CN1973431B

CN1973431B - 集成的模拟视频接收机

Info

Publication number: CN1973431B
Application number: CN2005800208672A
Authority: CN
Inventors: 伟杰·君; 塞谬尔·盛; 丹尼斯·叶
Original assignee: Telegent Systems Inc
Current assignee: Telegent Systems Inc
Priority date: 2004-04-30
Filing date: 2005-05-02
Publication date: 2011-08-03
Anticipated expiration: 2025-05-02
Also published as: CN1973431A; WO2005109625A3; EP1751848B1; US20050243220A1; DE602005016398D1; KR20070046786A; US7932958B2; KR101039451B1; US20050243219A1; EP2075908A3; US8077262B2; US7929060B2; US7505086B2; US20090185079A1; US8203653B2; CN101540855A; WO2005109625A2; EP2075908A2; US20080297664A1; CN101540855B

Abstract

本发明公开了一种在集成电路装置中实现的模拟视频接收机。该模拟视频接收机包括：放大器，用于放大具有期望载波频率的模拟视频信号；以及混频电路，用于将放大的模拟视频信号与具有基本等于载频的频率的复合正弦波进行混频。

Description

集成的模拟视频接收机

相关申请的交叉参考

本申请要求下列美国临时申请的优先权，其内容结合于此作为参考：

技术领域

本发明涉及模拟视频接收领域。

背景技术

历史上，使用多达几百个分立组件并消耗差不多2至3瓦的功率，完全在模拟域实现用于视频频带应用的调谐解调器(“盒状调谐器(tuner can)”)。然而，尽管它们成本低且性能好，但考虑到功率和大小，使得离散式盒状调谐器不适于大量应用在诸如移动电话、个人数字助理、笔记本计算机、或其它小型便携式装置上的模拟视频接收的视频应用中。

为了满足小型、低功率调谐器的要求，设计者开始用硅来实现调谐器，在大多数情况下使用模拟离散式盒状调谐器的超外差操作的结构，将理想通道的载波频率降频变换(down-conversion)为固定的中频(IF)，然后通过图像载波抑制(image rejection)阶段发送IF信号，以过滤图像频率的频谱分量。然而，集成无源显著的恶劣性能使其难以实现图像载波抑制和功耗之间满意的平衡。因此，现有的硅调谐器通常表现出处于低功率的折中性能或者处于高功率的适当性能。

发明内容

本发明提供了一种在集成电路装置中形成的视频接收机，所述视频接收机包括：振荡电路，用于生成处于等于载波频率模拟视频信号的载波频率的频率的正交正弦波对；第一混频电路和第二混频电路，用于通过将载波频率模拟视频信号与正交正弦波对的各个正弦波进行混频来生成复合基带信号；滤波电路，用于从所述复合基带信号中减去所述复合基带信号的成比例的复共轭。

本发明还提供了一种集成电路装置中操作的方法，所述方法包括：生成处于等于载波频率模拟视频信号的载波频率的频率的正交正弦波对；将载波频率模拟视频信号与正交正弦波对的各个正弦波进行混频，以生成复合基带信号；从所述复合基带信号中减去所述复合基带信号的第一成比例的复共轭。

