DE102007008226B4 - Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor mit Linearitätskorrektur - Google Patents

Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor mit Linearitätskorrektur Download PDF

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    • G01MEASURING; TESTING
    • G01KMEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G01K7/01Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions

Abstract

Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10), der folgendes umfaßt:
eine Temperatur-Erfassungsschaltung (20), die einen Strom bereitstellt, der proportional zur Absoluttemperatur ist, im folgenden PZAT-Strom genannt, und einen zweiten Strom bereitstellt, der komplementär zur Absoluttemperatur ist, im folgenden KZAT-Strom genannt;
eine Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200), die mit der Temperatur-Erfassungsschaltung (20) gekoppelt ist, um den PZAT-Strom und den KZAT-Strom zu empfangen, wobei die Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200) einen ersten Strom aus einer gewichteten Summe des PZAT-Stroms und des KZAT-Stroms erzeugt, wobei der erste Strom in erster Ordnung temperaturunabhängig ist, wobei die Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200) ferner einen ersten korrigierten Strom erzeugt, der durch die Summe des ersten Stroms und eines ersten Teils des PZAT-Stroms gebildet wird, wobei die Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200) einen ersten Ausgangsstrom, welcher indikativ für den PZAT-Strom ist, eine erste Ausgangsspannung, welche erzeugt wird, indem der erste korrigierte Strom durch einen ersten Widerstand geleitet wird, einen zweiten Ausgangsstrom, der indikativ...

Description

  • ERFINDUNGSGEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine radiofrequenz-basierte bzw. HF-basierte Identifizierungsvorrichtung, und insbesondere eine radiofrequenz-basierte Identifizierungsvorrichtung, die einen Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor beinhaltet.
  • BESCHREIBUNG DES VERWANDTEN STANDES DER TECHNIK
  • Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensoren, die Temperatur durch Änderung der Frequenz eines Oszillators messen, sind wohl bekannt. Im allgemeinen wird ein solcher Temperatursensor unter Verwendung eines Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandlers (A/D-Wandlers, auch als ADC = Analog Digital Converter bezeichnet) implementiert, um ein Eingangssignal zu messen, das mit der Temperatur variiert. Im allgemeinen umfaßt ein Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor zwei Oszillatoren, einen Referenzoszillator und einen Datenoszillator. Der Referenzoszillator definiert das Umwandlungsintervall, wobei eine feste Anzahl von Taktperioden der Referenzfrequenz verwendet wird, um die Umwandlungsperiode anzuzeigen. Die Frequenz des Datenoszillators, die Datenfrequenz, variiert mit der Temperatur, und das Verhältnis zwischen der Datenfrequenz und der Referenzfrequenz bildet das digitale Ausgangssignal des Temperatursensors.
  • Bei herkömmlichen Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensoren führen nicht-ideale Charakteristika der verschiedenen Elemente der Sensorschaltung zu einer Nicht-Linearität des digitalen Ausgangssignals. Beispielsweise sind der Referenzoszillator und der Datenoszillator bei einem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor im allgemeinen unter Verwendung von Strom/Frequnz-Wandlern (I/F-Wandlern) implementiert. Propagationsverzögerungen durch die Oszillatoren führen zu einer Verzerrung der Linearität der Frequenz des digitalen Ausgangssignals. Außerdem können die temperaturabhängigen Ströme, die erzeugt werden, um die Temperaturmessung anzuzeigen und/oder die zur Verwendung als Referenzströme bestimmt sind, ihrerseits nicht-lineare Eigenschaften aufweisen. Die Temperaturkoeffizienten der Widerstände und Kondensatoren, die einen jeden Oszillator bilden, können zusätzliche Drifts und zusätzliche Nichtlinearität in der Oszillatorfrequenz bei Temperaturänderungen hervorrufen.
  • Manche Lösungen aus dem Stand der Technik zum Korrigieren oder Minimieren der Linearitätsfehler führen zwangsweise dazu, daß das korrigierte System in üblichen Anwendungen weniger nützlich ist. Beispielsweise verwenden manche Temperatur-Frequenzverhältnis-A/D-Wandler einen Referenzoszillator, bei dem die Referenzfrequenz mit Absicht stark mit der Temperatur variiert. Typischerweise verwendet diese Art von Frequenzverhältnis-A/D-Wandler einen Referenzoszillator, dessen Frequenz mit zunehmender Temperatur abnimmt, während die Datenfrequenz relativ konstant bleibt. Dies führt zu einer Umwandlungszeit, die signifikant ansteigt, wenn die Temperatur ansteigt, was unpraktisch ist, wenn die erwünschte Anwendung ein Ausgangsfolge von Meßpunkten ist, die unter festgelegten konstanten Intervallen aufgenommen werden.
  • Temperatur-Digitalisierungs-Frequenzverhältnis-A/D-Wandler wurden auch mit einem temperatur-kompensierten Kristalloszillator als Referenzfrequenz-Erzeuger konstruiert. Jedoch ist der Kristalloszillator eine externe Komponente, und die Verwendung eines Kristalloszillators erhöht die Kosten und die Schaltungsfläche, die benötigt wird, um den Frequenzverhältnis-A/D-Wandler zu implementieren.
  • Im US Patent 6,183,131 B1 implementiert ein Digitalisierungs-Temperatursensor eine Linearitätskorrektur, indem ein geringer Teil des A/D-Wandler-Eingangssignals (eines PZAT-Signals) zu dem (näherungsweise konstanten) A/D-Wandler-Referenzsignal addiert wird. Auf diese Weise wird bei diesen Digitialisierungs-Temperatursensoren eine nahezu perfekte Korrektur von sogenannten „Bogenfehlern" beobachtet, insbesondere solcher Fehler, die mit dem temperaturabhängigen Verhalten der Basis-Emitter-Spannung zusammenhängen. Jedoch ist die in dem '131-Patent beschriebene Linearitätskorrektur nur auf einen digitalen Temperatursensor anwendbar, der einen A/D-Wandler mit einem einzigen Eingangs- und einem einzigen Referenz-Port verwendet. Sie ist teilweise nicht für Frequenzverhältnis-A/D-Wandler anwendbar, weil Frequenzverhältnis-A/D-Wandler vier unterschiedliche Eingangs-Ports verwenden, und eine Linearitätskorrektur für einen Signal-Eingangs-Port und einen Referenz-Port nicht direkt anwendbar ist.
  • Radiofrequenz-basierte Identifizierung (RFID) bezeichnet automatische Identifizierungstechnologien, die Radiowellen bzw. HF-Wellen verwenden, um Personen oder Objekte automatisch zu identifizieren. RFID umfaßt eine Vielfalt von Identifikationsverfahren, von denen das üblichste darin besteht, eine Seriennummer, die eine Person oder ein Objekt identifiziert, und möglicherweise weitere Informationen auf einem Mikrochip zu speichern, der mit einer An tenne verbunden ist. Der Mikrochip und die Antenne werden in Kombination als RFID-Transponder oder RFID-Markierung bzw. RFID-Tag bezeichnet. Der Siliziumchip und die Antenne arbeiten in Verbindung miteinander derart, daß das RFID-Tag HF-Anfragen von einem RFID-Leser oder RHD-Sende-Empfangsgerät (Transceiver) empfängt und auf diese antwortet. Beispielsweise ermöglicht es die Antenne dem Chip, die Identifikationsinformation zum RFID-Leser zu übermitteln. Der Leser wandelt die von dem RFID-Tag zurückreflektierten Wellen in digitale Information um, die dann zu Computer weitergeleitet werden, die die Identifikationsinformation verwenden können.
  • RFID-Tags können entweder passiv, semi-passiv (auch als semi-aktiv bekannt) oder aktiv sein. Passive RFID-Tags benötigen keine interne Stromquelle, sondern erhalten statt dessen ihre Leistung aus dem elektromagnetischen Feld, welches von dem Sende-Empfangsgerät oder Leser erzeugt wird, und verwenden die Leistung, um die Schaltungen des Mikrochips mit Leistung zu versorgen. Die elektromagnetischen Wellen von dem RFID-Sende-Empfangsgerät oder RHD-Leser induzieren einen Strom in der Antenne des RFID-Tags. Der Chip moduliert dann die Wellen, die die Antenne zurück zum Sende-Empfangsgerät sendet. Das Sende-Empfangsgerät wandelt dann die neuen Wellen in digitalen Daten um.
  • Aktive RFID-Tags benötigen eine interne Leistungsquelle, wie beispielsweise eine Batterie, die verwendet wird, um den Mikrochip mit Leistung zu versorgen und um das ausgehende Signal zu erzeugen. Aktive RFID-Tags werden manchmal als „Funkfeuer" oder „Beacons" bezeichnet, da sie in der Lage sind, ihr eigenes Signal zu senden.
  • Semi-passive RFID-Tags sind ähnlich zu passiven Tags, mit der Ausnahme, daß eine kleine Batterie verwendet wird, um die Schaltung des Mikrochips mit Leistung zu versorgen. Das RFID-Tag kommuniziert immer noch dadurch, daß es Leistung von dem Leser oder Sende-Empfangsgerät aufnimmt. Die Batterie gestattet, daß der Mikrochip des Tags kontinuierlich mit Leistung versorgt wird, was dazu führt, daß die Antenne nicht so konstruiert sein muß, daß sie Leistung aus dem einlaufenden Signal abzieht. Die Antennen können daher für das Zurückstreuen des Signals optimiert werden. Semi-passive RFID-Tags sind in ihrer Antwort schneller und im Vergleich zu passiven Tags daher stärker im Leseverhältnis.
  • Eine übliche Anwendung der RFID-Technologie besteht in der Verfolgung von Gütern, die eine Versorgungs- oder Transportkette durchlaufen. Ferner wurden RFID-Tags mit Sensoren kombiniert, die Temperatur, Bewegung und sogar Strahlung detektieren und aufzeichnen. Auf diese Weise können dieselben RFID-Tags, die verwendet werden, um Gegenstände zu verfolgen, die durch die Versorgungs- oder Transportkette bewegt werden, dazu dienen, das Bedienpersonal darauf aufmerksam zu machen, wenn die Güter nicht bei der geeigneten Temperatur gelagert sind, oder wenn jemand einen biologischen Wirkstoff in die Güter injiziert hat.
  • Mikrochips in RFID-Tags können vom Lese-Schreibtyp („Read-Write"), vom Nur-Lese-Typ („Read-Only") oder vom Einmal-Beschreiben-Vielfaches-Auslesen-Typ sein („Write Once, Read Many", WORM). Bei Lese-Schreib-Chips kann Information zu dem Tag zugefügt werden, oder existierende Information kann überschrieben werden, mit Ausnahme der Identifikations-Seriennummer. Das RFID-Tag kann zusätzliche Speicherblocks umfassen, um Information zu speichern, die durch das Tag selbst gesammelt wurde.
  • Es besteht Bedarf nach einem verbesserten RFID-Tag mit einer Temperatur-Registrierungsfähigkeit.
  • Die US 6,329,868 B1 offenbart eine Schaltung, die eine Krümmung in der Temperaturantwort der Sperrschicht einer Diode oder eines Transistors kompensiert. Darin sind zwei Stromquellen vorgesehen. Eine erste Stromquelle erzeugt einen Strom, der proportional zur Absoluttemperatur (PZAT) ist, minus einen Strom, der komplementär zur Absoluttemperatur ist (PZAT). Eine zweite Stromquelle erzeugt einen Strom PZAT + β·KZAT. Falls PZAT > KZAT wird ein Ausgabestrom der Höhe (PZAT – KZAT)·(PZAT – KZAT):(PZAT + β·KZAT) erzeugt. Falls PZAT < KZAT ist, beträgt der Ausgabestrom Null.
  • Aus der GB 2393867 A ist ein Detektor zum Detektieren zu hoher Temperaturen für integrierte Schaltungen bekannt. Der Detektor umfasst einen ersten Stromerzeuger, der einen Strom pro portional zur Absoluttemperatur bereitstellt, und einen zweiten Stromerzeuger, der einen Strom erzeugt, der mit der Temperatur abfällt. Die beiden Ströme werden voneinander subtrahiert, um ein binäres Signal zu erzeugen, welches anzeigt, ob eine zu hohe Temperatur vorliegt oder nicht.
  • Aus der WO 99/61873 A1 ist ein Temperatursensor bekannt, der eine Taktfrequenz erzeugt, die auf vorhersagbare Weise in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur variiert. Der Sensor umfasst einen Oszillationsgenerator, zwei unabhängige Stromerzeuger, einen Referenzoszillator und einen Frequenzzähler. Die Ausgaben der beiden unabhängigen Stromerzeuger werden kombiniert, um einen näherungsweise linearen Kondensator-Ladestrom zu erzeugen, der direkt proportional zur Änderung der Temperatur ist. Der Kondensator-Ladestrom wird verwendet, um den Oszillationsgenerator anzutreiben, welcher eine Taktfrequenz ausgibt, die näherungsweise linear von der Temperatur abhängt, wobei die Steigung und die Nullstellen bestimmbar sind. Der Frequenzzähler vergleicht die Ausgabe des Oszillationsgenerators mit dem unabhängigen Referenzoszillator, um einen digitalen Wert für eine Temperatur zu berechnen. Der Sensor ist als monolithische integrierte Schaltung ausgeführt.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein schematisches Diagramm eines Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensors gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • 2 ist ein Graph, der den Bogen-Linearitätsfehler in den Temperaturmessungen in Folge von Propagations-Verzögerungen durch die Strom-Frequenz-Wandler zeigt.
  • 3 ist ein Graph, der den Linearitätsfehler der temperaturabhängigen Ströme zeigt.
  • 4 ist ein schematisches Diagramm einer Eingabe-Erzeugungsschaltung, die eine 3-Port-Linearitätskorrektur im Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung implementiert.
  • 5 ist ein Graph, der die Temperaturfehler der Temperatur-Ausgabesignale von einem linearisierten Temperatursensor im Vergleich zu einem nicht korrigierten Temperatursensor zeigt.
  • 6 ist ein schematisches Diagramm einer Eingabe-Erzeugungsschaltung für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • 7 ist ein Graph, der den schlimmstmöglichen Temperaturfehler in Celsiusgraden Spitze-zu-Spitze über einem Temperaturbereich von –25° bis 85°C zeigt, gezeichnet als Funktion des Verstärkungsgrad-Zählstands Nc, wobei die Werte von Korrekturfaktoren Kv und Kp gleichzeitig bei einem jeden Wert von Nc basierend auf den in 9 gezeigten Resultaten berechnet wurden, für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6.
  • 8 ist ein Graph, der die schlimmstmögliche Änderung Spitze-zu-Spitze in der Referenzfrequenz als Funktion des Verstärkungsgrad-Zählstands Nc zeigt, wobei Korrekturfaktoren Kv und Kp gleichzeitig bei einem jeden Wert von Nc basierend auf den in 9 gezeigten Resultaten berechnet wurden, für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6.
  • 9 ist ein Graph, der die numerischen Werte der Korrekturfaktoren Kp, Kv und der Offset-Einstellung bei einem jeden Zielwert von Nc bei einer einzigen Temperatur für ein Beispielsystem zeigt, welches durch Polynomnäherungen beschrieben wird und unter Verwendung der Bedingungen von Gleichungen 11 und 14 gelöst wurde, für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6.
  • 10 ist ein Graph, der den digitalisierten Temperaturfehler gegenüber der Temperatur für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6 zeigt, der unter Verwendung von Korrekturfaktoren implementiert ist, die unter Verwendung von 7 bis 9 ausgewählt wurden.
  • 11 ist ein Graph, der die prozentuale Änderung in der Referenzfrequenz über der Temperatur für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung zeigt, der unter Verwendung von Korrekturfaktoren implementiert ist, die unter Verwendung von 7 bis 9 ausgewählt wurden.
  • 12 ist ein schematisches Diagramm einer Eingabe-Erzeugungsschaltung, die gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine 2-Port-Linearitätskorrektur für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 implementiert.
  • 13 ist ein Graph, der die Temperaturfehler der Temperatur-Ausgangssignale von dem linearisierten Temperatursensor von 12 im Vergleich zu einem nicht-korrigierten Temperatursensor zeigt.
  • 14 ist ein Graph, der die Änderung in der Referenzfrequenz in dem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 12 zeigt, wenn die Linearitätskorrektur verwendet wird, im Vergleich zu einem Fall, in dem keine Linearitätskorrektur an der Referenzfrequenz vorgenommen wurde.
  • 15, die 15(a), 15(b), 15(c) und 15A1 umfaßt ist ein schematisches Dia mm eines Strom-Frequenz-Wandlers, der verwendet werden kann, um die I/F-Wandler im Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung zu implementieren.
  • 16 ist ein schematisches Diagramm eines RFID-Temperatur-Registriergeräts gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • 17 ist ein schematisches Diagramm eines Temperatur/Spannungs-Sensorblocks, der in dem RFID-Temperatur-Registriergerät von 16 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthalten sein kann.
  • 18 ist ein Schaltungsdiagramm einer Batteriespannungs- und PZAT-Strom-Auswahlschaltung, die in dem Temperatur/Spannungs-Sensorblock von 17 enthalten sein kann.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung implementiert ein Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor, der einen Referenzoszillator und einen Datenoszillator enthält, eine Linearitätskorrektur, indem ein Korrekturstrom zu einem temperaturunabhängigen Referenzstrom addiert wird, und identische Kopien des korrigierten Referenzstroms verwendet werden, um sowohl den Referenzoszillator-Stromeingang als auch einen Widerstand am Datenoszillator-Referenzspannungseingang zu betreiben. Der Widerstand wandelt den Strom in eine korrigierte Referenzspannung um, wobei die Referenzspannung invers proportional zu der Frequenz am Ausgang des Referenzoszillators ist. Der Korrekturstrom ist ein Strom, der proportional zur Absoluttemperatur ist (ein PZAT-Strom), und er wird erhalten, indem eine Kopie eines Bruchteils Kp des PZAT-Stroms von den Temperaturerfassungs-Stromquellen an die Eingabe-Erzeugungsschaltung angelegt wird. Die Verwendung des korrigierten Referenzstroms zum Betreiben des Referenzoszillators hat die Folge, daß die Referenzfrequenz des Temperatursensors absichtlich Fehler über der Temperatur aufweist. Die Verwendung des korrigierten Referenzstroms zum Erzeugen der Spannungsreferenz am Datenoszillator hat die Folge, daß die Frequenz am Ausgang des Datenoszillators ebenfalls absichtlich inverse Frequenzfehler aufweist. Die Natur dieser Frequenzfehler hat den Effekt, daß sie die Linearitätsfehler in der digitalen Temperaturausgabe über der Temperatur aufhebt.
