CN1574715A - 正交分频多任务接收器及接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种正交分频多任务信号的传输模式侦测器及方法，适用于DVB－T系统中，可增加系统的弹性并有效对抗多路径干扰。藉由降频及关联运算的技术，传输模式的侦测仅需对多个关联运369874125算器的输出结果进行比对判断即可找出目前信号所使用的传输模式及防护时区的长度。如此，可使得传输模式的侦测远较传统侦测方法需要更少的存储器及更可靠的结果。

Description

正交分频多任务接收器及接收方法

技术领域

本发明是有关于一种正交分频多任务(Orthognal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)接收器，特别有关于一种在DVB-T接收器中用以侦测OFDM信号传输模式的侦测方法。

背景技术

正交分频多任务系统是一多信道的调变系统，使用了相互正交子载波的分频多任务技术，每一个子载波承载了一低数据率的数字数据流。

在较早使用了分频多任务技术的多信道系统中，整个可使用的频宽是被分割成N个频率不重迭的子信道。每一个子信道均使用分别的数据流进行调变，且共同在频率上进行多任务处理。虽然各个子载波间在频谱上不重迭而减低了通道间的相互干扰，但却使得频宽的使用效率较低。在每一个子通道两侧的防护带(guard band)占去了有限的频宽资源。为了避免这种频宽的浪费，取而代之的是，使用N个重迭但相互正交的子信道，每一个子信道的包德率(baud rate)为1/T，且频率间距为1/T。由于这种特殊的频率间距，所有的子通道在数学上成相互正交的关系。如此，可使得接收端仍然可以对所接收的信号进行解调，而不一定要使用非重迭的子通道。另一种让子通道间成相互正交关系的方法是使每一个子载波在时间间距T之中具有整数个循环。这些正交子载波的调变事实上可视为是反傅立叶转换(Inverse FourierTransform)。另外，藉由不连续傅立叶转换(Discrete Fourier Transform)后再经过低通过滤亦可以产生正交分频多任务信号。由上述可知，正交分频多任务处理可以是一种调变技术亦或是多任务处理技术。

在分频多任务处理的并行传输数据中使用不连续傅立叶转换是由怀恩斯坦(Weinstein)及艾伯特(Ebert)在1971年提出的。在一个资料序列d₀、d₁、...、d_N-1中(每一个d_N是一复数符号(symbol)，可以是由一个复数数字调变器所产生，如QAM、PSK等等)，当对2d_N的资料序列(2仅做为调整大小比例之用)进行反向不连续傅立叶转换(IDFT)时，会产生N个复数值Sm(m＝0、1、...、N-1)：

$S_m=2\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{nm}}{N}\right)=2\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_n{t}_m\right)[m=\mathrm{0,1},...N-1]...\left(2.1\right)$

其中， $f_n=\frac{n}{{\mathrm{NT}}_s}$ 且t_m＝mT_s…………………………(2.2)

Ts代表在原始符号中的符号间隔。将(2.1)式中的实数部份送入一低通滤波器后，可以得到信号y(t)：

$y\left(t\right)=2\mathrm{Re}\left\{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{n}{T}t\right)\right\},\mathrm{for}----0\≤t\≤T...............\left(2.3\right)$

T等于NTs。信号y(t)即为此正交分频多任务信号的基频信号。

在(2.3)式中可以注意到，正交分频多任务信号的长度为T，且子载波的频率间隔为1/T，正交分频多任务处理的符号率为N倍的原始包德率，在此系统中使用了N个正交子载波，且在(2.3)中定义的信号即为基频的正交分频多任务信号。

正交分频多任务处理的主要优点之一是其能有效地对抗常见于行动通讯系统中所发生的多路径(Multi-path)信号延迟扩散现象。将符号率降低N倍可以等比例地亦降低多路径信号延迟扩散现象。为了能完全地消除由多路径信号延迟扩散所造成的符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)，每一个正交分频多任务符号中都会增加一段「防护时区」(guard timeinterval)。这个防护时区的长度必需大于可能的多路径信号延迟扩散的长度，以使得在一个符号中的多路径信号成份不会对下一个符号产生干扰。若将此防护时区内的数据位留白将会使各个载波间不再具有相互正交的关系，导致载波间干扰(Inter-Carier Interference，ICI)的产生。因此，为了避免这种子载波间的干扰，正交分频多任务符号中都会在这个防护时区里循环性地增加一段重复位。如此可以确保只要在多路径信号延迟扩散长度小于防护时区的条件下，这些重复位永远在一个快速傅立叶转换间距中具有整数个循环。

若正交分频多任务符号是依据(2.3)式来产生，这个信号的能量频谱密度会与图1所示的十分类似。由时相调变所造成的快速时相切换会在能量频谱密度中导致非常大的边波(side-lobes)，使得频谱衰减得非常慢。若增加子载波的数量，频谱能量便会在一开始快速衰减，但却更向3-dB临限频率的外延伸。为了克服频谱衰减缓慢的问题，可以使用窗型滤波(windowing)技术来降低边波的大小。最常使用的窗型滤波函数是「突起余弦窗」(RaisedCosine Window)函数：

此处，Tr是符号间距，由于在突起余弦窗函数的下降区域中，符号被允许可以有部份重迭，因此Tr被设定得较真正的正交分频多任务信号的符号周期还短。在加入窗型滤波的作用后，正交分频多任务信号可以以下列式子表示：

$y\left(t\right)=2\mathrm{Re}\left\{w\left(t\right)\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{n}{T}t\right)\right\},\mathrm{for}----0\≤t\≤T$

值得注意的是，窗型滤波亦可以使用一般的滤波技术来取代用以裁去频谱边波。但由于其具有较佳的可控性，窗型滤波还是最佳的选择。如果使用一般的滤波技术，就还必需额外考虑波动(Ripple)效应的问题。波动效应会使正交分频多任务信号产生失真，造成对于信号延迟扩散效应的耐受度降低。

基于上述的理论，以下将说明正交分频多任务符号的产生方法。

首先，将「零」充填至Ns个输入复数符号中，以取得N个符号进行反向快速傅立叶转换。经过反向快速傅立叶转换后所得到的信号即为基频正交分频多任务信号。

依据多路径信号延迟扩散特性来决定所使用的防护时区长度(Tg)。自符号的起始位开始将一段防护时区长度的位复制而附加在符号之后。同样地，自符号的末端取一段防护时区长度的位复制而增加在符号之前。

将正交分频多任务信号乘上突起余弦窗函数以消除在频宽之外的子载波能量。

经过窗型过滤的正交分频多任务信号在延迟一个Tr之后加入原先的信号中，使得每一个符号间均有3Tr的重迭时区。

正交分频多任务处理系统的设计与其它一般的系统设计一样，都存在着有相互冲突而不可兼得的性能要求。以下将说明正交分频多任务处理系统中最主要的几个设计参数，这些参数构成了一般正交分频多任务处理系统的主要规格：系统要求的位率、可用频宽、BER要求(电能效率)以及通道的RMS延迟扩散。

防护时区

由于防护时区中的位并不带有数据的意义，因此在正交分频多任务处理系统中的防护时区通常会造成信号-噪声比(SNR)的损失。在多路径延迟扩散特性已知的情况下，防护时区便可直接被决定。一般来说，防护时区的长度必需是多路径延迟扩散长度的2到4倍。此外，高阶的调变方法(如32或64QAM)远较低阶的调变方法(如QPSK)容易受到载波间干扰的影响。这个因素也必需在决定防护时区长度时做考量。

符号长度

为了减少因防护时区造成的信号-噪声比损失，符号长度必需设定得远较防护时区来得长。但增加符号长度却又使得子载波数量增加而使整个系统更复杂。一般来说，会折衷选择一个至少5倍防护时区长的符号长度，其所造成的信号-噪声比损失是在可接受的范围内。

