DE10361908B4

DE10361908B4 - Anordnung zur Erzeugung impulsförmiger Ströme hoher Repetitionsrate und hoher Stromstärke für gasentladungsgepumpte Strahlungsquellen

Info

Publication number: DE10361908B4
Application number: DE10361908A
Authority: DE
Inventors: Dr. Korobochko Vladimir; Dr. Bolshukhin Denis; Lutz Dippmann; Spencer Merz; Prof. Dr. Bergmann Hubertus von; Dr. Kleinschmidt Jürgen
Original assignee: Xtreme Technologies GmbH
Current assignee: Ushio Denki KK
Priority date: 2003-12-23
Filing date: 2003-12-23
Publication date: 2013-04-11
Anticipated expiration: 2023-12-24
Also published as: DE10361908A1; US7072370B2; JP2005185092A; US20050200304A1

Abstract

Anordnung zur Erzeugung impulsförmiger Ströme für gasentladungsgepumpte, plasmabasierte Strahlungsquellen, mit einer Aneinanderreihung von einer Spannungsquelle, die nur die Hälfte der für die Gasentladung erforderlichen Hochspannung bereitstellt, einem Ladekreis für eine Kondensatorbank mit zwei Kapazitäten, einem magnetischen Kompressionskreis zur Verkürzung der Impulsdauer der Spannungsimpulse und einer Entladungskammer mit zwei Elektroden für die Gasentladung, wobei – die erste Kapazität direkt parallel zur Spannungsquelle angeordnet ist und über einen Inversionskreis mit einem getriggerten Schalter und einer Induktivität umladbar ist, – die zweite Kapazität in Serie mit mindestens einer Induktivität an die Spannungsquelle angeschlossen ist, und – eine Triggereinheit für den Schalter zur Steuerung der Hochspannungsimpulsfolge vorhanden ist, um einen Stromimpuls mit durch die Umladung erhöhter Hochspannung über den magnetischen Kompressionskreis an die Elektroden für die Gasentladung zu übertragen, dadurch gekennzeichnet, dass – die zweite Kapazität (C2) zeitgleich zur ersten Kapazität (C1) der Kondensatorbank (C1–C2) in einem Inversionsladekreis...

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Erzeugung impulsförmiger Ströme für gasentladungsgepumpte Strahlungsquellen, insbesondere mit hohen Stromstärken (z. B. 10 bis 50 kA bei Spannungen von einigen kV), wobei die elektrischen Impulse mit hohen Repetitionsraten (vorzugsweise von 1 Hz bis über 5 kHz bei Energien von 5 bis 20 J) zur Erzeugung eines heißen Plasmas dienen, welches Licht im EUV-Bereich emittiert.
Die Erfindung ist vorteilhaft bei allen elektrischen Entladungsprinzipien für die Plasmaerzeugung, wie Z-Pinch-, Hohlkatoden-, Kapillar- und Plasmafokus-Entladungen, anwendbar.
In der Halbleiterindustrie werden zur Herstellung von Mikrochips momentan photolithographische Verfahren angewendet, bei denen ein sogenannter Scanner eine Maske (mit der abzubildenden Struktur) enthält, die verkleinert (typisch: 1:5) auf den Wafer abgebildet wird. Zur Belichtung werden neben speziellen Lampen vor allem Schmalband-Excimerlaser der Wellenlängen 248 nm und 193 nm als Strahlungsquellen eingesetzt. In der Entwicklung sind Scanner auf der Basis von F2-Lasern (157 nm).
Für die nächste Generation von Lithographiemaschinen scheint die Belichtung mit EUV-Quellen bei Wellenlängen um 13,5 nm die aussichtsreichste Variante zu sein, um noch kleinere Strukturen auf dem Wafer erzeugen zu können. Dazu ist der Einsatz eines Plasmas als Quelle der EUV-Strahlung bekannt. Dieses Plasma kann durch fokussierte Laserstrahlung oder durch eine elektrische Entladung erzeugt werden.
Bei einem gasentladungsgepumpten Z-Pinch-Plasma handelt es sich um eine Gasentladung in Zylindergeometrie, bei der durch hohen Stromfluss das Plasma erzeugt und magnetische Kompression zu einem etwa 1 mm dünnen Faden zusammengeschnürt wird. Dabei werden mittleren Energien des Plasmas von mehr als 30 eV erreicht.
Um einen hohen Probendurchsatz in der Chipproduktion bei der EUV-Lithographie zu erreichen, werden Leistungen von einigen hundert Watt erforderlich sein. Das erfordert EUV-Strahlungsimpulse von ca. 10 mJ pro erfasstem Raumwinkel bei Repetitionsraten von > 5 kHz.
Die Bildqualität der photolithographischen Verfahren wird außer von den Eigenschaften des optischen Systems (numerischer Apertur, Schärfentiefe, Abbildungsfehlern der Linsen bzw. Spiegel) und der Struktur des Resistmaterials wesentlich dadurch bestimmt, wie genau die eingestrahlte Strahlungsdosis eingehalten werden kann. Diese Dosisstabilität – dose accuracy – wird beeinflusst durch:

a) Impulsquantisierung,
b) Puls-zu-Puls-Stabilität und
c) räumliche Stabilität der emittierenden Volumens.

Dabei ist die Impulsquantisierung (Beitrag a) scannerspezifisch, da die Anzahl der Lichtimpulse, die während eines Belichtungsvorgangs (Scans) in den Belichtungsspalt (moving slit) fallen, variieren kann. Dieser Beitrag ist aber meist vernachlässigbar. Die Beiträge b) und c) sind spezifisch für die Strahlungsquellen selbst, wobei der Beitrag c) ausschließlich für EUV-Quellen von Bedeutung ist.
Die Forderungen der Chiphersteller bezüglich der Dosisstabilität am Ort des Wafers stellen außerordentlich hohe Anforderungen an die Puls-zu-Puls-Stabilität. Diese wird ausgedrückt als Standardabweichung σ der aktuellen Lichtimpulsenergie vom Mittelwert der Lichtimpulsenergie bzw. vom Impulsenergie-Zielwert (Set-Energiewert). Bei der DUV- und VUV-Lithographie werden für die Schmalband-Excimerlaser σ-Werte < 1,5% zugelassen, während in der EUV-Lithographie σ-Werte < 0,4% gefordert werden. Diese Grenzen können nur mit einer speziellen Energieregelung eingehalten werden, wobei schon im ungeregelten Fall die σ-Werte < 3% sein müssen.
