DE1766065B2 - Frequenzumsetzende Antworteinrichtung mit nicht-linearem Impedanzelement und Überwachungssystem zur Verwendung hiermit - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Antworteinrichtung für ein Überwachungssystem mit einem Sender zum Erzeugen eines Feldes elektromagnetischer Wellen mit einer ersten Frequenz in einer Überwachungszone und einem Empfänger für Wellen mit einer zweiten, unterschiedlichen Frequenz, die von der Antworteinrichtung erzeugt sind, wobei in der Antworteinrichtung ein elektrisches nicht-lineares Impedanzelement mit zwei Anschlüssen vorgesehen ist, das an einer Antenneneinrichtung zum Erkennen des ersten Signals

so angeschlossen ist, welche auf einem Substrat zum Anbringen an dem zu überwachenden Gegenstand angeordnet ist.

Eine Antworteinrichtung der eingangs genannten Art ist aus der FR-PS 14 70 762 bekannt. In der bekannten Anordnung ist ein Sende von 20 W und 27,2 MHz vorgesehen, der am Ausgang eines Kaufhauses zusammen mit einer Alarmeinrichtung angeordnet ist, die betätigt wird, wenn eine in einem zu überwachenden Gegenstand, beispielsweise einem Kleidungsstück, angebrachte. Antworteinrichtung ein weiteres Signal von etwa 5 MHz aussendet. Die Antworteinrichtung besteht dabei aus zwei in einer Kunststoffplatte angeordneten Spulen, deren Abmessungen eine Plattengröße von etwa 70 χ 128 mm notwendig machen. Ferner wird in der bekannten Anordnung eine alternative Ausführungsform angegeben, bei welcher sich die Abmessungen der am Gegenstand zu befestigenden Platte verringern, lassen, jedoch erfordert diese Ausführunes-

form die Anordnung einer Batterie in der Antworteinrichtung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Antworteinrichtung der eingangs genannten, mit Hochfrequenz oder Mikrowellen arbeitenden Antworteinrichtung bezüglich ihrer Abmessungen weiter zu verringern, ohne daß eine Stromquelle in der Antworteinrichtung vorgesehen werden muß

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß beide Anschlüsse des nicht-linearen Elements unmittelbar an eine Antenne oder an mehrere Antennen leitend angeschlossen sind, und das nicht-üneare Element sowohl zum Ermitteln der Wellen mit der ersten Frequenz als auch in an sich bekannter Weise als Frequenzvervielfacher dient, um die Wellen mit der genannten unterschiedlichen Frequenz zu erzeugen, die dann zurückgestrahlt werden.

Als Folge der erfindungsgemäßen Ausbildung der Antworteinrichtung wird es möglich, dj~se auf einer rechteckigen Karte mit Abmessungen von 19 χ 101 mm unterzubringen.

Die Verwendung von harmonischen Wellen und somit eine Frequenzvervielfachung in einem Diebstahlüberwachungssystem ist an sich aus der FR-PS 7 63 681 bekannt, wird jedoch dort in Verbindung mit den magnetischen Eigenschaften des zu überwachenden Gegenstandes eingesetzt, so daß das System leicht fälschlich durch Metallgegenstände ausgelöst werden kann und daher nicht störungssicher ist

Beispielsweise Ausführungen der Erfindung sollen nun an Hand der Zeichnungen näher erläutert werden, in denen

F i g. 1 ein schematisches Blockdiagramm darstellt, in dem die aufeinanderfolgenden Vorgänge bei der Artikelüberwachung dargestellt sind;

F i g. 2 ist eine isometrische Ansicht eines Kassenpultes für einen Einzelhandels-Selbstbedienungsladen mit zugeordneten Ausgang, wobei eine typische oder beispielsweise Anordnung von Untersystemen oder Komponenteneinheiten eines solchen Artikelüberwachungssystems zu sehen sind, die für die Ladendiebstahlüberwachung angeordnet sind;

F i g. 3 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer Hochfrequenzausführungsform eines Sender-Empfänger-Systems zum Nachweisen von Antworteinrichtungen (Sensor-Emittern) der Bauart mit abgestimmter Schleife;