子载波数量

在符号长度决定之后，子载波数便可由计算符号长度的倒数而求得子载波的频率间距，再依据可用频宽的大小求得子载波数量。

调变及编码的决定

决定调变及编码方法的第一步就是要决定一个正交分频多任务符号中需要加载多少个位。之后，依据能够适用于此正交分频多任务符号的输入数据率、位错误率来选择一组调变及编码方法。由于每一个通道均在被假设为是加法性白色高斯噪声(AWGN)信道，且忽略多路径延迟扩散的影响，如此简化了调变及编码方法的决定。

因此，正交分频多任务处理系统便极适用于无线通讯中。

如前所述，符号长度的增加将造成子载波间干扰耐受力的降低。但经过循环前辍(cyclic prefix)的处理以及适当的设计后，子载波间干扰将可以被完全消除。

除了在信道中的延迟扩散现象外，数字通讯系统中子载波间干扰亦可能由信道响应曲线的不平整而引起。最典型的例子是用于电话线的双绞(twister-pair)缆线。这些传输线是用以传输声音且其高频的频率响应极差。在使用单一载波进行传输的系统中，必需使用一均衡器(equalizer)以缓和通道失真的效应。均衡器的电路复杂度是由信道失真的严重程度来决定，且通常还会有均衡器非线性表现及误传导等问题，而造成额外的麻烦。

相反地，在正交分频多任务处理系统中，由于每一个子载波的频宽很小，在一个小频宽范围内的信道响应基本上应是较平整的(当然，至少相位响应在一个小频宽范围中是线性的)。即使出现了极大的通道失真，一个简单的均衡器也足够修正每一个子载波中的失真效应。

子载波调变的使用提高了正交分频多任务处理系统对信道衰减及失真的耐受度，也使得这种系统能够在使用信道负载技术下以最高容量进行传输。若传输通道在与某个子载波相对的频段上具有一个不良的衰减频率点，藉由信道估测便可以得知此点的频率位置，而在此点的变化速度远低于符号频率的假设下，专门为此子载波改变调变及编码方法是可能的，以使得所有子载波都以最高容量进行传输。然而，这需要藉由一个有效的通道估测算法来取得相关资料。在单载波的系统中，没有任何办法可以改善这种不良衰减点所带来的效应，而仅能使用特殊的错误更正编码或均衡器。

脉冲型的噪声通常会在信道中造成爆发性的干扰噪声，像是回程路径的混合光纤同轴线(HFC)、双绞线或无线通道被大气现象(如闪电)所影响时。干扰波的时间长度经常会超过一般数字通讯系统的符号长度。举例来说，在一个10MBPS的系统中，符号长度是0.1μs，而一个脉冲噪声的时间长度可达数微秒，如此便会造成一连串爆发性的错误，这些错误使用一般的错误更正编码是无法消除的。一般都是用复杂的Reed-Solomon码配合大量的交错(interleaving)位来解决这个问题。由于在正交分频多任务处理系统中使用的符号长度远大于在单载波系统中所使用的长度，使得脉冲噪声不易造成符号错误，因此正交分频多任务处理系统对于脉冲噪声的耐受力极高。如此，在正交分频多任务处理系统中，是不需要复杂的错误控制编码电路或是位交错电路，而简化了收发器的设计。

频率分集(frequency diversity)在正交分频多任务处理系统中极为适用。事实上，在一种称为MC-CDMA的传输系统中(一种正交分频多任务与分码多重存取(CDMA)的组合系统)，频率分集是其先天的特性。

近年来已出现了大量使用正交分频多任务处理系统的应用，以下将说明其中之一：数字影像广播-电视(DVB-T)系统。

数字影像广播(DVB)是数位电视经由卫星、缆线或地面无线传输进行广播的标准规格。DVB-T的标准中定义了两种操作模式，一是使用了1705个子载波的2K模式，另一则是使用了6817个子载波的8K模式。DVB-T采用了QPSK、16-QAM或64-QAM对映法进行调变，并使用了Reed-Solomon外部码及外部回旋交错。此外，亦使用了配合产生器函数的内部回旋码，组合了双层交错法，用以进行错误控制。此种结合编码的正交分频多任务系统亦称之为编码正交分频多任务(COFDM)系统。最后，其藉由向导子载波(pilotsub-carrier)的使用可以为接下来的解调动作取得参考振幅与相位。使用这些向导子载波进行的二维的通道估测可以帮助正交分频多任务信号的行动接收处理。

2K模式较适用于单发射器及使用有限发射功率的小范围单频网络中。8K模式则同时适用于单发射器及大范围单频网络中。

使用防护时区使得部份的数字信号仅能做为抗回音干扰之用而无法承载有效信息，但却其大大提高了系统对于多路径干扰的耐受力。虽然这种长度可以选择的防护时区造成正交分频多任务处理系统的传输容量降低，但在一定的最大回音延时量下，使用越多的子载波，传输容量的损失就越小。不过子载波的数量增加还是会带来副作用。使用越多的子载波会提高接收器的电路复杂度。

由于正交分频多任务系统具有抗多路径干扰的特性，其可以使一多个发射器重迭的单频率网络依然正常操作。在这个重迭的区域中，当接收到两种同频率信号时，较弱的一个就如同是回音干扰信号。然而，如果两个发射器相距过远，使得两个信号间的时间延迟过长时，就必需使用更长的防护时区来抵抗回音干扰。

在欧洲，数字地面电视的操作环境主要有三种。一是在现有未使用的通道中播放，二是在一小范围单频率的网络中播放，三是在一个大范围单频率的网络中播放。

对于DVB-T系统的研发设计者来说，最主要的挑战之一是就是要解决在不同操作环境下有不同的最佳系统设计的问题。目前已发展出能够共享于各种不同操作环境下的2K或8K模式的标准规格。

在DVB-T系统中，防护时区长度Tg与真实数据符号长度Tu之比可为1/32、1/16、1/8及1/4，而Tu的值在2K及8K的传输模式下分别为2048及8192。因此，为了能够将正交分频多任务信号中所载有的原始数据回复，必需在进行循环前辍移除及不连续快速傅立叶转换之前得知Tu与Tg的值，使得在DVB-T接收器必需具有传输模式侦测的机制。

在美国第6330293号专利中揭露了一种传输模式侦测方法。在接收器端，粗调同步器与传输模式侦测器连接，并使用粗调自动频率更正(AFC)电路进行搜寻并辨识接收信号，且继续对其进行监控。所接收的信号是与延迟了一个有效数据符号长度Tu的信号进行关联运算(correlation)。这个关联运算可以不断地执行，例如可为每一个数据框进行5次。在此关联运算中，使用多种不同的数据位长度，端视所需侦测的模式为何。最后，是利用关联运算结果中的最大值来推算出目前的传输模式。此关联运算可以不断地重复，直到取得有效的关联结果为止。

图2显示了在美国第2002/0186791号公开申请案所揭露的传输模式侦测器。在接收信号中同相(I)与正交相位(Q)的数据位是送至一输入端10。这些数据位是分别送进一2K及8K大小的先前先出(FIFO)存储器121及122中。在电路方块141及142中进行这些数据位在一个最小防护时区中的移动平均关联运算，并在电路方块161及162中量测其运算结果的能量值。在电路方块141及142中进行的运算是经由将输入符号与延迟电路121及122输出的符号相乘，而得到其关联运算的结果。之后，这些运算结果被加总并计算在一个最小防护时区中的移动平均值。这个最小防护时区的长度等于1/32的快速傅立叶转换间距(对2K及8K模式来说，分别为64及256)。每一组电路方块141及161、142及162共同执行一个关联运算函数，且每一个关联运算函数中的峰值间距是由符号的总长度加上防护时区长度所决定。如此得到的结果被送至电路方块181及182进行取样(即移除部份的数据位)。经过电路方块181及182取样后留存的数据位则再被送至共振器191-198。每一个共振器具有一共振频率且此共振频率是某个传输模式及防护时区长度组合条件下的正交分频多任务符号频率。一计数器(图未显示)则设置于每一个共振器191-198的输出端，且每一个计数器会在共振器的输出信号为最大时，向前推进计数。如此，便可对每一个共振器所产生的峰值能量进行比较。在一经过一定数量的数据位后，可以藉由检查计数器的计数值而依据具有最大计数值的计数器来决定目前的传输模式及防护时区长度。