附图说明

参照附图，通过但不限于实例示出了本发明，其中，相同的参考标号表示相同的元件，并且其中：

图1示出了根据一个实施例的直接转换模拟视频接收机；

图2示出了零中频(零IF)转换器的示例性实施例；

图3示出了偏移消除器的示例性实施例；

图4示出了偏移消除器更详细的实施例；

图5示出了偏移消除器的数字实施例；

图6示出了通过图2的零IF转换器所生成的同相和正交波形；

图7A和图7B示出了可在图2的零-IF转换器中产生的增益和相位误差以及可在期望信号上重叠的合成不期望图像；

图8示出了自适应图像载波抑制滤波器的实施例；

图9A示出了图1的基带解调器的实施例；

图9B示出了用于实现图9A的基带解调器中的残留边带补偿器的示例性滤波器的频率响应；

图10A示出了在图9A的基带解调器中接收的信号的复合光谱；

图10B示出了在图9A的基带解调器中升频变换生成的复合信号光谱；

图10C示出了在图9A的基带解调器中同相和正交信号分量组合生成的实信号；

图11示出了可用于实现图1的解码器103的视频解码器的实施例；

图12示出了可在另外将接收多余的视频信息的间隔期间用于将模拟视频接收机设置为低功率模式的功率管理器的实施例；以及

图13是示出图12的功率管理器运行的时序图。

具体实施方式

在下列描述和附图中，使用特定的术语和附图标号来提供对本发明的透彻理解。在一些实例中，术语和标号可表示不必在本发明中执行的特定细节。例如，可将电路元件或电路块之间的中间连接表示或描述为多导体或单导体信号线。可选地，多导体信号线中的每一条可为单导体信号线，以及可选地，单导体信号线中的每一条可为多导体信号线。示出和描述为单终端的信号和信号路径也可以是有区别的，反之亦然。相似地，在可选实施例中，描述或示出为具有高态有效或低态有效逻辑电平的信号可具有相反的逻辑电平。如另一实例，可选地，可使用可实现信号控制电流的双极技术或任何其它技术来实现描述或示出为包括金属氧化物半导体(MOS)晶体管的电路。同样，可选地，文中提及的作为时钟信号的信号可为选通信号或其它提供事件定时的信号。根据术语，当信号被驱动到低逻辑状态或高逻辑状态(或者充电到高逻辑状态或放电到低逻辑状态)时，该信号被称作“被维持(asserted)”以表示特定条件。相反，信号被称作“未被维持(deasserted)”以表示信号被驱动(或者充电或放电)到除维持状态(包括高或低逻辑状态，或者当信号驱动电路转换到高阻条件(例如，打开漏极或者打开集电极条件)时可能发生的浮置状态)之外的状态。当信号驱动电路维持(或者不维持，如果由上下文明确地说明和表示)连接在信号驱动电路和信号接收电路之间的信号线上的信号时，信号驱动电路被称作将信号“输出”到信号接收电路。当信号被维持在信号线上时，信号线被称作“激活(activated)”，以及当信号未被维持时，信号线被称作“未被激活”。此外，附加至信号名称的前缀符“/”表示信号为低电平有效信号(即，维持状态为低逻辑状态)。信号名称之上的线(例如，

)也用于表示低电平有效信号。这里，术语“连接”用于表达直接连接以及通过多个或多个中间电路或结构连接。这里，术语“示例性”用于表达实例，但并不是优选例或必要条件。

文中以各个实施例公开了集成模拟视频接收机。在多个实施例中，模拟视频接收机包括直接转换调谐器，其将广播频率模拟视频信号直接转换为基带，而不是首先降频转换为中间范围的中频。通过该操作，图像频率为期望图像本身的频率，从而可由明显更小并且功率更低的低通滤波器来代替通常处于传统超外差调谐器的中频(IF)输出级处的大体积、大功耗的通道选择滤波器。在其它实施例中，设置偏移消除电路，以动态地消除可由反馈耦合至直接转换级的信号输入的本机振荡器所产生的偏移，并且设置IQ平衡电路，以适当地抑制可在直接转换级中相位和增益不平衡所产生的不期望图像。在又一实施例中，设置功率管理电路，以在接收另外的多余视频信息的间隔期间对模拟视频接收机所选部件断电(powerdown)。下面，将进一步描述本发明的这些和其它实施例和方面。

图1示出了根据一个实施例的直接转换模拟视频接收机100。模拟视频接收机100包括直接转换调谐器101、视频解码器103、音频恢复级106、以及功率管理器(power manager)107，这些部件中的任意一个或全部都可集成在单个集成电路(IC)装置(本文中称为主IC)上。主IC可为单IC管芯或包含两个或多个管芯的IC封装件(例如，多芯片模块)。此外，主IC自身可为包括但不限于消费电子装置(例如，电视机、移动电话、个人计算机、个人数字助理(PDA)、视频播放器、机顶盒等)、军用视频接收系统、设置在各种运输设备(例如，汽车、飞机、火车、船只等)中的电视系统等的多个主系统的部件。主系统可包括各种类型的用户接口，用于接收提供给用户的通道选择、配置信息等；显示器，用于显示由模拟视频接收机100恢复的视频信号；以及可选地，音频变换器，用于生成由模拟视频接收机100恢复的音频信号的声频输出。

在图1的实施例中，直接转换调谐器101包括输入跟踪滤波器111、低噪声放大器113、零IF(零中频)转换器115、IQ平衡级117、基带解调器119、以及偏移消除器121。输入跟踪滤波器111连接至信号源125(例如，用于容纳电缆或者其它导电或导光介质的天线或插座)，并且调整该滤波器以使包含期望模拟视频信号的频带通过。更具体地，在一个实施例中，输入跟踪滤波器111为带通滤波器，其响应于从多个视频信号通道之一中选择的用户指定通道选择而调谐，每个可选通道均具有在除用于模拟视频传输以外的更大频谱集合内的不同中心频率。在一个实施例中，例如，传输频谱对应于地面广播频谱(例如，50MHz至850MHz)，尽管在可选实施例中，实际上任何频率范围都可以包括在传输频谱(例如，50MHz至1GHz的电缆传输频谱或任何其它频谱)中。通过低噪声放大器113(其也可被调谐以在选取的通带提供增益)放大选取的模拟视频信号，随后将其传输至零IF转换器115。应该注意，例如，可以从直接转换调谐器中省略输入跟踪滤波器和/或低噪声放大器，以及在分离的集成电路装置或分立组件电路中实现。此外，低噪声放大器113和滤波器111的位置可以互换，从而可以在滤波之前将输入信号放大，在一些应用中，可以完全省略滤波器111。

在一个实施例中，零IF转换器115为同步检测器，其将输入的模拟视频信号与复合正弦波相乘，由此将视频信号直接降频转换成基带并生成输出至IQ平衡级117的同相(I)和正交(Q)基带信号分量。在一个实施例中，以与选取的通带的中心频率相匹配(或基本匹配)的频率生成复合正弦波，该频率在本文中被称作输入模拟视频信号的载波频率。应该注意到，由于应用在残留边带(VSB)调制电视信号中的边带滤波，使得输入模拟视频信号的载波频率可从原始调制的载波频率偏移(例如，偏移F_C/2，其中，F_C为通过边带滤波实现的频谱下降)。