Fig.4 ist ein schematisches Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eines Mikrowellen-Sender-Empfängers zum Nachweisen anderer Bauarten von Sensor-Emittern;

F i g. 4A zeigt detaillierter ein schematisches Schaltbild des in F i g. 4 gezeigten Mikrowellen-Serders-Empfängers;

Fig.5 ist ein schematisches Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des Sender-Empfänger-Systems;

Fig.6 ist ein schematisches Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des Sender-Empfängers;

F i g. 7 ist ein schematisches Schaltbild eines Teils einer Synchron- oder Phasendetektorschaltung für das Empfär._fa ■ runt ^system, das ai der gestrichelten Linie a-bunterbrechen ist;

F i g. 7A ist eine Fortsetzung des schematischen Schaltbildes nach F i g. 7, das sich an letzteres längs der strichpunktierten Linie a'-ö'anschließt;

F i g. 7B zeigt schematich einen Verdrahtungsplan einer Verstärker- und Alarmschaltung, die durch den

Synchrondetektor angesteuert ist;

Fig.7C zeigt schematisch einen Verdrahtungsplan einer gegenüber der in Fig.7B dargestellten abgeänderten Ausführungsform einer Verstärker- und Alarms Schaltung;

Fig.8 zeigt schematisch einen Verdrahtungsplan einer anderen Ausführungsform von Alarmkontrolle;

Fig.9 ist ein schematisches Blockschaltbild einer abgeänderten Ausführungsform für die Anordnung der ίο Eingangskomponenten für den Synchrondetektorteil des Empfängeruntersystems;

F i g. 10 zeigt einen Diametralschnitt durch eine Ausführungsform eines abgestimmten Sensor-Emitters;

F i g. 11 ist eine Draufsicht, teilweise weggebrochen und teilweise schematisch, des Sensor-Emitters nach Fig. 10;

Fig. 12 ist ein Diametralschnitt durch eine andere Ausführungsform eines abgestimmten Sensor-Emitters;

Fig. 13 ist ein oben gelegter Schnitt, teilweise schematisch, des Sensor-Emitters nach Fig. 12 längs der Linie 13-13 in F ig. 12;

Fig. 14 zeigt den Sensor-Emitter nach F i g. 12 und 13 als Schaltung;

Fig. 15 ist eine Draufsicht, teilweise schematisch, einer Ausführungsform eines unscharf abgestimmten Sensor-Emitters;

Fig. 16 ist ein Diametralschnitt durch den Sensor-Emitter nach F i g. 15;

F i g. 17 ist eine Draufsicht, teilweise schematisch, auf eine andere Ausführungsform eines unscharf abgestimmten Sensor-Emitters, in Faltdipolausbildung, wobei Kurven oder Verläufe stehender elektromagnetischer Wellen in strichpunktierten Linien überlagert dargestellt sind;

Fig. 18 ist eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform eines unscharf abgestimmten Sensor-Emitters;

Fig. 19 ist eine isometrische Darstellung eines Kassiertisches und zeigt eine Anordnung für Sättigungsfeldspulen zum Aktivieren abgestimmter Sensor-Emit ter, für die die Erlaubnis zur Mitnahme nicht gegeben ist;

Fig.20 ist eine schematische Darstellung einer anderen Ausführungsform eines unscharf abgestimmten Sensor-Emitters;

Fig.21 ist eine Draufsicht auf eine weitere Ausführungsform einer Sensor-Emitter-Schleife, wobei ein Element hiervon gestrichelt in inaktivierter Stellung gezeigt ist;

Fig.22 ist ein Teilschnitt durch die Verbindung bzw. den übergang eines Sensor-Emitters in inaktivierter Stellung;

F i g. 23 zeigt schematisch einen unscharf abgestimmten Sensor-Emitter, der spiralförmig angeordnet ist; Fig.24 ist eine isometrische Ansicht einer Sensor-Emitter-Inaküvierungsspule;

F i g. 25 ist eine schematische Darstellung eine? Verdrahtungsplanes für einen Betätigungskreis der Inaktivierungsspule nach F i g. 24;