Alle Forderungen, hohe EUV-Leistung und geringe σ-Werte, bedeuten hohe Anforderungen an die elektrische Versorgung für eine solche EUV-Strahlungsquelle.
Eine leistungsfähige Impulsstromversorgung ist aus der Patentanmeldung US 2002/0163313 A1 bekannt geworden. Hier wird eine Schaltung für die Impulserzeugung von EUV- und Röntgenstrahlungsquellen offenbart, die elektrische Impulse mit mindestens 12 J bei mindestens 2 kHz Repetionsrate erzeugen soll. Die Schaltungsanordnung enthält eine Kondensatorbank, einen schnellen Resonanzladekreis, der die Kondensatorbank auflädt, einen Steuerkreis, der die Einhaltung der Ladespannung kontrolliert, sowie einen Triggerkreis, mit dem die Kondensatorbank in einen magnetischen Kompressionskreis entladen wird, um Lichtimpulse im EUV- oder Röntgenbereich mit einer Zeitkonstanten von weniger als 10 ns zu erzeugen.
Nachteilig an dieser Lösung ist, dass ein leistungsfähiger Transformator (meist ölgekühlt) zur Erzeugung der Entlade-Hochspannung erforderlich ist und die Rücksetzung der magnetischen Kompressionskreise mit einer anspruchsvollen externen Biasschaltung erfolgen muss. Weiterhin hat die relativ niedrige Hochspannung (bis ca. 1,3 kV) zur Folge, dass bei der vorgegebenen gespeicherten Energie (ca. 20 J) die Gesamtkapazität der Speicherbänke größer als 24 μF sein muss und die Hochspannung nur über mehrere Schalter und eine große Induktivität kontrolliert umgeladen werden kann. Die Ladespannungsstabilität ist demnach abhängig vom Resonanzladekreis und die erreichbare Wiederholfrequenz ist durch die Zeitkonstante des Resonanzumladeprozesses nach oben begrenzt.
Außerdem ist aus der DE 33 35 690 C2 eine Vorrichtung zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochspannungsimpulsen zur Verwendung in TEA-Gaslasern bekannt, bei der zwei Kondensatoren parallel aufladbar sind, wobei die Spannung des einen Kondensators über einen schaltbaren Schwingkreis invertiert und aus den in Serie wirksamen ersten zwei Kondensatoren nachfolgende Kondensatorstufen durch resonante Umladung geladen werden. Nachteilig sind die zu geringen Wiederholfrequenzen und die sehr gering ausgelegte Impedanz der Entladungsstrecke, die für hohe Impedanzen der Entladungsstrecke zu hohen Stromreflexionen und thermischer Überlastung der Schaltung führen würde.
Ferner ist in der US 2002/0163313 A1 ein Impulsstromsystem für EUV-Strahlungsquellen beschrieben, das elektrische Impulse mit Wiederholfrequenzen von über 2 kHz unter Anwendung eines Resonanzladekreises erzeugt.
Des Weiteren aus der US 5 729 562 A ein Impulsstrom erzeugender Schaltkreis bekannt, der mit einem Inversionskreis arbeitet und diesen dazu nutzt, über einen Energierückgewinnungskreis Restenergie auf die Stromquelle zurückkoppelt.
Die DE 101 51 080 C1 offenbart eine Einrichtung zum Erzeugen von EUV-Strahlung auf Basis eine Gasentladung bei denen die beiden vorgenannten Impulsstromerzeugerschaltungen zur Auslösung der Entladung anwendbar wären. Eine eigene Lösung, wie die erforderlichen Hochleistungsimpulse erzeugt werden, ist jedoch nicht offenbart.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine neue Möglichkeit zur Erzeugung impulsförmiger hochenergetischer Ströme für eine gasentladungsgepumpte plamabasierte Strahlungsquelle, d. h. elektrischer Impulse genügender Energie und Repetitionsrate, zu finden, die mit einfachen Schaltungsmitteln eine stabile Hochspannungserzeugung und eine zuverlässige Spannungsrücksetzung gestattet.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei einer Anordnung zur Erzeugung impulsförmiger Ströme für gasentladungsgepumpte, plasmabasierte Strahlungsquellen, mit einer Aneinanderreihung von einer Spannungsquelle, die nur die Hälfte der für die Gasentladung erforderlichen Hochspannung bereitstellt, einem Ladekreis für eine Kondensatorbank mit zwei Kapazitäten, einem magnetischen Kompressionskreis zur Verkürzung der Impulsdauer der Spannungsimpulse und einer Entladungskammer mit zwei Elektroden für die Gasentladung, wobei die erste Kapazität direkt parallel zur Spannungsquelle angeordnet ist und über einen Inversionskreis mit einem getriggerten Schalter und einer Induktivität umladbar ist, die zweite Kapazität in Serie mit mindestens einer Induktivität an die Spannungsquelle angeschlossen ist, und eine Triggereinheit für den Schalter zur Steuerung der Hochspannungsimpulsfolge vorhanden ist, um einen Stromimpuls mit durch die Umladung erhöhter Hochspannung über den magnetischen Kompressionskreis an die Elektroden für die Gasentladung zu übertragen, dadurch gelöst, dass die zweite Kapazität zeitgleich zur ersten Kapazität der Kondensatorbank in einem Inversionsladekreis über eine parallel zu den Elektroden der Gasentladung angeordnete nicht sättigbare Ladeinduktivität aufladbar ist, wobei weitere in Serie liegende sättigbare Induktivitäten des Kompressionskreises durch den Ladevorgang zurückgesetzt sind, und die erste Kapazität über eine sättigbare Umlade-Induktivität in Serie mit dem getriggerten Schalter und einer Diode umladbar ist, wobei durch die sättigbare Umlade-Induktivität der Stromanstieg vom Spannungsanstieg am Schalter zeitlich getrennt und der Schalterschließprozess vollständig abgelaufen ist, bevor der Umlade-Stromimpuls passieren kann, und die Diode zur Vermeidung rücklaufender Ströme vorhanden ist, um die volle benötigte Hochspannung zu erhalten.