  • Der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung verwirklicht Linearitätsfehler-Korrekturen, die bei herkömmlichen Frequenzverhältnis-Temperatursensoren unerreichbar sind. Insbesondere werden Fehlerquellen, die mit den temperaturabhängigen Strömen, der Zeitverzögerung in den Strom-Frequenz-Wandlern und dem temperaturabhängigen Verhalten der Widerstände und Kondensatoren assoziiert sind, gleichzeitig aufgehoben, wenn der vorbestimmte Teil des PZAT-Stroms zum Referenzstrom addiert wird.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet ein radiofrequenzbasiertes Identifizierungs-Tag (RFID-Tag) den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor, um ein RFID-Temperatur-Registriergerät zu bilden. Das RFID-Tag kann programmiert werden, um Temperaturdaten entweder auf Befehl oder in spezifizierten Intervallen aufzuzeichnen. In einer Ausführungsform ist das RFID-Tag semi-passiv, wobei der Temperatursensor und die Steuerschaltung durch eine Batterie mit Leistung versorgt werden. In einer weiteren Ausführungsform ist der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung als Temperatur/Spannungs-Sensor mit dualer Funktion konfiguriert, bei dem die Temperatursensor-Schaltung verwendet wird, um alternieren die Batteriespannung und die Umgebungstemperatur zu messen. In einer anderen Ausführungsform wird das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren in dem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor so implementiert, daß durch den Temperatursensor ein stabiler Referenztakt erzeugt wird. Der stabile Referenztakt wird von der Steuerschaltung des RFID-Tags zur Taktkalibration verwendet, wodurch der Bedarf für einen externen Kristalloszillator wegfällt. Das RFID-Tag, welches den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung beinhaltet, wird unten mehr im Detail beschrieben.
  • Im allgemeinen enthält ein Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor ein Paar von Strom-Frequenz-Wandlern (I/F-Wandlern), die den Referenzoszillator und den Datenoszillator implementieren. Das Paar von I/F-Wandlern, die als Daten-I/F-Wandler und Referenz-I/F-Wandler bezeichnet werden, empfangen jeweils zwei Eingangssignale (ein Strom- und ein Spannungs-Signal) und erzeugen ein Frequenz-Ausgangssignal. Das Paar von I/F-Wandlern verwendet somit vier Eingangssignale, um die zwei Frequenz-Ausgangssignale zum Berechnen der gemessenen Temperatur zu erzeugen. Genauer gesagt empfängt der Daten-I/F-Wandler einen temperaturabhängigen Eingangsstrom Idata und eine näherungsweise temperaturunabhängige Referenzspannung Vdata. Der temperaturabhängige Eingangsstrom Idata ist eine genaue Kopie des PZAT-Stroms IPZAT, der aus der Differenz zwischen den Basis-Emitter-Spannungen Vbe eines Paares von bipolaren Transistoren in Antwort auf einen Temperaturstimulus erzeugt wird. Der Referenz-I/F-Wandler empfängt einen näherungsweise temperaturunabhängigen Referenzstrom Iref und eine näherungsweise temperaturunabhängige Referenzspannung Vref.
  • Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung ein 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren. Bei dem 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren werden zwei der vier Eingangssignale in die I/F-Wandler durch den Korrekturstrom korrigiert. Insbesondere wird ein korrigierter Referenzstrom gebildet, indem ein kleiner Teil des temperaturabhängigen PZAT-Stroms zu einem Referenzstrom addiert wird, der in erster Ordnung temperaturstabil ist. Identische Kopien des korrigierten Referenzstroms werden simultan einerseits als Referenzstrom für den I/F-Wandler und andererseits, durch einen Widerstand, als Referenzspannung Vdata für den Daten-I/F-Wandler verwendet.
  • Die simultane Anwendung der zwei identischen Kopien des korrigierten Referenzstroms für die Eingangssignale sowohl des Daten- als auch des Referenz-I/F-Wandlers modifiziert die Transferfunktion des Frequenzverhältnis-A/D-Wandlers, so daß eine Verzerrung zweiter Ordnung innerhalb des A/D-Wandlers erzeugt wird, die ein Vorzeichen aufweist, das entgegengesetzt zum Vorzeichen der Verzerrung zweiter Ordnung ist, die den temperaturabhängigen Strömen inhärent ist, die bei der Verwendung von auf bipolaren Transistoren basierenden Temperatursensoren erzeugt werden. Als Resultat daraus wird der Linearitätsfehler der digitalisierten Temperaturmessung stark verringert. In einer Ausführungsform wird eine Linearitätsverbesserung von mindestens 20 dB bei der digitalen Temperaturmessung erhalten.
  • Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung implementiert der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung ein 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren. Bei dem 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren werden drei der vier Eingangssignale in die I/F-Wandler durch zwei separate Korrekturströme korrigiert. Der temperaturabhängige Eingangsstrom Idata ist das einzige Eingangssignal, welches nicht kor rigiert wird. Bei dem 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren wird ein erster korrigierter Referenzstrom als Referenzstrom Iref des Referenz-I/F-Wandlers verwendet, und eine genaue Kopie dieses korrigierten Referenzstroms wird auf einen Widerstand am Vdata-Referenzspannungs-Eingang des Daten-I/F-Wandlers angewendet, auf dieselbe Weise, wie beim 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren. Das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren umfaßt das Bilden eines zweiten korrigierten Referenzstroms, indem ein kleiner Teil des temperaturabhängigen PZAT-Stroms zu einem Referenzstrom addiert wird, welcher in erster Ordnung temperaturstabil ist. Der Teil des PZAT-Stroms, der verwendet wird, um den zweiten korrigierten Referenzstrom zu bilden, ist verschieden von dem Teil des PZAT-Stroms, der verwendet wird, um den ersten korrigierten Referenzstrom zu bilden, so daß die zwei korrigierten Referenzströme unterschiedliche Stromstärken aufweisen. Der zweite korrigierte Referenzstrom wird an einen Widerstand angelegt, um die Referenzspannung Vref für den Referenz-I/F-Wandler zu erzeugen. Auf diese Weise wird eine Frequenzdrift des Referenz-I/F-Wandlers, der als Referenzoszillator wirkt, minimiert, während die digitalen Temperaturmessungen der Temperatur wie oben beschrieben linearisiert werden. In einer Ausführungsform ist das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren in der Lage, eine 20 dB-Linearitätsverbesserung in den digitalen Temperaturmessungen zu erreichen, während es die Stabilität der Frequenz des Referenztakts auf einem Wert von 0,06% Spitze-zu-Spitze hält.
  • Bei dem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung kann eine simultane digitale Einstellung des Verstärkungsgrades und des Offsets vorgenommen werden, um die Meßgenauigkeit weiter zu erhöhen, wenn die Anwendung absolute Genauigkeit erforderlich macht. Um das Leistungsverhalten des Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensors der vorliegenden Erfindung zu verbessern, können ferner der Daten- und der Referenzoszillator unter Verwendung von I/F-Wandlern implementiert werden, die eine Summe aus Propagationsverzögerungen, logischen Verzögerungen und Schalt-Zeitverzögerungen aufweisen, die konstant bezüglich der Temperatur und Variationen in der Leistungsversorgung ist.
  • In einer Ausführungsform wird der PZAT-Strom mit Korrekturfaktoren multipliziert und zu einem Referenzstrom addiert, um den ersten und den zweiten korrigierten Referenzstrom zu bilden, die nicht mehr temperaturunabhängig sind, sondern eine positive Steigung von ungefähr 1,15% über dem Intervall von –25°C bis 85°C aufweisen. Die Korrekturfaktoren werden mathematisch ausgewählt, indem Gleichungen gelöst werden, die den Digitalisierungs-Temperatursensor charakterisieren, oder empirisch, unter Verwendung der Messung von tatsächlichen integrierten Schaltungen.
  • Der linearitätskorrigierte Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung ist verwendbar für Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensoren, bei denen die Datenfrequenz mit ansteigender Temperatur auf eine Weise ansteigt, die nahezu linear proportional zur Absoluttemperatur (PZAT) ist, während die Referenzfrequenz konstant, oder näherungsweise konstant bleibt. Das Linearitätskorrekturverfahren der vorliegenden Erfindung ist nicht für Digitalisierungssysteme anwendbar, bei denen die Datenfrequenz nicht wesentlich mit der Temperatur ansteigt.
  • Der linearitätskorrigierte Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung bietet viele Vorteile gegenüber herkömmlichen Temperatursensoren. Zunächst kann der linearitätskorrigierte Temperatursensor der vorliegenden Erfindung, ohne externe Kristallkomponenten verwenden zu müssen, Temperaturmessungen bereitstellen, die so gut oder besser sind als diejenigen von Temperatursensoren, die einen Kristalloszillator verwenden. Der Temperatursensor der vorliegenden Erfindung verringert dadurch die Herstellungskosten und die Schaltungsfläche für seine Implementierung. Wenn das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren verwendet wird, stellt ferner der Temperatursensor der vorliegenden Erfindung gleichzeitig eine Referenzfrequenz mit verbesserter Stabilität bereit. Die Referenzfrequenz kann von anderen Schaltungen außerhalb des Temperatursensors verwendet werden, die eine stabile Referenzfrequenz benötigen. Der Temperatursensor der vorliegenden Erfindung beseitigt somit den Bedarf für zusätzliche Oszillatorschaltungen oder einen externen Kristalloszillator, um solch eine stabilisierte Referenzfrequenz bereitzustellen.
  • 1 ist ein schematisches Diagramm eines Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensors gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 1 zu sehen ist, empfängt ein Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor 10 zwei temperaturabhängige Ströme von einer Temperatur-Erfassungsschaltung 20 als seine Eingangssignale. Die Temperatur-Erfassungsschaltung 20 kann ein Teil, muß aber kein Teil des Digitalisierungs-Temperatursensors 10 sein. Die exakte Implementierung der Temperatur-Erfassungsschaltung 20 ist für die Anwendung der vorliegenden Erfindung nicht kritisch, sofern zwei temperaturabhängige Ströme für den Temperatursensor erzeugt werden, von denen einer proportional und der andere komplementär ist.
  • In 1 ist eine Temperaturerfassungsschaltung 20 gezeigt, mit zwei Stromquellen, die in Antwort auf Temperaturstimuli einen Strom IPZAT, der proportional zur Absoluttemperatur ist, an einem Knoten 22 und einen Strom IKZAT, der zur Absoluttemperatur komplementär ist, an einem Knoten 24 bereitstellen. Die in 1 gezeigte Temperaturerfassungsschaltung 20 ist nur symbolisch und soll nicht den tatsächlichen Aufbau der Temperaturerfassungsschaltung repräsentieren. Im allgemeinen werden die zwei temperaturabhängigen Ströme unter Verwendung von zwei bipolaren Transistoren erzeugt, welche bei ungleichen Stromdichten betrieben werden. Der Unterschied in den Basis-Emitter-Spannungen der zwei bipolaren Transistoren, die Spannung ΔVbe, ist eine Spannung, welche proportional zur absoluten Temperatur ist. Ein Strom PZAT kann aus der Spanung ΔVbe erzeugt werden, indem die Spannung ΔVbe über einen Widerstand angelegt wird (wie beispielsweise den Widerstand Rp). Andererseits ist die Basis-Emitter-Spannung eines der bipolaren Transistoren, die Spannung Vbe, eine Spannung, die zur Absoluttemperatur komplementär ist. Ein Strom KZAT kann somit aus der Spannung Vbe erzeugt werden und wird typischerweise aus der größeren der beiden Spannungen Vbe an dem Transistor mit der höheren Stromdichte erzeugt, indem diese Spannung Vbe über einem Widerstand (wie beispielsweise dem Widerstand Rc) angelegt wird.
  • Der Digitalisierungs-Temperatursensor 10 wird durch eine Eingabe-Erzeugungsschaltung 30 und einen Frequenzverhältnis-Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) gebildet. Die Eingabe-Erzeugungsschaltung 30 empfängt die beiden temperaturabhängigen Ströme IPZAT und IKZAT und erzeugt die notwendigen Eingangssignale, um den Frequenzverhältnis-A/D-Wandler zu betreiben. In der vorliegenden Ausführungsform umfaßt der Frequenzverhältnis-A/D-Wandler ein Paar von Strom-Frequenz-Wandlern (I/F-Wandlern) 40 und 50, ein Paar von Zählern 60, 70 und eine Subtraktionsschaltung 80. Der Frequenzverhältnis-A/D-Wandler stellt ein Ausgangssignal ADCOUT als Temperatur-Ausgangssignal des Digitalisierungs-Temperatursensors 10 bereit.
  • Der I/F-Wandler 40 ist der Daten-I/F-Wandler zum Empfangen des temperaturabhängigen Eingangsstroms Idata (Knoten 32) und einer im wesentlichen temperaturunabhängigen Referenzspannung Vdata (Knoten 34), und zum Erzeugen eines Frequenz-Ausgangssignals Fdata (Knoten 44) mit einer Frequenz, welche indikativ für den Eingangsstrom ist, bei dem es sich um einen PZAT-Strom handelt. Der I/F-Wandler 50 ist der Referenz-I/F-Wandler zum Empfangen eines im wesentlichen temperaturunabhängigen Referenzstroms Iref (Knoten 36) und einer näherungsweise temperaturunabhängigen Referenzspannung Vref (Knoten 38), und zum Erzeugen eines Frequenz-Ausgangssignals Fref (Knoten 54), welches die Referenzfrequenz des Temperatursensors darstellt. Die Referenzfrequenz Fref definiert die Umwandlungsperiode ("conversion period"), wobei eine festgelegte Anzahl von Taktperioden, Nc, der Referenzfrequenz die Umwandlungsperiode anzeigt.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugt die Eingabe-Erzeugungsschaltung 30 einen ersten korrigierten Referenzstrom, der zum Erzeugen der Referenzspannung Vdata (Knoten 34) verwendet wird, und außerdem eine genau gleiche Kopie des ersten korrigierten Referenzstroms, die als Referenzstrom Iref (Knoten 36) zu verwenden ist. Durch das Verwenden des ersten korrigierten Referenzstroms auf die beschriebene Weise, werden Linearitätsfehler in den schließlich erhaltenen Temperatur-Ausgangssignalen des Temperatursensors präzise kor rigiert. Ferner erzeugt gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung die Eingabe-Erzeugungsschaltung 30 einen zweiten korrigierten Referenzstrom, welcher zum Erzeugen der Referenzspannung Vref (Knoten 38) zu verwenden ist, zum Verbessern der Stabilität der Referenzfrequenz Vref. Die detaillierte Implementierung der Eingabe-Erzeugungsschaltung 30 wird unten ausführlicher beschrieben.
  • Bei dem Digitalisierungs-Temperatursensor 10 ist die Referenzfrequenz Fref (Knoten 54) mit dem Referenzzähler 70 gekoppelt, der zum Zählen einer festgelegten Anzahl Nc von Taktperioden der Referenzfrequenz bestimmt ist. Der Referenzzähler 70 erzeugt ein Ausgangssignal REF_COUNT an einem Ausgangsanschluß 78, welches indikativ für den Zählerstand Nc ist, der die Umwandlungsperiode des Temperatursensors definiert. Der Referenzzähler 70 empfängt ein Signal START_CONVERT (Knoten 64), um einen jeden Umwandlungszyklus zu initiieren. Wenn die festgelegte Anzahl von Zählstößen Nc erreicht wurde, erzeugt der Referenzzähler 70 ein Überschreitungssignal ("overflow"), welches als ein Signal CONVERT_DONE wirkt (Knoten 66), um das Ende eines jeden Umwandlungszyklus anzuzeigen. Wenn der Referenzzähler 70 feststellt, daß ein Zählstand die Zahl Nc übersteigt, würde das Überschreitungssignal erklärt, um das Ende der Umwandlungsperiode anzuzeigen. Der Referenzzähler 70 empfängt außerdem ein Verstärkungsgrad-Einstellungs-Eingangssignal an einem Anschluß 72, um die Verstärkung bzw. den Verstärkungsgrad des Digitalisierungs-Temperatursensors 10 digital einzustellen. Das Verstärkungsgrad-Einstellungs-Eingangssignal funktioniert derart, daß es die Umwandlungsperiode verlängert oder verkürzt, indem die Anzahl von Zählerständen Nc erhöht bzw. erniedrigt wird, um dadurch den Verstärkungsgrad des Temperatursensorsystems einzustellen.
  • Die Datenfrequenz Fdata (Knoten 44) ist mit dem Datenzähler 60 gekoppelt, um die Anzahl von Taktperioden der Datenfrequenz innerhalb einer Umwandlungsperiode des Temperatursensors zu zählen. Der Datenzähler 60 erzeugt ein Ausgangssignal DATA_COUNT an einem Ausgangsanschluß 68, welches indikativ für den Zählstand der Datenfrequenz innerhalb der Umwandlungsperiode ist. Der Datenzähler 60 empfängt das START_CONVERT-Signal (Knoten 64), um einen jeden Umwandlungszyklus zu initiieren. Der Datenzähler 60 empfängt außerdem das CONVERT_DONE-Signal (Knoten 66) von dem Referenzzähler 70 als das Anhaltesignal. Wenn das Signal CONVERT_DONE erklärt wird, wird das Zählen an dem Datenzähler 60 angehalten. Schließlich empfängt der Datenzähler 60 ein Offset-Einstellungs-Eingangssignal an einem Anschluß 62 zum digitalen Einstellen des Offsets des Digitalisierungs-Temperatursensors 10.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform sind das Signal DATA_COUNT (Knoten 68) und das Signal REF_COUNT (Knoten 78) mit der Subtraktionsschaltung 80 gekoppelt, wobei das Signal REF_COUNT von dem Signal DATA_COUNT subtrahiert wird. Ein Signal ADCOUT an einem Ausgangsanschluß 82 wird schließlich als digitales Temperaturausgabesignal bereitgestellt und kann verarbeitet werden, um ein Temperatur-Ausgangssignal bereitzustellen. Die Schaltung und das Verfahren zum Verarbeiten des Signals ADCOUT ist wohlbekannt und wird in der vorliegenden Beschreibung daher nicht gezeigt oder beschrieben. In einer Ausführungsform ist der Digitalisierungs-Temperatursensor 10 normiert, indem eine Referenzfrequenz und eine Datenfrequenz ausgewählt werden, die nominell bei 0°C gleich sind. Jegliche Ungenauigkeit in der tatsächlichen Temperatur, bei der Fdata = Fref gilt, kann digital korrigiert werden, indem der geeignete digitale Wert an dem Offset_Adjust-Eingang (Knoten 62) eingestellt wird. Auf diese Weise führt die Subtraktion zu einem Signal ADCOUT, welches nominell eine Temperaturmessung in Grad Celsius anzeigt.