仍然参照图1，IQ平衡级117补偿零IF转换器115中的增益误差和相位误差，以生成平衡的(即，基本上图像自由(image-free)的)I和Q分量信号，以及基带解调器119从平衡的I/Q信号中恢复最终的基带视频信号。设置偏移消除器，以补偿可由零IF转换器中的本机振荡器反馈耦合至接收机的输入所产生的不期望的直流(DC)偏移。下面，将参照更加详细的实施例全面描述IQ平衡、基带解调、以及偏移消除操作。

如果在基带解调器119的输出中存在音频分量，则音频恢复级105从音频分量中恢复音频输出(或可选地，从IQ平衡级117或零IF转换器115的输出中恢复)。例如，在一个实施例中，音频恢复级105包括：带通滤波器，用于使基带解调器输出的音频分量通过；以及解调器，用于从调频(FM)或调幅(AM)数字音频信号中恢复音频输出。如果音频分量并未在先前级中数字化，则音频恢复级105还可以包括模数转换器(ADC)以及对应的数字滤波器，以生成音频信号的滤波数字表示。可将图1中未示出的音频陷波器(trap)设置在视频通路(例如，在视频解码器103的输入处)中，以防止音频信号到达下游视频处理级。在可选实施例中，可在各种其它模拟和/或基于DSP的电路(或处理器)中实现音频恢复级105。

继续通过视频通路，基带解调器119将恢复的基带视频信号输出至解码器103中的定时恢复级135以及亮度-色度处理级131。亮度-色度处理级131从基带视频信号中提取色度(颜色)信息(如果有的话)，并将对应的色调(U)和饱和度(V)信号与在提取颜色信息之后残留的亮度(强度)信号(Y)一起提供给格式转换级133。在一个实施例中，格式转换级133为YUV至RGB转换器，用于将输入的强度、色调、和饱和度信号转换为用于驱动彩色显示器(例如，阴极射线管(CRT)、液晶显示器(LCD)、等离子体显示器、投影显示器、或任何其它类型的图像显示装置)的红色、绿色、和蓝色信号。在可选实施例中，格式转换级133可将YUV分量转换成另一种信号发送格式(例如，YIV信号)，或者可省略格式化级，并且YUV信号分量用于直接驱动主系统显示器。

定时恢复级135(其可被看作是调谐器的一部分而不是解码器的一部分)从调谐器提供的视频信号中分别提取垂直回描以及水平回描定时信号(这里，称作v-sync和h-sync信号)，并将定时信号输出至格式转换级133，其中，这些定时信号用于描绘帧、场、以及扫描线(例如，v-sync表示隔行扫描场视频信号格式中每个视频场的开始，以及h-sync表示在显示装置上显示为像素行的扫描线的开始)。在示出的实施例中，定时恢复级还可将定时信号(v-sync、h-sync或两者)输出至偏移消除器121和/或功率管理器107，以对这里的操作定时。下面将进一步讨论，在一个实施例中，功率管理器107用于在另外接收多余视频信息的间隔期间，关断(即，失效或设置成功耗降低的状态)调谐器101和解码器103的选取部件。在可选实施例中，可省略功率管理器107。

图2示出了零IF转换器115以及其与偏移消除器121、低噪声放大器113、以及输入跟踪滤波器111互连关系的示例性实施例。零IF转换器115包括本机振荡器151、混频元件153a、153b(通称为混频器153)、加法电路155a、155b、低通滤波器157a、157b、以及缓冲放大器159a、159b。在示出的实施例中，由锁相环路161(PLL)以及生成所选载波频率的正交正弦信号(例如，正弦和余弦)的90°延迟元件163来实现本机振荡器151。在具体实施中，例如，PLL 161中的除法电路将压控振荡器(VCO)的输出除以所选的除数(例如，根据用户指定的模拟视频通道的中心频率来选择)，以生成用于建立VCO的振荡频率以及来自PLL的正弦输出的频率的闭环控制电压。将PLL输出指定为余弦信号，使余弦波穿过90°延迟元件163来生成正弦波(即，余弦波相对于VCO振荡频率四分之一周期的相位偏移)。正弦和余弦信号组成处于所选载波频率F_C的正交正弦波，由此，共同形成复合正弦波e^jωt其中，ω＝2πF_C。

将由本机振荡器151生成的正弦和余弦信号分别提供给混频元件153a和153b，在混频元件中将它们与输入的模拟视频信号进行混频(例如，相乘)，以生成同相视频信号154a和正交视频信号154b。例如，可通过四象限乘法电路(也被称作Gilbert单元)或能够执行信号乘法的任何其它电路来实现混频元件。将同相视频信号154a和正交视频信号154b提供给低通滤波器157a、157b，其滤出2F_C的频谱分量(即，将频率为F_C的正弦波相乘产生基带(F_C-F_C)的期望的降频转换信号)以及2F_C(F_C+F_C)的不期望分量)，随后将其分别提供给缓冲放大器159a、159b，以生成放大的I和Q基带视频信号170a和170b。尽管没有特别示出，但是在输出至IQ平衡级(即，图1的元件117)之前，I和Q信号170a和170b可在视频ADC级中将被转换为数字信号。此外，可在将信号170a、170b或它们的任意一个转换成数字形式之前或之后，将其提供给音频恢复级(图1的元件105)。