Der Schalter zur Umladung der ersten Kapazität ist vorteilhaft ein Halbleiterschalter.
Er besteht vorzugsweise aus einem oder mehreren IGBT-Schaltern (Insulated Gate Bipolar Transistor), kann aber auch Thyristoren enthalten oder ein Gasentladungsschalter sein. Zweckmäßig lässt sich als Schalter aber auch ein Thyratron oder eine getriggerte Funkenstrecke einsetzen.
Der magnetische Kompressionskreis ist vorteilhaft aus mehreren Kompressionsstufen mit sättigbaren Induktivitäten und jeweils einer zwischengeschalteten Kondensatorbank zur Zwischenspeicherung der Spannungsimpulse aufgebaut.
Es erweist sich von Vorteil, wenn die Kondensatorbänke modular und vorzugsweise aus Keramikkondensatoren aufgebaut sind. Die Kondensatorbänke lassen sich aber auch zweckmäßig aus Folienkondensatoren zusammensetzen.
Um ungenutzte, reflektierte Energie aus dem Entladekreis störungsarm zurückzugewinnen, ist vorteilhaft zwischen der Gleichspannungsquelle zur Bereitstellung der halben Entladungshochspannung und der Kondensatorbank des Inversionsladekreises eine Hilfsschaltung zur Energierückgewinnung von reflektierter Entladespannung, die nach jeder Gasentladung in die Zwischenspeicher-Kondensatorbank des Kompressionskreises reflektiert wird, vorgesehen, wobei die Hilfsschaltung ein RL-Glied mit Diode für die erste Kapazität und/oder ein RL-Glied mit Diode für die zweite Kapazität enthält.
Falls die verwendete Gleichspannungsquelle kein Netzgerät mit integrierter Schutzschaltung und interner Pufferkapazität zur Messung (und/oder Stabilisierung) der Ausgangshochspannung ausgerüstet ist, wird in der Hilfsschaltung zweckmäßig eine zusätzliche Kapazität zur Gleichspannungsquelle parallel geschaltet, ein erstes RL-Glied mit gegenüber den beiden Polen der Gleichspannungsquelle und der zusätzlichen Kapazität sperrend geschalteten Dioden an den gemeinsamen Anschluss der ersten und der zweiten Kapazität des Inversionsladekreises angeschlossen und ein zweites RL-Glied mit gegenüber der Hochspannungsseite der zweiten Kapazität sperrend geschalteter Diode parallel zur zweiten Kapazität angeordnet.
Damit sich die magnetischen Schalter (sättigbaren Induktivitäten) im Inversions- und im Kompressionskreis zu Beginn jedes Umladevorgangs immer im gleichen Magnetisierungszustand befinden, um die Verzögerungszeit der Magnetschalter konstant zu halten und die Impulsfolgefrequenz zu stabilisieren, ist es von Vorteil, sämtliche sättigbare Induktivitäten mit einer Gleichstromquelle in einem Ummagnetisierungskreis entgegengesetzt zu deren Polung beim Ladevorgang in Reihe anzuschließen, wobei zwischen Gleichstromquelle und den sättigbaren Induktivitäten jeweils eine nicht sättigbare Induktivität vorhanden ist. Dabei kann die Gleichstromquelle in einer zweckmäßigen Weiterbildung auch eine Impulsstromquelle sein.
Bei einer besonders vorteilhaften dritten Gestaltungsform ist die sättigbare Umlade-Induktivität des Inversionsladekreises in einem Ummagnetisierungskreis in Reihe zwischen der nicht sättigbaren Ladeinduktivität und dem Massepotential des Inversionsladekreises angeordnet, wodurch der Ladevorgang der Kondensatorbänke zur Ummagnetisierung aller sättigbaren Induktivitäten genutzt wird.
Vorteilhaft weisen die sättigbaren Induktivitäten Kernmaterialien mit geeigneter Magnetisierungskurve auf, wobei vorzugsweise ein Ferrit oder ein amorphes Metall (z. B. Finemet) verwendet wird.
Wird die Gasentladung zur Plasmaerzeugung durch eine Vorionisation in der Entladungskammer ausgelöst, erweist es sich von Vorteil, dass – wenn ein gesonderter Transformator zur Erzeugung der Vorionisationsspannung vorhanden ist – die Primärspule des Transformators zugleich als sättigbare Umlade-Induktivität vorgesehen ist.
Vorteilhaft ist zwischen der Gleichspannungsquelle und dem IC-Inversionsladekreis eine Schutzschaltung zum Schutz der Gleichspannungsquelle gegen reflektierte Energie aus dem Entladungskreis, der aus letzter Kondensatorbank und letzter sättigbarer Induktivität des Kompressionskreises sowie der Entladungsstrecke in der Entladungskammer besteht, angeordnet.
In der Schutzschaltung ist zweckmäßig ein zusätzlicher Kondensator, dessen Kapazität sehr viel kleiner als die Kapazität der Kondensatorbank des Inversionsladekreises ist, parallel zur Gleichspannungsquelle geschaltet, wobei die Hochspannungsseite der Gleichspannungsquelle über eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode sowie eine Parallelschaltung aus einer Induktivität und einen Widerstand auf den Mittelkontakt der Kondensatorbank des Inversionsladekreises geführt ist, so dass ein Tiefpassfilter, das zusätzlich durch die relativ träge Diode gegen eine negative Reflexionsspannung aus dem Entladekreis sperrt, vorhanden ist.