  • Im allgemeinen ist das digitalisierte Ausgangssignal eines Frequenzverhältnis-A/D-Wandlers unter der Annahme eines Offset-Einstellungswertes von Null, wie folgt gegeben:
    Figure 00170001
    wobei Nc die festgelegte Anzahl von Taktperioden des Referenztaktes ist und die Umwandlungsperiode definiert. Der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor 10 der vorliegenden Erfindung kann auch durch die obige Gleichung (1) beschrieben werden.
  • Wenn man annimmt, daß die Referenzfrequenz Fref in Gleichung 1 konstant ist, kann das Verhältnis Fdata/Fref als ein Eingangssignalwert interpretiert werden, oberhalb dessen das Ausgangssignal ADCOUT größer als Null sein wird. Somit entspricht ein jeglicher positiver Ausgangswert des Frequenzverhältnis-A/D-Wandlers, welcher durch die Gleichung 1 beschrieben ist, einer Größe eines Eingangssignals oberhalb eines vorbestimmten Referenzwertes. Somit mißt der A/D-Wandler die Differenz zwischen einem vorbestimmten positiven Referenzwert und dem Eingangswert. Dieses Merkmal des Frequenzverhältnis-A/D-Wandlers ist insbesondere nützlich bei diodenbasierten Temperaturerfassungs-A/D-Wandlern, weil das Eingangssignal erst bei Temperaturen in der Nähe von –273,15°C Null wird, was weit unterhalb der normalen Betriebstemperaturen liegt. Somit kann der Frequenzverhältnis-A/D-Wandler normiert werden, indem ein nomineller Wert für den Referenzwert gewählt wird, der einer erfaßten Temperatur von 0°C entspricht. Bei dieser Normierung kann ein Frequenzverhältnis-Temperatursensor konstruiert werden, dessen digitales Ausgangssignal nominell Temperaturen in Grad Celsius anzeigt.
  • In der vorliegenden Ausführungsform wird der Digitalisierungs-Temperatursensor 10 ferner normiert, indem ein Wert von Nc so gewählt wird, daß eine Änderung von 1°C an den Temperaturerfassungs-Stromquellen zu einer Änderung von acht niedrigstwertigen Bits (least significant bits, LSB) am digitalen Ausgang ADCOUT führt. Auf diese Weise werden mit Vorzeichen versehene binäre digitale Zahlen am Ausgang ADCOUT leicht als Temperatur in Celsiusgraden interpretiert, mit einem LSB-Gewicht von 0,125°C.
  • Bei der obigen Beschreibung sind die Oszillatoren in dem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor unter Verwendung von Strom-Frequenz-Wandlern (I/F-Wandlern) implementiert. Anstatt Oszillatoren zu verwenden, die empfindlich gegenüber ei nem angelegten Strom sind, können die Oszillatoren in dem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor auch unter Verwendung von spannungsempfindlichen Oszillatoren implementiert werden, oder von Spannungs-Frequenz-Wandlerschaltungen (V/F-Wandlern). Aufgrund der inhärenten Stromzufuhr-Sperrfähigkeit der Temperaturerfassungsschaltungen, die die temperaturabhängigen Ströme erzeugen, wird die Verwendung von I/F-Wandlern im allgemeinen gegenüber V/F-Wandlern bevorzugt. Jedoch funktioniert das Linearitäts-Korrekturverfahren der vorliegenden Erfindung ebenso gut für einen Digitalisierungs-Temperatursensor, der unter Verwendung von V/F-Wandlertopologien mit einer geeigneten Änderung in dem Eingangssignal von einem Stromsignal zu einem Spannungssignal implementiert ist. Ein Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor kann unter Verwendung einer V/F-Wandlertopologie implementiert werden, solange die Datenfrequenz Fdata mit zunehmender Temperatur ansteigt und die Referenzfrequenz Fref relativ konstant ist, und solange die V/F-Wandler so konfiguriert sind, daß ihre Frequenz mit ansteigender Eingangsspannung ansteigt und mit ansteigender Referenzspannung abfällt.
  • Wie oben beschrieben wurde, verwendet der Digitalisierungs-Temperatursensor 10 von 1 zwei Strom-Frequenz-Wandler (I/F-Wandler) 40 und 50, um die Eingangssignal-zu-Frequenz-Funktion zu implementieren. Der Aufbau und der Betrieb eines I/F-Wandlers ist wie folgt. Ganz allgemein gesprochen umfaßt ein I/F-Wandler einen Kondensator, einen Komparator und Schalter. Der I/F-Wandler empfängt einen Eingansstrom Iin und eine Referenzspannung Vref als Eingangssignale. Der Kondensator wird durch den Eingangsstrom Iin aufgeladen, und es ergibt sich eine linear ansteigende Rampenspannung an dem Kondensator. Die Rampenspannung an dem Kondensator wird mit einer Referenzspannung Vref verglichen. Wenn die Rampenspannung die Referenzspannung Vref übersteigt, wird das Vergleicher-Ausgangssignal erklärt, und die Schalter werden zurückgesetzt, um den Kondensator zu entladen, wobei die Spannung am Kondensator auf Null gesetzt wird und der Spannungsrampenprozeß von neuem begonnen wird. Die Zeit zwischen einer jeden Erklärung des Komparator-Ausgangssignals definiert die Periode der Ausgangsfrequenz Fout des I/F-Wandlers. Für idea le Systeme, die eine instantane Wiederherstellung ("reset") aufweisen, kann die Frequenz Fout wie folgt angegeben werden:
    Figure 00200001
    wobei Iin der Eingangsstrom in Ampere ist, Cint die Kapazität des internen Integrations-Kondensators in Farad ist und Vref die Referenzspannung ist, die am Komparator verwendet wird.
  • In tatsächlichen Schaltungen gibt es eine endliche Verzögerungszeit zwischen dem Moment, zu dem die Rampenspannung die Referenzspannung Vref übersteigt und dem Beginn eines weiteren Rampenzyklus. Für eine Anwendung mit niedriger Leistung, bei der die Menge der in dem Komparator verbrauchten Leistung die Vergleichsgeschwindigkeit begrenzt, kann diese Verzögerungszeit groß werden und einen signifikanten Beitrag zu den Linearitätsfehlern des Ausgangs-Frequenzsignals liefern. Für einen I/F-Wandler mit einer Verzögerungszeit td zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Rampenspannung des Kondensators die Referenzspannung übersteigt, und dem Beginn des nächsten Rampenzyklus ist die Ausgangsfrequenz wie folgt gegeben:
    Figure 00200002
  • Das Vorliegen der Verzögerungszeit td beeinflußt den Offset und die Verstärkung der I/F-Transferfunktion, aber diese linearen Fehler können in einem typischen System leicht korrigiert werden. Leider verursacht die Anwesenheit der Verzögerungszeit außerdem, daß die Ausgangsfrequenz bei höheren Frequenzen geringer ansteigt, bei denen die Verzögerungszeit einen größeren Teil der Gesamtperiode ausmacht, wodurch ein Linearitätsfehler in der Trans ferfunktion zwischen Iin und Fout verursacht wird. Die Größe des Linearitätsfehlers, der durch td erzeugt wird, steigt mit zunehmendem Wert des Verhältnisses td/tramp an, wobei tramp die Zeitperiode der Rampenspannung ist. Das Verhältnis td/tramp und der Linearitätsfehler können minimiert werden, indem entweder die Zeit tramp erhöht wird (was einen geringeren Eingangsstrom Iin oder eine größere Kapazität Cint oder eine größere Referenzspannung Vref erforderlich macht), oder indem die Verzögerungszeit td verringert wird.
  • 2 ist ein Graph, der den Bogen-Linearitätsfehler in den Temperaturmessungen aufgrund der Propagationsverzögerungen durch einen Strom-Frequenz-Wandler zeigt. In dem vorliegenden Beispiel wird angenommen, daß die Rampenzeit tramp 2 μs beträgt. 2 zeigt die Linearitätsfehler für Fälle, bei denen keine Verzögerung vorliegt, td = 0 (ein Idealfall), und bei denen eine Verzögerung von 40 ns bzw. 80 ns vorliegt. Wie dem Graphen zu entnehmen ist, wird bei einer Verzögerungszeit von 80 ns ein Linearitätsfehler von 0,15% Spitze-zu-Spitze in der Ausgangsfrequenz erwartet, was ungefähr 1 Teil in 667 entspricht. Ein System mit einer Linearitätsanforderung von 11 Bits benötigt einen Spitze-zu-Spitze-Linearitätsfehler von weniger als 1/(211) = 0,049%, was ungefähr einem Drittel der Nichtlinearität entspricht, die in 2 zu beobachten ist. Man beachte, daß der induzierte Linearitätsfehler sich in einer konvexen, "bogenförmigen" Kurve manifestiert.
  • Das Ausmaß des Linearitätsfehlers in 2 verdoppelt sich ungefähr bei einer Verdoppelung der Verzögerungszeit td. Um ein System mit einer gut kontrollierten Linearität zu konstruieren, ist es somit notwendig, die I/F-Wandler so zu konstruieren, daß die Verzögerungszeit konstant ist oder zumindest nahezu konstant ist, um den Linearitätsfehler der I/F-Wandler relativ konstant zu halten und somit zugänglich für ein Linearitäts-Korrekturverfahren zu machen. Somit ist gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung der Digitalisierungs-Temperatursensor vorzugsweise unter Verwendung eines I/F-Wandlers implementiert, der Variationen in der Verzögerungszeit td durch den I/F-Wandler minimiert, vorzugsweise, indem die Verzögerungszeit selbst minimiert wird.
  • Der "bogenförmige" Linearitätsfehler, welcher durch die Verzögerungszeit td der I/F-Wandler hervorgerufen wird, wird seinerseits dazu neigen, eine I/F-Schaltung zu linearisieren, die einen konkaven, "schüsselförmigen" Linearitätsfehler aufweist, und es wird unten gezeigt, daß er zu der Linearisierung des Temperatursensorsystems beiträgt. Im allgemeinen versucht das Linearitäts-Korrekturverfahren der vorliegenden Erfindung nicht, eine signifikante Linearitätskorrektur des Bogen-Linearitätsfehlers infolge der Verzögerungszeit td zu erreichen, obwohl das Vorliegen des Bogenfehlers das Ausmaß der benötigten Korrektur innerhalb des Digitalisierungs-Temperatursensorsystems verringert. Somit wird der Parameter td beim Design des Digitalisierungs-Temperatursensors nicht variiert, um eine maximale Linearitätskorrektur zu erhalten. Statt dessen umfaßt das Linearitäts-Korrekturverfahren der vorliegenden Erfindung einen Versuch, die Verzögerungszeit td so weit zu minimieren, daß eine jegliche Variation in der Verzögerungszeit td mit Zeit und Temperatur und fabrikationsbedingten Variationen einen vernachlässigbaren Anteil der Spannungsrampenzeit tramp darstellt. Dann kann das Linearitäts-Korrekturverfahren der vorliegenden Erfindung angewendet werden, um eine optimale Linearitätskorrektur bezüglich der Zeit, Temperatur und der Schaltungsverarbeitung zu erreichen.
  • Man beachte, daß die Anwesenheit des Zeitverzögerungs-Terms auch die Steigung und den Offset der Ausgangsfrequenz eines I/F-Wandlers beeinflußt. Jedoch können Steigungs- und Offset-Fehler leicht in dem digitalen Bereich korrigiert werden, unter Verwendung der Offset- und Verstärkungsgrad-Einstellungsparameter.
  • 3 ist ein Graph, der den Linearitätsfehler der temperaturabhängigen Ströme zeigt, die durch die Temperaturerfassungsschaltung 20 von 1 erzeugt werden. Wie oben beschrieben wurde, erzeugt die Temperaturerfassungsschaltung 20 einen PZAT-Strom IPZAT und einen KZAT-Strom IKZAT, unter Verwendung von zwei bipolaren Transistoren, die bei unterschiedlichen Stromdichten arbeiten. Bekannte Diodengleichungen zeigen, daß die Basis-Emitter-Spannung Vbe eines bipolaren Transistors etwa linear mit der Temperatur abnimmt, und daß der Unterschied zwischen den Basis-Emitter-Spannungen ΔVbe von zwei Dioden bei unterschiedlichen Stromdichten mit angelegter Temperatur auf mehr lineare Weise ansteigt. Die Ströme PZAT und KZAT werden kombiniert, um einen in erster Ordnung temperaturunabhängigen Referenzstrom Inpo zu erzeugen.
  • Wenn die Ströme PZAT und KZAT mit einer Gewichtung kombiniert werden, die zu einer Aufhebung des Steigungsfehlers erster Ordnung führt, weist der resultierende Referenzstrom Inpo als "Null-Temperatur-Koeffizient" immer noch einen Linearitätsfehler aufgrund des dominanten Bogens der KZAT-Stromkomponente auf, wie in 3 gezeigt ist. Die Größe dieses Linearitätsfehlers beträgt, wie in 3 zu sehen ist, 0,35% Spitze-zu-Spitze, was ungefähr siebenmal größer ist als der erwünschte höchstmögliche Linearitätsfehler für ein Temperatursensorsystem von Interesse. Die nicht-lineare Charakteristik des temperaturunabhängigen Referenzstroms Inpo des Digitalisierungs-Temperatursensors gegenüber der Temperatur stellt die signifikanteste Linearitätsverschlechterung innerhalb des Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensors dar.
  • 4 ist ein schematisches Diagramm einer Eingabe-Erzeugungsschaltung, die ein 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren in dem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung implementiert. In 4 umfaßt die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 ein Paar von Linearitäts-IDACs (DAC = digital/analog converter) 110, 120, bei denen digitale Zahlen KP_ADJUST und KV_ADJUST eingegeben werden, um die Größe der PZAT-Stromkomponente einzustellen. Die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 stellt ein Paar von korrigierten Referenzströmen bereit, um die digitalen Ausgangssignale des Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensors 10 zu linearisieren und um eine stabilisierte Referenzfrequenz bereitzustellen.
  • Ein besonderes Merkmal der Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Referenzspannungen und der Referenzstrom nicht aus einer Bandlücken-Spannung erzeugt werden. Statt dessen wird ein Referenzstrom erzeugt und durch einen Widerstand geleitet, um eine Referenzspannung zu erzeugen, wobei der Widerstandswert des Widerstands eine signifikante Änderung mit der Temperatur aufweisen kann. Ein herausragendes Merkmal des Linearisierungsverfahrens der vorliegenden Erfindung besteht in der Verwendung identischer Kopien desselben Referenzstroms am Stromeingang des Referenz-I/F-Wandlers einerseits und zum Herstellen der Referenzspannung für den Daten-I/F-Wandler andererseits.
  • Wie in 4 zu sehen ist, empfängt die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 einen PZAT-Strom PZAT (Knoten 22) und einen KZAT-Strom IKZAT (Knoten 24) von der Temperaturerfassungsschaltung. Der Strom IPZAT wird von einem Puffer 146 als ein Strom Ip gespiegelt und an einem Ausgangsknoten 132 bereitgestellt als temperaturabhängiger Eingangsstrom Idata für den Daten-I/F-Wandler 40 im Digitalisierungs-Temperatursensor 10 (1).
  • Die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 umfaßt eine erste Summationsschaltung, um einen in ersten Ordnung temperaturunabhängigen Strom Inpo aus einer gewichteten Summe der Ströme IPZAT und IKZAT zu erzeugen. Insbesondere wird der Strom IPZAT mit einem Puffer 102 gekoppelt, in welchem der PZAT-Strom mit einem Faktor Knp multipliziert wird, und der Strom IKZAT wird mit einem Puffer 104 gekoppelt, in welchem der KZAT-Strom mit einem Faktor Knc multipliziert wird. Die von den Puffer 102 und 104 erzeugten Ströme werden durch eine Summationsschaltung 106 addiert, um an einem Knoten 108 den Strom Inpo zu erzeugen. Der Inpo-Strom, welcher eine Kombination aus einer PZAT-Stromkomponente und einer KZAT-Stromkomponente ist, ist nominell bezüglich der Temperatur stabil.
  • Bei der Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 wird ein Daten-Linearitäts-Strom-D/A-Wandler (IDAC) 110 verwendet, um einen ersten korrigierten Referenzstrom zu erzeugen, indem ein geringer, digital programmierbarer Anteil des PZAT-Stroms zu dem Inpo-Strom addiert wird. Insbesondere wird der Strom IPZAT, gespiegelt durch einen Puffer 144 als Strom IPZAT1, mit einem Puffer 114 in dem Daten-Linearitäts-IDAC 110 gekoppelt. Der Puffer 114 wendet einen Strom-Multiplikationsfaktor Kp als Korrekturfaktor auf den Strom IPZAT1 an, um einen Bruchteil des PZAT-Stroms als Korrekturstrom zu erzeugen. Der Bruchteil des PZAT- Stroms aus dem Puffer 114 wird durch eine Summationsschaltung 116 zu dem von einem Puffer 112 gespiegelten Strom Inpo addiert, um einen Ausgangsstrom In_1 an einen Knoten 118 auszugeben. Der Strom In_1 ist in erster Linie der Strom Inpo, aber die Zugabe des geringen Bruchteils des PZAT-Stroms macht den Strom In_1 nicht vollständig temperaturunabhängig. In der Tat erhält der Strom In_1 etwas mehr von PZAT als für eine Temperaturstabilität notwendig wäre, und diese Natur des Stroms In_1 wird ausgenutzt, um den Linearitätsfehler zu korrigieren, der durch die Zeitverzögerung in den I/F-Wandlern der Temperatursensorschaltung hervorgerufen wird.