然而，这种仅依赖关联运算结果的最大值来决定传输模式的方法极易受到噪声的影响。在多路径传输环境之下，噪声的干扰会降低关联运算结果信号中的峰值，而使得其侦测出现问题。此外，此运算亦需要有大量的存储器来储存在计算中所需要的暂存数据。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供一种正交分频多任务接收器及接收方法。

本发明的第一目的在于提供一种正交分频多任务信号的接收方法，包括以下步骤：接收一正交分频多任务射频信号并将该射频信号转换为中频信号；将该中频信号转换为一数字信号，该数字信号载有一原始数据位列；侦测该数字信号中的一传输模式及防护时区长度，包括以下步骤：对该原始数据位列分别使用一第一、第二、第三及第四倍数进行降频，而分别得到一第一、第二、第三及第四降频后数据位列；将该原始数据位列分别延迟一第一及第二数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第三倍数进行降频而分别产生一第五及第六降频后数据位列；使用一第一、第二及第三关联函数对该第一、第二及第四降频后数据位列进行关联运算，以及使用一第四关联函数对该第三、第五及第六降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第一、第二、第三、第四、第五及第六关联运算结果能量值；对该原始数据位列使用一第五、第六、第七及第八倍数进行降频，而分别得到一第七、第八、第九及第十降频后数据位列；将该原始数据位列分别延迟一第三及第四数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第七倍数进行降频而分别产生一第十一及第十二降频后数据位列；使用该第一、第二及第三关联函数对该第七、第八及第九降频后数据位列进行关联运算，以及使用该第四关联函数对该第十、第十一及第十二降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第七、第八、第九、第十、第十一及第十二关联运算结果能量值；以及依据该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的一最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的一最大值决定该传输模式及防护时区长度；对该数字信号进行时域及频域上的数字处理；以及对该数字信号进行信道译码及反交错处理。

本发明的第二目的在于提供一种正交分频多任务信号的传输模式侦测方法，包括以下步骤：对一正交分频多任务信号中的一原始数据位列分别使用一第一、第二、第三及第四倍数进行降频，而分别得到一第一、第二、第三及第四降频后数据位列；将该原始数据位列分别延迟一第一及第二数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第三倍数进行降频而分别产生一第五及第六降频后数据位列；使用一第一、第二及第三关联函数对该第一、第二及第四降频后数据位列进行关联运算，以及使用一第四关联函数对该第三、第五及第六降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第一、第二、第三、第四、第五及第六关联运算结果能量值；对该原始数据位列使用一第五、第六、第七及第八倍数进行降频，而分别得到一第七、第八、第九及第十降频后数据位列；将该原始数据位列分别延迟一第三及第四数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第七倍数进行降频而分别产生一第十一及第十二降频后数据位列；使用该第一、第二及第三关联函数对该第七、第八及第九降频后数据位列进行关联运算，以及使用该第四关联函数对该第十、第十一及第十二降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第七、第八、第九、第十、第十一及第十二关联运算结果能量值；以及依据该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的一最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的一最大值决定该正交分频多任务信号所使用的一传输模式及防护时区长度。

本发明的第三目的在于提供一种正交分频多任务接收器，包括：一前端电路，接收一正交分频多任务射频信号并将该射频信号转换为中频信号；一模拟-数字转换器，将该中频信号转换为一数字信号，该数字信号载有一原始数据位列；一传输模式侦测器，经由以下步骤侦测该数字信号中的一传输模式及防护时区长度：对该原始数据位列分别使用一第一、第二、第三及第四倍数进行降频，而分别得到一第一、第二、第三及第四降频后数据位列；将该原始数据位列分别延迟一第一及第二数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第三倍数进行降频而分别产生一第五及第六降频后数据位列；使用一第一、第二及第三关联函数对该第一、第二及第四降频后数据位列进行关联运算，以及使用一第四关联函数对该第三、第五及第六降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第一、第二、第三、第四、第五及第六关联运算结果能量值；对该原始数据位列使用一第五、第六、第七及第八倍数进行降频，而分别得到一第七、第八、第九及第十降频后数据位列；将该原始数据位列分别延迟一第三及第四数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第七倍数进行降频而分别产生一第十一及第十二降频后数据位列；使用该第一、第二及第三关联函数对该第七、第八及第九降频后数据位列进行关联运算，以及使用该第四关联函数对该第十、第十一及第十二降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第七、第八、第九、第十、第十一及第十二关联运算结果能量值；以及依据该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的一最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的一最大值决定该传输模式及防护时区长度；一频域及时域数字信号处理器，对该数字信号进行时域及频域上的数字处理；以及一信道译码及反交错器，对该数字信号进行信道译码及反交错处理。

本发明的第四目的在于提供一种正交分频多任务接收器中的传输模式侦测器，经由以下步骤侦测一正交分频多任务信号所使用的一传输模式及防护时区长度：对该正交分频多任务信号中的一原始数据位列分别使用一第一、第二、第三及第四倍数进行降频，而分别得到一第一、第二、第三及第四降频后数据位列；将该原始数据位列分别延迟一第一及第二数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第三倍数进行降频而分别产生一第五及第六降频后数据位列；使用一第一、第二及第三关联函数对该第一、第二及第四降频后数据位列进行关联运算，以及使用一第四关联函数对该第三、第五及第六降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第一、第二、第三、第四、第五及第六关联运算结果能量值；对该原始数据位列使用一第五、第六、第七及第八倍数进行降频，而分别得到一第七、第八、第九及第十降频后数据位列；将该原始数据位列分别延迟一第三及第四数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第七倍数进行降频而分别产生一第十一及第十二降频后数据位列；使用该第一、第二及第三关联函数对该第七、第八及第九降频后数据位列进行关联运算，以及使用该第四关联函数对该第十、第十一及第十二降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第七、第八、第九、第十、第十一及第十二关联运算结果能量值；以及依据该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的一最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的一最大值决定该传输模式及防护时区长度。

附图说明

图1显示了正交分频多任务信号的能量频谱密度；

图2是一传统的传输模式侦测器；

图3是本发明一实施例中正交分频多任务接收器的电路方块图；

图4是本发明一实施例中用于一DVB-T接收器中的传输模式侦测器；

图5是本发明一实施例中用于DVB-T接收器的传输模式侦测器中的2K子传输模式侦测器；

图6是本发明一实施例中用于DVB-T接收器的传输模式侦测器中的8K子传输模式侦测器。

符号说明：

10～输入端；

121、122、141、142、161、162、181、182～电路方块；

191-198～共振器；

21～天线；

22～前端电路；

23～模拟-数字转换器；

24～传输模式侦测器；

25～时域数字处理器；

26～频域数字处理器；

27～信道译码及反交错电路；

241～降频器；

242、243～子传输模式侦测器；

244～比较逻辑电路；

2421a-2421f、2431a-2431f～降频电路；

2422a、2422b、2432a、2432b～延迟单元；

2423a-2423f、2433a-2433f～关联运算器；

2424a-2424f、2434a-2434f～能量值计算器；

2425、2435～最大值选择器；

2426、2436～子比较器。

具体实施方式

以下，就图式说明本发明的一种正交分频多任务接收器、接收方法、传输模式侦测方法及传输模式侦测器的实施例。

图3是本发明一实施例中正交分频多任务接收器的电路方块图。正交分频多任务接收器2包括了一天线21、一前端电路22、一模拟-数字转换器23、传输模式侦测器24、时域数字信号处理器25、频域数字信号处理器26及信道译码及反交错器27。