DC偏移消除

图1的直接转换调谐器101所表现出的一个问题在于，如图2的160所示，由本机振荡器151生成的射频(RF)正弦波可连接到调谐器自身的感测放大器中。更具体地，以所选视频通道的频率来生成RF正弦波，因此，如果由信号源(例如，天线)获取，则将通过输入跟踪滤波器传输，通过低噪声放大器放大，然后其在混频元件153中与它们自身混频。然而，与其自身混频的正弦波产生DC(直流)信号分量(例如，cos²(ωt)＝[1+cos(2ωt)])/2以及sin²(ωt)＝[1-cos(2ωt)])/2)，其可使缓冲放大器159a、159b饱和或者中断下游接收机级的运行。设置偏移消除器121，以通过消除混频器输出信号154a、154b的DC分量来避免这种中断。

在图1和图2的实施例中，偏移消除器121在每个消隐间隔(blanking interval)(例如，水平消隐间隔和/或垂直消隐间隔)的开始从定时恢复电路135接收消隐信号，并且例如，通过打开开关165，在消隐间隔的至少一部分中禁止接收输入信号。当禁止信号接收时，偏移消除器对混频器输出信号154a、154b进行采样，以获得DC偏移的测量结果(如果有)，随后，根据DC偏移来更新(即，调节)偏移消除信号166a、166b。在加法电路155a、155b中，将偏移消除信号166a、166b分别与混频器输出154a、154b相加，以将混频器输出154a、154b的DC电平减小至可容许的电平(即，消除DC分量)。例如，在可选实施中，如果可在接收额定稳定状态的信号期间(例如，在水平和/或垂直消隐间隔或者在视频信号在传输源中无效期间)获得DC偏移的测量结果，则偏移消除器121可在没有将调谐器101与信号源断开(即，可省略开关165)的情况下运行。

图3示出了偏移消除器201以及其与加法电路155互连关系的示例性实施例。偏移消除器201包括放大器203，其具有通过信号控制开关205连接至旁路电容器207的输出。旁路电容器207作为低通滤波器和采样元件有效地工作，并且在可选实施例中可由各种其它的低通滤波器/采样元件实施来代替。当消隐信号210(BL)被维持(assert)时，开关205闭合，使得放大器203与混频器输出154的DC电平成比例地对电容器207充电。在电容器207上增加的电荷构成施加给电流源209的控制端(例如，晶体管的栅极)的偏移消除电压，由此控制传送至加法电路155的电流量。通过配置加法电路155，使得来自电流源209的增加的电流减小加法电路输出处的DC信号电平(即，加法电路155影响减法运算)，形成负反馈回路，其中，放大器203根据需要反复更新偏移消除电压(在各个消隐间隔中进行每次反复)，以消除混频器输出154的DC分量。

图4示出了偏移消除器230、加法电路240以及它们与差分输出混频单元225互连关系的更详细的实施例。在示出的实施例中，混频单元225在输出节点154a、154b上(例如，在Gilbert单元中)生成电流模式差分输出信号，并通过传输门开关227(“传输门(passgate)”)连接至信号输入源125。当差分消隐信号250(BL+/-)被维持时，传输门227打开，混频单元225与输入源125断开，从而能够使混频器225生成电流模式误差信号226，该信号反映本机振荡器的不期望连接、以及到达并包括混频单元225的调谐器级中的任何1/F噪声(即，与频率成反比的噪声)和任何不平衡。加法电路240包括电阻上拉元件(resistive pull-up element)241a、241b，以在混频器输出节点154a、154b上生成与电流模式误差信号226成比例的差分误差电压。

偏移消除器230包括差分放大器231，其具有分别连接至混频器输出节点154a、154b的输入端，以及通过传输门233a、233b连接至电流控制晶体管237a、237b的输出端。响应于消隐信号250的维持，传输门233a、233b被切换成导通状态，从而当在混频器输出节点154a、154b上出现误差信号时，使差分放大器231能够驱动电流控制晶体管237a、237b的栅极。更具体地，差分放大器231生成与误差电压成比例的差分偏移消除电压，从而将偏移电流控制晶体管237a、237b偏置，以将差分偏移消除电流(In1，In2)驱动到混频器输出节点154a、154b上。电流控制晶体管237a、237b的源极端交叉连接至混频器输出节点154a、154b(即，晶体管237a连接至输出节点154b，以及晶体管237b连接至输出节点154a)，以形成负反馈回路，从而能够使偏移消除器230在将混频器输出节点154a、154b上的误差信号驱动为无效值(即，0差分电压)的方向上反复调节偏移消除电流。在一个实施例中，电容元件235连接在电流控制晶体管237a、237b的栅极端之间，以保持消隐间隔之间的偏移消除电压。在可选实施例中，可将分离的电容元件分别连接至电流控制晶体管237a、237b的栅极(例如，每个电容元件连接在地和各个电流控制晶体管的栅极端之间)，以保持偏移消除电压。更一般地，在可选实施例中，任何能够在非消隐间隔期间保持偏移消除电压的电路可替代电容元件235。

尽管在图4中将加法电路240描述为电流模式加法电路(即，布线求和点)，但是在可选实施例中可使用其它类型的加法电路，包括但并不限于电压模式加法电路(例如，使用运算放大器)、数字逻辑电路、以及状态机操作(例如，编程处理器)。此外，当电阻元件241a、241b示出为包括在加法电路240中时，在可选实施例中，可将电阻元件241a、241b设置在下游调谐器或解码器级中。