Fig.26 ist eine perspektivische Teilansicht einer Kassen-Fördertunnelanordnung der Inaktivierungseinheiten;

i^? i g. 27 ist ein Vertikalschnitt durch eine andere Ausführungsform der Abgabe-Inaktivierungseinheit unter Verwendung einer Reflektorschildanordnung;

F i g. 28 zeigt schernatisch einen Verdrahtungsplan eines weiteren Betätigungskreises für die Inaktivierungsspule nach F i g. 24;

Fig.29 zeigt schematisch einen Verdrahtungsplan einer weiteren Ausführungsform des Betätigungskreises für die Inaktivierungsspule nach F i g. 24;

F i g. 30 zeigt einen schematischen und funktioneilen Verdrahtungsplan für eine weitere Ausführungsform der Inaktivierungseinheit;

Fig.31 ist eine Stirnansicht eines Inaktivierungsspulenkerns und zeigt Polformungsmodifikationen zur Steigerung der Tiefe oder Intensität des Inaktivierungsfeldesjund

Fig.32 ist ein schematisches Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform eine» Sender-Empfänger-Systems unter Verwendung von Modulationstechniken.

Die Vorrichtungen, die hierin genauer beschrieben werden, sind besonders geeignet für die Ermittlung von Dieben in Einzelhandelsgeschäften; es ist für den Fachmann jedoch klar, daß die Prinzipien der Erfindung einfach und in brauchbarer Weise auf andere Artikelüberwachungsprobleme anwendbar sind wie Warenhaus- und Inventarkontrolle sowie Abfertigung und Identifizierung von Personal und Fahrzeugen, Verarbeitungsqualitätskontrolle und Kontrolle von Systemen zur Handhabung von Materialien, sowie für Überwachungsund Telemetrievorgänge und Fernsteuersysteme.

Allgemein ausgedrückt bezieht sich die Erfindung auf Artikelüberwachungstechniken, bei denen elektromagnetische Wellen in einem bestimmten Grundfrequenzbereich auf Überwachungsräume wie Geschäftsräume übertragen werden und das nicht-autorisierte Vorhandensein von Artikeln in diesem Gebiet durch Empfang jo und Anzeige, beispielsweise durch die offenbarte Synchrondetektorschaltung, der zweiten oder nachfolgenden harmonischen Frequenzwellen, die von den Sensor-Emitter-Elementen, Aufklebern oder an den Artikeln befestigten oder in diese eingebetteten Filmen rückgestrahlt werden, und zwar unter Umständen, unter denen Aufkleter oder Filme für autorisierte Entfernung aus den Geschäftsräumen nicht inaktiviert wurden, ermittelt wird.

In F i g. 1 ist ein Vorgang zur Artikelüberwachung oder Diebesermittlung an Hand des Blockschaltbildes, das die verwendeten aufeinanderfolgenden Schritte wiedergibt, erläutert Ein mit einer Filmantenne arbeitendes Sensor-Emitter-Element 40, beispielsweise ein integral mit dem Preisschild 41 ausgebildetes Element, wird an einem Artikel oder Gegenstand befestigt oder in diesen eingebettet, beispielsweise einem Karton 42, der unter Systemüberwachung steht. Dann werden die Sensor-Emitter-Elemente 40 auf den Artikeln 42, die bereits bezahlt sind oder deren Entfernung von dem Überwachungsbereich sonst zugelassen ist, inaktiviert oder entsperrt und zwar durch einen kontrollierenden Angestellten oder eine die Geschäftsräume beaufsichtigende Wache. Hiernach werden Rückstrahlsignale der zweiten harmonischen Frequenz von den Sensor-Emittern 40, die nicht inaktiviert oder entspent wurden, ermittelt, während sie durch einen Auslaß oder Überprüfungsbereich bewegt werden, in dem eine elektromagnetische Grundfrequenzwelle vorhanden ist Die Ermittlung der zweiten &o harmonischen Signale in diesem Bereich bedeutet die nicht-autorisierte Anwesenheit oder die versuchte Entnahme nicht-verifizierter Artikel 42 mit hierauf befindlichen aktiven Elementen 40, und kann dazu benutzt werden, einen Alarm zu signalisieren oder auszulösen oder die Ausgangstüren oder Türdrehkreuze zu versperren. Während die Ermittlung der zweiten harmonischen Signale bevorzugt ist können auch dritte und nachfolgende harmonische Signale verwendet werden.