天线21自一正交分频多任务发射器(图未显示)接收一射频信号。被天线21接收的射频信号是一经过正交分频多任务调变后而载有正交分频多任务符号的信号。正交分频多任务接收器2则执行一连串正交分频多任务信号的接收处理程序。举例来说，其中的正交分频多任务符号可以是一个同步符号、一个延迟时间估测符号、一个信道响应计算符号、以及数据符号。

前端电路22通常包括一射频调谐器，将所接收的射频信号转换成一中频(IF band)信号并将其放大后送至模拟-数字转换器23。

自模拟-数字转换器输出的数字信号r(n)被送至传输模式侦测器24以侦测出所接收正交分频多任务信号所使用的传输模式。传输模式侦测器24将在稍后的段落中进行详细说明。

在传输模式的侦测后，数字的正交分频多任务信号依序被送至时域数字信号处理器25以及频域数字信号处理器26。经过时域及频域的数字信号处理器25及26之后，中频的正交分频多任务信号便被降频至基频信号，且进行同步化、循环前辍的移除、快速傅立叶转换以及通道的估测与等化。以下将说明循环前辍的移除、信号同步及信道估测。

正交分频多任务信号在进行快速傅立叶转换之前必需先将循环前辍移除。循环前辍完全地消除了符号间干扰现象。循环前辍位于防护时区中，防护时区的长度大于多路径信号延迟扩散的长度，使得多路径信号成份不会干扰到下一个符号。在防护时区也可以不加入任何数据位，但这样做会产生载波间干扰。因此，在防护时区中均会以数据位循环的方式向防护时区中延伸。藉由此法，只要多路径延迟长度小于防护时区，在符号中循环复制的数据位在一个傅立叶转换间距中必定会有整数个循环，便可以消除载波间的干扰。

至于信号同步，在正交分频多任务系统中是一大难题。同步的处理通常包含了框侦测(frame detection)、载波频率偏值估测及修正，或是取样错误修正。

框侦测是用以决定符号的界线以正确地取得一个符号框内的数据位。由于发射器与接收器之间有载波频率偏值的存在，每一个数据位均会有一个未知的相位差Δf_CT，其中T是符号周期，Δf_C为载波频率偏值。这个未知的相位差在接收器中必需被估测出来并进行补偿，否则子载波间的正交关系将被破坏。举例来说，当载波频率为5GHz时，振荡器中石英偏值在100ppm时会造成一个500kHz的差值。若符号周期为3.2μs，相位差即为1.6。

经快速傅立叶转换后的已同步信号被送至信道估测器。通道估测可以藉由在正交分频多任务符号的所有子载波中插入向导信号或是在每一个符号中都插入向导信号来达成。在第一个方法中，已经发展出区块型向导通道估测法，适用于衰减性质较缓慢的通讯信道。即使使用精确的回馈均衡器，这个方法仅能在信道的特性函数变动不快的假设下适用。区块型向导通道估测是以最小平方(LS)或最小均方(MMSE)为基础。最小均方估测法在信号-噪声比上，较使用最小平方法有10-15dB的增益值。在第二个方法中，则是发展出了混合型向导通道估测法，用以在通道特性极速变化时进行等化的动作。混合型向导通道估测法估测了在向导频率上的信道，而再以内插的方式估测信道。

在时域及频域数字信号处理之后，正交分频多任务信号被送至信道译码及反交错器27。在DVB-T发射器中，正交分频多任务信号的产生包括了为达到能量分散目的进行的传输多任务修正(Transport Multiplex Adaptation)及随机化、外部编码及交错、内部编码及交错、以及信号集对映(signalconstellation and mapping)等步骤。因此，为了在接收端能够将原始信号回复，便必需进行相对的反向步骤。这些反向步骤是于信道译码及反交错器27中进行。

最后，由信道译码及反交错器27输出的信号中便可得到载波中的承载的原始数据，如MPEG-2影像数据。

以下将针对传输模式侦测器24进行详细说明。

传输模式侦测器24对自模拟-数字转换器23接收的数字信号所做的第一个步骤是降频。降频的目的在于使防护时区内的循环前辍以及其在有效数据位内的相对位都只留下一个。举例来说，若目标Tu值为2048(2K模式)且目标Tg值为64(RTg＝1/32)，每一个符号里便会有2112个数据位。在这些数据位中，前64个为循环前辍，其它的则是有效数据位。这前64个循环前辍位是有效数据位中最后64个位的复制。若这样的数据位列r(n)被降频64倍，每一个符号中将只剩下33个数据位。这33个数据位中，只有第一个位是循环前辍，而其它的32个为有效数据位。

在降频后得到的数据位列可以以{y1(p)}来表示，其中p是一整数。防护时区中的数据位可以假设落于p＝33n的位置(n为一整数)。因此，在有效数据位中被复制于防护时区中的数据位位置落于p＝33n+32。意即y(33n)＝y(33n+32)。如果计算I1＝|∑b(n)|²时(其中b(n)＝y1(33n)y1*(33n+32)，n＝0～M-1，M为一默认值)，I1将是一个相当高的数值，这是因为y1(33n)与y1(33n+32)是相同的。然而，当时序错误而使得循环前辍的数据位偏离了p＝33n的位置，而是落于p＝33n-s，此时I1的值便会接近零，这是因为y1(33n)与y1(33n+32)不是相同的。

若目标Tg值为128(RTg＝1/16)，每一个符号里便会有2176个数据位。在这些数据位中，前128个为循环前辍，其它的则是有效数据位。这前128个循环前辍位是有效数据位中最后128个位的复制。若这样的数据位列r(n)被降频64倍，每一个符号中将只剩下34个数据位。这34个数据位中，只有前两个位是循环前辍，而其它的32个为有效数据位。同样地，若时序正确，此时计算I2＝|∑b(n)|²(b(n)＝y1(34n)y1*(34n+32))时，I2将是一个相当高的数值，这是因为y1(34n)与y1(34n+32)是相同的。然而，当时序错误而使得循环前辍的数据位偏离了p＝34n的位置，而是落于p＝34n-s，此时I1的值便会接近零。

值得注意的是，在计算I2时亦可以使用一由y1(p)经过再一次2倍的降频(即将原始数据位列r(n)经过128倍的降频)后所得到的y2(p)来求得。即：

I2＝|∑b(n)|²

其中，b(n)＝y2(17n)y2*(17n+16)。

同样地，若目标Tg值为256(RTg＝1/8)，相对的I3值可以由以下式子求得：

b(n)＝y1(36n)y1*(36n+32)

I3＝|∑b(n)|²，for n＝0，1，......，M-1

或

b(n)＝y3(9n)y3*(9n+8)

I3＝|∑b(n)|²，for n＝0，1，......，M-1，

其中，{y3(p)}是将r(n)降频256倍后的结果。

若时序正确，I3将会是一个相当高的数值，否则，其值亦接近零。

若目标Tg值为512(RTg＝1/4)，相对的I4值可以由以下式子求得：

b(n)＝y1(40n)y1*(40n+32)

I4＝|∑b(n)|²，for n＝0，1，......，M-1

或

b(n)＝y4(5n)y4*(5n+4)

I4＝|∑b(n)|²，for n＝0，1，......，M-1，

其中，{y4(p)}是将r(n)降频512倍后的结果。

若时序正确，I4将会是一个相当高的数值，否则，其值亦接近零。

以下首先将讨论在Tu值为2K，RTg值为1/32，且防护时区数据位及其相对被复制位的位置恰巧落于数据位列y1(p)的p＝33n及p＝33n+32处的情况。在这个情况下，由于每一个y1(33n)都等于y1(33n+32)，I1将是一个很高的数值。至于I2，由于33与34互质，因此会有每33个b(n)中就会出现一次y1(34n)等于y1(34n+32)的情形。如此的I2值会远小于I1，但不会等于零。这个情形也同样地发生在I4上，因为40与33也互质。而I3的情况则有些不同。由于33与36并没有互质(其最大公因子为3)，因此会有每11个b(n)中就会出现一次y1(36n)等于y1(36n+32)的情形。所以，I3的值不为零且约是I2与I4的3倍。然而，在此处所讨论的情况中，由于I1远大于I2、I3及I4，所以还是可以很容易地藉由比较这四个值的大小后判断出目标Tg值。

