输的数据的方法，其特征在于包括：

确定多条可用于数据传输的传输信道的特征；

根据确定的特征和阈值选择一条或多条可用的传输信道；

根据特定编码方案对所有选用传输信道的数据编码以提供编码的数据；

根据特定调制方案对所有选用传输信道的编码的数据调制以提供调制码元；和

根据各自的权重对各选用传输信道的调制码元加权，所述权重指示选用传输信道的发射功率电平并部分根据确定的选用传输信道特性求出。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述求出选用传输信道的权重以在所有选用传输信道之间分配总有效发射功率对通过选用传输信道接收的调制码元实现类似的接收品质。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，用信噪与信扰比(SNR)评估接收的品质。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，可用传输信道的确定的特性是信道增益。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，选择功率增益大于或等于特定功率增益阈值的传输信道，其中，根据信道增益确定功率增益。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，可用传输信道的确定的特性是接收的信噪与信扰比(SNR)。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，选择SNR大于或等于特定SNR阈值的传输信道。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过功率控制到信息表示可用传输信道的确定的特性。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，功率控制信息指示功率电平变化请求。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还根据数据传输可用的总有效发射功率确定各选用传输信道的权重。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还根据归一化因子求出各选用传输信道的权重，所述归一化因子是根据选用传输信道的特性确定的。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，选择阈值以提供选择的传输信道的高吞吐量。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，选择的阈值以提供可用传输信道的最高吞吐量。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所有选用传输信道的特定的目标SNR求出阈值。

15.如权利要求1的方法，其特征在于，还包括：

在选用的传输信道上发射加权的调制码元。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于，多信道通信系统是正交频分调制(OFDM)系统，而且其中多条可用传输信道对应于多条频率子信道。

17.如权利要求1所述的方法，其特征在于，多信道通信系统是多输入多输出(MIMO)通信系统，而且其中多条可用传输信道对应于一条MIMO信道的多条空间子信道。

18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，MIMO通信系统应用OFDM，而且其中多条可用传输信道对应于多条频率子信道的空间子信道。

19.一种在多信道通信系统中通过多条传输信道发送数据的方法，其特征在于包括：

确定可用于数据传输的多条传输信道中的每条的特性；

对选择的各条可用传输信道的数据编码以提供编码的数据；

调制编码的数据以提供调制码元；

根据各个权重对每条选用传输信道的调制码元加权，所述权重指示选用传输信道的发射功率电平并部分根据确定的选用传输信道的特性求出；和

在选用的传输信道上发送加权的调制码元。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，根据普通编码方案对选用传输信道的数据编码。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，根据普通编码方案选自多种可行的编码方案。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于，根据一普通调制方案导出选用传输信道的调制码元。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，普通调制方案选自多种可行的调制方案。

24.如权利要求19所述的方法，其特征在于，根据普通编码方案对选自传输信道的数据编码，并根据普通调制方案导出选用传输信道的调制码元。

25.如权利要求19的方法，其特征在于，还包括：

根据确定的信道特性和阈值，选择一条或多条用于数据传输的可用传输信道。

26.在多信道通信系统中，一种确定对数据传输选择传输信道的阈值的方法，其特征在于，包括：

规定一组码速率，其中，各码速率是可选用的用于在传输之前对数据编码；

规定一组设定点，其中每个设定点对应于各码速率，并且指示对特定性性水平的相应码速率处所需的目标信噪与信扰比(SNR)；

确定各码速率支持的且能实现对应于码速率的设定点的特定数量的传输信道；

部分根据被支持的传输信道数确定各码速率的性能指标；和

根据对所述组中诸码速率的确定的性能指标，选择阈值，而且

其中选用传输信道，选用于按阈值作数据传输。

27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，通过在受支持的诸传输信道之间分配总有效发射功率，致使对各受支持的传输信道实现对应于码速率的设定点，而确定各码速率所支持的传输信道数。

28.如权利要求26所述的方法，其特征在于，对各码速率确定的性能指标是对受支持的传输信道计算的吞吐量。

29.一种多信道通信系统中的发射单元，其特征在于包括：

控制器，被配置成接收指示多条可用于数据传输的传输信道的特性的信道状态信息(CSI)，并根据信道特性和阈值选择一条或多条可用的传输信道；

耦接控制器的发射数据处理器，被配置成根据特定编码方案对所有选用传输信道的数据进行接收和编码以提供编码的数据，根据特定调制方案对所有选用传输信道的编码的数据调制以提供调制码元，并根据各自的权重对各选用传输信道的调制码元加权，其中各权重指示相应选用传输信道的发射功率电平，并部分根据选用传输信道的特性导出。

30.如权利要求29所述的发射机，其特征在于，所述控制器还配置成根据可用传输信道的特性而选择编码与调制方案，并提供一个或多个指示所选编码与调制方案的控制信号。

31.如权利要求29所述的发射机，其特征在于，所述控制器还配置成根据可用传输信道的特性确定阈值。

32.如权利要求29的发射机，其特征在于，还包括：

耦接发射数据处理器的发射信道处理器，被配置成接收所选传输信道的加权的调制码元并把它们分成多个流，每个天线一个流，用于发射的数据。

33.如权利要求29所述的发射机，其特征在于，所述CSI包括诸可用传输信道的信噪与信扰比(SNR)估值。

34.如权利要求29所述的发射机，其特征在于，所述CSI还包括诸可用传输信道的信道增益估值。

35.如权利要求29所述的发射机，其特征在于，所述CSI包括诸可用传输信道的功率控制信息。

36.如权利要求29所述的发射机，其特征在于，可操作发射单元使之在通信系统中下行链路上发射数据。

37.如权利要求29所述的发射机，其特征在于，可操作发射单元使之在通信系统中上行链路上发射数据。

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