CN1613019A - 用于距离测量的转发器系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于测定基站(BS)和转发器(TR)之间距离的距离测定系统，其中所述基站(BS)具有用于产生信号(stx(t))的振荡信号源(OSZB)和用于发射所述信号(stx(t))的发射装置(ANTB)，所述转发器(TR)具有用于从所述基站(BS)接收信号(erxt(t))的接收装置(ANTT)，用于产生与该信号(erxt(t))相位相干的信号(sOSZ(t))的振荡器(OSZT)以及用于发射所述相位相干的信号(sOSZ(t))的发射装置(ANTT)，以及所述基站(BS)此外还具有用于从所述转发器(TR)接收所述相位相干的信号(sOSZ(t))的接收装置(ANTB)，以及用于测定基站(BS)和转发器(TR)之间距离(dist)的距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)。为了改进所述系统和部件，建议利用接收到的信号(srxt(t))激励所述转发器(TR)中的所述振荡器(OSZT)以产生准相位相干的信号(sOSZ(t))。

Description

用于距离测量的转发器系统和方法
本发明涉及具有权利要求1的前序部分特征的距离测定方法，还涉及具有权利要求2的前序部分特征的距离测定系统或适于此的基站和转发器。
用于交换数据和用于测量基站到模块化的转发器的距离的转发器系统以及方法和装置以各种各样的形式存在并且很久以来就公开了。例如在“K.Finkenzeller，RFID-Handbuch，第二版，慕尼黑，维也纳：Carl Hanser出版社，2000年”中可找到一般的实施方案和原理。作为转发器，通常有例如所谓的漫散射或反向散射转发器，其不具有自己的信号源，只是也许放大、反射接收到的信号。
在下文中，可以测量基站和转发器之间的距离的这种系统一般被称为射频支持的定位系统或RFLO系统(Radio FrequencyLocalisation射频定位)，这与射频支持的识别或RFLD(RadioFrequency Identifikation射频识别)相类似。例如在“M.Vossiek，R.Roskosch，和P.Heide，Precise 3-D ObjectPosition Tracking using FMCW Radar，第29届微波会议，慕尼黑，德国，1999年”和在DE 199 46 161，DE 199 57 536和DE 199 57 557中详细地描述了这种基于FMCW雷达(Frequency ModulatedContinous Wave频率调制连续波)原理或应用原理的RFLO装置的有利实施方案。DE 199 46 161描述了测量到转发器的距离的方法，其中这里描述了传统的实施方案中的FMCW反向散射转发器和FMCW反向散射系统。DE 199 57 536和DE 199 57 549描述了KFZ接入系统、尤其是此外也具有FMCW反向散射转发器的防盗系统、实施方案和应用。
在这种FMCW反向散射系统中缺点是，所发射的信号必须在从基站到转发器的路径上来回传输，因此基于雷达方程，总的传输路径的信噪比与路径的4次幂成比例地下降。由于随频率剧烈增加的自由场衰减，几乎不能用令人满意的信噪比实现GHz范围内很高频的无源反向散射转发器。因此，这特别不能令人满意，因为由于可使用的高带宽，GHz系统原则上不仅可非常有利地用于距离测量，而且可以非常有利地用于快速的数据传输。
如果在具有自己的信号源的转发器中基于接收到的信号而产生相位相干的新信号，那么信号在基站/转发器路径上每次只传输一次。在这种情况下，信噪比只与距离的2次幂成反比例。此外，传输路径上的其他衰减和损失对反向传输的信号也只影响一次而不是两次。因此，尤其是在距离较远时，在此信噪比比在简单的反向散射系统情况下高几个数量级。但是这种系统例如在电路部件、电路消耗、生产和维护费用方面比已提到的无源反向散射装置昂贵得多，因此不考虑用于很多的应用。
如在DE 199 46 161和“M.Vossiek，R.Roskosch，和P.Heide，Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar，第29届微波会议，慕尼黑，德国，1999年”中可以看出，RFLO反向散射系统的其他基本问题在于，这些系统经常不能可靠地测量转发器和基站之间很短的距离。但是例如对接入系统和本地定位系统(LPS)来说，正是这短距离特别令人感兴趣。因此该问题导致首先由于其余的原因、但是也由于技术的原因而不可能任意地使用大的调制带宽B。
如在已提到的文献引用中所描述的，例如在FMCW-反向散射-RFLO中产生两个频谱成分，其距离在频率或相位方面与转发器和基站之间的距离“dist”成比例。这时，有限的调制带宽导致频谱成分不是任意窄的，而是在通常经傅立叶变换进行分析的情况下，由物理条件决定而具有Δp＝c/(2*B)，其中c是光速，B是调制带宽以及Δp是距离，这里距离被换算成米。
