CN1890937B - 于正交频分复用接收器中的残余频率误差估计方法 - Google Patents

Abstract

一种正交频分复用接收器(50)，其配置成用来根据指定导频音(114)与在已收到OFDM信号中的指定群的连续符号(112)的比较测量频率误差(124)。共轭复数产生器(104)配置成用来产生这些连续符号第一子群(118a)的指定导频音的共轭复数。倍频器(106)配置成用来产生每一符号子群位置的前导复数乘积(120)，此通过将该等在对应符号子群位置的第二子群符号导频音乘上该等在对应符号子群位置的第一子群符号的各个共轭复数。复数求和电路(108)系求和这些符号子群位置的前导复数乘积得一累加的复数值(122)。误差计算器(110)由该累加的复数值计算频率误差，用来校正频率偏移。

Description

于正交频分复用接收器中的残余频率误差估计方法

技术领域

本发明系有关频率误差的估计，其中该频率误差系因以IEEE802.11a为基础的正交频分复用(OFDM)发送器与OFDM接收器之间振荡器的差异所导致。

背景技术

局域网络过去都是用网络缆线或其它媒体连结网络上的工作站。新近发展的无线技术则使用OFDM调变技术应用于无线局域网络应用系统，包括无线局域网络(即，有固定存取端点的无线基础架构)、行动随意无线网络(mobile ad hoc network)、等等。特别是，IEEE标准802.11a，标题为“无线局域网络媒体进接控制(MAC)与实体层(PHY)规格：5千兆赫兹(GHz)波段中的高速实体层”，规定一OFDM实体层用于资料酬载通讯能力(data payload communication capability)达54兆位/秒(Mbps)的无线局域网络。IEEE 802.11a标准规定一实体层系统，系使用52个次载波频率(subcarrier frequency)，其中系使用二元或正交移相键控(binary or quadrature phase shift keying，简称BPSK/QPSK)、16-正交振幅调变(16-quadrature amplitude modulation，简称16-QAM)、或64-QAM调变该等次载波频率。

因此，IEEE标准802.11a规定-OFDM实体层供高速无线数据传输并具有多种用来最小化资料误差的技术。

在硬件中实施以IEEE 802.11为基-的OFDM实体层要注意的事项包括：提供有成本效益并可实施于较小的无线装置的小型装置。因此，实施重要事项通常涉及成本、装置大小、以及装置复杂度。

图1系图标一典型的直接转换接收器。该直接转换接收器10系包含一天线12、一低噪声放大器14、一调整至指定载波频率的区域振荡器16、混频器(mixer)18a与18b、以及低通信道滤波器20a与20b。如本技艺所习知，产生I与Q信道信号系基于用分别第一载波器与以B/2移相(即，90度)的第二载波器调变产生的信号。收到的信号则供给至混频器18a与18b。混频器18a输出包含I成分与第一载波成分(例如，正弦波)的第一解调变信号；混波器18b，系已由移相器22接收移相过的载波信号，输出包含Q成分与第二载波成分(例如，余弦波)的第二解调变信号。低通信道滤波器20a、20b将各自的载波成分移除并且分别输出I与Q成分。

有一项特别重要事项系涉及用OFDM发送器内区域晶体振荡器产生的发射频率(f_T)与用OFDM接收器10内区域晶体振荡器16产生的接收频率(f_R)之间的频率误差(f_E)。此未被校正的频率误差(f_E＝f_T-f_R)可能造成信号噪声比大幅劣化。

IEEE标准802.11规定一种可由ODFM接收器10用来产生估计频率误差(f_EST)的短前文(short preamble)与长前文。不过，在实际的具体实施中，估计频率误差(f_EST)不会等于实际频率误差(F_E)，因为短前文与长前文两者均包含由于自OFDM发送器与OFDM接收器10之间传输而产生的噪声成分。因此，该OFDM接收器所收到的短前文与长前文不同于OFDM发送器所输出的短前文与长前文。

此外，OFDM发送器所输出的短前导与长前导无法处理因振荡器漂移(oscillator drift)而产生的频率误差，这是由于发射频率(f_T)与接收频率(f_R)均随着时间独立地改变。因此，估计频率误差(f_EST)与实际频率误差(f_E)之间的差异，称作残余频率误差(F_RES＝F_EST-f_E)，仍会影响系统效能而且会降低OFDM接收器的信号噪声比。