In einer weiteren vorteilhaften Gestaltung der Schutzschaltung ist ein zusätzlicher Kondensator, dessen Kapazität sehr viel größer als die Kapazität der Kondensatorbank des Inversionsladekreises ist, parallel zur Gleichspannungsquelle geschaltet, wobei die Hochspannungsseite der Gleichspannungsquelle über eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode, einen zusätzlichen Schalter sowie eine Parallelschaltung aus einer Induktivität und einem Widerstand auf den Mittenkontakt der Kondensatorbank des LC-Inversionsladekreises geführt ist, so dass zusätzlich zum Schutz der Gleichspannungsquelle die Impulsfolgefrequenz im LC-Inversionskreis infolge der großen Kapazität des zusätzlichen Kondensators und der beliebigen Triggerung des zusätzlichen Schalters nicht mehr von der Totzeit der Gleichspannungsquelle abhängt.
Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist es möglich, impulsförmige hochenergetische Ströme für eine gasentladungsgepumpte Strahlungsquelle, d. h. elektrischer Impulse genügender Energie (vorzugsweise im Bereich von wenigen Joule bis einige 10 Joule) und ausreichender Repetitionsrate (typischerweise einige Kilohertz), zu erzeugen und mit einfachen Schaltungsmitteln eine stabile Hochspannungserzeugung und eine zuverlässige Spannungsrücksetzung zu erreichen.
Die Erfindung soll nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben werden. Die Zeichnungen zeigen:
1: einen prinzipiellen Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
2a: eine erste Schaltungsvariante für die Rücksetzung der sättigbaren Induktivitäten, bei der die Ummagnetisierung mittels eines zusätzlichen Gleichstroms durch eine Hilfswindung (oder die Hauptwindung) der sättigbaren Induktivitäten realisiert wird,
2b: eine zweite Schaltungsvariante für die Rücksetzung der sättigbaren Induktivitäten, bei der ein impulsförmiger Strom durch die sättigbaren Induktivitäten fließt und die Ummagnetisierung gezielt während bestimmter Zeitintervalle stattfindet,
2c: eine Schaltungsvariante für die Rücksetzung der sättigbaren Induktivitäten, bei der die Ummagnetisierung der Kerne durch den Ladestrom während des Ladevorganges erfolgt,
3: ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung mit umgepolter Spannung an den Entladungselektroden,
4a: eine erste Gestaltungsvariante zur Energierückgewinnung,
4b: eine weitere bevorzugte Gestaltungsvariante zur Energierückgewinnung mit geänderter Position des Umladeschalters,
5: eine Schutzschaltung für das Netzgerät gegen reflektierte Hochspannungsimpulse,
6: eine getriggerte Schutzschaltung für das Netzgerät gegen reflektierte Hochspannungsimpulse zur Überwindung der Abhängigkeit der Repetitionsrate von der Totzeit der Gleichspannungsquelle.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besteht in ihrem Grundaufbau – wie in 1 schematisch dargestellt – aus einer Gleichspannungsquelle 1, einem Inversionsladekreis 2, einem magnetischen Kompressionskreis 3, einer Entladungskammer 4, einer Vorionisationseinheit 5 und einer Triggereinheit 6 zur Triggerung des Inversionsladekreises 2. Der Inversionsladekreis 2 weist eine zweiteilige Kondensatorbank C1–C2 auf, die zur Speicherung der von der Gleichspannungsquelle erzeugten Ladung dient und in der durch eine LC-Inversion der in der ersten Kapazität gespeicherten Ladung eine Erhöhung der Spannung erfolgt.
Zur Erzeugung der für die Gasentladung erforderlichen Entladespannung HV an den Elektroden der Entladungskammer 4 werden zunächst die erste und die zweite Kapazität C1 und C2 der Kondensatorbank C1–C2 über die Ladeinduktivität L3 auf eine positive Hochspannung von etwa ½ HV aufgeladen. Durch einen Schalter S1, der vorzugsweise als IGBT-Schalter (z. B. aus einem oder mehreren Schaltern vom Typ EUPEC FZ1200R33KF2) ausgebildet ist, wird die erste Kapazität C1 abhängig von der gesättigten Induktivität Lvi und vom C1-Kapazitätswert mit einer geeigneten Zeitkonstanten umgeladen. Die Diode D3, die seriell mit dem Schalter S1 verbunden ist (und auch aus mehreren parallel geschalteten Dioden, z. B. EUPEC DD80033K2, bestehen kann), verhindert dabei, dass nach dem Abschluss des ersten Umladeprozesses im Inversionsladekreis 2 der Strom in die entgegengesetzte Richtung fließt. Dieser Teil der Schaltung stellt den IC-Inversionskreis 2 dar.
Als Umlade-Induktivität Lvi kann eine Spule verwendet werden, die zugleich die Primärspule eines sättigbaren Vorionisationstrafos Tr1 (siehe 2a–c sowie 4a, 4b, 5 und 6) ist, dessen Sekundärspule die Hochspannung für die Vorionisation liefert.
Nach dem Umladevorgang liegt an der Kondensatorbank C1–C2 die gewünschte vollständige Entladespannung HV an.
Die in der Kondensatorbank C1–C2 gespeicherte Ladung wird über die sättigbare Induktivität LS1 auf die Kondensatorbank C3 umgeladen. Die Kondensatorbank C3 entlädt sich über die sättigbare Induktivität LS2 – vorzugsweise über weitere Kompressionsstufen aus je einer Kondensatorbank und einer sättigbaren Induktivität – in eine letzte Kondensatorbank Cn, bei deren Entladung über eine letzte sättigbare Induktivität LSn die eigentliche Gasentladung in der Entladungskammer 4 bewirkt wird. Die sättigbaren Induktivitäten Ls1, Ls2, ..., LSn dienen dazu, den Stromimpuls stufenweise zu verkürzen (typisch etwa 10 bis 20fach).
Die Kondensatorbänke C1–C2 und C3 bis Cn sind modular aufgebaut, so dass sie bezüglich ihrer Kapazität leicht änderbar sind. Das Design der Kondensatorbänke C1–C2 und C3 bis Cn ist weiterhin durch eine sehr geringe Gesamtinduktivität gekennzeichnet. Vorzugsweise werden hochfrequenzfeste Keramikkondensatoren (z. B. vom Typ muRata DHS60-109N4700532K15KM6525 auf Basis von TiO) verwendet. Für C1 und C2 können auch Polypropylenfilmkondensatoren (z. B. aus der Serie FKP1 der Fa. WIMA (DE) oder Kondensatoren von der Fa. NOWACAP (US)) Anwendung finden.