  • Der erste korrigierte Referenzstrom In_1 wird von einem Puffer 119 als ein Strom In gespiegelt und an einem Ausgangsknoten 136 breitgestellt, um als Referenzstrom Iref des Referenz-I/F-Wandlers 50 im Digitalisierungs-Temperatursensor 10 verwendet zu werden (1). Eine genaue Kopie des ersten korrigierten Referenzstroms In_1 wird außerdem durch einen Widerstand Rdata geleitet, wobei der Spannungsabfall über dem Transistor eine Referenzspannung Vd darstellt. Die Referenzspannung Vd wird an einem Ausgangsknoten 132 als die Referenzspannung Vdata des Daten-I/F-Wandlers 40 im Digitalisierungs-Temperatursensor 10 bereitgestellt (1). Auf diese Weise werden identische Kopien des ersten korrigierten Referenzstroms In_1 als Referenzstrom für den Referenzoszillator und als Referenzspannung für den Datenoszillator des Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensors verwendet.
  • Insbesondere ist die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 der vorliegenden Erfindung verschieden von herkömmlichen Frequenzverhältnis-Temperatursensorschaltungen, bei denen die Referenzspannungen Vdata und Vref für die zwei Oszillatoren dieselbe Spannung sind, die von einer Spannungs-Referenzschaltung erzeugt wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die Referenzspannung Vdata für den Datenoszillator und die Referenzspannung Vref für den Referenzoszillator separat erzeugt, und daher sind die zwei Spannungen voneinander entkoppelt. Die Referenzspannung Vdata wird so erzeugt, daß sie eine temperaturabhängige Variation aufweist, die einen geringen Anstieg mit der Temperatur zeigt, während die Refe renzspannung Vref einen unterschiedlichen, nämlich größeren Anstieg mit der Temperatur zeigt.
  • Bei der Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 wird ein Referenz-Linearitäts-IDAC 120 verwendet, um einen zweiten korrigierten Referenzstrom zu erzeugen, indem ein kleiner Teil des PZAT-Stroms zu dem Inpo-Strom addiert wird. Der Teil des PZAT-Stroms, welcher verwendet wird, um den zweiten korrigierten Referenzstrom zu bilden, ist verschieden von dem Teil, welcher verwendet wird, um den ersten korrigierten Referenzstrom zu bilden, aufgrund der Verwendung unterschiedlicher Korrekturfaktoren bzw. Strom-Multiplikationsfaktoren. Insbesondere wird der Strom IPZAT, gespiegelt von einem Puffer 142 als Strom IPZAT2, mit einem Puffer 122 im Referenz-Linearitäts-IDAC 120 gekoppelt. Der Puffer 122 wendet einen Strom-Multiplikationsfaktor Kv auf den Strom IPZAT2 an, um einen Bruchteil des PZAT-Stroms als einen weiteren Korrekturstrom zu erzeugen. Der Bruchteil des PZAT-Stroms wird von dem Puffer 122 durch eine Summationsschaltung 126 zu dem Strom Inpo addiert, welcher von einem Puffer 124 gespiegelt ist, um einen Ausgangsstrom Ivr an einem Knoten 128 zu erzeugen. Der Strom Ivr entspricht in erster Linie dem Strom Inpo, aber die Zugabe des kleinen Bruchteils des PZAT-Stroms macht den Strom Ivr etwas proportional zur Absoluttemperatur.
  • Der zweite korrigierte Referenzstrom Ivr wird durch einen Widerstand Rref geleitet, wobei der Spannungsabfall über dem Widerstand eine Referenzspannung Vr darstellt. Die Referenzspannung Vr wird an einem Ausgangsknoten 138 als die Referenzspannung Vref des Referenz-I/F-Wandlers 50 im Digitalisierungs-Temperatursensor 10 bereitgestellt (1). Durch die Verwendung des zweiten korrigierten Referenzstroms Ivr zum Erzeugen der Referenzspannung Vref für den Referenzoszillator wird eine temperaturstabilisierte Referenzfrequenz erhalten.
  • Bei der Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 von 4 werden die Verstärkungspuffer mit Verstärkungsgrad Eins bzw. Kopierverstärker, wie beispielsweise die Puffer 112, 119, 124, 142, 144 und 146 für die Stromkopie verwendet, und sie können als Verstärker mit Verstärkungsgrad Eins oder als Einheits-Stromspiegel implementiert werden. Ferner werden die Puffer mit Verstärkungsgrad Eins 112, 119, 124, 142, 144 und 146 dort aufgenommen, wo eine Stromkopie benötigt wird, um eine genaue Kopie des Eingangsstroms zu erzeugen. Die Puffer mit Verstärkungsgrad Eins können ausgelassen werden, wenn eine Stromkopie für den Betrieb der Schaltung nicht notwendig ist. Die Verwendung von Puffer mit Verstärkungsgrad Eins oder von Einheits-Stromspiegeln zum Erstellen von genauen Kopien eines Eingangsstroms, wenn diese benötigt werden, ist im Stand der Technik bekannt. Ferner versteht es sich, daß bei der tatsächlichen Implementierung der Eingabe-Erzeugungsschaltung der vorliegenden Erfindung ein Strom, der für den Ausgangsstrom verwendet wird oder durch einen Widerstand geleitet wird, der ursprünglich erzeugte Strom oder eine genaue Kopie des ursprünglich erzeugten Stroms sein kann. Das heißt, die Verwendung eines ursprünglich erzeugten Stroms oder einer genauen Kopie des Stroms an einem gegebenen Knoten ist austauschbar und unkritisch für die praktische Umsetzung der vorliegenden Erfindung.
  • Die Strom-Multiplikationsfaktoren Knp und Knc zum Bilden des temperaturunabhängigen Stroms Inpo können auf herkömmliche Weise hergeleitet werden. Die Strom-Multiplikationsfaktoren (die Korrekturfaktoren) Kv und Kp können mathematisch hergeleitet werden, wie dies unten beschrieben wird, oder empirisch durch Simulation oder Charakterisierung der Vorrichtung. Wenn die Multiplikationsfaktoren Kv und Kp mathematisch oder durch Simulation hergeleitet werden, kann für die tatsächliche Implementierung eine Feineinstellung der Werte notwendig sein.
  • Wenn die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 von 4 in den Temperatursensor von 1 aufgenommen wird, wird ein Temperatursensor geschaffen, der bezüglich der Linearität und der Stabilität des Referenztaktes korrigiert ist. Der Temperatursensor arbeitet außerdem in einer Weise, daß er Linearitätsfehler infolge der Zeitverzögerung in den Oszillatoren korrigiert. Die Betriebscharakteristika des Digitalisierungs-Temperatursensors 10, der unter Verwendung der Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 von 4 implementiert ist, wird nun be schrieben. Das digitale Ausgangssignal ADCOUT des Temperatursensors kann für den Fall, daß die Zeitverzögerung innerhalb der Komparatoren nicht vernachlässigbar ist, wie folgt geschrieben werden:
    Figure 00280001
  • Der Ausdruck in Gleichung (4) kann vereinfacht werden, wenn die folgenden Annahmen gemacht werden: Cdata = Cref = C, Rdata = Rref = R, In = In_1 und td_data = td_ref = td. Man beachte, daß der Strom Ip derselbe ist wie der PZAT-Strom Idata. Die vereinfachte Form des digitalen Ausgangssignals ADCOUT lautet:
    Figure 00280002
  • Wenn man annimmt, daß die Verzögerungszeit td Null beträgt, vereinfacht sich die Gleichung (5) ferner wie folgt:
    Figure 00280003
  • Wenn keine Linearitätskorrektor beim Temperatursensor vorgenommen wird (d. h., Kv = Kp = 0), wird der temperaturunabhängige Strom Inpo wie in 3 gezeigt verwendet, um die Referenzspannungen Vdata und Vref für den Referenzoszillator und den Datenoszillator zu erzeugen, und außerdem als Referenzstrom Iref des Referenzoszillators verwendet. Das heißt, In = Ivr = Inpo. Wie der obigen Gleichung (6) zu entnehmen ist, beeinflußt die Linearität des Stroms Inpo den Nenner der A/D-Wandler-Transferfunktion. Wenn der PZAT-Strom Ip am Stromeingang des Daten-I/F-Wandlers angelegt wird, beeinflußt dessen Linearität den Zähler von Gleichung (6). Somit ist der resultierende A/D-Wandler-Linearitätsfehler ein vergrößerter "Schüssel-Fehler", der durch den Schüssel-Fehler des PZAT-Stroms plus einem zusätzlichen "Schüssel-Fehler" hervorgerufen wird, welcher durch das Reziproke des KZAT-"Bogenfehlers" im Strom Inpo hervorgerufen wird.
  • 5 ist ein Graph, der die Temperaturfehler der Temperatur-Ausgangssignale von einem linearisierten Temperatursensor im Vergleich zu einem nicht-korrigierten Temperatursensor zeigt. Wenn der Strom Inpo direkt als Eingangsstrom für den Referenz-I/F-Wandler verwendet wird und außerdem direkt verwendet wird, um die Spannungsreferenzen Vdata und Vref für beide I/F-Wandler zu erzeugen, wird die resultierende Temperaturmessung die Linearitätsfehler aufweisen, die in 5 durch die "nicht-korrigierte" Kurve gezeigt sind. Der Fehler Spitze-zu-Spitze beträgt 0,955%, was einem Wert von 1,05°C Spitze-zu-Spitze für einen Temperaturverlauf von –25 bis 85°C entspricht, und was beinahe zwanzigmal so groß ist wie der im schlimmsten Falle erlaubte Linearitätsfehler in typischen Systemen.
  • Wenn jedoch die Linearitätskorrektur im Temperatursensor verwendet wird (d. h., Kv und Kp ≠ 0), werden die Linearitätsfehler des Digitalisierungs-Temperatursensors beinahe vollständig eliminiert, wie durch die "korrigierte" Kurve in 5 gezeigt ist. Der in der korrigierten Kurve von 5 beobachtete Linearitätsfehler ist vernachlässigbar und stellt somit eine hohe Präzision in den Temperatursensor-Messungen sicher.
  • Die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 von 4 implementiert das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren, bei dem die Referenzfrequenz stabilisiert wird, zusammen mit der Linearisierung der Ausgabe der digitalen Temperatur. Die Referenzfrequenzkorrektur wird wegen der nicht-idealen Charakteristika der Widerstände und Kondensatoren bereitge stellt, die zum Ausbilden des I/F-Wandlers verwendet werden. Die Korrektur der Referenzfrequenz zusammen mit der Linearitätskorrektur der digitalen Temperaturmessungen unter Verwendung des 3-Port-Linearitätskorrekturverfahrens der vorliegenden Erfindung funktioniert wie folgt.
  • Integrierte Halbleiterschaltkreise, die in typischen preiswerten CMOS-Prozessen hergestellt werden, verfügen üblicherweise nicht über Widerstände mit guter Stabilität bezüglich der Temperatur. Selbst Widerstände, die aus dünnen Metallfilmen hergestellt werden, wie beispielsweise Nickelchrom oder Siliziumchrom, weisen typischerweise eine zumeist lineare Änderung im Widerstand gegenüber der Temperatur auf, in der Größenordnung von 0,1% pro Grad Celsius. Über eine Spanne von 100°C kann sich der Wert solch eines Widerstands um 1% ändern. Wenn solch ein Widerstand verwendet wird, um den Referenz-Widerstand Rref in dem I/F-Wandler zu bilden, wird selbst diese geringe lineare Änderung im Widerstandswert des Widerstands Rref die Neigung haben, daß die Referenzfrequenz sowohl mit linearen als auch nicht-linearen Komponenten variiert. Dies liegt daran, daß der Widerstandswert im Nenner der Referenzfrequenz-Transferfunktion steht. Zunächst kann der Widerstandswert des Referenzwiderstands Rref als eine konstante Widerstandskomponente und eine mit der Temperatur variierende Komponente ausgedrückt werden, und somit wie folgt angegeben werden: Rref(T) = R0 + ΔR(T).
  • Dann ist die Ausgangsfrequenz Rref des Referenz-I/F-Wandlers, der solch einen Referenzwiderstand beinhaltet, wie folgt gegeben:
    Figure 00300001
  • Änderungen im Wert der Kapazität des Kondensators Cref im I/F-Wandler werden einen ähnlichen Effekt auf die Referenzfrequenz haben. Man beachte, daß Änderungen, die die Widerstände Rref und Rdata identisch beeinflussen, oder Änderungen, die die Kondensatoren Cref und Cdata identisch beeinflussen, die Linearität der digitalisierten Temperaturmessungen nicht wesentlich beeinflussen werden (siehe Gleichung (6) oben), aber jegliche Änderungen im Widerstandswert des Widerstands Rref oder der Kapazität des Kondensators Cref wird dazu führen, daß die Referenz-Taktfrequenz variiert. Um eine optimal stabile Referenz-Taktfrequenz zu erhalten, und dabei gleichzeitig die Temperatur-Linearitätsfehler zu minimieren, wenn entweder der Widerstand Rref oder der Kondensator Cref eine wenn auch nur recht kleine Abweichung über den interessierenden Temperaturbereich aufweisen, wird eines der Eingangssignale in den Referenz-I/F-Wandler als Teil des Linearitäts-Korrekturverfahrens der vorliegenden Erfindung eingestellt.
  • Genauer gesagt, umfaßt das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren, welches in 4 gezeigt ist, die Erzeugung des zweiten korrigierten Referenzstroms zur Verwendung bei der Erzeugung der Referenzspannung Vref. Auf diese Weise wird die Stabilität der Referenzfrequenz verbessert, gleichzeitig mit der Linearitätskorrektur der digitalen Temperaturmessung durch den ersten korrigierten Referenzstrom.
  • Die von der Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 von 4 bereitgestellt Korrektur umfaßt das Bilden zweier korrigierter Referenzströme In (oder In_1) und Ivr, wobei ein geringer Bruchteil des PZAT-Stroms zum Strom Inpo addiert wird, um den Strom In zu bilden, und ein davon verschiedener geringer Bruchteil des PZAT-Stroms zum Strom Inpo addiert wird, um den Strom Ivr zu bilden. Die zwei korrigierten Referenzströme können wie folgt ausgedrückt werden: In = Inpo + kpIp und Ivr = Inpo + kvIp.
  • Wenn die obigen Ausdrücke in die obige Gleichung (5) eingesetzt werden und wiederum angenommen wird, daß die Verzögerungszeit td Null beträgt, ergibt sich die vereinfachte Form des digitalen Ausgangssignals ADCOUT wie folgt:
    Figure 00320001
  • Die zwei kleinen Konstanten Kp und Kv müssen so gewählt werden, daß sie sowohl den Linearitätsfehler des Temperatursensorsystems verringern als auch eine Störung der Referenztakt-Frequenz minimieren. Die Implementierung des 3-Port-Linearitätskorrekturverfahrens der vorliegenden Erfindung macht es erforderlich, den geeigneten Satz der Parameter Kp, Kv und Nc für den Temperatursensor zu bestimmen, um die Linearitäts- und Genauigkeitsfehler im Gesamtsystem zu minimieren. Die mathematische Ermittlung der Parameter Kp, Kv und Nc und die Anwendung der mathematischen Lösung in einem System wird nun beschrieben.
  • Die Herleitung der Parameter Kp, Kv und Nc läßt sich besser unter Verwendung einer Eingabe-Erzeugungsschaltung mit normierten Stromwerten beschreiben. 6 ist ein schematisches Diagramm einer Eingabe-Erzeugungsschaltung für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 6 ist die Eingabe-Erzeugungsschaltung 200 auf die gleiche Weise aufgebaut wie die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 von 4, mit Ausnahme der Strom-Multiplikationsfaktoren, die in den Linearitäts-IDAC-Schaltungen verwendet werden. In 6 werden der erste und der zweite korrigierte Strom normiert, um eine konstante Gesamtstromstärke für sämtliche Ströme im Temperatursensor aufrechtzuerhalten. Das heißt, wenn in der Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 der Teilstrom Kp·IPZAT zu dem Strom Inpo addiert wird, wird der resultierende korrigierte Referenzstrom In_1 notwendigerweise eine erhöhte Stromstärke haben. Dasselbe gilt für den korrigierten Referenzstrom Ivr. Bei manchen An wendungen ist eine erhöhte Stromstärke nicht wünschenswert. In diesem Fall kann die Eingabe-Erzeugungsschaltung 200 von 6 verwendet werden, so daß die Referenzströme eine konstante Stärke im gesamten Temperatursensorsystem beibehalten.
  • Die Eingabe-Erzeugungsschaltung 200 enthält einen Daten-Linearitäts-IDAC 210 zum Bereitstellen eines normierten ersten korrigierten Referenzstrom In_1 und einen Referenz-Linearitäts-IDAC 220 zum Bereitstellen eines normierten zweiten korrigierten Referenzstroms Ivr. Im Daten-Linearitäts-IDAC 210 wendet ein Puffer 214 einen Strom-Multiplikationsfaktor Kp auf den PZAT-Strom IPZAT1 an, um einen ersten Bruchteil des PZAT-Stroms zu erzeugen. ein Puffer 212 wendet einen Multiplikationsfaktor von (1 – Kp) auf den temperaturunabhängigen Inpo an, um einen INFO-Strom bereitzustellen, der in seiner Stärke um Kp verringert ist. Die Stromausgaben aus den Puffer 212 und 214 werden durch die Summationsschaltung 216 addiert, um den ersten korrigierten Referenzstrom In_1 an einem Knoten 218 zu erzeugen, wobei der Strom In_1 eine letztendliche Stromstärke aufweist, die dieselbe ist wie die des Stroms Inpo. Der Strom In_1 wird dann als Eingangsstrom Iref des Referenzoszillators verwendet und außerdem verwendet, um die Referenzspannung Vdata für den Datenoszillator zu erzeugen, auf die gleiche Weise, wie oben beschrieben wurde.