发明内容

亟须一种配置能使直接转换接收器精确估计于短前导与长前导中由振荡器漂移以及噪声成分所引起的残余频率误差，且可准确地排除直接转换发送器与直接转换接收器之间的频率误差。

OFDM接收器中也亟须一种配置用来以独立于任何相位追踪系统的方式估计残余频率误差。

本发明能达成以上及其它的需求，其中OFDM接收器有一频率误差侦测器，被配置成用来基于比较收到的OFDM信号中指定群的连续符号的指定导频音测量频率误差。该指定群包含第一子群的这些连续符号和第二子群的这些连续符号。第一与第二子群均有相等数目的符号子群位置。该频率误差侦测器包含共轭复数产生器(complexconjugate generator)、倍频器(multiplier)、复数求和电路、以及误差计算器。该共轭复数产生器配置成用来产生第一子群的这些连续符号的指定导频音的共轭复数。该倍频器配置成用来产生每一符号子群位置的前导复数乘积(complex pilot product)，即该等在对应符号子群位置的第二子群符号的导频音乘上该等在对应符号子群位置的第一子群符号的各个共轭复数。该复数求和电路系求和这些符号子群位置的前导复数乘积得一累加的复数值。该误差计算器由该累加的复数值计算出用来校正频率偏移的频率误差。

本发明之一方面系提供一种于正交频分复用(OFDM)直接转换接收器中的方法。该方法系包含：接收在收到的OFDM信号中的指定群的连续符号，且识别在该指定群内的第一子群的这些连续符号和第二子群的这些连续符号，该第一与第二子群均有相等数目的符号子群位置。本方法也包含：产生第一子群的这些连续符号的指定导频音的共轭复数。产生每一符号子群位置的前导复数乘积，此系藉由该等在对应符号子群位置的第二子群符号的导频音乘上该等在对应符号子群位置的第一子群符号的各个共轭复数。本方法也包含：藉由求和这些符号子群位置的前导复数乘积得一累加的复数值，且由该累加的复数值计算频率误差用来校正频率偏移。

本发明的额外优点及其新颖特性，部份会在实施方式中提出，部份在熟谙此艺者详阅实施方式后或实施本发明时即可明了。用权利要求书中特别提及的工具与组合可实现并获致本发明诸优点。

附图说明

请参考附图，其中相同的组件均用相同组件符号表示。

图1系图标习知(先前技术)直接转换接收器，其配置成用来复原收到的IEEE 802.11OFDM无线信号中的I与Q分量。

图2系根据本发明具体实施例图标IEEE 802.11ODFM收发器的接收器部份。

图3的方块图系根据本发明具体实施例图标图2频率追踪区块内的频率误差侦测器。

图4系图标本发明一具体实施例的计算频率误差的方法。

【主要组件符号说明】

10  正交频分复用(OFDM)接收器

12  天线                  14  低噪声放大器

16  区域晶体振荡器        18a、18b混波器

20a、20b低通信道滤波器    22  移相器

40  射频模拟前端(AFE)放大器

50  接收器                52  I/Q不匹配补偿模块

54  动态范围调整模块

55  自动增益控制(AGC)模块

56  转子电路              58  粗/细频率偏移估计器

60  相量电路              62  环形缓冲器

64  快速傅立叶转换(FFT)电路

66  缓冲器                66a  第一缓冲部份

66b 第二缓冲部份          66c  开关

68  频域均衡器            70  信道估计器

72  时序同步模块          74  频率追踪区块

76  信道追踪区块          78  时序校正区块

80  译码部份              82  数字分割模块

84  解交错器

86  腓特比(Viterbi)译码器

90  解扰器                92  种子估计电路

94  信号栏缓冲器          96  状态机

100 频率误差侦测器        102 缓冲器

104、104a-c共轭复数产生器

106、106a、106c倍频器     108 复数求和电路

110 误差计算器

112₁、112_N/2、112_N/2+1    OFDM符号

114、114a-d导频音         116音频

118a、118b子群            120、120a-c前导复数乘积

122累加的复数值     124频率误差

Sym符号             f_T发射频率

f_R接收频率          f_E频率误差

f_EST估计频率误差    f_RES残余频率误差

具体实施方式

首先参照IEEE 802.11ODFM收发器的概述说明揭示的具体实施例，接着详细描述本发明具体实施例的残余频率误差估计方法。接收器架构的概述

图2系根据本发明之一具体实施例图标IEEE 802.11正交频分复用(OFDM)收发器的接收器模块50的架构。该接收器模块50，其系具体实施为包含I/Q不匹配补偿模块52的数字电路，该模块52可由具有模拟/数字(A/D)转换器的射频模拟前端(AFE)放大器40接收侦测到的无线信号样本(数字形式)。藉由自动增益控制(AGC)模块55控制该AFE放大器40的增益。侦测到的无线信号样本包含I成分与Q成分：此等I与Q成分，就理想而言，应相互正交且有相同的相对增益，但实际上可能有非正交的相位差(phase difference)(即，不呈90度)且有不等的增益。因此，该I/Q不匹配补偿模块52配置成用来补偿该等不匹配的I/Q成分以便产生有正交相位差以及相同的相对增益的匹配I/Q成分的补偿信号样本。