频谱成分在物理上有意义的频率对应于其最大值，该最大值通常位于频谱成分的中间。在不超过一定的最小距离时，频谱成分重叠。这导致频谱成分的最大值不再对应于物理上有意义的频率，从而不存在可简单地读出的用于确定频率的量度，因此再也不能精确地测定距离。即使两条频谱线可以这样互相交错地延伸，也使得不能再将它们识别为分离的线。如果例如用80MHz的带宽测量，该带宽例如在常用的、可在世界范围使用的以及标准化的2.45GHz ISM-雷达频带(ISM＝Industrial-Scientific-Medical工业-科学-医疗)中是最大可使用的带宽，那么通常利用简单的装置在小于基站和转发器之间约2米的最短距离之内不再能够检测到精确的测量值。实际上，通常甚至在4米内这都是不可能的，因为为了计算傅立叶变换，通常用窗口函数对时间信号进行加权，该窗口函数导致分辨率进一步下降。
按照“M.Vossiek，R.Roskosch，和P.Heide，Precise 3-D ObjectPosition Tracking using FMCW Radar，第29届微波会议，慕尼黑，德国，1999年”，所述问题可以通过使用产生信号固定的基本传播时间的延迟线路来解决。然而，除了电路技术的额外花费之外，转发器中的每个滞后时间都在漂移和由此产生的测量精度方面引起很大的问题。
本发明的任务在于，给出一种特别简单的方法，利用该方法可以用选择的方式测定到甚至在近区内的转发器的距离。
所述任务通过具有权利要求1的特征的距离测量方法、具有权利要求2的特征的距离测定系统或为此使用的基站和转发器来解决。有利的扩展方案由从属权利要求给出。
用于距离测量的转发器系统和方法可以非常精确地测定到甚至在近区内的转发器的距离。另外可以实现构造技术的解决方法，该方法允许以特别有利的结构和特别低的成本实现所述的装置。此外可以实现分析方法，其允许对测量信号进行特别有利地分析并因此可以实现测量的高可靠性和高精度。
如果基站中的距离测定装置具有混频器，其用于将由转发器接收的准相位相干的信号和瞬时的发射信号混频为混频信号，那么产生至少具有两个频谱成分的测量信号，频谱成分的频率间距或相位间距是基站到转发器的距离的量度，其中该量度独立于转发器中振荡器的接通和关断频率。
调制基站的发射信号的调制频率或使其失调，最终导致具有频谱分量的测量信号，频谱分量由幅度加权的余弦函数来表示。有利的是，通过所述转发器固有的频移使直到0值的小距离的测量也成为可能。此外可行的幅度加权后的测量信号到频域的傅立叶变换的实现导致具有矩形包络的频谱线(边带)，其中外侧的、左和右边带最靠近调制频率的边决定了基站和转发器之间的距离。
将转发器或基站构造为LTCC模块(Low Temperature CofiredCeramic/低温烧结陶瓷)，或者在至少使用一个LTCC模块(LM)的情况下构造转发器或基站，可以实现小并且低成本的结构方式。
由于用于接通和关断转发器中的振荡器的调制频率不涉及基站中的距离分析，所以调制频率可用于附加信息从转发器到基站的传输。
将用于接通和关断转发器中的振荡器的调制频率分别分配给大量转发器中的每个单个的转发器，基站发射范围内不同转发器可以实现目标明确的动作。
下面根据附图详细描述一个实施例。其中：
图1示出了互相通信的基站和转发器的示例性的布置；
图2和3示出了用于这种基站的示例性的解调器；
图4示出了按照现有技术或本发明方法的处理后的调制成分；
图5示出了对此的频率/相位图；
图6示出了示例性布置可使用的参数；
图7示出了具有示例性参数值的电路装置；
图8示出了具有LTCC-HF模块的转发器；
图9示出了这种LTCC模块的结构；以及
图10示出了如同作为回波信号接收到的回波信号的示例性的频谱。
如从图1中可以看出，互相通信的基站BS和转发器TR的示例性的布置具有大量的单个部件。
基站BS包括尤其用于产生振荡信号stx(t)的振荡器OSZB，该振荡信号可以在振荡器输出端上输出或截取。振荡器输出端与发射天线相连接，如这里所示，该发射天线能够可选地同时被用作为接收天线ANTB，因此信号stx(t)可以经天线ANTB发射。
在基站BS中，在振荡器输出端和天线ANTB之间连接着一个定向耦合器RK。该定向耦合器具有另一个引向混频器RXMIX和其它部件的输出端。
转发器TR具有天线ANTT，利用该天线可以接收用振荡器OSZB产生的并经天线ANTB发射的基站BS的信号以作为接收信号erxt(t)。在本实施例中，所述天线也优选地被用作为发射天线ANTT。
此外，转发器TR具有与天线ANTT相连接的振荡器OSZT。为了激励该振荡器OSZT，此外还提供了时钟控制CKL/Sw。周期性地用频率fmk接通和关断振荡器OSZT和时钟控制CKL/Sw。在此，由振荡器OSZT产生的信号sOSZ(t)与比较信号sigIN准相干。通过接通和关断振荡器OSZT，也切换了其准相位相干的可激励性。
有利地这样构造振荡器2，使得其一方面不通过热噪声来激励以产生振荡，但是另一方面输入到其上的接收信号或基信号erxt(t)足够大，以便激励与基信号erxt(t)准相位相干的振荡。在此，准相位相干还特别意味着基信号和所产生的比较信号之间的相位差小，其中应联系所计划的通信或测量任务来理解概念“小”。例如通常使用值π/10、也就是大约20°作为小的相位偏差的极限。在下文中，这些只具有小的相位偏差的信号称为准相位相干，以及存在相干性的时间间隔称为相干时间长度。