  • Im Referenz-Linearitäts-IDAC 220 wendet ein Puffer 222 einen Strom-Multiplikationsfaktor Kv auf den PZAT-Strom IPZAT2 an, um einen zweiten Bruchteil des PZAT-Stroms zu erzeugen. Ein Puffer 222 wendet einen Strom-Multiplikationsfaktor von (1 – Kv) auf den temperaturunabhängigen Strom Inpo an, um einen INPO-Strom bereitzustellen, dessen Stärke um Kv verringert ist. Die Strom-Ausgaben aus den Puffer 222 und 224 werden von der Summationsschaltung 226 addiert, um den zweiten korrigierten Referenzstrom Ivr an einem Knoten 228 auszugeben, wobei der Strom Ivr eine letztendliche Stromstärke aufweist, die dieselbe ist, wie die des Stroms Inpo. Der Strom Ivr wird dann verwendet, um die Referenzspannung Vref für den Referenzoszillator zu erzeugen, auf dieselbe Weise, wie oben beschrieben wurde.
  • Im folgenden wird die Ermittlung der Parameter Kp, Kv und Nc beschrieben. Das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren für einen Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung stellt eine stabilere Referenztaktfrequenz bereit, während es immer noch die Temperatur-Digitalisierungs-Linearitätsfehler minimiert, indem ein korrigierter Strom durch den Widerstand Rref geleitet wird, um die Spannung Vref mit einem Temperaturkoeffizienten zu erzeugen, der verschieden ist von dem Temperaturkoeffizienten des korrigierten Stroms, welcher als Strom Iref verwendet wird und welcher verwendet wird, um die Referenzspannung Vdata zu erzeugen. Um die Variation in der Referenzfrequenz zu minimieren, ist es erstrebenswert, daß der korrigierte Strom für den Referenzoszillator soviel von den Variationen infolge der Kapazitäts- und Widerstands-Drift wie möglich ausgleicht.
  • Die normierten Funktionen, die die Temperatureffekte erster und zweiter Ordnung auf den Widerstand Rref und die Kapazität Cref des Referenzoszillators enthalten, sind wie folgt gegeben:
    Figure 00340001
  • Die beiden normierten Funktionen von Gleichungen (9) und (10) werden miteinander multipliziert, um Rn(T) Cn(T) zu bilden. Wenn nun das Verhältnis des ersten korrigierten Stroms In zum zweiten korrigierten Strom Ivr gleich der normierten RnCn-Funktion gesetzt wird, ergibt sich die stabilste Referenzfrequenz. Somit ist die erste Design-Bedingung des 3-Port-Linearitätskorrekturverfahrens wie folgt gegeben:
    Figure 00350001
  • Die in Gleichung (11) definierte Verhältnisbedingung kann wie folgt in alternativer Form codifiziert werden:
    Figure 00350002
  • Nun wird die obige Gleichung 5, die die Transferfunktion des digitalen Ausgangssignals ADCOUT des Digitalisierungs-Temperatursensors beschreibt, verwendet, um die zweite Bedingung herzuleiten. Für den Digitalisierungs-Temperatursensor ist es erstrebenswert, daß das digitale Ausgangssignal ADCOUT über einen erwünschten Temperaturbereich T eine lineare Funktion ist, die definiert ist als eine Verstärkungskonstante multipliziert mit T. Zum Zwecke der vorliegenden Erörterung wird eine Verstärkungskonstante "a" angenommen, die einen Wert von 1 geteilt durch Nc hat. Wenn Offset-Fehler vernachlässigt werden, da sie die Linearität nicht beeinflussen, kann die erwünschte Linearitätsgleichung für einen Bereich von Temperaturen T wie folgt ausgedrückt werden:
    Figure 00350003
  • Gleichung (13) kann umgeschrieben und vereinfacht werden, um die allgemeine zweite Bedingung zum Linearisieren eines Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensors über einen Temperaturbereich von T unter Verwendung des 3-Port-Linearitätskorrekturverfahrens zu bilden. Die zweite Designbedingung wird wie folgt ausgedrückt:
    Figure 00360001
  • Somit kann durch geeignete Wahl des Verhältnisses des PZAT-Stroms Ip zum Referenzstrom In, der sowohl als Referenzspannung Vdata als auch als Referenzstrom Iref verwendet wird, die Linearität des Digitalisierungs-Temperatursensors optimiert werden. Die optimale Wahl des Verhältnisses im allgemeinen Fall hängt nun teilweise von dem Verhältnis der Verzögerungszeit zum äquivalenten RC-Produkt am Daten-I/F-Wandler ab. Die optimale Wahl des Stromverhältnisses wird auch für einen jeden gewählten Wert des Verstärkungs-Parameters a verschieden sein. Das Verhältnis Ivr/In wird zuvor durch die Gleichung für die erste Bedingung bestimmt.
  • Die beiden oben beschriebenen Bedingungen werden nun verwendet, um die beste Wahl der Korrekturparameter Kv und Kp sowie für die Verstärkungsgrad-Einstellparameter Nc und Offset für ein beispielhaftes Temperatursensorsystem beschrieben. Um die mathematische Berechnung zu vereinfachen, wird die normierte Eingabe-Erzeugungsschaltung von 6 verwendet. Die erste Bedingung verlangt das in der obigen Gleichung (12) definierte und hier wiederholte Stromverhältnis Ivr/In:
    Figure 00360002
  • Eine Gleichung in normierter Polynomform kann erhalten werden, indem eine Kurve an die gemessenen oder simulierten Werte der normierten Werte R und C über den interessierenden Temperaturbereich gefittet wird. Um die Gleichung, die die oben erwähnte zweite Bedingung zum Linearisieren des Systems definiert, zu verwenden, ist die erste zu ermittelnde Unbekannte, der Strom In, der wie folgt gegeben ist.
  • Figure 00370001
  • Obwohl Gleichung (16) eine rekursive Funktion von In ist, kann das Verhältnis Ivr/In in genäherter Polynomform aus Gleichung (15) der ersten Bedingung ermittelt werden. Durch Einsetzen der Gleichung (15) in Gleichung (16) wird die Variable In von der rechten Seite der Gleichung (16) entfernt. Diese Einsetzung gestattet, daß Gleichung (16) direkt für In gelöst wird. In Gleichung (16) ist T die Temperatur-Variable in Celsiusgraden. Man beachte, daß alle vier Stromterme in Gleichung (16) Funktionen der Temperatur T sind. Der Strom Ip ist der PZAT-Strom, dessen Polynom-Gleichung über der Temperatur T beschrieben werden kann, indem eine Kurve an Messungen des Stroms Ip gefittet wird, welche bei verschiedenen Temperaturen durchgeführt werden. Der Widerstand R ist der Widerstandswert des Widerstands Rref, der am Referenzspannungs-Eingang zum Referenz-I/F-Wandler verwendet wird, und er ist eine Funktion der Temperatur T. Die Kapazität C ist die Kapazität des Integrations-Kondensators Cref im Referenz-I/F-Wandler und ist ebenfalls eine Funktion der Temperatur T. Td ist die konstante Verzögerungszeit in dem Daten- oder Referenz-I/F-Wandler. Schließlich wird der Verstärkungsparameter "a" so gewählt, daß der Ausgabe-Bereich nach der Linearisierungsoperation re-normiert wird.
  • In dem vorliegenden Beispiel wird die Renormierungs-Verstärkungseinstellung digital implementiert, indem die Anzahl von Referenzperioden pro Umwandlung, Nc, eingestellt wird. In einer Ausführungsform ist es praktisch, die Ausgangsdaten so zu normieren, daß acht LSBs einen Celsiusgrad bilden. Somit wird der Verstärkungsparameter "a" definiert durch:
    Figure 00370002
  • Die Gleichungen (16) und (17) können kombiniert werden, um folgende Gleichung zu ergeben:
    Figure 00380001
  • Wenn die Parameter Ip, R(T) und C(T) in der obigen Gleichung (18) sämtlich durch Polynome ersetzt werden, die an ihre Kurven gefittet sind, kann ein genäherter Polynom-Ausdruck für In erhalten werden, der eine Funktion der Variable T über dem interessierenden Temperaturbereich ist, und außerdem eine Funktion des Verstärkungsgrad-Zählstandsparameters Nc ist.
  • Bei der Implementierung der Linearitätskorrektur der vorliegenden Erfindung besteht das Ziel darin, ein gewisses Maß an Extra-PZAT-Strom zu finden, der zu dem temperaturunabhängigen Inpo-Strom addiert werden muß, um den Strom In so auszubilden, daß das Temperatur-Ausgangssignal linearisiert ist. Um die Mathematik zu vereinfachen, wird angenommen, daß die Werte Inpo, Ip, R(T), C(T) sämtlich normierte Funktionen sind, die bei T = 0°C Eins sind. Um einen normierten Korrekturstrom, In, auszubilden, ist es notwendig, die konstante Inpo-Komponente zu verringern, wenn die PZAT-Komponente um ein Ausmaß Kp erhöht wird, wie in 6 gezeigt ist und der Gleichung (19) zu entnehmen ist: In = (1 – kp)Inpo + kpIp. Gleichung (19)
  • Auflösen der Gleichung (19) nach Kp ergibt:
    Figure 00380002
  • Auf ähnliche Weise ergibt die Lösung für den normierten Korrekturstrom Ivr:
    Figure 00390001
  • Der Korrekturstrom Ivr kann in genäherter Polynomform aus den Polynomformen von In, R(T) und C(T) ermittelt werden. Wiederum kann die Korrektur implementiert werden, indem ein kleiner Bruchteil des PZAT-Stroms Ip zum Inpo-Strom addiert wird, um den erwünschten normierten Korrekturstrom Ivr zu erhalten: Ivr = (1 – kv)Inpo + kvIn; Gleichung (22)und
    Figure 00390002
  • Die genäherten Polynomgleichungen für die Ströme Inpo und Ip werden ermittelt, indem die Ströme über der Temperatur gemessen werden, und die Polynome, die die Ströme In und Ivr beschreiben, können dann mathematisch aus den Polynomgleichungen für die Ströme Inpo und Ip ermittelt werden. Wenn diese Polynome in die obigen Gleichungen eingesetzt werden und bei einer bekannten Temperatur T und einem bekannten Verstärkungsgrad-Zählstand Nc ausgewertet werden, kann ein simultaner Schätzwert von Kp und Kv bei einem jeden Paar von Werten der Temperatur und des Verstärkungsgrad-Zählstands Nc erhalten werden. Aus den Werten Kp und Kv können genäherte Ströme Ivr' und In' ermittelt werden, und der sich ergebende Linearitätsfehler und die Referenztakt-Drift des Temperatursensors kann entweder berechnet werden oder physikalisch über der Temperatur gemessen werden.
  • Ein günstiges Verfahren, den besten Satz von Werten für Kp, Kv, Nc und die Offset-Einstellung zu ermitteln, besteht darin, gleichzeitig Schätzwerte von Kp und Kv für einen jeden Zielwert von Nc unter Verwendung der obigen Gleichungen zu berechnen, und dann die resultierende Linearität und den Offset zu untersuchen, die der Temperatursensor über den interessierenden Temperaturbereich aufweist, wenn diese geschätzten Werte verwendet werden. Der Linearitätsfehler und die benötigte Offset-Korrektur wird typischerweise unter Verwendung einer direkten Computer-Auswertung der die Ströme beschreibenden Polynome erhalten, die in die geeigneten oben angegebenen Gleichungen für die I/F-Wandler- und ADCOUT-Transferfunktion-Gleichungen eingesetzt sind.
  • 7 bis 10 zeigen die Auswertung verschiedener Systemcharakteristika bei einem jeden Wert des Verstärkungsgrad-Zählstands Nc für den Digitalisierungs-Temperatursensor von 1, der die Eingabe-Erzeugungsschaltung von 6 beinhaltet. 7 ist ein Graph, der den Linearitäts-Temperaturfehler Spitze-zu-Spitze in Celsiusgraden als Funktion des Verstärkungsgrad-Zählstands Nc für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6 zeigt. 8 ist ein Graph, der die Änderung in der Referenzfrequenz als Funktion des Verstärkungsgrad-Zählstandes Nc für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6 zeigt. 9 ist ein Graph, der die numerischen Werte der Korrekturfaktoren Kp, Kv und der Offset-Einstellung als Funktion des Verstärkungsgrad-Zählstandes Nc für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6 zeigt. 10 ist ein Graph, der den digitalisierten Temperaturfehler gegenüber der Temperatur für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6 zeigt, der unter Verwendung der Korrekturfaktoren implementiert ist, die unter Verwendung von 7 bis 9 ausgewählt wurden.
  • Wie 7 zu entnehmen ist, gibt es ein Minimum im Linearitätsfehler des Systems bei einem optimalen Wert von Nc, der gleichzeitige optimale Schätzwerte von Kp und Kv und der Offset-Einstellung ergibt. Die Spitze-zu-Spitze-Stabilität der Referenztakt-Frequenz variiert nicht signifikant, wenn sich Nc gleichzeitig mit Kv, Kp ändert, wie in 8 gezeigt ist. Die be rechneten Zielwerte von Kp, Kv und der Offset-Einstellung als Funktion von Nc sind in 9 gezeigt, wobei die Offset-Einstellung als prozentualer Anteil des vollständigen Bereichs gezeigt ist. Durch Wahl der Werte für Kv, Kp, Nc und der Offset-Einstellung an dem Wert von Nc, der zum minimalen Temperaturfehler führte (d. h., die Werte innerhalb der gestrichelten Umrandung) kann ein Temperatursensor mit einem Temperaturfehler von weniger als +/– 0,05°C über einem Bereich von –25 bis 85°C erreicht werden, wie in 10 gezeigt ist.
  • 11 ist ein Graph, der die prozentuale Änderung in der Referenzfrequenz über der Temperatur für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 und 6 zeigt, der unter Verwendung der Korrekturfaktoren implementiert wurde, die unter Verwendung der 7 bis 9 ausgewählt wurden. Wie aus 11 erkennbar ist, beträgt der Frequenzfehler der Referenzfrequenz Spitze-zu-Spitze über einen Temperaturbereich von –25°C bis 85°C lediglich 0,06%.
  • In der obigen Beschreibung wurde der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor so beschrieben, daß er das 3-Port-Linearitäts-Korrekturverfahren implementierte. In manchen Anwendungen ist die Stabilität der Referenzfrequenz nicht kritisch. Wenn die Anwendung, die den Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung verwendet, die Variationen in der Referenzfrequenz tolerieren kann, wie beispielsweise Variationen von ungefähr 1,25% Spitze-zu-Spitze, kann das 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren angewendet werden. Im 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren wird nur ein korrigierter Referenzstrom erzeugt, und die Referenzfrequenz bleibt unkorrigiert. Das 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren ist somit im Vergleich zu dem 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren in der Implementierung vereinfacht, und kann vorteilhafterweise in manchen Anwendungen zur Anwendung kommen.
  • 12 ist ein schematisches Diagramm einer Eingabe-Erzeugungsschaltung, die die 2-Port-Linearitätskorrektur für den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 1 gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung implementiert. Wie in 12 zu sehen ist, ist die Eingabe-Erzeugungsschaltung 300 auf ähnliche Weise aufgebaut wie die Eingabe-Erzeugungsschaltung 100 von 4, außer daß der Referenz-Linearitäts-IDAC ausgelassen wurde. Somit wird im 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren der korrigierte Referenzstrom In_1 (Knoten 318), welcher erzeugt wird, indem der Strom Inpo (Knoten 308) und ein Bruchteil Kp des PZAT-Stroms IPZAT1 345 erzeugt wird, gleichzeitig verwendet, um den Referenzstrom Iref des Referenzoszillators und die Referenzspannung Vdata des Datenoszillators zu modifizieren. Insbesondere wird der korrigierte Referenzstrom In_1 durch einen Puffer 319 gespiegelt, um einen Strom In zu bilden, welcher als Eingangs-Referenzstrom Iref (Knoten 336) für den Referenzoszillator verwendet wird. Der korrigierte Referenzstrom In_1 wird durch einen Widerstand Rdata geleitet, um die Referenzspannung Vdata (Knoten 334) für den Datenoszillator zu erzeugen.
  • Jedoch wird die Referenzspannung Vref (Knoten 338) für den Referenzoszillator erzeugt, indem der temperaturunabhängige Strom Inpo direkt durch einen Referenzwiderstand Rref geleitet wird. Somit wird bei dem 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren nur der Korrekturfaktor Kp benötigt, und der Korrekturfaktor Kv wird nicht benötigt.
  • Bei der Eingabe-Erzeugungsschaltung 300 von 12 ist der korrigierte Referenzstrom In nun gegeben als: In = Inpo + kpIp.
  • Die Transferfunktion für das digitale Ausgangssignal ADCOUT ist unter der Annahme, daß die Zeitverzögerung td durch die I/F-Wandler vernachlässigbar ist, wie folgt gegeben:
    Figure 00420001
  • Die Linearität der Transferfunktion in Gleichung (23) kann nun durch Einstellen des Wertes der einzigen Konstante Kp eingestellt werden. Eine Erhöhung von Kp führt zu einer Transferfunktion, deren Linearität zunehmend bogenförmig ist, wodurch der inhärente "schüsselförmige" Fehler des unkorrigierten Systems ausgeglichen wird. Das Ausmaß der Bogenkorrektur, die unter Verwendung des 2-Port-Linearitätskorrekturverfahrens erhalten wird, ist wesentlich größer als diejenige bei der Verwendung des 3-Port-Linearitätskorrekturverfahrens. In einer Ausführungsform sind die Korrekturfaktoren, die unter Verwendung des 3-Port-Linearitätskorrekturverfahrens verwendet wurden, Kp = 0,14193, Kv = 0,1833, Nc = 2630 und Offset~0 LSBs. Um dasselbe Linearitäts-Korrekturresultat zu erhalten, wenn das 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren verwendet wird, sind die verwendeten Korrekturfaktoren Kp = 0,0475, Kv = 0, Nc = 2613 und Offset~0 LSBs. Man beachte, daß für dasselbe Linearitätskorrekturresultat beim 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren ein geringerer Wert von Kp benötigt wird, als im 3-Port-Verfahren, was bedeutet, daß eine geringere Menge des PZAT-Stroms zum Inpo-Strom addiert werden muß, um die digitalen Temperaturmessungen zu linearisieren. Tatsächlich ergibt das 2-Port-Linearitätskorrekturverfahren basierend auf Simulationsergebnissen in der Tat etwas bessere Resultate, mit einem Fehler von 0,0847°C Spitze-zu-Spitze im Vergleich zu einem Fehler von 0,089°C Spitze-zu-Spitze für den Fall der 3-Port-Linearkorrektur.