Die Gasentladung benötigt Hochstromimpulse sehr kurzer Dauer (ca. 100–500 ns). Die herkömmlich ca. 5 μs langen Stromimpulse werden mittels der sättigbaren Induktivitäten LS1 bis LSn im Kompressionskreis 3 etwa um den Faktor 10 verkürzt. Die Charakteristik der sättigbaren Induktivitäten LS1 bis LSn wird durch das magnetische Verhalten (B(H)-Kennlinie) des Kernmaterials (z. B. amorphes Metall, wie Finemet, oder Ferrit) bestimmt.
Die sättigbaren Induktivitäten LS1 bis LSn sind durch sogenannte Haltezeiten (hold off capability) gekennzeichnet. Das ist das Zeitintervall, innerhalb dessen die Induktivität nicht gesättigt ist. Die Haltezeiten müssen für einen optimalen Betrieb stabil (reproduzierbar) einstellbar sein. Dazu werden die Kerne aller sättigbaren Induktivitäten LS1 bis LSn und Lvi mittels zusätzlicher Gleich- oder impulsförmiger Ströme ummagnetisiert.
Zur Vereinfachung der nachfolgenden Figuren – und ohne Beschränkung der Allgemeinheit – ist der Kompressionskreis 3 lediglich mit einer Kondensatorbank C3 und zwei sättigbaren Induktivitäten LS1 und LS2 dargestellt.
Ein für die Ummagnetisierung (Magnetschalterrücksetzung) vorgesehener Ummagnetisierungskreis 7 kann auf unterschiedliche Weise gestaltet sein.
Zum einen kann – gemäß 2a – ein Gleichstrom von einer zusätzlichen Gleichstromquellequelle V1 an den Ummagnetisierungskreis 7 angelegt werden, der jeweils durch eine zusätzliche Hilfswindung (oder die Hauptwindung) aller seriell angeordneten sättigbaren Induktivitäten LS1, LS2 und Lvi fließt. Komplettiert wird der Ummagnetisierungskreis 7 durch die nicht sättigbaren Induktivitäten L6 und L7.
In einer anderen Variante – wie sie 2b zeigt – fließt ein impulsförmiger Strom einer Impulsstromquelle V2 durch den Ummagnetisierungskreis 7, der ansonsten mit dem von 2a übereinstimmt, wodurch die Ummagnetisierung gezielt während bestimmter Zeitintervalle stattfindet.
In einer Vorzugsvariante entsprechend der Schaltung von 2c wird die Ummagnetisierung besonders vorteilhaft erreicht, indem der Ladestrom für die Kondensatorbänke C1–C2 zur Ummagnetisierung der Kerne der sättigbaren Induktivitäten LS1, LS2 und Lvi genutzt wird. Die Ummagnetisierung erfolgt in diesem Fall während des Ladevorganges direkt durch den Ladestrom. Dabei wird ein integrierter Ummagnetisierungskreis 7.1 dadurch gebildet, dass die Ladeinduktivität L3 nicht direkt, sondern über die Umlade-Induktivität Lvi auf das Massepotential der Kondensatorbank C1–C2 geführt wird.
Der Prozess der Ummagnetisierung bei allen drei Arten des Ummagnetisierungskreises 7 (einschließlich des integrierten Ummagnetisierungskreises 7.1) bewirkt zusätzlich zur vornehmlich bezweckten reproduzierbaren Spannungserhöhung über die Umlade-Induktivität Lvi, dass stets die gleiche Anfangsinduktivität der sättigbaren Induktivitäten LS1 bis LSn des Kompressionskreises 3 eingestellt und somit eine weitere Reduktion von Puls-zu-Puls-Schwankungen der Impulsströme in der Entladungsstrecke der Entladungskammer 4 erreicht wird.
Bei den Schaltungsanordnungen mit Ummagnetisierung (Magnetschalterrücksetzung) gemäß den 2a–c ist – im Vorgriff auf die komplexeren Ausgestaltungen gemäß den 5 und 6 – eine zusätzliche Hilfsschaltung 8 zur Energierückgewinnung angegeben. Hierbei bildet die (nicht sättigbare) Induktivität L1 zusammen mit der Diode D1 einen Umladekreis für die von der Entladung in der Entladungskammer 4 reflektierte Ladung, wobei R1 als Dämpfungsglied wirkt. Die Diode D1 ist somit Teil der Rückgewinnungsschaltung, während die Diode D2 die Funktion hat, die Gleichspannungsquelle 1 (Hochspannungsnetzgerät) vor den rückfließenden Strömen zu schützen. Die Induktivität L1 dient neben der zuvor beschriebenen Funktion im Umladeprozess als Strombegrenzer bei Impulsströmen und schützt somit die Diode D2 sowie gegebenenfalls eine im Netzgerät (Gleichspannungsquelle 1) vorhandene Diode.
In den gewählten Ausführungsbeispielen von 2a–c wird die Gasentladung durch einen Vorionisationsimpuls ausgelöst. Der dazu vorhandene Vorionisationstransformator Tr1, der herkömmlich die für die Vorionisation der Gasentladung nötigen Hochspannung (typisch: 20 kV bei elektrischen Impulsenergien von > 10 mJ) zur Verfügung stellt, ist sättigbar und wird zusätzlich zur Vermeidung von Kommutationsverlusten des Schalters S1 genutzt, indem dazu der in der Primärspule fließende Umladestrom genutzt wird. Die Primärspule des Vorionisationstransformators Tr1 dient somit gleichzeitig als Induktivität Lvi im Umladekreis. Als Material für den Transformatorkern wird ferritisches Material oder ein amorphes Metall (z. B. Finemet) genutzt.
Die vorliegende Erfindung ist insbesondere dazu geeignet, das Spannungsvorzeichen an den Elektroden der Entladungskammer 4 beliebig zu wählen (umzupolen). Die Polarität beeinflusst insbesondere die Lage des Plasmas (d. h. des sogenannten Pinch) und damit den Ort des EUV-emittierenden Gebietes. Dazu werden alternativ die Schaltungsanordnungen von 1 und 3 genutzt.