该接收器模块50也包含动态范围调整模块54。该动态范围调整模块54配置成用来将该等补偿信号样本的增益调整到最佳化信号处理用的指定动态范围，从而根据该指定动态范围输出调整过的信号样本。

该转子电路56配置成用来补偿区域接收器载波频率(即，区域振荡器)与用以传送无线信号的远程发送器载波频率(即，远程振荡器)之间的差异。特别是，粗/细频率偏移估计器58配置成用来估计区域接收器载波频率与远程接收器载波频率之间的频率差异，且提供此差异给相量电路60；该相量电路60将该差异值转换为供给该转子电路56的复数相量值(含角度信息)。因此，该转子电路56根据该复数相量值旋转该等已调整过的信号样本，并且输出已予旋转的信号样本。

该环形缓冲器62配置成用来缓冲该等已予旋转的信号样本。特别是，资料封包的开头部份无法保证能落在已予旋转的信号样本序列中的同一位置。因此，将该等已予旋转的信号样本储存于环形缓冲器62藉此于指定期间(例如，一段最长的数据封包)内的任何数据样本可从该环形缓冲器62中找到及撷取。一旦该环形缓冲器62达到满载，任何要储存于环形缓冲器62的新信号样本会盖掉储存于其中最旧的信号样本。因此，该环形缓冲器62使得该接收器50能够调整该已予旋转的信号样本序列中的数据封包的“起始点”。

快速傅立叶转换(FFT)电路64配置成用来将已予旋转的信号样本转换的时基序列转换为以频碱为基础的指定频率点序列(即，“音频”)；根据揭示的具体实施例，该FFT电路64系将该等已予旋转的信号样本映像至具有52个可用音频的频域。

特别是，该等52个可用音频是用来传送信息：4个音频用来当作导频音(pilot tone)，其余的48个音频则为资料音频，其中每一音频可能传送1至6个位的信息。根据IEEE 802.11a/g的规格，实体层的资料封包应包含：一段短训练序列(training sequence)、一段长训练序列、一信号栏(表示酬载的资料流速率与长度，且以6Mbps最低资料流速率编码)、以及编码成6Mbps至54Mbps的8种资料流速率中之一种的酬载资料符号。该FFT电路64系由该信号栏确定资料流速率，并且复原该等资料音频。

该FFT电路64输出一群的的音频数据至缓冲器66，其系图标为第一缓冲部份66a、第二缓冲部份66b、与一开关66c：该FFT电路64交替输出音频资料群至缓冲部份66a与66b，致能开关66由其中一缓冲部份(例如，66a)输出一群音频数据同时该FFT电路64也输出下一群的音频资料至另一缓冲部份(例如，66b)。应注意，实际的实施可能使用寻址逻辑电路执行开关66c的功能。

由于该FFT 64所输出的某些音频可能因信号在无线信道上的衰减与失真而衰退(fading)，所以必需予以等化以便校正此衰退。频域均衡器(frequency domain equalizer，简称为FEQ)68配置成用来反向音频的衰退以便提供等化的音频。藉由信道估计器70从IEEE 802.11前导中的长训练序列得到信道信息；该信道估计器70使用信道信息估计出信道特性；提供估计的信道特性至频域均衡器68以便致能每一音频的等化。

除了粗/细频率偏移估计器58、相量电路60、以及信道估计器70之外，该接收器模块50也包含时序同步模块72、频率追踪区块74、信道追踪区块76、以及时序校正区块78用以控制信号状态以便确保可将收到的信号样本适当译码藉此精确复原该等数据符号。

该译码部份80系包含数字分割模块(digital slicer module)82、解交错器(deinterleaver)84、以及一腓特比译码器(Viterbi decoder)86。该数字分割模块系基于前文内信号栏中所指定的资料流速率由每一音频复原达6个位的的符号资料。该解交错器84系执行该发送器交织电路的反向运算，且将该等资料重新排列回具有适当顺序的已解交织的资料。该腓特比译码器86配置成用来根据IEEE 802.11的规格将解交织资料译码为已译码的数据。