图5示出了偏移消除器270的实施例，其包括模数转换器271(ADC)、数字滤波器273、以及数模转换器275(DAC)。ADC 271通过生成存在于节点272上误差信号的数字化采样并将误差采样输出至数字滤波器273来响应消隐信号210的维持。数字滤波器273将输入的误差采样应用在数字滤波操作中，以生成更新的偏移消除值274。例如，数字滤波器273可为无限脉冲响应(IIR)滤波器、有限脉冲响应(FIR)滤波器、或生成从ADC 271接收的误差采样的位移平均值(或其它数学组合)的任何其它类型的滤波器。将偏移消除值274提供给DAC 275，其生成将在加法电路279中与混频器输出154相加的相应的模拟偏移消除信号，从而完成负反馈回路。如在上述的实施例中，加法电路279可为电流模式加法电路(在这种情况下，DAC可为电流模式DAC)、电压模式加法电路、或任何其它类型的加法电路。

自适应图像载波抑制

图6示出理论上由图2的零IF转换器生成的同相波形和正交波形。更具体地，接收到的基带视频信号y(t)的同相分量(I)包括通过将处于±FC的信号分量降频转换成基带而产生的基带图像302a和302b以及处于±2FC的图像303a、303b。相似地，y(t)的正交分量(Q)包括基带图像304a和304b以及2FC图像305a和305b。在图6中，基带图像302、304以及2FC图像303、305示出为直角三角形，以表示在VSB调制的情况下，它们可关于各自的中心频率不对称。

假设精确地平衡了零IF转换器300中的I和Q混频通路(即，由本机振荡器151生成的正弦波被精确地偏移了90°，并且放大器159a和159b的增益相等)，则同相和正交分量的代数和分别生成310和312示出的基带和-2F_C频谱分量。即，I和Q输出信号的基带分量的负频率贡献(contribution)与相加时消除的另一个彼此反向，只剩下期望的正频率贡献310。由此，在理想的零IF转换器300中，与精确生成的复合正弦波的乘法运算有效地将集中在±F_C的视频信号的正和负频率分量降频转换，生成期望的基带分量310以及可由低通滤器级157a、157b去除的-2FC分量312(尽管图6示出了与复合正弦波e^-j2∏Fct的混频，但应该注意到，可选地，输入的视频信号可与正弦波e^+j2∏Fct混频，以升频转换以±F_C中心的视频信号的正和负频率分量，由此，生成期望的基带分量和可通过低通滤波器级157a和157b去除的+2FC分量)。

然而，实际电路的实施通常在一定程度上产生复合正弦波中的相位误差以及输出增益级中的增益不平衡。例如，参照图7A和图7B，相位误差φ可被视为在提供给混频元件153a和153b的复合正弦波(即，cos(ωCt+φ/2)和-sin(ωCt-φ/2))的正弦和余弦分量之间分开(split)，以及增益误差ε可被视为在放大器159a、159b之间分开，使得放大器159a、159b分别生成A+ε/2和A-ε/2的增益。作为相位和增益误差的结果，实际上，y(t)的同相和正交分量彼此漏损，从而代替图6所示的负频率贡献的理想化消除，如图7B所示，负频率贡献的一部分在IQ输出中出现为不期望的图像。如果足够大的话，图像可在输出视频信号中生成不期望的伪像。

在一个实施例中，由零IF转换器中的相位和增益误差所产生的不期望图像通过在图1的IQ平衡级117中实现的自适应图像载波抑制滤波器来校正。更具体地，应该意识到，生成不期望图像的误差信号是期望信号x(t)成比例的复共轭，由此可见，可将接收到的基带信号y(t)表示为期望信号x(t)和其共轭之和。即，如果期望的信号x(t)＝I(t)+jQ(t)，则通过β[I(t)-jQ(t)]＝βx*(t)给出误差信号，其中，‘*’表示复共轭。由此，接收到的基带信号y(t)可表示为：

y(t)＝αx(t)+βx*(t) (1)

其中，α和β表示期望信号和误差信号的相对比例，并且相位误差和增益误差的复合函数如下：

α＝[(1-ε/2)e^-jφ/2+(1+ε/2)e^+jφ/2]/2

β＝[(1+ε/2)e^-jφ/2-(1-ε/2)e^+jφ/2]/2

还应意识到，容易获得的所接收信号的复共轭y*(t)包含x*(t)分量，由此可见，通过从接收到的信号自身中减去所接收信号的复共轭的合适比例的表示(version)，可消除接收到信号的误差分量，剩余期望图像的线性比例的表示。即：

y*(t)＝α*x*(t)+β*x(t)，从而

(β/α*)y*(t)＝βx*(t)+(ββ*/α*)x(t) (2)

下面，结合联立方程(1)和(2)来消除误差项β*x(t)，生成：

y(t)-(β/α*)y*(t)＝(α-ββ*/α*)x(t)＝z(t)

...(3)

由此，如等式(3)所示，通过使y(t)取复共轭，将其与比例因数β/α*相乘，然后从y(t)中减去该结果，剩下期望信号x(t)线性成比例的表示z(t)，来消除误差信号。

图8示出了根据等式(3)运算并且可用于实现图1的IQ平衡级117的自适应图像载波抑止滤波器325的实施例。自适应图像载波抑止滤波器325包括共轭发生器327、消除通路329、以及自适应回路331。共轭发生器327通过变换复合信号的虚部分量来生成输入基带视频信号y(t)的复共轭y*(t)。在一个实施例中，输入信号y(t)已经被数字化(例如，通过IQ平衡级117前端或零IF转换器级后端处的ADC)，使得共轭发生器可简单地翻转输入信号虚部分量的符号位。可选地，在模拟实现中，可通过扭转承载输入信号虚部分量的差分信号行对来生成复共轭。