3 unterscheidet sich von 1 dadurch, dass ein aus Lvi, S1 und D3 gebildetes Schaltungsglied anstatt mit Massepotential mit der zweiten Kapazität C2 der Kondensatorbank C1–C2 verbunden wird. Dies hat zur Folge, dass beim Schließen des Schalters S1 eine Umladung der Kapazität C2, die vorher negativ geladen wurde, stattfindet, so dass nach Ablauf des Umladeprozesses eine annähernd verdoppelte positive Ladespannung an LS1 anliegt.
Verglichen mit der in 1 dargestellten Schaltung gibt es keine wesentlichen Veränderungen in den Kompressions- und Entladekreisen. Der Kompressionskreis 3 ist allerdings (wie schon zu den 2a–c angemerkt) verkürzt dargestellt.
Praktisch besteht in 3 also die Umpolung allein darin, dass die Diode D3 vom Massekontakt der ersten Kapazität C1 auf die zweite Kapazität C2 an der anderen Seite der Kondensatorbank C1–C2 umgeklemmt wird.
Lediglich für die nachfolgend zu den 4, 5 und 6 (die jeweils entsprechend der Grundschaltung von 1 aufgebaut sind) angegebenen erweiterten Hilfsschaltungen 8 zur Energierückgewinnung muss zusätzlich eine Diode D4 umgepolt werden, um die Rückgewinnung für die zweite Kapazität C2 an die positive Entladungspolarität anzupassen.
Im Fall der Ummagnetisierung mittels des Ladestroms gemäß 2c (Magnetschalterrücksetzung) besteht keine Notwendigkeit, die Polarität des integrierten Ummagnetisierungskreises 7.1 zu ändern. Daraus ergibt sich der besondere Vorzug jener Variante der Magnetschalterrücksetzung.
Wegen der bekannten Fehlanpassung zwischen dem Entladekreis und der Gasentladungsstrecke, wobei der Entladekreis aus Kondensatorbank C3, sättigbarer Induktivität LS2 und den Elektroden der Entladungskammer 4 besteht, wird ein Teil der Energie in den Entladekreis zurückreflektiert. Eine weitere Reflexion der Energie in die Gasentladung erzeugt eine zusätzliche Belastung für das Elektrodensystem, die die Lebensdauer der Elektroden verkürzt.
Um die Gesamteffektivität des Entladekreises und die Lebensdauer des Elektrodensystems zu erhöhen, wird gemäß 4a eine Hilfsschaltung 8 genutzt, um die Elektrodenbelastung zu vermeiden und zugleich die reflektierte Energie zurückzugewinnen. Dabei laufen folgende Vorgänge ab.
Nach jeder Entladung der Kondensatorbank C3 über die gesättigte Induktivität Ls2 und die Entladungskammer 4 liegt auf C3 eine positive Spannung an. Diese Spannung U_refl entspricht der reflektierten Energie von der Gasentladung. Die Kondensatorbank C3 entlädt sich über die gesättigte Induktivität Ls1 auf die Kondensatorbank C1–C2. Danach liegt zwischen C2 und Ls1 der Spannungswert U_refl und zwischen den Kondensatoren C1 und C2 die Hälfte des Spannungswertes U_refl an. In diesem Zeitpunkt ist der Schalter S1 noch geschlossen und C1 lädt sich über die gesättigte Induktivität Lvi und S1 um, bis die Spannung zwischen C2 und Ls1 etwa Null wird. Dadurch ist die Reflexion der Energie von der Kondensatorbank C1–C2 zum Elektrodensystem der Entladungskammer 4 über Ls1, C3 und Ls2 stark reduziert oder sogar ausgeschlossen.
Zu diesem Zeitpunkt wird der Schalter S1 geöffnet. Die auf der Kondensatorbank C1–C2 verbliebene Energie wird, wie nachfolgend beschrieben, zurückgewonnen.
Bevor der Vorgang der Energierückgewinnung beginnt, liegt zwischen C1 und C2 etwa die negative Spannung ½ U_refl an. Die Kapazitäten C1 und C2 laden sich gleichzeitig über die Dioden D1 und D4, die Induktivitäten L1 und L4 und die Widerstände R1 und R4 um. Die Spannung zwischen C1 und C2 wird positiv, etwa +½ U_refl und steht als rückgewonnene Energie in der Kondensatorbank C1–C2 für die nächste Entladung zur Verfügung.
Diode D4, Widerstand R4 und Induktivität L4 stellen gemeinsam mit der zweiten Kapazität C2 einen Umladekreis dar, der die Rückgewinnung der in die Kapazität C2 zurückreflektierten Ladung ermöglicht. Dabei wird aus einer positiven nach der Umladung eine negative Ladung in der Kapazität C2 erzeugt, die für die nachfolgende Aufladung zur Verfügung steht. Diode D1, Widerstand R1 und Induktivität L1 bilden einen entsprechenden Umladekreis bezüglich der ersten Kapazität C1, wie er bereits in 2a–c verwendet wurde.
In 4b ist eine zu 4a äquivalente Schaltungsvariante dargestellt, bei der lediglich die Position der Umladeschalters S1 im Inversionsladekreis 2 geändert wurde. Die Umladevorgänge und die Rückgewinnung der reflektierten Energie laufen jedoch, wie vorstehend beschrieben, in gleicher Weise ab. Außerdem wird die Rücksetzung der sättigbaren Induktivitäten Lvi, Ls1 und Ls2 gleichwirkend zu der in 2c beschriebenen Art und Weise durch den Ladestrom erreicht.
5 zeigt aufbauend auf 2a–c eine Schaltungsanordnung, die – wie schon in 4a und 4b als eine Grundvariante enthalten – eine Schutzschaltung 9 für die Gleichspannungsquelle 1 gegen reflektierte Hochspannungsimpulse im Entladekreis, der aus Kondensatorbank C3 – sättigbarer Induktivität Ls2 – Entladungskammer 4 besteht, aufweist.