接着，将讨论Tu值同样为2K，RTg值也同样为1/32，但防护时区数据位及其相对被复制位的位置却偏离了数据位列y1(p)的p＝33n及p＝33n+32处，而分别是位于p＝33n-1及p＝33n+31处。此时由于在计算I1时，y1(33n)与y1(33n+32)永远不会相同，因此其值将接近零。至于I2的值则会与第一个情况中的一样，这可以由以下的例子证明。若有一整数对(k1，k2)可以使33k1-1等于34k2，则y1(34k2)可以用代表循环前辍数据位的位置，而y1(34k2+32)代表其相对被复制的数据位位置。可以看出，这样会发生每33次中就会出现一次「配对成功」的情况。因此，I2的值将与第一个情况中的相同。I4也有同样的情形。至于I3，由于33与36不是互质，其值也接近零。这是因为无法找出任何的整数对(k1，k2)可以使33k1-1＝36k2。在计算I3时，每一个b(n)中都不会出现「配对成功」的情形。在这种情况下，由于I1与I3都接近零，两者的值太过相近，而无法判断出目标Tg值为何。

为了解决这个问题，必需再计算另一个指标值I3b：

b(n)＝y1(36n-1)y1*(36n+31)，

I3b＝|∑b(n)|²，n＝0，1，......，M-1

由于可以找出一个整数对(k1，k2)使33k1-1等于36k2-1，计算指标值I3b时，每11个b(n)就会出现一次「配对成功」。如果将原先的I3重新命名为指标值I3a，再将I3a与I3b中的最大值指派给I3，在这第二个情况下，就可以轻易地藉由比较I1、I2、I3及I4的大小来判断出目标Tg值为何，因为I1值将远小于I2、I3及I4。

以下将讨论第三种情况：Tu值同样为2K，RTg值也同样为1/32，但防护时区数据位及其相对被复制位的位置却偏离了数据位列y1(p)的p＝33n及p＝33n+32处，而分别是位于p＝33n-2及p＝33n+30处。I1的值将接近零，而I2及I4的值与前面所讨论的情况相同。至于I3则又出现了待解决的问题，因为此时无法找出整数对(k1，k2)使33k1-2等于36k2或33k1-3等于36k2-1，使得I3a及I3b同样都接近零，如此选出的I3将与I1、I2、I4一样无法分辨。为了解决此问题，必需再计算另一指标值I3c，而使I3的值是I3a、I3b及I3c中的最大值。I3c是经由以下式子求得：

b(n)＝y1(36n-2)y1*(36n+30)，

I3c＝|∑b(n)|²，for n＝0，1,......，M-1

因此，对I3c来说，每11次b(n)就会出现一个「配对成功」，这使得I3值会大于I1，让I1成为四个指标值中的最小值，而可以轻易判断出目标Tg值。

以下将再讨论第四种情况：Tu值同样为2K，RTg值也同样为1/32，但防护时区数据位及其相对被复制位的位置却偏离了数据位列y1(p)的p＝33n及p＝33n+32处，而分别是位于p＝33n-3及p＝33n+29处。I1接近于零，I3b及I3c亦均接近于零，但I3a则不然。在计算I3a时并不是每一个b(n)都「配对失败」。因此，最后选出I3的值将大于I1，使I1为四个指标值中的最小值而可以判断出目标Tg值。

经由以上四种情况的讨论，可以得到以下结论：当循环前辍数据位在y1(p)的位置落于p＝33n-3m(m为整数)时，I3a将大于零使得I1为四个指标值中的最小值；当循环前辍数据位在y1(p)的位置落于p＝33n-3m-1时，I3b将大于零使得I1为四个指标值中的最小值；当循环前辍数据位在y1(p)的位置落于p＝33n-3m-2时，I3c将大于零使得I1为四个指标值中的最小值。

若正交分频多任务信号使用了2K的传输模式，且RTg＝1/16，不论时序是否正确，I1及I3的值均不会接近零，而I2将会在时序正确时，为一高数值，在时序错误时，接近零。至于I4，由于I2计算式中的周期(34)及I4的周期(40)不是互质，表面上也出现了在之前情况中I1及I3的问题。然而，这种现象只是因为我们使用y1(p)的角度来看待I4。事实上，这个问题如果用另一个y2(p)来解释便可以解决。I2与I4可以重新被表示成：

b(n)＝y2(17n)y2*(17n+16)，

I2＝|∑b(n)|²，for n＝0，1，......，M-1，

及

b(n)＝y2(20n)y2*(20n+16)，

I4＝|∑b(n)|²，for n＝0，1，......，M-1。

由此可知，由于17与20是互质的，每17次的b(n)就会出现一次「配对成功」，而使得I4的值不会接近零，因此不需要为I4再增加计算其它的子指标值。

以下将整合说明如何利用四个指标值I1、I2、I3及I4来判断目标RTg值的方法。

(1)若四个指标值中最大的指标值远大于第二高的指标值时，便可认定与最大指标值相对的Tg值为目标Tg值。

(2)若四个指标值中最小的指标值远小于第二低的指标值时，便可认定与最小指标值相对的Tg值为目标Tg值。

情况(1)与(2)分别代表了时序正确与错误时所发生的现象。

在侦测传输模式是否为8K模式时，其所使用的方法与侦测2K模式相同，除了为得到y1(p)、y2(p)、y3(p)、y4(p)而进行降频时所使用的倍数不同，其分别为256、512、1024及2048。

值得注意的是，如果正交分频多任务信号是使用2K的传输模式，在进行8K模式侦测时，所有四个指标值都是接近零。相对地，若使用的是8K传输模式，进行2K模式侦测时，所有四个指标值也都是接近零。因此，可以藉由两组指标值的平均值大小来决定传输模式为何。

图4是本发明一实施例中用于一DVB-T接收器中的传输模式侦测器。传输模式侦测器24接收来自模拟-数字转换器23的数字信号，具有一降频电路241、2K子模式侦测器242、8K子模式侦测器243及比较逻辑电路244。降频电路241将原始数据位列r(n)降频64倍，并输出降频后的数据位列x(m)至2K及8K子模式侦测器242及243中。2K子模式侦测器242接收降频后数据位列x(m)后输出数据信号2K_Comparison_Valid、2K_Possible_RTg及2K_Average_Indicator至比较逻辑电路244中。同样地，8K子模式侦测器243接收降频后数据位列x(m)后输出数据信号8K_Comparison_Valid、8K_Possible_RTg及8K_Average_Indicator至比较逻辑电路244中。最后，比较逻辑电路244会依据所接收的数据信号经过以下的演算程序产生数据信号MD_Flag、Tu_Flag及RTg_Flag而决定传输模式、Tu值、RTg值：

{If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

            8K_Comparison_Valid＝TRUE，

   MD_Flag＝SUCCESS

If 2K_Average_Indicator＞

            8K_Average_Indicator

   Tu_Flag＝2K

   RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

Else

   Tu_Flag＝8K

   RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

            8K_Comparison_Valid＝FALSE，

   MD_Flag＝SUCCESS

   Tu_Flag＝2K

   RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

            8K_Comparison_Valid＝TRUE，

   MD_Flag＝SUCCESS

   Tu_Flag＝8K

   RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

            8K_Comparison_Valid＝FALSE，

   MD_Flag＝FAIL}

值得注意的是，当MD_Flag＝FAIL，传输模式侦测器24便无法决定Tu及Tg的值，这种情况会在没有接收到任何DVB-T信号时发生。

图5是本发明一实施例中用于DVB-T接收器的传输模式侦测器中的2K子传输模式侦测器。2K子传输模式侦测器242具有6个降频电路2421a～2421f、两个延迟单元2422a及2422b、6个关联运算器2423a～2423f、6个能量值计算器2424a～2424f、一最大值选择器2425及一子比较器2426。