在此合理的是，不仅有源振荡器的振荡与基信号准相位相干，而且有源振荡器的激励已出现准相位相干。在按照现有技术的装置和方法情况下，通过热噪声实现有源振荡器的激励，此后才通过昂贵的调节处理和锁定使其振荡实现相位相干，而这里振荡器有利地已经通过基信号来准相位相干地激励或者已经准相位相干地起振，因此借此似乎自动地建立了相位相干。
因此在转发器TR中，总的说来大部分的接收或基信号erxt(t)被连接到振荡器OSZT上。这优选地涉及电的基信号和相应的振荡器信号。但是原则上也可以在使用光信号、声信号或其他信号的情况下实现布置。所述接收信号或基信号erxt(t)激励振荡器OSZT准相位相干地振荡，由此该振荡器产生振荡器信号，该信号作为信号sOSZ(t)从振荡器输出并且经输出端传送。接收信号或基信号erxt(t)的输入和振荡器信号B的输出可以完全或部分相同。但是它们也可以互相分离地被实现。
在转发器TR中产生的信号sOSZ(t)借助于转发器TR的天线ANTT被回送到基站BS，并且由该基站利用天线ANTB接收。
在基站BS中，这样接收到的信号经定向耦合器RK与瞬时所发射的信号分离，并且在混频器RXMIX与一部分瞬时产生的基站振荡器OSZB的信号混频。
利用接在混频器后面的滤波器FLT，不感兴趣的混频成分被抑制。优选地，基站BS的滤波器FLT被实现为带通滤波器，其中脉冲速率的中心频率应匹配转发器TR的时钟控制CKL/Sw。
因此，像常用的FMCW雷达设备一样实现示例性的基站，其中所示的拓扑结构只是一个例子，但是原则上可以使用任意的普遍的具有频率调制的雷达设备的实施方案。有利地只需匹配接收混频器RXMIX后面的部件和根据转发器TR中的调制的信号分析。
如下可以推导出用于距离测量的有利方法的函数：
首先假设
stx(t)＝sin(ωc+ωsw)·t+φ0
形式的单频信号为基站的发射信号stx(t)，其中ωc是中心频率，ωsw是暂时固定的调制频率，t是时间以及φ0是任意的相位偏移量。该信号由基站向转发器发射，并且作为转发器接收信号erxt(t)＝stx(t-τ/2)在延迟传播时间τ/2后到达转发器TR，其中τ/2＝dist/c，dist为基站BS和转发器TR之间的距离以及c为光速。如上所述，转发器TR的振荡器OSZT被周期性地接通和关断。在下文中，振荡器接通或关断的周期时间称为Ts，其中满足Ts＝1/(2fmk)。
在优选地布置中，在每个接通过程中振荡器OSZT精确地以erxt(t)的当前相位在其振荡频率ωOSZ上起振。如果振荡器例如在时间点t＝-τ/2上被接通，那么其以相位
φ i = arg { s rxt ( - τ 2 ) } = arg { s tx ( - τ ) } = ( ω C + ω SW ) · ( - τ ) + φ 0
起振，因此振荡器信号sOSZ(t)满足：
s OSZ ( t ) = sin ( ω OSZ · ( t + τ 2 ) - ( ω C + ω SW ) · τ + φ 0 ) .
于是该振荡器信号sOSZ(t)作为具有
s rx ( t ) = s OSZ ( t - τ 2 ) = sin ( ω OSZ · t - ( ω C + ω SW ) · τ + φ 0 )
的接收信号stx(t)又延迟传播时间τ/2后到达基站BS，并且在基站中与当前的发送信号stx(t)混频。忽略高频的混频结果并且简单地假设ωOSZ＝ωc，这在适当地选择ωsw时可以不失一般性地实现，所以对于混频信号smix(t)得出
smix(t)＝cos(t·ωSW+τ·(ωC+ωSW))。
下面现在假设，在接收混频器后面配备了电子部件/工具DEMOD，这导致可以平均地消除在接通和关断之间的时间间隔内、即在0..Ts内电压的时间变化。按照现有技术的简单的包络线解调器例如似乎以该方法工作，在该解调器中信号被整流并且紧接着被低通滤波。图2示出了具有整流器GR和低通滤波器TP的这种简单的解调器DEMOD的
实施方案。
解调器DEMOD的有利的、在图3中所示的变型方案在于，混频信号优选地用一个接近时钟控制CKL/Sw的周期频率fmk的频率或与时钟控制CKL/Sw的周期频率fmk相同的频率向下混频到一个低的频率，并且紧接着用至少具有低通特性的滤波器TP来滤波。这种变型方案的一个可行的实施方案具有本地振荡器LOZF、混频器ZFMIX和低通滤波器TP。如果这样设计本地振荡器LOZF的频率，使得可以产生负的混频频率，那么如普遍公知的，混频器ZFMIX可以设计为提供实部和虚部的IQ混频器(IQ：同相以及正交相、即90°相移)。例如也可以使用带通滤波器来代替低通滤波器TP。
在0到T秒的时间间隔内观察，所示的工具导致电压的一种有效值由混频信号smix(t)决定。于是下面该有效值构成真正的测量信号smess(t)。在下面的描述中，不失普遍性地忽略恒定的幅度因子。如下计算smix(t)在0到TS的时间间隔内的有效值、即smess(t)：
s mess ( t ) = ∫ 0 Ts s mix ( t ) = const · cos ( ω C · τ + ω SW · τ + 1 2 · T S · ω SW ) · sin ( 1 2 T S · ω SW ) ω SW .