  • 13 ist ein Graph, der die Temperaturfehler der Temperaturausgangssignale von dem linearisierten Temperatursensor von 12 im Vergleich zum nicht-korrigierten Temperatursensor zeigt. Wie 13 zu entnehmen ist, wird der schüsselförmige Linearitätsfehler durch Verwendung des Korrekturfaktors Kp korrigiert, und die sich ergebenden digitalen Temperaturausgangswerte haben einen Fehler Spitze-zu-Spitze von 0,0847°C.
  • 14 ist ein Graph, der die Änderung in der Referenzfrequenz im Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor von 12 zeigt, wenn die Linearitätskorrektur verwendet wird, im Vergleich zu einem Fall, in dem keine Linearitätskorrektur an der Referenzfrequenz vorgenommen wird. In der Eingabe-Erzeugungsschaltung von 12 ist die Referenzfrequenz nicht stabilisiert. Wenn die Linearitätskorrektur nicht verwendet wird ("keine Korrektur"), ist die Referenzfrequenz stabil. Wenn jedoch die Linearitätskorrektur verwendet wird ("mit Korrektur"), durch die Verwendung des Korrekturfaktors Kp, variiert die Referenzfrequenz bis zu einem Grad von ungefähr 1,25% Spitze-zu-Spitze über einem Temperaturbereich von –25°C bis 85°C.
  • 15, welche 15(a), 15(b), 15(c) und 15A1 umfaßt, ist ein schematisches Diagramm eines Strom-zu-Frequenz-Wandlers (I/F-Wandlers), der verwendet werden kann, um die I/F-Wandler im Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung zu implementieren. Obwohl beliebige I/F-Wandler, herkömmliche oder speziell zu entwickelnde, in dem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung verwendet werden können, bietet die Verwendung des I/F-Wandlers von 15 zur Implementierung des Daten- und Referenz-I/F-Wandlers bestimmte Vorteile. Insbesondere stellt der I/F-Wandler 500 von 15 eine Summe von Propagations-, Logik- und Schaltungs-Zeitverzögerungen sicher, die konstant ist gegenüber der Temperatur, Änderungen in der Herstellungsverarbeitung und Änderungen in der Leistungszufuhr. Ferner ist die Verzögerungszeit durch den I/F-Wandler minimiert, während die Variationen in der Verzögerungszeit ebenfalls minimiert sind. Schließlich ist die Summe der Verzögerungen durch den I/F-Wandler auf eine Weise implementiert, in der das Temperaturverhalten des Eingangsstroms Ibias die Verzögerungen steuert. Solche Verzögerungen sind einstellbar im Hinblick auf ein optimales Verhalten in Abhängigkeit von der Temperatur, indem der Temperaturkoeffizient des Stroms Ibias eingestellt wird, welcher dem I/F-Wandler zugeführt wird.
  • Unter Bezugnahme auf die Einfügungsfigur 15A1 empfängt der I/F-Wandler 500 einen Eingangsstrom Iin und eine Eingangs-Referenzspannung Vref, und er stellt ein Signal clk_out als Frequenz-Ausgangssignal bereit. Bei Verwendung im Temperatursensor von 1 ist der Eingangsstrom Iin entweder der Eingangstrom Idata oder der Referenzstrom Iref, und die Eingangs-Referenzspannung ist die Referenzspannung Vdata bzw. die Referenzspannung Vref. Das Signal clk_out ist das Ausgangssignal Fdata bzw. das Ausgangssignal Fref. Der I/F-Wandler 500 empfängt ferner einen Vorspannungs- bzw. Bias-Strom Ibias als Eingangsstrom und ein reset_lo-Signal.
  • Unter Bezugnahme auf 15 umfaßt der I/F-Wandler 500 einen D-Flip-Flop I11, um das Aufladen von zwei Kondensator-Arrays 121 und 122 zu steuern. Der D-Flip-Flop I11 arbeitet so, daß der Eingangsstrom Iin alternierend angelegt wird, um eines der Kondensatorarrays aufzuladen. Beispielsweise erklärt der D-Flip-Flop I11 das Steuerungssignal "dswitch", um den Eingangsstrom in das obere Kondensatorarray 121 zu lenken und die Spannung am Knoten "dintcap" aufzuladen. Das obere Kondensatarray 121 wird aufgeladen, bis die Spannung am Knoten dintcap den Pegel der Eingangs-Referenzspannung Vref in erreicht, wodurch der obere Komparator 502 sein Ausgangssignal erklärt. Der D-Flip-Flop I11 erklärt das Steuerungssignal dswitch2, um den Eingangsstrom in das untere Kondensatorarray 122 zu leiten und die Spannung am Knoten dintcap2 aufzuladen. Das untere Kondensatorarray I22 wird aufgeladen, bis die Spannung am Knoten dintcap2 den Pegel der Eingangs-Referenzspannung Vref in erreicht, wodurch der untere Komparator 504 sein Ausgangssignal erklärt. Die Ausgangssignale "bufdout" und "2bufdout" werden mit Logikgattern gekoppelt, um den D-Flip-Flop I11 zurückzusetzen und den D-Flip-Flop zu takten.
  • Die Komparatoren 502 und 504 können auf herkömmliche Weise implementiert sein. In einer Ausführungsform umfaßt der Komparator einen Kondensator, der für eine konstante Verzögerung eingestellt werden kann. Ferner implementiert der Komparator ein Chopping-Schema, so daß jegliche Offset-Spannungsfehler im Komparator in jedem zweiten Komparatorzyklus im Vorzeichen umgekehrt werden. Auf diese Weise wird die durchschnittliche Verzögerungszeit des Komparators und des gesamten I/F-Wandlers unempfindlich gegenüber Variationen in der Versorgungsspannung oder der Temperatur.
  • Der Temperaturkoeffizient des Vorspannungs-Stroms Ibias, der dem I/F-Wandler 500 zugeführt wird, kann so eingestellt bzw. getrimmt werden, daß die Verzögerungszeit in den Kom paratoren sehr konstant ist. Der Vorspannungsstrom Ibias ist mit einem Stromspiegel gekoppelt, um einen gespiegelten Spannungsantrieb für die Stromquellenvorrichtungen innerhalb der Komparatoren 502 und 504 bereitzustellen.
  • Die Schalter (Transistoren M12, M0), die den Eingangsstrom Iin in einen der beiden Auflade-Kondensatoren 121 bzw. 122 lenken, sind keine Spannungsschalter, sondern als Stromschalter implementiert. Die Schalter wirken somit wie ein differentielles Paar, welches von dem Eingangsstrom Iin gespeist ist. Der Eingangsstrom Iin wird zu dem Pfad gelenkt, dessen Gate-Steuerspannung nahe am Massepotential (Erdung) liegt. Die Lenk- bzw. Steuerungsvorrichtung (Schalter M12 oder M0) am ausgewählten Kondensatorarray wirkt dann wie eine geerdete Gate-Kaskode, die die Eingangs-Stromquelle Iin von den Störimpulsen ("glitches") isoliert, die am Komparator erzeugt werden, und die eine konstante Spannung (z. B., eine PMOS-Gate-Source-Spannung Vgs oberhalb des Massepotentials) für die Spannungsquelle bereitstellt, die den Eingangsstrom Iin liefert.
  • Die Vorrichtungen M3 und M1 werden verwendet, um die überschüssige Ladung, die im Moment des Schaltens injiziert wird, in erster Ordnung aufzuheben, wobei die injizierte Ladung abhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung ist. Der Rest der Logikschaltungen stellt einen bekannten Zustand für den Fall des Zurücksetzens bereit.
  • In einer Ausführungsform wird eine Transistorvorrichtung mit niedriger Schwellenspannung (bezeichnet als "Low_Vt" in 15) wo immer geeignet verwendet, um einen Betrieb mit niedriger Spannungsversorgung zu gestatten, und zu ermöglichen, daß der I/F-Wandler 500 bei sehr niedrigen Versorgungsspannungen funktioniert.
  • RFID-Temperatur-Registriergerät
  • Der Durchschnittsfachmann, der Kenntnis von der vorliegenden Beschreibung hat, erkennt, daß der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung viele Anwendungen auf dem Gebiet der Elektronik findet. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung in einem radiofrequenzbasierten Identifizierungstransponder (RFID-Transponder) oder einem RFID-Tag integriert, um die Temperatur-Registrierungsfähigkeit in dem RFID-Tag zu implementieren. Das daraus resultierende RFID-Tag, das auch aus RFID-Temperatur-Registriergerät bezeichnet wird, arbeitet so, daß es Umgebungstemperaturwerte mißt und speichert, wobei die Meßintervalle vorprogrammiert sein können oder nach Bedarf programmiert werden können. Die Temperaturmeßwerte werden in dem RFID-Temperaturregistriergerät gespeichert und können nach Bedarf ausgelesen werden. Auf diese Weise wird ein RFID-Tag geschaffen, welche eine Temperaturmeßfähigkeit innehat.
  • In einer Ausführungsform ist das RFID-Temperaturregistriergerät als halb-passives RFID-Tag implementiert. Da es sich um ein halb-passives RFID-Tag handelt, wird ein Teil der Schaltung des RFID-Tags durch eine Batterie mit Strom versorgt, die sich außerhalb des RFID-Tags befindet. Das halb-passive RFID-Tag umfaßt einen HF-Kommunikationsblock, einen Steuerungslogikblock und einen Sensorblock, welcher den Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung enthält. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden der Steuerungslogikblock und der Sensorblock durch eine Batterie mit Strom versorgt, während der HF-Kommunikationsblock lediglich durch das eingehende HF-Signal mit Energie versorgt wird. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Sensorblock als ein Temperatur/Spannungs-Sensor dualer Funktion zum Messen sowohl der Umgebungstemperatur als auch der Batteriespannung konfiguriert.
  • In einer weiteren Ausführungsform wird das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren in dem Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor so verwendet, daß der Sensorblock einen stabilen Referenztakt bereitstellt, der zur Kalibration des Realzeittaktes des Steuerungslogikblocks verwendet werden kann, wie unten mehr im Detail beschrieben wird.
  • 16 ist ein schematisches Diagramm eines RFID-Temperaturregistriergeräts gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie in 16 zu sehen ist, enthält ein RFID-Temperaturregistriergerät 600 einen HF-Kommunikationsblock 602, einen Steuerungslogikblock 604 und einen Temperatur/Spannungs-Sensorblock 606 (der im folgenden als "Sensorblock" bezeichnet wird). Das RFID-Temperaturregistriergerät 600 ist halb-passiv und ist mit einer externen Batterie 620 verbunden, um Leistung zu empfangen, die dem Steuerungslogikblock 604 und dem Sensorblock 606 zugeführt wird. Die Batterie 620 ist zwischen einem BAT-Anschluß und dem Erdungsanschluß des Temperaturregistriergeräts 600 angeschlossen und stellt eine Batteriespannung VBAT für den Steuerungslogikblock und den Sensorblock bereit.
  • Das RFID-Temperaturregistriergerät 600 enthält außerdem Kristallpins XCKI und XCKO, mit denen ein Kristalloszillator 610 gekoppelt werden kann. Der Kristalloszillator 610 stellt eine Referenzfrequenz für den Steuerungslogikblock 604 bereit. Der Kristalloszillator 610 ist optional und kann in dem Temperaturregistriergerät 600 fortgelassen werden, da der Sensorblock 606 in der Lage ist, eine stabile Referenzfrequenz bereitzustellen, wie unten mehr im Detail beschrieben wird.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ist der HF-Kommunikationsblock mit einem ersten HF-Port RF1 und einem zweiten HF-Port RF2 gekoppelt, um die einlaufenden HF-Signale zu empfangen, die von einer Antenne (nicht gezeigt) detektiert werden. Der HF-Kommunikationsblock 602 kommuniziert mit dem Steuerungsblock 604 über einen Bus 612, um Daten, die im Steuerungslogikblock 604 gespeichert sind, zu lesen oder zu schreiben, wie durch die eingehenden HF-Signale befohlen wird. Der HF-Kommunikationsblock 602 kommuniziert außerdem mit dem Sensorblock 606 über einen Bus 622. Der Sensorblock 606 kommuniziert über einen Bus 614 mit dem Steuerungslogikblock 604. Der Steuerungslogikblock 604 stellt Steuersignale bereit, um Temperatur- oder Spannungsmeßfunktionen am Sensorblock 606 zu initiieren, und der Sensorblock 606 stellt gemessene Temperatur- oder Spannungsdaten zur Speicherung im Steuerungslogikblock 604 bereit.
  • Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt der Sensorblock 606 außerdem einen stabilen Referenztakt auf einem Bus 618 für den Steuerungslogikblock bereit, wobei der stabile Referenztakt zur Kalibration des Echtzeit-Takts im Steuerungslogikblock verwendet wird. Auf diese Weise wird kein externer Kristalloszillator benötigt, damit das RFID-Temperaturregistriergerät 600 arbeiten kann. Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt der Steuerungslogikblock 604 ein power_save-Signal auf einem Bus 616 für den Sensorblock 606 bereit, um zu veranlassen, daß der Sensorblock 606 abgeschaltet wird, um Leistung zu sparen, wie unten mehr im Detail beschrieben wird.
  • In einer Ausführungsform ist der HF-Kommunikationsblock 602 als ein mit der EPC-Klasse 0 + (EPC = elektronischer Produktcode) kompatibler RFID-Kommunikationskern implementiert, um eine HF-Kommunikation durch den ersten und den zweiten HF-Port RF1 und RF2 bereitzustellen. Der HF-Kommunikationsblock 602 umfaßt eingebettete Zustandsmaschinen, sogenannte "State Machines", um die Kommunikation in den und aus dem Steuerungslogikblock 604 sowie die Kommunikation in den und aus dem Sensorblock 606 zu implementieren. In einer Ausführungsform werden die Sensordaten, welche mit dem Sensorblock 606 bereitgestellt werden und die Befehle und Instruktionen, die zum Sensorblock 606 zu senden sind, durch das drahtlose HF-Link übertragen, welches vom HF-Kommunikationsblock 602 empfangen und detektiert wird. Die Daten und Befehle, die für den Sensorblock 606 bestimmt sind, werden durch den Bus 622 in den und aus dem Sensorblock 606 übertragen.
  • In einer Ausführungsform arbeitet das drahtlose HF-Link (die drahtlose HF-Verbindung) bei einer Frequenz von 900 MHz und unterstützt es eine Datenrate von 16 Kaps bis 80 Kaps. Die Vorwärts-Link-Kommunikation von dem RFID-Leser zum RFID-Temperaturregistriergerät wird durch amplitudenmodulierte HF-Signale bei einer Modulationstiefe zwischen 30% und 100% bewerkstelligt. Die Rückwärts-Link-Kommunikation von dem RFID-Temperaturregistriergerät 600 zu dem RFID-Leser wird durch passive Rückstreuung bewerk stelligt. Wie oben beschrieben wurde, empfängt der RFID-Kommunikationsblock 602 keine Batterieleistung, sondern er wird durch die HF-Strahlung, welche auf die Antenne auftrifft, mit Leistung versorgt.
  • Der Steuerungslogikblock 604 umfaßt Register und einen Speicher zum Speichern von Befehlen, die von dem HF-Kommunikationsblock 302 empfangen wurden, und außerdem zum Speichern von Temperatur- oder Spannungsdaten, welche durch den Sensorblock 606 bereitgestellt werden. Der Steuerungslogikblock 604 dient zur Steuerung des Betriebs des RFID-Tags 600. Der Steuerungslogikblock 604 empfängt Batterieleistung von der externen Batterie 620. In der vorliegenden Darstellung umfaßt der Steuerungslogikblock 604 ein Paar von Eingangsanschlüssen Clock_In zum Empfangen eines Eingangs-Taktsignals von einem externen Kristalloszillator 610. Das Eingangs-Taktsignal ermöglicht es der Steuerungslogik, ihren Realzeittakt zu synchronisieren. Jedoch sind die Clock_In-Anschlüsse und der externe Kristalloszillator 610 optional und sie können in anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung weggelassen werden. Insbesondere wird der Kristalloszillator 610 nicht benötigt, wenn der Sensorblock 606 den stabilen Referenztakt auf dem Bus 618 bereitstellt.
  • In einer Ausführungsform arbeitet der Steuerungslogikblock 604 so, daß er Temperaturmessungen durch den Sensorblock 606 befiehlt oder initiiert. Die Temperaturmessung kann von Nutzer ausgewählte Intervalle von 1 Sekunde bis 8 Stunden umfassen. Der Beginn der Temperaturregistrierung kann durch das Einschalten veranlaßt werden, lediglich bei Temperatur-Hoch- oder Tiefständen oder nach einer gewissen Verzögerungszeit veranlaßt werden. Ferner umfaßt der Steuerungslogikblock 604 in einer Ausführungsform einen Speicher, um bis zu 4000 Temperaturmessungen mit jeweils 8 Bit pro Meßwert zu speichern. Der Steuerungslogikblock kann außerdem programmiert sein, um gemesse Minimal- und Maximaltemperaturen während eines jeden Meßzeitraums aufzuzeichnen und ein Warnsignal auszugeben, wenn die Temperaturmessungen bestimmte vorprogrammierte Pegel übersteigen.