不管用何种方法生成，将复共轭提供给消除通路329中的乘法器335，在其中将复共轭与从自适应回路343接收到的β/α*比例因数相乘，从而，生成期望比例的复共轭值(β/α*)y*(t)。将成比例的复共轭值提供给加法电路337的反相输入端，在其中将其从输入基带视频信号y(t)中减去，以产生期望的输出信号z(t)。

设置自适应回路331以生成应用在消除通路329中的比例因数β/α*。在图8的实施例中，自适应回路331包括连接成负反馈结构的自适应滤波器341和加法电路343，该结构用于使输入基带视频信号y(t)和其滤波的复共轭K*y*(t)之间的差最小。即，使复共轭y*(t)与滤波器系数(K*)相乘，以产生滤波共轭K*y*(t)。加法电路343分别在非反相和反相输入端处接收输入信号y(t)和滤波共轭，由此从y(t)中减去K*y*(t)，以产生反馈至自适应滤波器的差分信号344。自适应滤波器响应于差分信号344重复调节滤波器系数K*。例如，在一个实施例中，在每一次重复中应用最小均方(LMS)自适应更新，如下：

K[n+1]＝K[n]+μe*[n]y*[n](4)

其中，μ是比例因数，以及e*[n]是用于给定更新的差分信号344的共轭。可代数地示出等式(4)的重复应用，以使滤波器系数的共轭K收敛于：

K＝2α*β*/(ββ*+αα*) (5)

使得滤波器系数K*(其可通过更新方程式中的共轭运算或通过单独的共轭运算生成)收敛于：

K*＝2αβ/(ββ*+αα*) (6)

由于α远大于β，所以表达式(6)可被简化为：

K*＝2αβ*/(αα*)＝2β/α，或者使将应用在消除通路中的比例因数乘以2。由此，将滤波器系数K*从自适应滤波器341输出至除法电路345，其将K*除以2以生成应用在消除通路329中的β/α*比例因数。

仍然参照图8，应该注意到，代替LMS更新操作，可在自适应滤波器341中实现符号-符号(sign-sign)LMS更新。更一般地，在可选实施例中，可使用将生成期望比例因数的任何自适应更新方法或者一次或临时校准操作。此外，由于在图8中描述了用于执行乘法、共轭、以及相加运算的各个电路部件，因此可在编程处理器中执行所有这些运算或其任何子集。

图9A示出了图1的基带解调器119的实施例。设置基带解调器119，以在频率变换之前补偿信号的残留边带特性，随后使从IQ平衡级接收到的复合信号z(t)发生频移，从而当从信号的同相分量中减去正交信号分量时，消除了z(t)的虚部分量，仅留下期望的实部信号分量r(t)。在所示的特定实施例中，基带解调器包括残留边带补偿器352，其可实现为例如具有图9B所示的频率响应的Nyquist滤波器。在可选实施例中，可利用其它补偿器结构以及滤波器响应。在补偿器352之后，连接有第一混频单元351以接收输入信号z(t)的同相分量(I)，以及连接有第二混频元件353以接收z(t)的正交分量(Q)。假设输入信号具有图10A中所示的复合频谱(即，表示以0赫兹为中心的VSB的不对称2ω_S频谱的直角三角形)，并且通过将频率为ω_S的余弦和正弦解调信号分别提供给混频元件351和353，如图10B所示，将z(t)升频转换频率ω_S。通过在加法电路355中从移位ω_S的同相信号中减去移位ω_S的正交信号分量，有效消除了复合信号的虚部分量，生成具有图10C所示波形的期望实部视频信号s(t)。对VSB彩色电视信号来说，s(t)是双边带信号，其具有以0赫兹为中心的亮度载波以及偏移色度载波。注意到，在零IF转换器中用于生成复合正弦波的本机振荡器可包括次级除法回路，用于生成应用在基带解调器中的正弦波。在上述实施例中，假设本机振荡器与接收到的信号相干，该相干性可通过多种频率跟踪技术(例如，载波恢复)来实现。在可选实施例中，本机振荡器无需与接收到的信号相干，并且可使用包络检波或其它非相干恢复技术。

具有动态帧保持的解码器

图11示出了可用于实现图1的解码器103的视频解码器400以及其与视频缓冲器411互连关系的实施例。视频解码器400包括亮度/色度处理级131、可选格式解码器133、定时恢复电路135、以及信噪比(SNR)检测器407。在一个实施例中，亮度/色度处理级131包括亮度/色度分离器401以及亮度/色度处理电路403和405，亮度/色度处理电路403和405将分离的色度和亮度信号传送至格式转换器133。在一个实施例中，亮度/色度分离器401、亮度/色度处理电路403、405、以及格式转换器133根据NTSC、PAL、或SECAM标准共同执行视频解码操作，以生成标准的RGB视频输出信号(即，NTSC、PAL、或SECAM)。在可选实施例中，可生成基于其它标准或者非标准输出格式的视频输出信号。通常，定时恢复电路135如上所述运行，以从解调的视频信号s(t)中恢复垂直和水平同步信号，并将同步信号传送给格式转换器133(即，能够描述场和扫描线)，并且如果必要，将同步信号传送给具有视频接收机的其它电路元件，例如上述偏移消除器。SNR检测器407测量解调视频信号s(t)的信噪比(SNR)，并将SNR与阈值相比较。如果SNR降到阈值之下，则输入信号被认为噪声太大而无法显示，并且SNR检测器407维持帧保持信号408。可设计阈值(例如，记录在主IC的配置寄存器中的值)为使得用户选择噪声公差有效。此外，在可选实施例中，在确定是维持还是未维持帧保持信号中，可单独或者与SNR相结合的使用除SNR之外的信号质量测量。