因为测量系统优选地以频率调制的方式工作，所以下面考虑一种情况，在这种情况下调制频率ωsw依赖于时间而被调制。如果ωsw在时间T内在从-B/2到+B/2的带宽B上线性失调，也就是成立
ω SW = 2 · π · B · t T ,
则由产生的FMCW测量信号的smess(t)得出smessfmcw(t)：
s messfmcw ( t ) = cos ( ω c · τ + 2 · π · B · t · π T + π · B · t · T S T ) · sin ( π · B · t · T S T ) ( π · B · t T ) .
如上所述，在推导中只用信号smessfmcw(t)精确地描述了接通周期内的信号。因此，该信号在转发器中附加地通过周期性调制来调制，产生smessfmcw(t)的频移或附加的频谱成分。因为调制的效果普遍公知并且在所引用的现有技术中已描述，下面只示范性地研究单个的频谱成分，或者信号，首先假设其未经周期性的调制。
与标准FMCW转发器系统的信号相比，这时该测量信号smessfmcw(t)具有两个决定性的并且非常有利的不同点。
一方面，测量频率fmess被偏移频率量Δb＝B*Ts/(2T)，该测量频率对应于余弦幅角相位的推导，即
f mess = dist · 2 · B T · c + B · T S 2 · T = f beat + Δb .
频率fbeat对应于标准的FMCW测量频率并且包含真正的测量信息，即具有τ＝2dist/c的基站BS和转发器TR之间的距离。另一方面，信号smessfmcw(t)利用三角的、尤其是Si函数(Si(x)＝Sinus(x)/x)进行幅度加权。如果用傅立叶变换将该经幅度加权的信号变换到频域，那么该信号突出的测量技术的特征将变得清晰。现有的Si函数的傅立叶变换产生一个矩形函数，其中矩形的宽度Δp为
Δp = B · T S T .
因为由于所述的频移，矩形的中心频率fmess位于fbeat+Δb＝fbeat+0.5Δp，所以保证了余弦函数的右和左边带即使在距离为0时也不交错地延伸。也就是说，可以用相应的原则上独立于带宽的转发器系统毫无问题地测量直到0的距离。因此，该系统不具有可比较的公知方法的近区问题。
该有利的特征通过如上所述的作为频谱包络线而产生的矩形函数来支持。因此，可以根据左和右边带的外侧边缘的距离来确定拍频fbeat，从而确定基站BS和转发器TR之间的距离。图4说明了从传统的FMCW反向散射系统到本系统的信号的上述比较以及分析原理。
图10用于一般的说明以及示出了由在FMCW反向散射系统中的基站BS作为测量信号(回波信号)接收的回波信号的频谱。在整个频域上或只在其中一段频率范围上的回波信号所有幅度的包络线称为回波轮廓，该回波轮廓是需进行分析处理的。也就是测量回波信号幅度、相位和频率f并且在计算单元中进一步处理。
基站BS可以按照在雷达技术中公知的FM-CW方法的原理工作。在此，在预先给定的频率范围(带宽)内改变发射频率。从发射频率和接收频率之间的频差Δf和相位差Δ的测量可以测定物体的距离。也就是说接收频率f或相位与距离成比例。
对应于在两个边带调制情况下的两个边带42和42′，由于通过转发器的调制而产生的频率转换，回波信号位于较高的频率范围内，该回波信号被考虑作为回波轮廓或回波信号在频率f和/或时间t上的分布以用于分析回波信号和用于距离测量。由于调制至少产生两个相对于转发器的调制频率fM对称的边带42和42′。在调制开/关或调制接通/关断时，还附近地产生其他的较高调制成分的频谱线，所述频谱线可以用同样的方法来分析，但是具有较小的幅度，因此对于分析反而是不利的，通常被简单地滤去，这里为了简化说明将不作考虑。因为由转发器发射的回波信号同样部分地多次反射到物体上，所以在频率f上得到多个最大值，其所属的频率位置分别反映了传输路径的有效长度。为了在例如微处理器27的分析单元中进行分析，边带42和42′的回波轮廓足够了。
第一个最大值、图8中例如最靠近调制频率fM的图10中较高边带42的最大值是转发器的直接回波信号，也就是说由直接的自由空间传输无反射地产生。其他的最大值表示由物体上的反射产生的较长的传输路径。
如在通常的FMCW雷达设备中出现的一样，直接反射到物体上的回波信号位于以0Hz的混频频率为中心的频率范围内，该混频频率也称为基带41。这里对基带41中的回波信号不太感兴趣。
现在，本实施方案与现有技术的区别在于：
a)这里，两个边带移动了频率量Δb，即边带42′向左移动了频率量Δb以及边带42向右移动了频率量Δb，因此即使在距离为0的情况下两个边带也不会交错地延伸，以及
b)频谱线的包络分别构成宽度为Δp的矩形函数，并且优选地考虑将内侧边缘、即在左侧和右侧最靠近调制频率fM的两条矩形边用于分析。
特别有利的是在本地定位系统(LPS)中使用转发器。在本地定位系统中，由至少两个位置已知的基站BS测量到转发器TR的距离。于是通过三角测量，可以确定转发器TR在平面中的位置，或者在使用多个基站BS的情况下然后利用球截面方法也可以确定转发器TR在空间中的位置。在本地定位系统中，特别是所述的可能性，即考虑将矩形函数的外侧边缘用于拍频fbeat或距离dist的测定，也因此变得非常有利，因为在本地定位系统中总是按照标准而对基站BS和转发器TR之间的最短测量路径感兴趣。如果像所建议的一样，考虑将矩形函数的内侧边缘用于分析，那么根据原理在本系统中将不出现在按照现有技术的系统中普遍的测量精度问题，所述问题由多径传播产生。在图5中清楚地描绘了在通常的系统中由频谱成分的叠加而产生的上述问题以及这里所说明的系统的优点。