指针值I1是经由降频电路2421a、关联运算器2423a及能量值计算器2424a依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I2是经由降频电路2421b、关联运算器2423b及能量值计算器2424b依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I3a是经由降频电路2421c、关联运算器2423c及能量值计算器2424c依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I3b是经由延迟单元2422a、降频电路2421d、关联运算器2423d及能量值计算器2424d依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I3c是经由延迟单元2422b、降频电路2421e、关联运算器2423e及能量值计算器2424e依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I4是经由降频电路2421f、关联运算器2423f及能量值计算器2424f依序对数据位列x(m)进行处理后得到。

降频电路2421a～2421f对所接收的数据位列分别进行1倍、2倍、4倍、4倍、4倍及8倍的降频。延迟单元2422a及2422b则分别将所接收的数据位列延迟1及2个数据位。若以y及c分别代表关联运算器2423a～2423f的输入与输出，关联运算器2423a所执行的关联函数为c＝∑y(33n)y*(33n+32)，关联运算器2423b所执行的关联函数为c＝∑y(17n)y*(17n+16)，关联运算器2423c～2423e所执行的关联函数为c＝∑y(9n)y*(9n+8)，关联运算器2423c～2423f所执行的关联函数为c＝∑y(5n)y*(5n+4)，其中n＝0、1、2......、M-1，M为一默认值。能量值计算器2424a～2424f则分别计算关联运算器2423a～2423f的输出能量值|c|²。

最大值选择电路2425在指针值I3a、I3b及I3c中选择最大者做为其输出值I3。子比较器2426接收指标值I1～I4而使用以下演算程序决定2K_Comparison_Valid、2K_Possible_RTg及2K_Average_Indicator的值：

(a)对I1、I2、I3及I4进行排序而得到一排序结果{S1、S2、S3、S4}；

(b)执行以下演算：

    {If S1＞αS2

        2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

        2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS1

    ElseIf S3＞βS4

    2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

    2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS4

Else

    2K_Tu_Comparison_Valid＝FALSE

2K_Tu_Average_Indicator＝I1+I2+I3+I4}，其中α及β是默认值且均大于1，在S1为I1、I2、I3及I4时，RTgS1分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S4为I1、I2、I3及I4时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4。

图6是本发明一实施例中用于DVB-T接收器的传输模式侦测器中的8K子传输模式侦测器。8K子传输模式侦测器243具有6个降频电路2431a～2431f、两个延迟单元2432a及2432b、6个关联运算器2433a～2433f、6个能量值计算器2434a～2434f、一最大值选择器2435及一子比较器2436。

指针值I1是经由降频电路2431a、关联运算器2433a及能量值计算器2434a依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I2是经由降频电路2431b、关联运算器2433b及能量值计算器2434b依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I3a是经由降频电路2431c、关联运算器2433c及能量值计算器2434c依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I3b是经由延迟单元2432a、降频电路2431d、关联运算器2433d及能量值计算器2434d依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I3c是经由延迟单元2432b、降频电路2431e、关联运算器2433e及能量值计算器2434e依序对数据位列x(m)进行处理后得到。指针值I4是经由降频电路2431f、关联运算器2433f及能量值计算器2434f依序对数据位列x(m)进行处理后得到。

降频电路2431a～2431f对所接收的数据位列分别进行4倍、8倍、16倍、16倍、16倍及32倍的降频。延迟单元2432a及2432b则分别将所接收的数据位列延迟4及8个数据位。若以y及c分别代表关联运算器2433a～2433f的输入与输出，关联运算器2433a所执行的关联函数为c＝∑y(33n)y*(33n+32)，关联运算器2433b所执行的关联函数为c＝∑y(17n)y*(17n+16)，关联运算器2433c～2433e所执行的关联函数为c＝∑y(9n)y*(9n+8)，关联运算器2433c～2433f所执行的关联函数为c＝∑y(5n)y*(5n+4)，其中n＝0、1、2......、M-1，M为一默认值。能量值计算器2434a～2434f则分别计算关联运算器2433a～2433f的输出能量值|c|²。

最大值选择电路2435在指针值I3a、I3b及I3c中选择最大者做为其输出值I3。子比较器2436接收指标值I1～I4而使用以下演算程序决定8K_Comparison_Valid、8K_Possible_RTg及8K_Average_Indica tor的值：

(a)对I1、I2、I3及I4进行排序而得到一排序结果{S1、S2、S3、S4}；

(b)执行以下演算：

    {If S1＞αS2

        8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

        8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS1

    ElseIf S3＞βS4

        8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

        8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS4

    Else

        8K_Tu_Comparison_Valid＝FALSE

8K_Tu_Average_Indicator＝I1+I2+I3+I4}，其中α及β是默认值且均大于1，在S1为I1、I2、I3及I4时，RTgS1分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S4为I1、I2、I3及I4时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4。

综合上述，本发明提供一种正交分频多任务信号的传输模式侦测器及方法，适用于DVB-T系统中，可增加系统的弹性并有效对抗多路径干扰。藉由降频及关联运算的技术，传输模式的侦测仅需对多个关联运算器的输出结果进行比对判断即可找出目前信号所使用的传输模式及防护时区的长度。如此，可使得传输模式的侦测远较传统侦测方法需要更少的存储器及更可靠的结果。

Claims (24)

1.一种正交分频多任务信号的接收方法，包括以下步骤：接收一正交分频多任务射频信号并将该射频信号转换为中频信号；

将该中频信号转换为一数字信号，该数字信号载有一原始数据位列；

侦测该数字信号中的一传输模式及防护时区长度，包括以下步骤：对该原始数据位列分别使用一第一、第二、第三及第四倍数进行降频，而分别得到一第一、第二、第三及第四降频后数据位列；

将该原始数据位列分别延迟一第一及第二数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第三倍数进行降频而分别产生一第五及第六降频后数据位列；

使用一第一、第二及第三关联函数对该第一、第二及第四降频后数据位列进行关联运算，以及使用一第四关联函数对该第三、第五及第六降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第一、第二、第三、第四、第五及第六关联运算结果能量值；

对该原始数据位列使用一第五、第六、第七及第八倍数进行降频，而分别得到一第七、第八、第九及第十降频后数据位列；

将该原始数据位列分别延迟一第三及第四数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第七倍数进行降频而分别产生一第十一及第十二降频后数据位列；

使用该第一、第二及第三关联函数对该第七、第八及第九降频后数据位列进行关联运算，以及使用该第四关联函数对该第十、第十一及第十二降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第七、第八、第九、第十、第十一及第十二关联运算结果能量值；以及

依据该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的一最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的一最大值决定该传输模式及防护时区长度；

对该数字信号进行时域及频域上的数字处理；以及

对该数字信号进行信道译码及反交错处理。

2.根据权利要求1所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七及第八倍数分别为1/64、1/128、1/256、1/512、1/256、1/512、1/1024及1/2048。

3.根据权利要求1所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该第一、第二、第三及第四数量分别为1、2、4及8。

4.根据权利要求1所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该第一、第二、第三及第四关联函数分别为c＝∑y(33n)y*(33n+32)，c＝∑y(17n)y*(17n+16)，c＝∑y(9n)y*(9n+8)及c＝∑y(5n)y*(5n+4)，c及y分别为该些关联运算函数的输出与输入值。

5.根据权利要求4所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该些关联运算结果能量值是|c|²。

6.根据权利要求1所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的该最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的该最大值分别以I1、I2、I3、I4、I5、I6、I7及I8来表示，该传输模式及防护时区长度是经由以下步骤决定：