  • Der Steuerungslogikblock 604 steuert außerdem den Sensorblock 606 derart, daß dieser die Batteriespannung mißt und Batterieleistung spart. Wenn der Sensorblock 606 keine Temperaturmessungen durchführt, instruiert der Steuerungslogikblock 604 den Sensorblock 606, sich abzuschalten, um Batterieleistung zu sparen. Der Steuerungslogikblock 604 weckt außerdem den Sensorblock 606 für einen Meßzeitraum auf. Nach Beendigung des Meßzeitraums schaltet der Steuerungslogikblock 604 sein internes Taktsignal aus, um sowohl den Sensorblock 606 als auch seine eigenen internen Schaltungen herunterzufahren. Wenn keine Messungen vorgenommen werden, schaltet der Steuerungslogikblock 604 in einer Ausführungsform den Sensorblock und alle seine eigenen Schaltungen ab, mit Ausnahme des Datenspeichers. Auf diese Weise wird der Leistungsverbrauch auf ein minimales Niveau verringert, und die Batterieleistung kann für eine längere Lebensdauer gestreckt werden.
  • In der vorliegenden Ausführungsform mißt der Sensorblock 606 die Batteriespannung VBAT und die Umgebungstemperatur. Aus den Batteriespannungs-Messungen, die vom Sensorblock 606 bereitgestellt werden, kann der Steuerungslogikblock 604 ermitteln, ob die Batterieleistung gering ist. Wenn die Batterieleistung gering ist, gibt der Steuerungslogikblock 604 einen Befehl Power_Save auf den Bus 616 aus, um den Sensorblock 606 herunterzufahren, so daß die verbleibende Batterieleistung gespart werden kann. In einer Ausführungsform verursacht der Befehl Power_Save, daß die Batterieleistung vom Sensorblock 606 getrennt wird, so daß keine weitere Batterieleistung verbraucht wird. In einer anderen Ausführungsform werden der Steuerungslogikblock 604 und der Sensorblock 606 dann, wenn die Batterieleistung einen kritischen Pegel erreicht, heruntergefahren, mit Ausnahme des Datenspeichers, und die verbleibende Batterieleistung wird verwendet, um den Datenspeicher zu unterstützen, um die Meßdaten zu bewahren.
  • Beispielsweise ist, wie in 17 gezeigt ist, die Batteriespannung VBAT durch einen Schalter S2 mit dem Knoten 680 der Versorgungsspannung Vdd für den Temperatur/Spannungs-Sensorblock 606 verbunden. Der Knoten 680 der Versorgungsspannung Vdd repräsentiert die Versorgungsspannung, die mit der Versorgungsschaltung im Sensorblock gekoppelt ist. Der Schalter S2 wird durch das Signal Power_Save gesteuert. Wenn das Signal Power_Save nicht erklärt ist, was anzeigt, daß gute Batterieleistungsbedingungen vorliegen, ist der Schalter S2 geschlossen, um zu gestatten, daß die Batterieleistung mit dem Knoten 680 der Versorgungsspannung des Sensorblocks 606 gekoppelt ist. Wenn das Signal Power_Save erklärt ist, was einen Zustand geringerer Batterieleistung anzeigt, ist der Schalter S2 offen, um die Batteriespannung vom Sensorblock zu trennen.
  • Der Temperatur/Spannungs-Sensorblock 606 wird nun im Detail beschrieben. 17 ist ein schematisches Diagramm eines Temperatur/Spannungs-Sensorblocks, der gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in dem RFID-Temperaturregistriergerät von 16 enthalten sein kann. Wie 17 zu entnehmen ist, ist der Sensorblock 606 sowohl zum Messen der Umgebungstemperatur als auch der Batteriespannung VBAT konfiguriert. Der Sensorblock 606 wird durch die externe Batterie 620 mit Leistung versorgt. In einer Ausführungsform ist der Sensorblock 606 so konstruiert, daß er von einer 1,55 V-Silberoxid-Knopfzellenbatterie betrieben wird, und funktioniert so, daß er genaue Temperatur- und Spannungsmeßwerte über einem Bereich von –25°C bis 85°C bereitstellt, selbst wenn die Batterie auf unter 1,1 V entladen ist.
  • Der Temperatur/Spannungs-Sensorblock 606 implementiert die Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensorarchitektur, die oben unter Bezugnahme auf 1 bis 15 beschrieben wurde. Jedoch ist der Sensorblock 606 gemäß der vorliegenden Erfindung konfiguriert, um sowohl die Temperatur als auch die Spannung unter Verwendung derselben Digitalierungs-Schaltung zu messen. Um die Temperaturmeßfunktion zu implementieren enthält der Sensorblock 606 einen Temperatursensor 625, der einen PZAT-Strom (IPZAT) und einen KZAT-Strom (IKZAT) für die Temperatur-Digitalierungs-Schaltung bereitstellt, wie oben unter Bezugnahme auf 1 beschrieben wurde. Der KZAT-Strom IKZAT wird an dem Eingangsanschluß IKZAT_IN der Eingabe-Erzeugungsschaltung 630 bereitgestellt, während der PZAT-Strom IPZAT an dem Eingangsanschluß IPZAT_IN der Eingabe-Erzeugungsschaltung 630 bereitgestellt wird.
  • Um die Spannungsmeßfunktion zu implementieren benutzt der Sensorblock 606 einen Widerstandsteiler, der Widerstände R1 und R2 enthält. Der Widerstandsteiler ist mit dem Batteriespannungsanschluß BAT und dem Erdepotenzial verbunden, um die Batteriespannung VBAT zu empfangen. Ein Strom IBAT, der indikativ für die Batteriespannung ist, wird an einem Knoten 618 bereitgestellt. Die Widerstandswerte der Widerstände R1 und R2 sind so gewählt, daß sie eine geeignete Kurve bzw. Steigung des Stroms IBAT herstellen. Der Strom IBAT wird an einem Schalter S1 bereitgestellt, um je nach Schaltzustand mit der Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Schaltung im Sensorblock 606 verbunden zu werden oder nicht, wie unten mehr im Detail beschrieben wird.
  • Die Frequenzverhältnis-Digitalisierung-Schaltung des Sensorblocks 606 ist auf dieselbe Weise implementiert, wie sie oben unter Bezugnahme auf 1 bis 15 beschrieben wurde. Insbesondere umfaßt die Digitalisierungs-Schaltung die Eingabe-Erzeugungsschaltung 630 und einen Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandler (Analog/Digital Converter ADC). Die Eingabe-Erzeugungsschaltung 630 empfängt die beiden temperaturabhängigen Ströme IPZAT und IKZAT. Die Eingabe-Erzeugungsschaltung 630 erzeugt die notwendigen Eingangssignale IDATA, VDATA, IREF und VREF, um den Frequenzverhältnis-A/D-Wandler zu betreiben. Die Arbeitsweise der Eingabe-Erzeugungsschaltung 630 zum Erzeugen der Strom- und Spannungssignale IDATA, VDATA, IREF und VREF ist dieselbe, wie sie oben unter Bezugnahme auf 1 bis 15 beschrieben wurde. In der vorliegenden Ausführungsform umfaßt der Frequenzverhältnis-A/D-Wandler Strom/Frequenz-Wandler 640 (I/F-Wandler) und Zähler und eine Subtraktionsschaltung 660. Die Zähler und die Subtraktionsschaltung 660 können Offset-Einstellungs- und Verstärkungsgrad-Einstellungssignale vom Steuerungslogikblock empfangen. Der Frequenzverhältnis-A/D-Wandler stellt ein Ausgangssignal ADCOUT als Ausgangssignal der Messung des Frequenzverhältnis-Digitalisierers bereit.
  • Das den I/F-Wandlern 640 bereitgestellte Signal IDATA repräsentiert das Datensignal, welches in das Ausgangssignal ADCOUT der Messung zu digitalisieren ist. Wenn eine Tempera turmessung vorzunehmen ist, ist somit das Signal IDATA der temperaturabhängige PZAT-Strom IPZAT. Wenn die Batteriespannungsmessung vorzunehmen ist, ist das Signal IDATA der spannungsabhängige Strom IBAT. Gemäß der dualen Funktion des Temperatur/Spannungs-Meßschemas der vorliegenden Erfindung sind der spannungsabhängige Strom IBAT und der temperaturabhängige Strom IPZAT mit dem Schalter S1 gekoppelt, um alternierend mit dem Frequenzverhältnis-A/D-Wandler gekoppelt zu werden. Der Schalter S1 empfängt ein Auswahlsignal, welches von dem Steuerungslogikblock 604 auf dem Bus 614 bereitgestellt wird und wählt entweder den Strom IPZAT oder den Strom IBAT aus, um als Signal IDATA in die I/F-Wandler zur digitalen Wandlung gekoppelt zu werden. Auf diese Weise stellt die Digitalisierungsschaltung des Sensorblocks 606 ein Signal ADCOUT bereit, welches entweder für die Temperaturmessung oder für die Spannungsmessung, welche als Signal IDATA mit den I/F-Wandlern gekoppelt ist, indikativ ist.
  • Mit den gemessenen Batteriespannungswerten kann der Steuerungslogikblock 604 feststellen, ob genügend Batterieleistung vorhanden ist, um mit den Temperaturmessungen fortzufahren. In einer Ausführungsform wird der Sensorblock 606 nur betrieben, wenn die Batteriespannung oberhalb von 1,1 V liegt. Wenn die Batteriespannungsmessung, die vom Sensorblock 606 bereitgestellt wird, anzeigt, daß die Batteriespannung geringer als 1,1 V ist, erklärt der Steuerungslogikblock 604 daher das Signal power_save, um den Sensorblock 606 abzuschalten.
  • In 17 werden das Auswahlsignal, das Offset-Einstellungssignal und das Verstärkungsgrad-Einstellungssignal und das Ausgangssignal ADCOUT auf dem Bus 614 zwischen dem Steuerungslogikblock 604 und dem Sensorblock 606 übertragen. Um Batterieleistung zu sparen, ist in einer Ausführungsform der größte Teil der Digitalisierungsschaltung so konfiguriert, daß er zwischen Meß-Umwandlungen abgeschaltet ist, während die Schnittstellen-Schaltungen zwischen dem Sensorblock und dem Steuerungslogikblock mit nahezu verschwindendem Leistungsverbrauch hochgefahren bleiben, da die Schnittstellen-Schaltungen für das erneute Starten des Sensorblocks benötigt werden, wenn wieder Messungen vorzunehmen sind.
  • Ein Merkmal des Temperatur/Spannungs-Sensors mit dualer Funktion der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß der Sensor so konfiguriert ist, daß die Temperatur- und Spannungsmessungen dieselben Offset- und Verstärkungsgrad-Einstellwerte für die Digitalisierungsschaltung gemeinsam haben. Insbesondere wird der PZAT-Strom IPZAT bei einem ausgewählten Temperatur-Meßpunkt (wie bei beispielsweise 0°C) so angesetzt, daß er gleich dem Batteriestrom IBAT bei einem ausgewählten Spannungsmeßpunkt (wie beispielsweise 1,5 V) ist. Auf diese Weise laufen der Offset- und der Verstärkungsgrad-Einstellwert für die Spannungsmessung gemeinsam mit denjenigen der Temperaturmessungen, und es wird nur ein Satz von Offset- und Verstärkungsgrad-Einstellungswerten für beide Messungen benötigt.
  • Wenn der Frequenzverhältnis-Digitalisierung-Temperatursensor der vorliegenden Erfindung wie oben beschrieben das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren implementiert, stellt der Frequenzverhältnis-Digitalisierung-Temperatursensor eine stabilisierte Referenztaktfrequenz bereit, während er immer noch Temperatur-Digitalisierungs-Linearitätsfehler minimiert. Die stabilisierte Referenztaktfrequenz kann für die Taktkalibration verwendet werden. Somit ist der Sensorblock 606 gemäß der vorliegenden Erfindung konfiguriert, um das 3-Port-Linearitätskorrekturverfahren zu implementieren, und ein Referenztaktsignal wird auf dem Bus 618 bereitgestellt. Das Referenztaktsignal kann dann für den Steuerungslogikblock 604 bereitgestellt werden, um das Taktsignal des Steuerungslogikblocks zu kalibrieren.
  • 18 ist ein Schaltungsdiagramm einer Batteriestrom- und PZAT-Strom-Auswahlschaltung, die im Temperatur/Spannungs-Sensorblock von 17 enthalten sein kann. Die Batteriestrom-Erzeugungsschaltung und die Batteriestrom- und PZAT-Strom-Auswahlschaltung von 17 sind vereinfacht dargestellt, um die Arbeitsprinzipien des Temperatur/Spannungs-Sensorblocks 606 zu illustrieren. 18 zeigt eine tatsächliche Implementierung einer Batteriestrom- und PZAT-Strom-Auswahlschaltung 700, die verwendet werden kann, um einen Strom zu erzeugen, der indikativ für die Batteriespannung ist, und um selektiv entweder den Batteriestrom oder den temperaturabhängigen PZAT-Strom mit den I/F-Wandlern als Eingangssignal IDATA zu koppeln.
  • Wie in 18 zu sehen ist, ist in der Schaltung 700 die Batteriespannung VBAT mit einem Widerstandsteiler gekoppelt, der durch Widerstände R1 und R2 gebildet wird. Die Batteriespannung VBAT ist außerdem über einen durch das Signal power_save gesteuerten Schalter S2 mit dem Knoten der Versorgungsspannung Vdd gekoppelt. Somit sind in der Schaltung 700 mit Ausnahme des Widerstandsteilers der Widerstände R1 und R2 (und des zugehörigen Transistors M54) alle Schaltungen mit der Versorgungsspannung Vdd gekoppelt, so daß sämtliche Schaltungsteile von der Batterieleistung getrennt werden können, wenn das Signal power_save erklärt ist, wie oben beschrieben wurde.
  • Um die Batteriespannung zu messen, ist das Paar von in Reihe geschalteten Widerständen R1 und R2 zwischen die Batteriespannung VBAT und die Erdungsspannung VSS geschaltet, um den Widerstandsteiler zu bilden. Ein NMOS-Transistor M54, der durch ein Signal VBAT_sel gesteuert wird, ist zwischen dem Widerstand R2 und VSS angeordnet, um den Widerstandsteiler zu verbinden, wenn die Batteriespannungsmessung ausgewählt ist, oder um den Widerstandsteiler zu entkoppeln, wenn die Batteriespannungsmessung nicht ausgewählt ist. Der Transistor M54 wird durch ein Signal VBAT_sel gesteuert, welches erklärt wird, wenn die Batteriespannungsmessung ausgewählt ist. Im Betrieb wird der Transistor M54 verwendet, um den Gleichstrom-Strompfad des Batteriestroms durch die Widerstände R1 und R2 zu unterbrechen, so daß die Batterieleistung nicht angezapft wird, wenn keine Batteriespannungsmessungen vorgenommen werden. Der Transistor M54 ist so konstruiert, daß er ein sehr großes Breite-zu-Längen-Verhältnis aufweist, so daß nur ein sehr geringer Spannungsabfall über dem Transistor M54 auftritt. Das heißt, daß wenn der Transistor M54 eingeschaltet ist, der Widerstand über dem Transistor im Vergleich zu den Widerstandswerten der Widerstände R1 und R2 vernachlässigbar ist.
  • Der Widerstandsteiler aus den Widerständen R1 und R2 stellt einen Strom Inn bereit, der mit einem ersten Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers (opamp) 730 gekoppelt ist. Der Operationsverstärker 730 ist in einer Rückkopplungsschleife konfiguriert, wobei der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 730 zum Treiben eines PMOS-Transistors M67 verbunden ist. Der PMOS-Transistor M67 hat einen Source-Anschluß, der mit der Batteriespannung VBAT verbunden ist, und stellt einen Strom Inp an seinem Drain-Anschluß für den zweiten Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 730 bereit. Der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 730 ist zum Treiben eines PMOS-Transistors M56 gekoppelt, um einen Drain-Strom IBAT bereitzustellen, der indikativ für die Batteriespannung VBAT ist. Der Transistor M67 beträgt das 10-fache des Transistors M56, so daß die Eingangsströme Inn und Inp große Stromstärken aufweisen können, während der Ausgangsstrom IBAT am Transistor M56 auf einem geringen Stromstärke-Niveau bleibt. Durch Verwendung eines Transistorverhältnisses von 10:1 für die Transistoren M67 und M56 können insbesondere die Widerstandswerte für die Widerstände R1 und R2 gering gehalten werden, da die Ströme Inn und Inp größere Werte haben können. Das heißt, es ist nicht nötig, hohe Widerstandswerte für die Widerstände R1 und R2 zu verwenden, um geringe Stromstärken für die Ströme Inn und Inp zu erhalten. Selbst wenn die Widerstandswerte der Widerstände R1 und R2 gering sind und die Eingangsströme Inn und Inp groß sind, bleibt der Ausgangsstrom IBAT am Transistor M56 aufgrund der Verwendung des Verhältnisses der Transistoren M67/M56 gering. In einer Ausführungsform liegen die Ströme Inn und Inp in einem Bereich von 20 μA und die Stromstärke des Stromes IBAT liegt in der Gegend von 2 μA.
  • In einer anderen Ausführungsform verwendet der Operationsverstärker 730 eine Chopper-Technik bzw. Pulssteller-Technik, um Offset-Spannungsfehler zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangsanschluß zu minimieren.
  • In der vorliegenden Ausführungsform wird die Genauigkeit der Batteriespannungsmessung durch die Verwendung eines Widerstandstrimm-D/A-Wandlers 720 sichergestellt. Insbesondere können Variationen im Herstellungsprozeß zu Variationen in den Widerstandswerten der Widerstände R1 und R2 führen. Die Variation in den Widerstandswerten wird durch den Widerstandstrimm-D/A-Wandler 720 getrimmt bzw. justiert, so daß der Batteriestrom IBAT unempfindlich gegenüber Variationen im Herstellungsprozeß ist. In der vorliegenden Darstellung umfaßt der Widerstandstrimm-D/A-Wandler einen PMOS-Transistor, der mit einem jeden Trimmwiderstand gekoppelt ist. Eine Reihe aus Trimmtransistor-Widerstandspaaren ist vorgesehen, um ein präzises Trimmen der Widerstandswerte der Widerstände R1 und R2 zu gestatten. Einer oder mehrere Transistoren werden durch den Trimmprogrammcode Wo bis Wn eingestellt, um einen oder mehrere Trimmwiderstände auszuwählen. Die Struktur des Widerstandstrimm-A/D-Wandlers ist lediglich illustrativ, und andere Trimmschaltungskonfigurationen können in anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Ferner ist der Widerstandstrimm-D/A-Wandler 720 optional und kann in anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung weggelassen werden.