在图5中所示的例如6个信号成分(1，2...6)的叠加中可以看出，在正常情况下某一测量值fmess、即频谱的最大值不是对应于与距离成比例的实际频率、此处例如为100Hz。与此相对，在这里所说明的系统中，即使在信号成分叠加的情况下左侧边缘也位于正确的位置上，也就是说测定了正确的距离值。
与也已经在“M.Vossiek，R.Roskosch，和P.Heide，Precise 3-DObject Position Tracking using FMCW Radar，第29届微波会议，慕尼黑，德国，1999年”中所描述的相似，其中从峰值出发，分析两个边带之间的距离是有利的，因为于是事先未知的转发器TR的调制频率不会一起被纳入分析中。如果如上所示的测量信号用传统的包络线解调器进行解调，或者用其他的工具尽可能精确地混频到频率0或另一个尽可能精确的已知频率，那么如在标准的FMCW系统中普遍的是，到边带的频率距离自然也足够用于距离测定。
如在FMCW雷达设备中普遍的是，在本系统中也需注意，优选地线性地进行用于阻止干扰的频率调制。基本上，例如在FMCW系统中普通的分析方法、尤其是具有抑制干扰的这些分析方法可应用于本系统。
下面描述用于分析在基站BS中所接收的信号srx(t)的其他特别针对本方法的有利的装置和方法。
为了测定尽可能精确的距离值，建议下列优选地分析变型方案。首先，测量信号srx(t)用窗口函数来加权。因为原则上通过Si包络已经存在幅度加权，所以具有小的加权并且因此具有低微的旁瓣抑制的窗口函数就足够了。已经公知适当的窗口函数。窗口函数应只导致已知的“吉布斯现象”的减弱、即导致平滑的无振荡的频谱的矩形函数曲线。为了计算频谱，优选地使用快速傅立叶变换，因为其特性正好导致Si函数被转换为有利的频谱的矩形函数。优选地分析频谱的幅值。但是，如在现有技术中已公知的相位分析同样也是可能的。
为了尽可能精确地确定边缘、尤其是第一个最内侧的边缘，将幅值谱求微分是有利的，因为矩形陡峭的边缘于是产生明显的尖峰或所谓的峰值。于是峰值最大值的位置对应于边缘的位置或边缘函数的转折点。正如在进行简单的阈值分析时的情况一样，通过这种形式的分析并利用简单的手段来避免以下情况：信号的幅度影响所确定的位置或最终影响所确定的距离。
因为测量信号和频谱大多只以时间离散的形式存在，所以此外有利的是，借助于内插计算来进一步改进微分后的频谱的最大值位置确定。例如利用常用的多项式匹配来进行有利的内插。为此，优选地使用最大值附近的一些离散的频谱点、例如3个频谱点、即最大值以及其左边和右边的临近点，以及使用偶次多项式、例如2次多项式、也就是抛物线。同样可以使用其他的内插方法、例如仿样函数方法或者借助于“最小二乘法”而使期待的曲线形状匹配所测量的曲线的这些方法。
当然，也可以单个地应用上述的所有方法或者以其他的组合实现所述的优点，并且也可以与其他在FMCW雷达设备或转发器中公知的方法组合。
如上所述，在分析两个频谱边带时，距离测量与转发器中的调制频率fmk无关。因此，该调制频率可以用于并行于或代替距离测量而从转发器TR向基站BS传输信息。在此意义上，本身已公知的频率位置编码特别合适。为此，为转发器TR配备装置，所述装置可以使调制频率fmk在至少两个值之间转换。
同样可能有利的是，为一组不同的转发器TR配备不同的调制频率fmk，因此在基站BS中甚至在同时询问时可以明确地分离这些调制频率。在图6中示出了在一个具有K个转发器的组中分配频率的有利方案以及N值代码的使用。可以这样选择两个转发器TR的调制频率之间的最小距离Δfmin，使得转发器信号不依赖于编码和不依赖于转发器TR和基站BS之间的距离而在频谱上不重叠。优选地选择稍微高于最大可期待的频率测量误差的调制步幅σf。例如在关于具有最优化的编码范围的可用无线电询问的表面波元件的文献DE 198 60 058中公开了这种相互关系和相应的位置编码方法的示例性实施方案。
图7示出了具有有利的系统参数选择的转发器和基站的有利实施方案。这里在具有传输混频器TRXMIX的基站中实现发射/接收分离。转发器TR中的调制频率fmk、这里例如为25MHz优选地大约为基站BS中由电压控制的振荡器VOC(Voltage Controlled Oscillator压控振荡器)的调制带宽B的1/4、在这里也就是100MHz。首先利用以调制频率fmk为中心的带通滤波器BP1使转发器信号从干扰信号成分中释放出来。优选地这样选择中频混频器ZFMIX的混频频率fmb，使得不是混频到频率0上，而是混频到另一个较低的中频fZF2上。然后利用以fZF2为中心的带通滤波器BP2选择中频的范围。应这样选择中频fZF2、此处为50kHz，使得所有感兴趣的信号成分、也就是两个边带在所选择的特定距离范围中位于大于0的频率范围内，因此可以放弃有复杂的数据接收和分析。优选地利用模数转换器将测量数据数字化并且在微处理器中进行处理。选择模数转换器A/D的采样频率、此处例如200kHz优选地约为中频fZF2的四倍大。优选地由微处理器中的另一个数字带通滤波器来支持或甚至代替带通滤波器BP2。