该解扰器90(descrambler circuit)配置成用来使已译码的数据复原为原始序列的比特流，此系藉由根据IEEE 802.11的规格解扰该发送器的扰频器所产生的127位序列。该解扰器90使用用于解扰频运算的扰频种子(scrambling seed)，系用种子估计电路92自资料封包的服务栏复原该种子。该源自前文的信号栏信息也被储存在信号栏缓冲器94内，该缓冲器94配置成用来储存资料封包内酬载的长度与资料流速率。接收器50构件的整体控制系藉由状态机96维持。

因此，将该解扰器90所复原的序列比特流输出至IEEE 802.11兼容的媒体进接控制器(MAC)。

根据连续OFDM符号的导频音的残余频率误差估计方法

图3的方块图系根据本发明之一具体实施例图标图2频率追踪区块74内频率误差侦测器100。该频率误差侦测器100包含缓冲器102、共轭复数产生器104、倍频器106、复数求和电路108、以及误差计算器110。

该频率误差侦测器100配置成用来基于一段时间内导频音之间相位差的判断而测量频率误差。特别是，揭示的具体实施例系比较一指定群(N)的连续OFDM符号112内的导频音114以便导出精确的频率误差估计。如上述，每一根据IEEE 802.11a协议传输的OFDM符号112包含52个音频116，其中有4个导频音114a、114b、114c、与114d。

在理想的(即，理论上的)系统中，每一符号112的导频音114应该相同。不过，如上述，噪声成分与振荡器漂移可能造成习知频率追踪系统无法侦测到的残余频率误差。

根据揭示的具体实施例，该指定(N)群组的连续符号112(即，112₁至112_N)被储存于缓冲器102内且被分割为第一与第二子群118a、118b，其中每一子群118a与118b均有相同数量的符号N/2。此外，每一符号均在它的子群内有对应的子群位置：就子群118a而言，符号112₁(Sym1)是在位置“1”，符号112₂(Sym2)是在位置“2”，以及符号112_N/2(SymN/2)是在位置“N/2”；就子群118b而言，符号112_N/2+1(SymN/2+1)是在位置”1”，符号112_N/2+2(SymN/2+2)是在位置“2”，以及符号112_N(SymN)是在位置”N/2”。因此，符号112₁与112_N/2+1有相同的对应子群位置“1”，符号112₂与112_N/2+2有相同的对应子群位置“2”，等等，最后符号112_N/2与112_N有相同的对应子群位置“N/2”。

因此，比较子群118a与118b中相同对应子群位置的符号，能任导频音之间作相同的时间延迟评估，其中相同的时间延迟为N/2。

根据揭示的具体实施例，藉由将第二子群118b之一个符号的导频音114与第一子群118a的对应符号子群位置的前导的共轭复数(以“*”表示)相乘得一相位差，而比较N/2OFDM符号之间导频音114(114a、114b、114c、114d)的复数代表(即，星座值)。特别是，共轭复数产生器104输出这些连续符号的第一子群118a的导频音114的共轭复数至倍频器106。

该等倍频器106(例如，106a)系产生每一符号子群位置(例如，位置“1”)的前导复数乘积120(例如，120a)，此系基于第二子群符号(例如，112_N/2+1)对应位置的导频音114(114a、114b、114c、114d)与对应共轭产生器(例如，104a)所输出的共轭复数相乘。该前导复数乘积120代表以间隔N/2分隔的符号的导频音114之间的相位差。

用复数求和电路108累加(即，求和)所有符号子群位置的复数乘积，得一累加的复数值122。也应注意，不同的复数乘积120a、120b等等可能将噪声成分抵消。该累加的复数值122系表示累加的相位差。误差计算器110计算该累加的复数值122的反正切得出频率误差124。

然后，可提供该频率误差至图2的频率偏移估计器58用来做排除残余频率误差的频率调整。

图4系根据本发明具体实施例图标状态机96控制频率误差侦测器的方法。该状态机96设定N个符号的值，以储存及比较而产生频率误差124。特别是，当随着时间校正频率偏移时，残余频率偏移会变成更加难以侦测。因此，在步骤200，状态机96初始设定N为最小值(例如，N＝8)。如果在步骤202确定的频率误差124低于指定阀值(等于估计器58中的调整参数)，以及如果在步骤204中增加N值(例如，2N)无法使符号Sym1与SymN/2+1之间的相位差大于π的绝对值，则该状态机在步骤206使N值加倍，但会先控制进行缓冲器102储存。