在图11的实施例中，视频缓冲器411包括帧缓冲器413、加法电路415、以及多路复用器417。当未维持帧保持信号408时，帧缓冲器413中的第一场缓冲器加载有对于输入视频场的扫描线信息(即，将显示在显示装置给定线上的像素数据)，同时从第二场缓冲器中读出扫描线信息并将其通过多路复用器417传输至视频输出420。当提供第一场缓冲器时，视频缓冲器411开始加载第二场缓冲器，同时从第一场缓冲器中读出扫描线信息，由此实现交替(往复式)的缓冲配置。当帧保持信号408被维持时，加载在帧缓冲器413中的扫描线中断(即，帧保持条件)，并且将由视频解码器400生成的扫描线信息与先前加载在帧缓冲器413中的相应扫描线信息相加，以生成时间平均的图像输出。通过该操作，可向用户展示相对静态的图像，来代替通常由损失的视频信号所造成的“雪花干扰(snow)”。

动态失效(disabled)接收机

如上所述，参照图1，可设置功率管理电路107，以在另外将接收多余的视频信息的间隔期间断开调谐器101和解码器103中的所选部件。例如，在许多小屏幕视频显示装置中，标准格式视频信号传送比驱动该显示器所需更多的信息。在这种装置中，非显示视频信息(对于视频装置的多余视频信息)的接收表现出不必要的功耗，在图1的集成模拟视频接收机100中，可通过功率管理器107的操作来避免这种功耗。在一个实施例中，主系统在每一视频帧中只能显示一个场，使得在另外接收多余帧的间隔期间，功率管理器107可使调谐器101和/或解码器103中的任何或所有部件失效，由此减小了差不多50％(或接近50％)的视频接收机功耗。在另一实施例中，主系统可废除(即，抑制显示)每个第N条扫描线，从而在接收每组N-1条扫描线之后，功率管理器107可使调谐器/解码器的所选部件失效，以节省电能。在损失信号周期期间，功率管理器107也可使电源周期性地失效(例如，如由图11的SNR检测器407所表示的)，不时地使调谐器/解码器的操作有效，以采样输入视频信号并确定该信号是否已恢复。

图12示出了根据实施例的功率管理器440，其在每隔一个视频场间隔期间，使调谐器和/或解码器(包括其任何或所有部件)的操作失效。即，如图13所示，在v-sync脉冲452的每隔一个的维持处，功率管理器维持失效信号446，以防止接收组成视频场的h-sync脉冲454和扫描线信息(由此，节省电能)。在图12的实施例中，功率管理器440包括切换(toggle)结构的触发器441(即，反相输出连接至数据输入)、饱和计数器443、以及逻辑与门445。连接触发器441的选通脉冲输入以接收v-sync，从而触发器输出在每个v-sync脉冲间切换，由此，在这里其被称为v-sync切换信号442(VST)。在一个实施例中，将功率管理器440设计成能够接收每个v-sync脉冲452(例如，能够适当地操作图1的定时恢复电路135)，因此，维持对应于视频场的多个h-sync脉冲454的失效信号446，随后，及时未维持失效信号446，以能够接收下一个v-sync脉冲。(如上所述，可通过PLL来合成h-sync脉冲，其中，PLL在其参考时钟输入处接收v-sync并将VCO输出除以用于相关视频标准的h-sync脉冲与v-sync脉冲的比。)更具体地，响应于v-sync切换信号442的上升沿(即，多余视频场的开始)，计数器443被复位成初始计数值，随后，响应于随后的h-sync脉冲454，递增计数或递减计数直至最终计数值。通过将最终计数值和初始计数值的差编程(或者硬编码或硬连线)以使每个视频场的多条扫描线相匹配，计数器443在另外接收多余扫描线的间隔期间递增计数或递减计数，当计数到最终h-sync脉冲时，达到最终计数值并维持相应的最终计数信号444(tc)。将最终计数信号444和v-sync切换信号442分别提供给逻辑与门445的反相和非反相输入端。通过这种配置，如图13的458所示，在多余场间隔期间生成的终端计数信号444的低态和v-sync切换信号442的高态使与门445生成失效信号446。如462所示，当在460处最终计数信号444变高时，标志多余场间隔的结束，逻辑与门445降低失效信号446。将v-sync切换信号442提供给计数器443的复位输入，从而当在下一个多余场开始处v-sync切换信号442变高时(例如，如464处所示)，计数器443被复位成初始值，由此能够对h-sync脉冲454的另一场进行计数。