如果也有数据从转发器TR向基站BS传输，或者如上所述，转发器TR在可定义的某一频道内工作，那么转发器TR中的调制频率fmk优选地利用可编程的频率合成器来产生或者从可编程的分频器的基本时钟中推导。于是优选地由转发器TR中的微处理器接管对调制频率fmk的控制。
为了灵活地调节基站BS中的混频频率fmb以及为了选择带通滤波器BP2的特定频道，利用可编程的频率发生器来产生中频混频器ZFMIX的混频频率fmb可能也是有意义的。
所述的转发器系统可以用于各种各样的应用，并且当然可以由极大不同种类的方法和部件来补充或修改，所述方法和部件在转发器和定位系统领域内可以从现有技术中得到。
特别地，所述的原理也可以应用于整个电磁波范围、例如从几个Hz直到光的范围，并且也可以应用于其它波形、例如声音。
如果尽可能小地并且紧凑地构造高频模块以及尤其是转发器TR，则在上述的应用中通常是非常有利的。在接入系统或支付系统中，其中转发器TR通常由人携带在身上，例如钥匙或支付/进入卡形式的转发器TR的结构大小例如决定性地确定了携带的舒适度。
通常高频模块被构造在由例如基于聚四氟乙烯或环氧(Epoxi)的有机材料构成的导体板上。特别在低的HF-频率、例如1GHz-10GHz时，由于波长和结构大小与这些材料之间的联系，只能非常有限地满足小的结构大小的愿望。一种替代方案是薄层陶瓷上的电路，但是其生产成本非常高。
因此，不仅转发器TR而且基站BS可以特别有利地作为LTCC(LowTemperature Cofired Ceramic/低温烧结陶瓷)模块实现或在使用LTCC模块的情况下实现。基于LTCC的高频结构一方面由于相对大的LTCC的介电常数而紧凑，但是另一方面也是因为存在用多层技术实现电路的可能性。LTCC的生产成本低。此外可以在批量生产中安装LTCC模块。
因为完整的HF电路或者关键性的子部件可以完全集成在LTCC模块中，所以例如标准SMT元件(Surface Mount Technology/表面安装技术)的这些集成的LTCC模块可以安装在成本非常低的标准导体板上，所述标准导体板不一定适宜HF。当然也存在可能性，即组合所述的技术并且将LTCC子模块构造在由有机材料构成的导体板上，但是有机材料可能明显较小。
在图8中示出了具有LTCC-HF模块的有利的转发器TR。在LTCC模块LM上集成了例如高频振荡器HFO、用于滤去干扰的调制成分的带通滤波器BP1、以及高频分频器或计数器CNT，所述的干扰的调制成分通过随着时钟发生器TGEN的时钟开关(接通/关断)振荡器HFO而产生。如按照图7所描述的，振荡器HFO通过调节回路RK调节到其目标频率上，向下分频的时钟或计数器状态被输入到调节回路。从LTCC模块LM直到天线ANTT的端口，只向外部传输数字的、相对低频的信号，因此模块LM可以无困难地并且低成本地集成到剩余的电路中。
在图9中用图表示出了LTCC模块可能的结构。在此，HF电路由几个层或Hf层组成。在LTCC衬底的正面上安装了不能集成在内层的元件，首先例如半导体。在图8的电路中，例如是振荡器HFO，分频器CNT以及也许其它的分离元件B。例如在【P.Heide：“BusinessOpportunities and Technology Trends-Millimeterwave Modulesfor Sensor Products and Broadband WirelessCommunication”，Compound Semiconductors Magazine，第6卷，第2期，2000年3月，第82-88页】中公开的，尤其是SMT-安装或倒装晶片安装被提供作为安装技术。LTCC模块LM本身可以例如利用所谓的球栅极或焊盘栅极技术BG/LG安装在标准导体板LP上。
本实施例的基本思想在于，不仅转发器TR中的有源振荡器的振荡与基信号准相位相干，而且有源振荡器的激励已经产生准相位相干。在按照现有技术的装置和方法情况下，通过热噪声实现有源振荡器的激励，此后才通过昂贵的调节处理和锁定使其振荡实现相位相干，而在本申请中振荡器已经通过基信号来准相位相干地被激励或者已经准相位相干地起振，因此借此似乎自动地建立了相位相干。
基本思想在于，在基态下，振荡器处于不稳定的平衡状态，并且当接通振荡器时，必须通过跟通常一样所形成的外部能量输入来激励才产生振荡。在该初始的触发后才激活反馈，通过反馈保持振荡。通常使用例如热噪声来这样初始化振荡回路。也就是说，振荡器以随机的相位和幅度起振，然后在由其共振回路所预先给定的频率上振荡。但是如果在接通时在振荡器中注入外部的激励信号，其频率位于共振回路的带宽中并且重要的是其功率位于噪声功率之上，那么振荡器不是随机地起振，而是与激励的基信号的相位同步地起振。根据激励的基信号和振荡信号之间的频差并且依赖于两个振荡器的相位噪声，至少一段时间内保持准相位相干。
本方案与公知的无源装置和方法的区别在于有源振荡器的使用。因此基信号不是简单地被反射，而是在回送之前利用自身的准相位相干的源几乎无噪声地有效地构造振荡信号。在此在通常功能相似的情况下，与按照现有技术的无源系统相比，所述系统因此具有明显较高的有效距离。
根据是否涉及单向的或双向的信号传输，有源振荡器的振荡信号可用作为应答信号或比较信号。
此外，在本装置中可以放弃用于可能重新获得载波的调节回路。在转发器装置中，一个特别的优点在于，一点也不需要时间、频率或偏振复用，因为基信号和振荡信号相互不影响，或者仅在起振过程开始时以所期望的方式相互影响并且之后相互独立地准相位相干。