应注意，藉由在步骤208中剃除有过量噪声的导频音样本114得以改善误差频率估计的精确度，而可进一步地优化本发明。特别是，频率追踪模块74由FEQ 68与信道估计模块70获得导频音(114a、114b、114c、114d)的信道品质信息。如果导频音中的任何一个的估计信道信号品质劣于指定阀值，其中该信道造成该信号的特定音频严重衰减，导致较低的信号噪声比，则该频率估计模块100(在该状态机96的控制之下)会丢弃“有噪声的”音频且该等音频的对应乘积不与其余的音频求和。

根据揭示的具体实施例，当在频率追踪收敛期间频率误差变小时，本发明能藉由提供更精确的频率误差估计改善频率追踪。

尽管本发明是用当前认为最实际的较佳具体实施例说明，应了解，本发明并不受限于所揭示的具体实施例，反而是要涵盖包含在本发明权利要求书的精神与范畴内的各种修改及等效配置。

产业上利用性

可应用本发明于网络计算机，以及无线网络计算机系统。

Claims (8)

1.一种用于正交频分复用OFDM直接转换接收器(50)中的方法，该方法包含：

接收在已收到的OFDM信号中的含有连续符号(112)的指定群，并且识别在该指定群内的含有连续符号的第一子群(118a)和含有连续符号的第二子群(118b)，该第一子群与该第二子群均有相等数目的符号子群位置；

产生(104)含有连续符号的第一子群的每个第一子群符号的指定导频音的共轭复数；

通过将来自在对应符号子群位置处的第二子群符号的导频音与在对应符号子群位置处的该第一子群符号的这些指定导频音的各个共轭复数相乘，产生用于每一符号子群位置的前导复数乘积(120)；

通过对这些符号子群位置的前导复数乘积进行求和，获得累加的复数值(122)；以及

由该累加的复数值计算频率误差(124)，用来校正频率偏移；

该接收步骤包含：基于确定的该频率误差的减少，增加(206)该含有连续符号的指定群的大小从而增加符号子群位置的数目，同时保持(204)这些前导复数乘积中的任何一个的相位差等于π的绝对值。

2.如权利要求1所述的方法，其中，计算该频率误差的步骤包含确定该累加复数值的反正切(110)作为该频率误差。

3.如权利要求1所述的方法，其中，该接收步骤包含初始设定(200)该指定群的大小为8个该连续符号。

4.如权利要求1所述的方法，其中，该接收步骤包含选择性丢弃(208)已经确定为具有信号噪声比低于指定水准的至少一个符号。

5.一种正交频分复用OFDM直接转换接收器(50)，其包含：

缓冲器(102)，其配置成用来接收在已收到的OFDM信号中的含有连续符号(112)的指定群，该指定群包含含有连续符号的第一子群(118a)和含有连续符号的第二子群(118b)，该第一子群与第二子群均有相等数目的符号子群位置；

共轭复数产生器(104)，其配置成用来产生含有连续符号的第一子群的每个第一子群符号的指定导频音的共轭复数；

倍频器(106)，其配置成通过将来自在对应符号子群位置处的第二子群符号的导频音与在对应符号子群位置处的该第一子群符号的这些指定导频音的各个共轭复数相乘，而产生用于每一符号子群位置的前导复数乘积(120)；

复数求和电路(108)，其配置成用来累加这些符号子群位置的前导复数乘积，以获得累加的复数值；

误差计算器(110)，其配置成由该累加的复数值计算频率误差，用来校正频率偏移；以及

状态机(96)，其配置成基于确定的该频率误差的减少(202)，增加(206)该含有连续符号的指定群的大小，从而增加符号子群位置的数目，并配置成用来增加该含有连续符号的指定群的大小，同时保持(204)这些前导复数乘积的任何一个的相位差等于π的绝对值。

6.如权利要求5所述的接收器，其中，该误差计算器配置成用于通过确定该累加复数值的反正切而计算该频率误差。

7.如权利要求5所述的接收器，其中，该状态机还配置成用来初始设定(200)该指定群的大小为8个该连续符号。

8.如权利要求5所述的接收器，其中，该状态机还配置成含有选择性丢弃(208)已经确定为具有信号噪声比低于指定水准的至少一个符号。

Images