Die Schutzschaltung 9 für die Gleichspannungsquelle 1 gegen reflektierte Hochspannungsimpulse enthält in diesem Fall eine Induktivität L5, einen Widerstand R5 und einen zusätzlichen Kondensator C0, die mit der Bedingung
C0 << C1, C2
ein LC-Tiefpassfilter bilden. Außerdem schützt die relativ träge Diode D2 während des Vorgangs der Energierückgewinnung die Gleichspannungsquelle 1 gegen den Strom von der negativen Hochspannung –½ U_refl.
Aus Übersichtlichkeitsgründen ist in 5 (wie auch in 6) der Ummagnetisierungskreis 7 bzw. 7.1 weggelassen worden. Prinzipiell ist frei wählbar, welcher der Ummagnetisierungskreise 7 bzw. 7.1 nach 2a, 2b, oder 2c eingesetzt wird.
Mit der in 6 gezeigten Schaltungsvariante, die 5 weiter ausgestaltet, wird zusätzlich die Grenze für die Impulsfolgefrequenz, die herkömmlich durch die Totzeit der Gleichspannungsquelle 1 vorgegeben ist, nach oben verschoben.
Zur Erhöhung Impulsfolgefrequenz dienen dabei ein weiterer Schalter S0 und der zusätzliche Kondensator C0 mit der Bedingung
C0 >> C1, C2.
Der zusätzliche Kondensator C0 deponiert die Energie von der Gleichspannungsquelle 1 kontinuierlich und lädt somit auch während der Totzeit der Gleichspannungsquelle 1 gepulst über den weiteren Schalter S0 die Kondensatorbank C1–C2 auf. In diesem Fall hängt die Folgefrequenz nicht mehr von der Totzeit der Gleichspannungsquelle 1 ab, so dass die Impulsfolgefrequenz des Inversionsladekreises 2 deutlich erhöht werden kann.
Bezugszeichenliste

1: Gleichspannungsquelle (Hochspannungsnetzgerät)
2: Inversionsladekreis
3: Kompressionskreis
4: Entladungskammer
5: Vorionisationseinheit
6: Triggereinheit
7: Ummagnetisierungskreis
7.1: integrierter Ummagnetisierungskreis
8: Hilfsschaltung (zur Energierückgewinnung)
9: Schutzschaltung
C0: zusätzlicher Kondensator
C1, C2: erste, zweite Kapazität
C1–C2; C3: Kondensatorbank
C4, C5: Kondensator
D1, ..., D4: Diode
HV: Hochspannung (für Gasentladung)
L1, ..., L7: nicht sättigbare Induktivität
Ls1, Ls2, Lvi: sättigbare Induktivität
R1, ..., R5: Widerstand
S0, S1: Schalter
Tr1: Vorionisationstransformator
V1: Gleichstromquelle
V2: Impulsstromquelle

Claims

Anordnung zur Erzeugung impulsförmiger Ströme für gasentladungsgepumpte, plasmabasierte Strahlungsquellen, mit einer Aneinanderreihung von einer Spannungsquelle, die nur die Hälfte der für die Gasentladung erforderlichen Hochspannung bereitstellt, einem Ladekreis für eine Kondensatorbank mit zwei Kapazitäten, einem magnetischen Kompressionskreis zur Verkürzung der Impulsdauer der Spannungsimpulse und einer Entladungskammer mit zwei Elektroden für die Gasentladung, wobei – die erste Kapazität direkt parallel zur Spannungsquelle angeordnet ist und über einen Inversionskreis mit einem getriggerten Schalter und einer Induktivität umladbar ist, – die zweite Kapazität in Serie mit mindestens einer Induktivität an die Spannungsquelle angeschlossen ist, und – eine Triggereinheit für den Schalter zur Steuerung der Hochspannungsimpulsfolge vorhanden ist, um einen Stromimpuls mit durch die Umladung erhöhter Hochspannung über den magnetischen Kompressionskreis an die Elektroden für die Gasentladung zu übertragen, dadurch gekennzeichnet, dass – die zweite Kapazität (C2) zeitgleich zur ersten Kapazität (C1) der Kondensatorbank (C1–C2) in einem Inversionsladekreis (2) über eine parallel zu den Elektroden der Gasentladung angeordnete nicht sättigbare Ladeinduktivität (L3) aufladbar ist, wobei weitere in Serie liegende sättigbare Induktivitäten (Ls1, Ls2, Lsn) des Kompressionskreises (3) durch den Ladevorgang zurückgesetzt sind, und – die erste Kapazität (C1) über eine sättigbare Umlade-Induktivität (Lvi) in Serie mit dem getriggerten Schalter (S1) und einer Diode (D3) umladbar ist, wobei • die sättigbare Induktivität (Lvi) zur zeitlichen Trennung des Stromanstiegs vom Spannungsanstieg am Schalter (S1) vorgesehen ist, so dass der Schalterschließprozess vollständig abgelaufen ist, bevor der Umlade-Stromimpuls passieren kann, und • die Diode (D3) zur Vermeidung rücklaufender Ströme vorhanden ist, um die volle benötigte Hochspannung (HV) zu erhalten.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (S1) ein Halbleiterschalter ist.
Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (S1) ein IGBT-Schalter ist.
Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (S1) ein Thyristor ist.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (S1) ein Gasentladungsschalter ist.
Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (S1) ein Thyratron ist.
Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (S1) eine getriggerte Funkenstrecke ist.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der magnetische Kompressionskreis (3) aus mehreren Stufen mit sättigbaren Induktivitäten (LS1, LS2, ... LSn) und jeweils einer zwischengeschalteten Kondensatorbank (C3, ... Cn) zur Zwischenspeicherung der Spannungsimpulse aufgebaut ist.
Anordnung nach Anspruch 1 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatorbank (C1–C2; C3) modular aufgebaut und aus Keramikkondensatoren zusammengesetzt ist.
Anordnung nach Anspruch 1 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatorbank (C1–C2; C3) modular aufgebaut und aus Folienkondensatoren zusammengesetzt ist.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Gleichspannungsquelle (1) zur Bereitstellung der halben Entladungshochspannung und der Kondensatorbank (C1–C2) des Inversionsladekreises (2) wenigstens eine Hilfsschaltung (8) zur Energierückgewinnung von reflektierter Entladespannung, die nach jeder Gasentladung in die Zwischenspeicher-Kondensatorbank (C3) des Kompressionskreises (3) reflektiert wird, vorgesehen ist.
Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass ein zusätzlicher Kondensator (C0) zur Gleichspannungsquelle (1) parallel geschaltet ist, ein erstes RL-Glied (R1–L1) mit gegenüber den beiden Polen der Gleichspannungsquelle (1) und des zusätzlichen Kondensators (C0) sperrend geschalteten Dioden (D1, D2) an den gemeinsamen Anschluss der ersten und der zweiten Kapazität (C1, C2) angeschlossen und ein zweites RL-Glied (R4–L4) mit gegenüber der Hochspannungsseite der zweiten Kapazität (C2) sperrend geschalteter Diode (D4) parallel zur zweiten Kapazität (C2) angeordnet ist.
Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass ein zusätzlicher Kondensator (C0) parallel zur Gleichspannungsquelle (1) geschaltet ist, ein erstes RL-Glied (R1–L1) mit gegenüber den beiden Polen der Gleichspannungsquelle (1) und des zusätzlichen Kondensators (C0) sperrend geschalteten Dioden (D1, D2) an den gemeinsamen Anschluss der ersten und der zweiten Kapazität (C1, C2) angeschlossen und ein zweites RL-Glied (R4–L4) mit gegenüber der Hochspannungsseite der zweiten Kapazität (C2) sperrend geschalteter Diode (D4) parallel zur gesamten Kondensatorbank (C1–C2) angeordnet ist.
Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die sättigbaren Induktivitäten (Lvi, Ls1, Ls2) mit einer Gleichstromquelle (V1) in einem Ummagnetisierungskreis (7) entgegengesetzt zu deren Polung beim Ladevorgang in Reihe angeschlossen sind, wobei zwischen Gleichstromquelle (V1) und den sättigbaren Induktivitäten (Lvi, Ls1, Ls2) jeweils eine nicht sättigbare Induktivität (L6, L7) vorhanden ist.
Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die sättigbaren Induktivitäten (Lvi, Ls1, Ls2) mit einer Impulsstromquelle (V2) in einem Ummagnetisierungskreis (7) entgegengesetzt zu deren Polung beim Ladevorgang in Reihe angeschlossen sind, wobei zwischen Impulsstromquelle (V2) und den sättigbaren Induktivitäten (Lvi, Ls1, Ls2) jeweils eine nicht sättigbare Induktivität (L6, L7) vorhanden ist.
Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass in einem integrierten Ummagnetisierungskreis (7.1) die sättigbare Induktivität (Lvi) in Reihe zwischen der nicht sättigbaren Ladeinduktivität (L3) und dem Massepotential des Inversionsladekreises (2) angeordnet ist, wobei der Ladevorgang der Kondensatorbänke (C1–C2, C3) zur Magnetschalterrücksetzung durch Ummagnetisierung aller sättigbaren Induktivitäten (Lvi, Ls1, Ls2) eingesetzt ist.
Anordnung nach Anspruch 1 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die sättigbaren Induktivitäten (Ls1; Ls2; Lvi) Kernmaterialien mit geeigneter Magnetisierungskurve aufweisen.
Anordnung nach Anspruch 1 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die sättigbaren Induktivitäten (Ls1; Ls2; Lvi) als Kernmaterial ein Ferrit aufweisen.
Anordnung nach Anspruch 1 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die sättigbaren Induktivitäten (Ls1; Ls2; Lvi) als Kernmaterial ein amorphes Metall, vorzugsweise Finemet, aufweisen.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer Gasentladung, die durch eine Vorionisation in der Entladungskammer (4) ausgelöst wird, ein Transformator (Tr1) zur Erzeugung der Vorionisationsspannung vorgesehen ist, wobei die Primärspule des Transformators (Tr1) zugleich als sättigbare Umlade-Induktivität (Lvi) vorgesehen ist.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Gleichspannungsquelle (1) und dem Inversionsladekreis (2) eine Schutzschaltung (9) zum Schutz der Gleichspannungsquelle (1) gegen reflektierte Energie aus dem Entladungskreis, der aus Kondensatorbank (C3) und letzter sättigbarer Induktivität (LSn) des Kompressionskreises (3) sowie der Gasentladungsstrecke der Entladungskammer (4) besteht, angeordnet ist.
Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass ein zusätzlicher Kondensator (C0), dessen Kapazität sehr viel kleiner als die Kapazität der Kondensatorbank (C1–C2) des LC-Inversionsladekreises (2) ist, parallel zur Gleichspannungsquelle (1) geschaltet ist und die Hochspannungsseite der Gleichspannungsquelle (1) über eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode (D2) sowie eine Parallelschaltung aus einer Induktivität (L5) und einem Widerstand (R5) auf den Mittenkontakt der Kondensatorbank (C1–C2) des LC-Inversionsladekreises (2) geführt ist, so dass ein Tiefpassfilter, das zusätzlich durch die relativ träge Diode (D2) gegen negative Reflexionsspannung aus dem Entladekreis sperrt, vorhanden ist.
Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass ein zusätzlicher Kondensator (C0), dessen Kapazität sehr viel größer als die Kapazität der Kondensatorbank (C1–C2) des LC-Inversionsladekreises (2) ist, parallel zur Gleichspannungsquelle (1) geschaltet ist und die Hochspannungsseite der Gleichspannungsquelle (1) über eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode (D2), einen zusätzlichen Schalter (S0) sowie eine Parallelschaltung aus einer Induktivität (L5) und einem Widerstand (R5) auf den Mittelkontakt der Kondensatorbank (C1–C2) des LC-Inversionsladekreises (2) geführt ist, so dass zusätzlich zum Schutz der Gleichspannungsquelle (1) die Impulsfolgefrequenz im Inversionskreis (2) infolge der großen Kapazität des zusätzlichen Kondensators (C0) und der beliebigen Triggerung des zusätzlichen Schalters (S0) nicht mehr von der Totzeit der Gleichspannungsquelle (1) abhängig ist.