有利的是，所述装置具有用于转换有源振荡器的准相位相干的可激励性的开关工具。该开关工具用于使有源振荡器处于一个状态，有源振荡器可以通过基信号的激励从该状态与基信号准相位相干地起振。
对于可激励性的转换，不必完全地接通或关断振荡器。例如如果有源振荡器可以用不同的模式振荡，那么可以简单地转换第二种模式，而第一种模式继续振荡。即使在只有一种模式的情况下，也不必完全切断振荡，而是通常达到衰减，因此基信号足够用于下一次准相位相干的激励。
如果有源振荡器的可激励性在相干时间长度后再次被接通，那么准相位相干保持更长的时间间隔。
如果在改进方案中周期性地重复有源振荡器的准相位相干的可激励性，那么准相位相干也保持较长的时间间隔。这可以通过以下方式来实现，即这样构造开关工具，使得其用预先给定的时钟速率来开关有源振荡器。
优选地，时钟速率的时钟周期持续时间在此大体上对应于相干时间长度。但是更快地转换也是可能的，而不丢失基信号和振荡信号之间的准相干性。不同地，如果准相位相干大约只在某一时间段内是必要的，那么也可以选择比相干长度长的时钟时间。
如果周期性地重复有源振荡器的开关并且有源振荡器周期性地与基信号准相位相干地起振，那么由有源振荡器产生的振荡信号可以理解为基信号的采样的副本。在遵守采样原理时，信号完全通过其采样值来描述。有意义的是，有源振荡器的关断时间不明显长于接通时间，也就是不明显长于相干时间长度。因此，由于相干条件而固有地遵守采样原理。根据采样原理，两个采样点之间的相差必须小于180°。与准相干条件相比，这个条件具有较小的约束性。结果是，从信息技术的角度来看，尽管有开关过程，仍可以考虑将被接通的振荡器的信号作为比较信号的映射，或承载其完整的信息。
通过自己开关振荡器，可以相对简单地转换有源振荡器的可激励性。相应地，所述装置可以具有用于接通和关断有源振荡器的工具。引起存在或不再存在振荡器的振荡条件的每个工具都适合用于开关振荡器。因此，例如可以在振荡回落中切断放大，改变衰减或传播时间(相位)或者拆开反馈支路。
除了可以将有源振荡器激励到其基本模式上，还可以将其准相位相干地激励到其子谐波的振荡模式之一上。在此，基信号的基本模式或子谐波的振荡模式可以用于激励。
如果所述装置被用于识别ID记号或者用于通信，那么编码可以例如通过时钟速率来实现和/或在附加的调制单元中实现，利用该调制单元在回送之前调制准相位相干的信号。
如上所述，相干时间长度依赖于基信号和振荡信号之间的频差。频率越精确地相一致，信号相位几乎相等的时间越长。可以有利地配备工具，该工具适合于使振荡器频率适应性地匹配基信号的频率，以便增大相干时间长度，由此也可以短暂地保持开关工具的时钟速率。
在选择有源振荡器时需注意，其起振时间应比相干时间长度小。因此，不应选择过大的振荡器品质因数。然而，该品质因数也不应该保持太小，因为具有较小品质因数的振荡器通常具有高的相位噪声。
在具有用于产生振荡信号的装置和具有基站的布置中，在基站中产生基信号并且由基站向所述装置发射该基信号，所述装置的振荡信号可以作为基信号的应答信号而向基站回送。
在所述装置经作为询问和应答信号的基信号和振荡信号与基站进行通信的布置中，基站优选地具有带通滤波器，其中心频率大致对应于时钟速率，以及/或者具有消除时钟速率影响的工具。这种工具可以是附加的混频器或者整流器和低通滤波器。

Claims (14)

1.用于测定一个基站(BS)和至少一个转发器(TR)之间的距离(dist)的方法，其中
-由所述基站(BS)发射基站振荡器(OSZB)的信号(stx(t))，
-在所述转发器(TR)中，基于由所述基站(BS)接收的信号(erxt(t))并借助于振荡的振荡器(OSZT)产生与所述信号(erxt(t))相位相干的信号(sOSZ(t))并发射它，
-在所述基站(BS)中，根据由所述转发器(TR)接收的相位相干的信号(srx(t))来测定所述距离(dist)，
其特征在于，
-利用接收到的信号(srxt(t))准相位相干地激励用于产生所述相位相干的信号(sOSZ(t))的所述振荡器(OSZT)。
2.用于测定一个基站(BS)和至少一个转发器(TR)之间的距离(dist)的距离测定系统，其中
-所述基站(BS)具有用于产生信号(stx(t))的振荡信号源(OSZB)和用于发射所述信号(stx(t))的发射装置(ANTB)，
-所述转发器(TR)具有用于从所述基站(BS)接收信号(erxt(t))的接收装置(ANTT)，用于产生与该信号(erxt(t))相位相干的信号(sOSZ(t))的振荡器(OSZT)以及用于发射所述相位相干的信号(sOSZ(t))的发射装置(ANTT)，
-所述基站(BS)此外还具有用于从所述转发器(TR)接收所述相位相干的信号(sOSZ(t))的接收装置(ANTB)，以及用于测定基站(BS)和转发器(TR)之间的距离(dist)的距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)，
其特征在于，
-所述转发器(TR)中的所述振荡器(OSZT)利用接收到的信号(srxt(t))被激励以产生准相位相干的信号(sOSZ(t))。
3.测定转发器(TR)距离的基站(BS)，其利用如权利要求1所述的方法或用于如权利要求2所述的距离测定系统，其中