(a)对I1、I2、I3及I4进行排序而得到一排序结果{S1、S2、S3、S4}；

(b)执行以下演算：

{If S1＞αS2

    2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

    2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS1

ElseIf S3＞βS4

    2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

    2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS4

Else

    Tu_Comparison_Valid＝FALSE

2K_Tu_Average_Indicator＝I1+I2+I3+I4}，其中α及β是默认值且均大于1，在S1为I1、I2、I3及I4时，RTgS1分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S4为I1、I2、I3及I4时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4；

(c)对I5、I6、I7及I8进行排序而得到一排序结果{S5、S6、S7、S8}；

(d)执行以下演算：

    {If S5＞αS6

       8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

       8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS5

    Elseif S7＞βS8

       8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

       8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS8

    Else

       Tu_Comparison_Valid＝FALSE

    8K_Tu_Average_Indicator＝I5+I6+I7+I8}，其中α及β是默认值且均大于1，在S5为I5、I6、I7及I8时，RTgS5分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S8为I5、I6、I7及I8时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4；以及

(e)执行以下演算：

    {If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and
  
                8K_Comparison_Valid＝TRUE，

           MD_Flag＝SUCCESS
 
         If 2K_Average_Indicator＞

                8K_Average_Indicator
        <!-- SIPO <DP n="3"> -->
        <dp n="c3"/>
         Tu_Flag＝2K

         RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

       Else

         Tu_Flag＝8K

         RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

       If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

              8K_Comparison_Valid＝FALSE，

         MD_Flag＝SUCCESS

         Tu_Flag＝2K

         RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

       If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

              8K_Comparison_Valid＝TRUE，

         MD_Flag＝SUCCESS

         Tu_Flag＝8K

         RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

       If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

              8K_Comparison_Valid＝FALSE，

     MD_Flag＝FAIL}，其中Tu_Flag表示了该传输模式，RTg_Flag与Tu_Flag的乘积表示了该防护时区长度，而MD_Flag表示了传输模式侦测成功或失败。

7.一种正交分频多任务信号的传输模式侦测方法，包括以下步骤：

对一正交分频多任务信号中的一原始数据位列分别使用一第一、第二、第三及第四倍数进行降频，而分别得到一第一、第二、第三及第四降频后数据位列；

将该原始数据位列分别延迟一第一及第二数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第三倍数进行降频而分别产生一第五及第六降频后数据位列；

使用一第一、第二及第三关联函数对该第一、第二及第四降频后数据位列进行关联运算，以及使用一第四关联函数对该第三、第五及第六降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第一、第二、第三、第四、第五及第六关联运算结果能量值；

对该原始数据位列使用一第五、第六、第七及第八倍数进行降频，而分别得到一第七、第八、第九及第十降频后数据位列；

将该原始数据位列分别延迟一第三及第四数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第七倍数进行降频而分别产生一第十一及第十二降频后数据位列；

使用该第一、第二及第三关联函数对该第七、第八及第九降频后数据位列进行关联运算，以及使用该第四关联函数对该第十、第十一及第十二降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第七、第八、第九、第十、第十一及第十二关联运算结果能量值；以及

依据该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的一最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的一最大值决定该正交分频多任务信号所使用的一传输模式及防护时区长度。

8.根据权利要求7所述的正交分频多任务信号的传输模式侦测方法，其中该第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七及第八倍数分别为1/64、1/128、1/256、1/512、1/256、1/512、1/1024及1/2048。

9.根据权利要求7所述的正交分频多任务信号的传输模式侦测方法，其中该第一、第二、第三及第四数量分别为1、2、4及8。

10.根据权利要求7所述的正交分频多任务信号的传输模式侦测方法，其中该第一、第二、第三及第四关联函数分别为c＝∑y(33n)y*(33n+32)，c＝∑y(17n)y*(17n+16)，c＝∑y(9n)y*(9n+8)及c＝∑y(5n)y*(5n+4)，c及y分别为该些关联运算函数的输出与输入值。

11.根据权利要求10所述的正交分频多任务信号的传输模式侦测方法，其中该些关联运算结果能量值是|c|²。

12.根据权利要求7所述的正交分频多任务信号的传输模式侦测方法，其中该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的该最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的该最大值分别以I1、I2、I3、I4、I5、I6、I7及I8来表示，该传输模式及防护时区长度是经由以下步骤决定：

(a)对I1、I2、I3及I4进行排序而得到一排序结果{S1、S2、S3、S4}；

(b)执行以下演算：

    {If S1＞αS2

        2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

        2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS1

    ElseIf S3＞βS4

        2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

        2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS4

    Else

        Tu_Comparison_Valid＝FALSE

    2K_Tu_Average_Indicator＝I1+I2+I3+I4}，其中α及β是默认值且均大于1，在S1为I1、I2、I3及I4时，RTgS1分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S4为I1、I2、I3及I4时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4；

(c)对I5、I6、I7及I8进行排序而得到一排序结果{S5、S6、S7、S8}；

(d)执行以下演算：

    {If S5＞αS6

       8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

       8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS5

   Elseif S7＞βS8

      8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

      8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS8

   Else

      Tu_Comparison_Valid＝FALSE

   8K_Tu_Average_Indicator＝I5+I6+I7+I8}，其中α及β是默认值且均大于1，在S5为I5、I6、I7及I8时，RTgS5分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S8为I5、I6、I7及I8时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4；以及

(e)执行以下演算：

     {If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

                 8K_Comparison_Valid＝TRUE，

           MD_Flag＝SUCCESS

         If 2K_Average_Indicator＞

                 8K_Average_Indicator

           Tu_Flag＝2K

           RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

         Else

           Tu_Flag＝8K

           RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

         If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

                 8K_Comparison_Valid＝FALSE，

           MD_Flag＝SUCCESS

           Tu_Flag＝2K

           RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

         If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and
        <!-- SIPO <DP n="7"> -->
        <dp n="c7"/>
              8K_Comparison_Valid＝TRUE，

         MD_Flag＝SUCCESS

         Tu_Flag＝8K

         RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

        If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

              8K_Comparison_Valid＝FALSE，

     MD_Flag＝FAIL}，其中Tu_Flag表示了该传输模式，RTg_Flag与Tu_Flag的乘积表示了该防护时区长度，而MD_Flag表示了传输模式侦测成功或失败。

13.一种正交分频多任务接收器，包括：

一前端电路，接收一正交分频多任务射频信号并将该射频信号转换为中频信号；

一模拟-数字转换器，将该中频信号转换为一数字信号，该数字信号载有一原始数据位列；

一传输模式侦测器，经由以下步骤侦测该数字信号中的一传输模式及防护时区长度：

对该原始数据位列分别使用一第一、第二、第三及第四倍数进行降频，而分别得到一第一、第二、第三及第四降频后数据位列；

将该原始数据位列分别延迟一第一及第二数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第三倍数进行降频而分别产生一第五及第六降频后数据位列；

使用一第一、第二及第三关联函数对该第一、第二及第四降频后数据位列进行关联运算，以及使用一第四关联函数对该第三、第五及第六降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第一、第二、第三、第四、第五及第六关联运算结果能量值；

对该原始数据位列使用一第五、第六、第七及第八倍数进行降频，而分别得到一第七、第八、第九及第十降频后数据位列；

将该原始数据位列分别延迟一第三及第四数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第七倍数进行降频而分别产生一第十一及第十二降频后数据位列；

使用该第一、第二及第三关联函数对该第七、第八及第九降频后数据位列进行关联运算，以及使用该第四关联函数对该第十、第十一及第十二降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第七、第八、第九、第十、第十一及第十二关联运算结果能量值；以及

依据该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的一最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的一最大值决定该传输模式及防护时区长度；

一频域及时域数字信号处理器，对该数字信号进行时域及频域上的数字处理；以及

一信道译码及反交错器，对该数字信号进行信道译码及反交错处理。

14.根据权利要求13所述的正交分频多任务接收器，其中该第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七及第八倍数分别为1/64、1/128、1/256、1/512、1/256、1/512、1/1024及1/2048。