应该注意到，在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以对功率管理器440做出许多改变。例如，代替专用电路，可通过编程处理器实现功率管理器。此外，可将一个或多个配置值提供给功率管理器440，以建立多个跳跃h-sync脉冲，从而可将功率管理器440配置成根据不同的视频标准(例如，625扫描线PAL标准对525扫描线NTSC标准)来运行。此外，如上所述，除了使每隔一个视频场的扫描线的接收失效以外，还可使每个第N条扫描线的接收失效。

电路和/或处理的电子表示

应该注意到，根据电路的行为、寄存器传输、逻辑元件、晶体管、布局集合结构、和/或其他特性方面，可使用计算机辅助设计工具描述这里所公开的多种电路，并将该电路表示(或表现)为包含在各种计算机可读介质中的数据和/或指令。文件和可在其中实现这种电路表示的其他对象的格式包括但不限于支持行为语言(例如，C、Verilog、和HLDL)的格式、支持寄存器等级描述语言(例如，RTL)的格式、支持几何描述语言(例如，GDS II、GDSIII、GDSIV、CIF、MEBES)的格式、以及任何其他适合的格式和语言。可包含这种格式化的数据和/或指令的计算机可读介质包括但不限于各种形式的非易失性存储介质(例如，光、磁、或半导体存储介质)以及可用于通过无线、光学、或有线信号传输介质或任何其组合来传输这种格式化的数据和/或指令的载波。通过载波传输这种格式化的数据和/或指令的实例包括但不限于通过一个或多个数据传输协议(例如，HTTP、FTP、SMTP等)在互联网和/或其他计算机网络上传输(上传、下载、电邮等)。

当在计算机系统中通过一个或多个计算机可读介质接收时，可以通过计算机系统中的处理实体(例如，一个或多个处理器)连同执行一个或多个计算机程序(包括但不限于网络列表生成程序、位置和路由程序等)一起处理上述电路的基于这种数据和/或指令的表示，以生成这种电路物理表现的表达或图像。例如，通过启动生成用于在装置制造工艺中形成电路各个部件的一个或多个掩模，可将这种表达或图像其后用于装置制造。

对部分标题进行详细描述仅仅为了方便参考，而不是对该部分的范围或程度构成限定、限制、解释、或描述。尽管参照其特定实施例描述了本发明，但应当理解，在不背离本发明的更宽泛的精神和范围内，可作出各种修改和变化。因此，说明书和附图被认为是示例性的而不是限定性的。在确定与文中参考相结合的任意文件的条款冲突，或者与文中相似或相关的条款不符合的情况下，文中条款将至少用于控制解释所附权利要求。

Claims

1.一种在集成电路装置中形成的视频接收机，所述视频接收机包括：

振荡电路，用于生成处于等于载波频率模拟视频信号的载波频率的频率的正交正弦波对；

第一混频电路和第二混频电路，用于通过将所述载波频率模拟视频信号与所述正交正弦波对的各个正弦波进行混频来生成复合基带信号；

滤波电路，用于从所述复合基带信号中减去所述复合基带信号的成比例的复共轭。

2.根据权利要求1所述的视频接收机，其中，所述滤波电路还包括：

共轭电路，用于生成所述复合基带信号的复共轭；

定标电路，用于将所述复共轭乘以比例因数，以生成所述成比例的复共轭；

加法电路，用于从所述复合基带信号中减去所述成比例的复共轭。

3.根据权利要求1或2所述的视频接收机，其中，至少部分地通过编程的数字信号处理器实现所述滤波电路。

4.根据权利要求2所述的视频接收机，其中，所述滤波电路包括自适应滤波器，用于基于所述复合基带信号和其复共轭之间的差自适应地生成所述比例因数。

5.根据权利要求4所述的视频接收机，其中，所述滤波电路还包括除法器，用于在所述比例因数乘以所述复共轭之前，将由所述自适应滤波器生成的所述比例因数除以预定值。

6.根据权利要求5所述的视频接收机，其中，至少部分地通过编程的数字信号处理器实现所述自适应滤波器和所述除法器。

7.根据权利要求2所述的视频接收机，其中所述比例因数是复数值。

8.一种集成电路装置中操作的方法，所述方法包括：

生成处于等于载波频率模拟视频信号的载波频率的频率的正交正弦波对；

将所述载波频率模拟视频信号与所述正交正弦波对的各个正弦波进行混频，以生成复合基带信号；

从所述复合基带信号中减去所述复合基带信号的第一成比例的复共轭。

9.根据权利要求8所述的方法，还包括生成所述复合基带信号的复共轭，以及将所述复共轭乘以第一比例因数以生成所述第一成比例的复共轭。

10.根据权利要求9所述的方法，还包括基于所述复合基带信号和所述复合基带信号的第二成比例的复共轭之间的差自适应地生成所述第一比例因数。

11.根据权利要求10所述的方法，还包括将第二比例因数除以预定值，以生成所述第一比例因数。

12.根据权利要求11所述的方法，还包括通过将所述复合基带信号的所述复共轭乘以所述第二比例因数来生成所述第二成比例的复共轭。

13.根据权利要求11所述的方法，其中，基于所述复合基带信号和所述复合基带信号的第二成比例的复共轭之间的差自适应地生成所述第一比例因数包括：至少部分地基于所述复合基带信号和所述复合基带信号的所述复共轭之间差的符号反复更新所述第二比例因数。

14.根据权利要求10所述的方法，其中，基于所述复合基带信号和所述复合基带信号的第二成比例的复共轭之间的差自适应地生成所述第一比例因数包括反复地应用最小均方更新。