-所述基站(BS)中的距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)具有混频器(RXMIX)，其用于将由所述转发器(TR)接收的准相位相干的信号(srxt(t))和瞬时的发射信号(stx(t))混频为混频信号(smix(t))。
4.如权利要求3所述的基站(BS)，其中构造所述距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)，以通过下式形成所述混频信号(smix(t))：
smix(t)＝cos(t·ωSW+τ·(ωC+ωSW))，
其中ωc为所述基站振荡器(OSZB)的中心频率，ωsw为所述基站(BS)的发射信号stx(t)的调制频率，t为0-Ts时间间隔内的时间以及τ为信号在基站(BS)和转发器(TR)之间的距离(dist)上的传播时间。
5.如权利要求3或4所述的基站(BS)，其中
-所述距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)具有解调装置(DEMOD，GR，TP)，其用于在接通和关断所述基站(BS)中的用于产生测量信号(smess(t))的测量器之间的时间间隔(0-Ts)内减小或消除所述混频信号(smix(t))电压的时间变化。
6.如权利要求3或4所述的基站(BS)，其中
-所述距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)具有解调装置(DEMOD，ZFMIX，LO，TP)，其尤其利用一个接近或等于时钟频率(fmk)的频率将所述混频信号(smix(t))向下混频到一个明显小于所述时钟频率(fmk)的频率上，以便周期性地接通和关断所述转发器(TR)中的所述振荡器(OSZT)，并且紧接着滤出高频部分以产生测量信号(smess(t))。
7.如权利要求3至6之一所述的基站(BS)，其中构造所述距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)，尤其根据下式来调制所述基站(BS)的发射信号(stx(t))的调制频率(ωsw)：
ω SW = 2 · π · B · t T ,
其中T为使所述频率在带宽B上失调的持续时间。
8.如权利要求3至7之一所述的基站(BS)，其中构造所述距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)，以便通过下式形成产生的FMCW测量信号(smessfmcw(t))：
s messfmcw ( t ) = cos ( ω c · τ + 2 · π · B · t · τ T + π · B · t · T s T ) · sin ( π · B · t · T s T ) ( π · B · t T ) .
9.如权利要求3至8之一所述的基站(BS)，其中所述距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)被构造用于由所述测量频率(fmess)来测定所述距离(dist)，所述测量频率对应于标准的、偏移了频率量(Δb＝B*Ts/(2T))的FMCW测量频率(频率调制连续波)。
10.如权利要求8或9之一所述的基站(BS)，其中所述距离测定装置(RXMIX，FLT，DEMOD)被布置用于实现幅度加权后的测量信号(smessfmcw(t))到频域的傅立叶变换，由此至少一个产生的矩形函数的左和右边带的边缘确定了基站(BS)和转发器(TR)之间的距离。
11.如上述权利要求之一所述的转发器(TR)或基站(BS)，其中所述转发器(TR)或所述基站(BS)被构造为LTCC模块(LM)(低温烧结陶瓷)，或者在使用至少一个LTCC模块(LM)的情况下构造所述转发器(TR)或所述基站(BS)。
12.测定到基站(BS)的距离的转发器(TR)，其利用如权利要求1所述的方法或用于如权利要求2所述的距离测定系统，所述转发器具有利用振荡器(OSZT)从转发器接收信号(erxt(t)＝stx(t-τ/2))产生振荡器信号(sOSZ(t))的信号产生装置(OSZT，CLK/Sw)，以及具有用于周期性地接通和关断所述振荡器(OSZT)、尤其用于按照下式产生所述振荡器信号的开关装置(CLK/Sw)：
s rx ( t ) = s OSZ ( t - τ 2 ) = sin ( ω OSZ · t - ( ω C + ω SW ) · τ + φ 0 ) ,
其中ωc为所述基站振荡器(OSZB)的中心频率，ωsw为所述基站(BS)的发射信号(stx(t))的调制频率，t为时间，τ为信号在基站(BS)和转发器(TR)之间的距离(dist)上的传播时间以及φ0为任意的相位偏移量。
13.如权利要求2所述的距离测定系统，如权利要求1-11之一所述的基站(BS)，如权利要求1，2或12之一所述的转发器(TR)，其中用于接通和关断所述转发器(TR)中的振荡器(OSZT)的调制(fmk)被用于把附加信息从所述转发器(TR)传输到所述基站(BS)。
14.如权利要求2或13所述的距离测定系统，或者如权利要求1，2或12，13之一所述的转发器(TR)，其中用于接通和关断所述转发器(TR)中的振荡器(OSZT)的调制(fmk)被分别分配给大量转发器(TR)中的每个单个的转发器。
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