  • Der Batteriestrom IBAT, welcher durch den Operationsverstärker 730 in Verbindung mit dem PMOS-Transistor M56 erzeugt wird, und der temperaturabhängige PZAT-Strom IPZAT können so geschaltet werden, daß einer von ihnen als Eingangssignal IDATA mit den I/F-Wandlern 640 verbunden wird. In der vorliegenden Ausführungsform wird der Batteriestrom IBAT durch einen Schalter S71 mit dem IDATA-Anschluß gekoppelt, während der Strom IPZAT durch einen Schalter S72 mit dem IDATA-Anschluß gekoppelt wird. Der Schalter S71 wird durch das Signal VBAT_sel gesteuert, während der Schalter S72 durch ein Signal IP_sel gesteuert wird. Das Signal VBAT_sel und das Signal IP_sel sind komplementäre und nicht überlappende Signale. Wenn das Signal VBAT_sel erklärt ist, ist das Signal IP_sel nicht erklärt, so daß der Batteriestrom IBAT mit dem IDATA-Anschluß gekoppelt ist. Wenn das Signal VBAT_sel nicht erklärt ist, ist das Signal IP_sel erklärt, so daß der PZAT-Strom IPZAT mit dem IDATA-Anschluß gekoppelt ist.
  • Wenn der Batteriestrom oder der PZAT-Strom nicht angelegt wird, wird der Strom auf einem anderen Weg zur Erde geleitet, so daß der nicht verwendete Strom den Betrieb des Sensorblocks nicht beeinflußt. In der vorliegenden Ausführungsform stellen ein PMOS-Transistor M58 und ein diodenverbundener NMOS-Transistor M63 diesen anderen Strompfad für den Batteriestrom IBAT bereit. Wenn das Signal VBAT_sel nicht erklärt ist, wird der Transistor M58 eingeschaltet, um den Batteriestrom IBAT durch den Transistor M63 zum Erdungsknoten VSS zu leiten. Der Transistor M58 ist geöffnet, wenn das Signal VBAT_sel erklärt ist, so daß der gesamte Batteriestrom durch den Schalter S71 zum Anschluß IDATA geleitet wird.
  • Auf der Seite des PZAT-Stroms stellen ein PMOS-Transistor M64 und ein diodenverbundener NMOS-Transistor M66 den genannten anderen Strompfad für den PZAT-Strom IPZAT bereit. Wenn das IP_sel-Signal nicht erklärt ist, ist der Transistor M64 eingeschaltet, um den Strom IPZAT durch den Transistor M66 zum Erdungsknoten VSS abzuleiten. Der Transistor M66 ist geöffnet, wenn das Signal IP_sel erklärt ist, so daß der gesamte PZAT-Strom durch den Schalter S72 zum Anschluß IDATA geleitet wird.
  • Das RFID-Temperaturregistriergerät der vorliegenden Erfindung, wie es oben beschrieben wurde, verwirklicht ein RFID-Gerät mit Temperaturmeßfunktion und mit einer Batteriespannungs-Überwachungsfunktion. Das RFID-Temperaturregistriergerät kann ferner mit einer geringen Anzahl an Komponenten implementiert werden, da kein externer Kristall-Oszillator benötigt wird. Das RFID-Temperaturregistriergerät erzielt eine hohe Batterieeffizienz dadurch, daß alle digitalen Schaltungen heruntergefahren werden, wenn keine Messungen vorgenommen werden. Das RFID-Temperaturregistriergerät der vorliegenden Erfindung ermöglicht einfache und unkomplizierte Anwendungen in RFID-Systemen.
  • Die obigen detaillierten Beschreibungen wurden angegeben, um spezifische Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zu illustrieren, und sie sind in keiner Weise einschränkend aufzufassen. Verschiedene Modifikationen und Variationen innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung sind möglich. Die vorliegende Erfindung wird durch die anhängenden Ansprüche definiert.

Claims (22)

  1. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10), der folgendes umfaßt: eine Temperatur-Erfassungsschaltung (20), die einen Strom bereitstellt, der proportional zur Absoluttemperatur ist, im folgenden PZAT-Strom genannt, und einen zweiten Strom bereitstellt, der komplementär zur Absoluttemperatur ist, im folgenden KZAT-Strom genannt; eine Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200), die mit der Temperatur-Erfassungsschaltung (20) gekoppelt ist, um den PZAT-Strom und den KZAT-Strom zu empfangen, wobei die Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200) einen ersten Strom aus einer gewichteten Summe des PZAT-Stroms und des KZAT-Stroms erzeugt, wobei der erste Strom in erster Ordnung temperaturunabhängig ist, wobei die Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200) ferner einen ersten korrigierten Strom erzeugt, der durch die Summe des ersten Stroms und eines ersten Teils des PZAT-Stroms gebildet wird, wobei die Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200) einen ersten Ausgangsstrom, welcher indikativ für den PZAT-Strom ist, eine erste Ausgangsspannung, welche erzeugt wird, indem der erste korrigierte Strom durch einen ersten Widerstand geleitet wird, einen zweiten Ausgangsstrom, der indikativ für den ersten korrigierten Strom ist, und eine zweite Ausgangsspannung, welche erzeugt wird, indem der erste Strom durch einen zweiten Widerstand geleitet wird, bereitstellt; und einen Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandler, der einen Datenoszillator (40) umfaßt, welcher den ersten Ausgangsstrom und die erste Ausgangspannung empfängt, und einen Referenzoszillator (50), welcher den zweiten Ausgangsstrom und die zweite Ausgangsspannung empfängt, wobei der Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandler ein linearitätskorrigiertes Temperatur-Ausgangssignal erzeugt.
  2. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach Anspruch 1, bei dem der Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandler folgendes umfaßt: einen ersten Strom/Frequenz-Wandler (40) als den Datenoszillator, welcher den ersten Ausgangsstrom und die erste Ausgangsspannung von der Eingabe-Erzeugungsschaltung (30, 100, 200) empfängt und ein erstes Frequenz-Ausgangssignal bereitstellt, welches indikativ für den PZAT-Strom ist; einen zweiten Strom/Frequenz-Wandler (50) als den Referenzoszillator, welcher den zweiten Ausgangsstrom und die zweite Ausgangsspannung von der Eingabe-Erzeugungsschaltung empfängt und ein zweites Frequenz-Ausgangssignal bereitstellt, welches eine Referenzfrequenz bildet; eine erste Zählerschaltung (60), die das erste Frequenz-Ausgangssignal empfängt und einen ersten digitalen Zählstandswert erzeugt, welcher indikativ für die Anzahl von Taktzyklen des ersten Frequenz-Ausgangssignals innerhalb einer Umwandlungsperiode ist; eine zweite Zählerschaltung (70), die das zweite Frequenz-Ausgangssignal empfängt und einen zweiten digitalen Zählerstandswert erzeugt, welcher indikativ für die Anzahl von Taktzyklen des zweiten Frequenz-Ausgangssignals ist, wobei die Umwandlungsperiode durch eine vorbestimmte Anzahl von Taktzyklen des zweiten Frequenz-Ausgangssignals definiert ist, und eine Subtraktionsschaltung (80), die den zweiten digitalen Zählstandswert von dem ersten digitalen Zählstandswert abzieht, wobei die Subtraktionsschaltung das Temperatur-Ausgangssignal bereitstellt.
  3. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach Anspruch 1 oder 2, bei dem der erste Ausgangsstrom eine genaue Kopie des PZAT-Stroms ist, und der erste korrigierte Strom oder eine genaue Kopie des ersten korrigierten Stroms durch den ersten Widerstand geleitet wird, um die erste Ausgangsspannung zu erzeugen.
  4. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach Anspruch 3, bei dem der erste korrigierte Strom oder eine Kopie des ersten korrigierten Stroms als der zweite Ausgangsstrom verwendet wird.
  5. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Eingabe-Erzeugungsschaltung (100, 200) ferner folgendes umfaßt: eine erste Additionsschaltung (106, 206), die angeschlossen ist, um einen zweiten Teil des PZAT-Stroms und einen dritten Teil des KZAT-Stroms zu addieren, um den ersten Strom zu erzeugen, wobei der erste Strom eine nicht-lineare Charakteristik über der Temperatur aufweist; und eine zweite Additionsschaltung (116), die angeschlossen ist, um den ersten Strom und den ersten Teil des PZAT-Stroms zu addieren, um den ersten korrigierten Strom zu erzeugen, wobei der erste Teil ein kleiner Bruchteil des PZAT-Stroms ist.
  6. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach Anspruch 5, bei dem die Eingabe-Erzeugungsschaltung (100, 200) ferner einen ersten Puffer (114, 214) umfaßt, der den PZAT-Strom empfängt und einen ersten Korrekturfaktor auf den PZAT-Strom anwendet, um den ersten Teil des PZAT-Stroms zu erzeugen.
  7. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach Anspruch 6, bei dem der erste Korrekturfaktor einen Wert von weniger als 0,15 aufweist.
  8. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach Anspruch 6 oder 7, bei dem die Eingabe-Erzeugungsschaltung (100, 200) ferner einen zweiten Puffer (122, 222) aufweist, der den ersten Strom empfängt und einen zweiten Korrekturfaktor auf den ersten Strom anwendet, der eins minus den ersten Korrekturfaktor beträgt, um einen normierten ersten Strom zu erzeugen, wobei der zweite Puffer (122, 222) den normierten ersten Strom für die zweite Additionsschaltung bereitstellt, um mit dem ersten Teil des PZAT-Stroms addiert zu werden.
  9. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Eingabe-Erzeugungsschaltung (200) ferner einen zweiten korrigierten Strom erzeugt, der durch die Summe des ersten Stroms und eines vierten Teils des PZAT-Stroms gebildet wird, wobei der vierte Teil verschieden von dem ersten Teil ist, wobei die Eingabe-Erzeugungsschaltung (200) die zweite Ausgangsspannung erzeugt, indem der zweite korrigierte Strom durch den zweiten Widerstand geleitet wird.
  10. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach dem Ansprüchen 5 und 9, bei dem die Eingabe-Erzeugungsschaltung ferner folgendes umfaßt: eine dritte Additionsschaltung (226), die angeschlossen ist, um den ersten Strom und den vierten Teil des PZAT-Stroms zu addieren, um den zweiten korrigierten Strom zu erzeugen, wobei der vierte Teil ein geringer Bruchteil des PZAT-Stroms ist und von dem ersten Teil verschieden ist.
  11. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor (10) nach Anspruch 6, 8 und 10, bei dem die Eingabe-Erzeugungsschaltung (200) ferner folgendes umfaßt: einen dritten Puffer (212), der den ersten Strom empfängt und einen dritten Korrekturfaktor, der eins minus dem ersten Korrekturfaktor beträgt, auf den ersten Strom anwendet, um einen ersten normierten ersten Strom zu erzeugen, wobei der dritte Puffer den ersten normierten ersten Strom für die zweite Additionsschaltung (216) bereitstellt, um mit dem ersten Teil des PZAT-Stroms addiert zu werden; und einen vierten Puffer (224), der den ersten Strom empfängt und einen vierten Korrekturfaktor, der eins minus den zweiten Korrekturfaktor beträgt, auf den ersten Strom anwendet, um einen zweiten normierten ersten Strom zu erzeugen, wobei der vierte Puffer den zweiten normierten ersten Strom für die dritte Additionsschaltung (226) bereitstellt, um mit dem vierten Teil des PZAT-Stroms addiert zu werden.
  12. Verfahren zum Erzeugen eines linearitätskorrigierten Temperatur-Ausgangssignals, welches folgendes umfaßt: Bereitstellen eines Stroms, welcher proportional zur Absoluttemperatur ist und im folgenden PZAT-Strom genannt wird, und eines zweiten Stroms, der komplementär zur Absoluttemperatur ist und im folgenden KZAT-Strom genannt wird; Erzeugen eines ersten Stroms aus der gewichteten Summe des PZAT-Stroms und des KZAT-Stroms, wobei der erste Strom in erster Ordnung temperaturunabhängig ist; Erzeugen eines ersten korrigierten Stroms, der durch die Summe des ersten Stroms und eines ersten Teils des PZAT-Stroms gebildet wird; Erzeugen eines ersten Ausgangsstroms, welcher indikativ für den PZAT-Strom ist; Erzeugen einer ersten Ausgangsspannung, indem der erste korrigierte Strom durch einen ersten Widerstand geleitet wird; Erzeugen eines zweiten Ausgangsstroms, welcher indikativ für den ersten korrigierten Strom ist; Erzeugen einer zweiten Ausgangsspannung, indem der erste Strom durch einen zweiten Widerstand geleitet wird; und Koppeln des ersten Ausgangsstroms und der ersten Ausgangsspannung mit einem Datenoszillator eines Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandlers und Koppeln des zweiten Ausgangsstroms und der zweiten Ausgangsspannung mit einem Referenzoszillator des Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandlers, um ein linearitätskorrigiertes Temperatur-Ausgangssignal zu erzeugen.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Koppeln des ersten und des zweiten Ausgangsstroms und der ersten und der zweiten Ausgangsspannung mit einem Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandler zum Erzeugen eines linearitätskorrigierten Temperatur-Ausgangssignals folgendes umfaßt: Anlegen des ersten Ausgangsstroms und der ersten Ausgangsspannung an einen ersten Strom/Frequenz-Wandler, um ein erstes Frequenz-Ausgangssignal zu erzeugen, welches indikativ für den PZAT-Strom ist; Anlegen des zweiten Ausgangsstroms und der zweiten Ausgangsspannung an einen zweiten Strom/Frequenz-Wandler, um ein zweites Frequenz-Ausgangssignal zu erzeugen, welches eine Referenzfrequenz bildet; Zählen der Anzahl von Taktzyklen des ersten Frequenz-Ausgangssignals während einer Umwandlungsperiode und Bereitstellen eines ersten digitalen Zählstandswertes; Zählen der Anzahl von Taktzyklen des zweiten Frequenz-Ausgangssignals und Bereitstellen eines zweiten digitalen Zählstandswertes, wobei die Umwandlungsperiode definiert ist durch eine bestimmte Anzahl von Taktzyklen des zweiten Frequenz-Ausgangssignals; und Subtrahieren des zweiten digitalen Zählstandswertes von dem ersten digitalen Zählstandswert, um das Temperatur-Ausgangssignal zu erzeugen.
  14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, welches ferner folgendes umfaßt: Erzeugen eines zweiten korrigierten Stroms, der durch die Summe des ersten Stroms und eines vierten Teils des PZAT-Stroms gebildet wird, wobei der vierte Teil vom ersten Teil verschieden ist, wobei das Erzeugen der zweiten Ausgangsspannung umfaßt indem der zweite korrigierte Strom durch den zweiten Widerstand geleitet wird.
  15. Verfahren nach Anspruch 12 bis 14, bei dem der erste Ausgangsstrom eine Kopie des PZAT-Stroms ist und der erste korrigierte Strom oder eine Kopie des ersten korrigierten Stroms durch den ersten Widerstand geleitet wird, um die erste Ausgangsspannung zu erzeugen.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem der erste korrigierte Strom oder eine Kopie des ersten korrigierten Stroms als der zweite Ausgangsstrom verwendet wird.
  17. Verfahren nach Anspruch 12 bis 16, bei dem das Erzeugen des ersten Stroms aus der gewichteten Summe des PZAT-Stroms und des KZAT-Stroms, wobei der erste Strom in erster Ordnung temperaturunabhängig ist, folgendes umfaßt: Addieren eines zweiten Teils des PZAT-Stroms und eines dritten Teils des KZAT-Stroms, um den ersten Strom zu erzeugen, wobei der erste Strom eine nicht-lineare Charakteristik über der Temperatur aufweist.
  18. Verfahren nach Anspruch 12 bis 16, bei dem das Erzeugen des ersten korrigierten Stroms, der durch die Summe des ersten Stroms und eines ersten Teils des PZAT-Stroms gebildet wird, folgendes umfaßt: Anwenden eines ersten Korrekturfaktors auf den PZAT-Strom, um den ersten Teil des PZAT-Stroms zu erzeugen, wobei der erste Teil durch einen kleinen Bruchteil des PZAT-Stroms gebildet wird; und Addieren des ersten Stroms und des ersten Teils des PZAT-Stroms, um den ersten korrigierten Strom zu erzeugen.
  19. Verfahren nach Anspruch 18, bei dem der erste Korrekturfaktor einen Wert von weniger als 0,15 hat.
  20. Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor nach Anspruch 1, der ferner folgendes umfaßt: eine Spannungsmeßschaltung zum Messen einer ersten Spannung und Bereitstellen eines dritten Stroms, der proportional zur ersten Spannung ist; und eine Auswahlschaltung (S1) zum Empfangen des ersten Ausgangsstroms und des dritten Stroms und Auswählen entweder des ersten Ausgangsstroms oder des dritten Stroms als ausgewählten Strom basierend auf einem Auswahlsignal, wobei der Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandler (640, 660) einen Datenoszillator umfaßt, der den ausgewählten Strom und die erste Ausgangsspannung empfängt, und einen Referenzoszillator umfaßt, der den zweiten Ausgangsstrom und die zweite Ausgangsspannung empfängt, wobei der Frequenzverhältnis-Analog/Digital-Wandler ein linearitätskorrigiertes digitales Ausgangssignal erzeugt, welches indikativ für den ausgewählten Strom ist, der unter dem PZAT-Strom und dem dritten Strom ausgewählt ist.
  21. Halb-passives radiofrequenzbasiertes Identifizierungs-Tag (600), welches mit einer Batterie (620) gekoppelt ist, die eine Batteriespannung zur Leistungsversorgung eines Teils der Schaltung des RFID-Tags bereitstellt, und mit einem Sensorblock (606), der einen Frequenzverhältnis-Digitalisierungs-Temperatursensor nach Anspruch 20 umfaßt.
  22. Halb-passives radiofrequenzbasiertes Identifizierungs-Tag (600) nach Anspruch 21, bei dem die erste Spannung die Batteriespannung umfaßt und der Sensorblock (606) alternierend die Umgebungstemperatur und die Batteriespannung mißt.
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