15.根据权利要求13所述的正交分频多任务接收器，其中该第一、第二、第三及第四数量分别为1、2、4及8。

16.根据权利要求13所述的正交分频多任务接收器，其中该第一、第二、第三及第四关联函数分别为c＝∑y(33n)y*(33n+32)，c＝∑y(17n)y*(17n+16)，c＝∑y(9n)y*(9n+8)及c＝∑y(5n)y*(5n+4)，c及y分别为该些关联运算函数的输出与输入值。

17.根据权利要求16所述的正交分频多任务接收器，其中该些关联运算结果能量值是|c|²。

18.根据权利要求13所述的正交分频多任务接收器，其中该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的该最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的该最大值分别以I1、I2、I3、I4、I5、I6、I7及I8来表示，该传输模式及防护时区长度是经由以下步骤决定：

(a)对I1、I2、I3及I4进行排序而得到一排序结果{S1、S2、S3、S4}；

(b)执行以下演算：

    {If S1＞αS2

         2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

         2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS1

     ElseIf S3＞βS4

         2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

         2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS4

     Else

         Tu_Comparison_Valid＝FALSE

     2K_Tu_Average_Indicator＝I1+I2+I3+I4}，其中α及β是默认值且均大于1，在S1为I1、I2、I3及I4时，RTgS1分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S4为I1、I2、I3及I4时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4；

(c)对I5、I6、I7及I8进行排序而得到一排序结果{S5、S6、S7、S8}；

(d)执行以下演算：

    {If S5＞αS6

       8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

       8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS5

    Elseif S7＞βS8

       8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

       8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS8

    Else

      Tu_Comparison_Valid＝FALSE

   8K_Tu_Average_Indicator＝I5+I6+I7+I8}，其中α及β是默认值且均大于1，在S5为I5、I6、I7及I8时，RTgS5分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S8为I5、I6、I7及I8时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4；以及

(e)执行以下演算：

    {If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

                8K_Comparison_Valid＝TRUE，

           MD_Flag＝SUCCESS

         If 2K_Average_Indicator>

                8K_Average_Indicator

           Tu_Flag＝2K

           RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

         Else

           Tu_Flag＝8K

           RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

         If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

                8K_Comparison_Valid＝FALSE，

           MD_Flag＝SUCCESS

           Tu_Flag＝2K

           RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

         If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

                8K_Comparison_Valid＝TRUE，

           MD_Flag＝SUCCESS

           Tu_Flag＝8K

           RTg_Flag＝8K_Possible_RTg
        <!-- SIPO <DP n="11"> -->
        <dp n="c11"/>
       If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

              8K_Comparison_Valid＝FALSE，

     MD_Flag＝FAIL}，其中Tu_Flag表示了该传输模式，RTg_Flag与Tu_Flag的乘积表示了该防护时区长度，而MD_Flag表示了传输模式侦测成功或失败。

19.一种正交分频多任务接收器中的传输模式侦测器，经由以下步骤侦测一正交分频多任务信号所使用的一传输模式及防护时区长度：

对该正交分频多任务信号中的一原始数据位列分别使用一第一、第二、第三及第四倍数进行降频，而分别得到一第一、第二、第三及第四降频后数据位列；

将该原始数据位列分别延迟一第一及第二数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第三倍数进行降频而分别产生一第五及第六降频后数据位列；

使用一第一、第二及第三关联函数对该第一、第二及第四降频后数据位列进行关联运算，以及使用一第四关联函数对该第三、第五及第六降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第一、第二、第三、第四、第五及第六关联运算结果能量值；

对该原始数据位列使用一第五、第六、第七及第八倍数进行降频，而分别得到一第七、第八、第九及第十降频后数据位列；

将该原始数据位列分别延迟一第三及第四数量的数据位，并对该些延迟后的数据位列使用该第七倍数进行降频而分别产生一第十一及第十二降频后数据位列；

使用该第一、第二及第三关联函数对该第七、第八及第九降频后数据位列进行关联运算，以及使用该第四关联函数对该第十、第十一及第十二降频后数据位列进行关联运算，而分别得到一第七、第八、第九、第十、第十一及第十二关联运算结果能量值；以及

依据该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的一最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的一最大值决定该传输模式及防护时区长度。

20.根据权利要求19所述的正交分频多任务接收器中的传输模式侦测器，其中该第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七及第八倍数分别为1/64、1/128、1/256、1/512、1/256、1/512、1/1024及1/2048。

21.根据权利要求19所述的正交分频多任务接收器中的传输模式侦测器，其中该第一、第二、第三及第四数量分别为1、2、4及8。

22.根据权利要求19所述的正交分频多任务接收器中的传输模式侦测器，其中该第一、第二、第三及第四关联函数分别为c＝(y(33n)y*(33n+32)，c＝(y(17n)y*(17n+16)，c＝(y(9n)y*(9n+8)及c＝(y(5n)y*(5n+4)，c及y分别为该些关联运算函数的输出与输入值。

23.根据权利要求22所述的正交分频多任务接收器中的传输模式侦测器，其中该些关联运算结果能量值是|c|²。

24.根据权利要求19所述的正交分频多任务接收器中的传输模式侦测器，其中该第一、第二、第三、第七、第八及第九关联运算结果能量值、该第四、第五及第六关联运算结果能量值中的该最大值、以及该第十、第十一及第十二关联结果能量值中的该最大值分别以I1、I2、I3、I4、I5、I6、I7及I8来表示，该传输模式及防护时区长度是经由以下步骤决定：

(a)对I1、I2、I3及I4进行排序而得到一排序结果{S1、S2、S3、S4}；

(b)执行以下演算：

    {If S1＞αS2

        2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

        2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS1

    ElseIf S3＞βS4

        2K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

       2K_Tu_Possible_RTg＝RTgS4

   Else

       Tu_Comparison_Valid＝FALSE

   2K_Tu_Average_Indicator＝I1+I2+I3+I4}，其中α及β是默认值且均大于1，在S1为I1、I2、I3及I4时，RTgS1分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S4为I1、I2、I3及I4时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4；

(c)对I5、I6、I7及I8进行排序而得到一排序结果{S5、S6、S7、S8}；

(d)执行以下演算：

    {If S5＞αS6

       8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

       8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS5

    Elseif S7＞βS8

       8K_Tu_Comparison_Valid＝TRUE

       8K_Tu_Possible_RTg＝RTgS8

    Else

       Tu_Comparison_Valid＝FALSE

    8K_Tu_Average_Indicator＝I5+I6+I7+I8}，其中α及β是默认值且均大于1，在S5为I5、I6、I7及I8时，RTgS5分别为1/32、1/16、1/8及1/4，在S8为I5、I6、I7及I8时，RTgS4分别为1/32、1/16、1/8及1/4；以及

(e)执行以下演算：

    {If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

                8K_Comparison_Valid＝TRUE，

          MD_Flag＝SUCCESS

        If 2K_Average_Indicator＞

                8K_Average_Indicator
        <!-- SIPO <DP n="14"> -->
        <dp n="c14"/>
         Tu_Flag＝2K

         RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

       Else

         Tu_Flag＝8K

         RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

       If 2K_Comparison_Valid＝TRUE and

              8K_Comparison_Valid＝FALSE，

         MD_Flag＝SUCCESS

         Tu_Flag＝2K

         RTg_Flag＝2K_Possible_RTg

       If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

              8K_Comparison_Valid＝TRUE，

         MD_Flag＝SUCCESS

         Tu_Flag＝8K
         RTg_Flag＝8K_Possible_RTg

       If 2K_Comparison_Valid＝FALSE and

              8K_Comparison_Valid＝FALSE，

     MD_Flag＝FAIL}，其中Tu_Flag表示了该传输模式，RTg_Flag与Tu_Flag的乘积表示了该防护时区长度，而MD_Flag表示了传输模式侦测成功或失败。

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