Obwoh! das Sensor-Emitter-Element 40 vorzugsweise einen unauffälligen und integralen Bestandteil eines üblichen Preisschildes 41 bildet und unter Schichtung hieran zur Adhäsionsbefestigung an den Artikel 42 gebunden ist, können ein oder mehr Elemente 40 in der Verpackung für den Artikel oder im Artikel selbst eingebettet oder eingebaut sein.

F i g. 2 zeigt eine mit 45 bezeichnete Anordnung des Systems für ein Einzelhandelsgeschäft mit Selbstbedienung mit ein oder mehr Prüftischen 46 und zugeordneten Registrierkassen 47 und Ausgangsbereichen 48. Ein den Laden verlassender Käufer folgt der durch die Pfeile 49 angegebenen Bahn. Sensor-Ernittcr 40 auf beliebigen Artikeln, die bezahlt wurden und die so mit Erlaubnis aus den Geschäftsräumen gebracht werden sollen, werden inaktiviert oder entsperrt durch ein oder mehr intermittierend betätigbare Inaktivatoreinheiten, die mit dem Bezugszeichen 50 bezeichnet sind, die selektiv von Hand vom Registrator, der am Tisch 46 Dienst tut aber auch automatisch durch die Registrierkasse 47 betätigt werden können.

Eine vertikal orientierte elektromagnetische Welle bzw. ein räumliches elektrisches Energiefeld, die allgemein mit den strichpunktierten Linien 51 umrissen sind und, gegebenenfalls ein zusätzliches quer oder horizontal orientiertes Feld, das allgemein durch die gestrichelten Linien 52 abgegrenzt ist, werden am Durchgang 48 durch Anbringung oder Anordnung eines oder mehrerer Sender-Empfänger-Einheiten, die mit 55 bezeichnet sind, am Querbalken 53 oder Portal 54 eingestellt Die Portale 54 können gegebenenfalls mit Platten oder Gittern aus Aluminium oder anderem geeigneten wellenreflektierenden Material abgeschirmt werden, um Rückstrahlungen oder Störursachen in Installationen mit mehreren Ausgängen oder Eingängen, die benachbart oder unmittelbar benachbart sind, zu begrenzen.

Die Sender-Empfänger-Einheiten 55, die weiter unten genauer beschrieben werden sollen, haben sich, wenn sie mit Sendeantennen ausgestattet wurden, die Feldverläufe 51 und 52 mit einem Halbkegelwinkel von 10 bis 20° erzeugten, als fähig und zufriedenstellend beim Übertragen und Empfangen oder Nachweisen zweiter harmonischer rückgestrahlter Signale von den Sensor-Emitter-Elementen 40 in Abständen bis zu etlichen 100 m erwiesen, wobei nur eine relativ geringe Eingangsleistung erforderlich war.

Die Ausführungsform nach Fig.3 besteht nach dem Blockschaltbild aus einer Sender-Empfänger-Einheit 55, die als wesentlichen Bestandteil einen Grundfrequenzsenderabschnitt 56 und einen Empfängerabschnitt 57 für die zweite harmonische Frequenz aufweist, wie dies strichpunktiert abgegrenzt wurde.

Der Grundfrequenz-Senderabschnitt 56 kann aus einer Leistungsschwingröhre 58 bestehen, vorzugsweise einer kristallgesteuerten, die über ein Schmalband-Sender-Antennenfilter 59 mit der Senderantenne 60 und durch einen Generator 61 für die zweite Harmonische mit einem Mischer 62 verbunden ist, in den ein Signal von einem Bezugssignal-Oszillator 63 eingegeben wird und der ein Bezugssignal durch ein. Schmalband-Anschlußfilter 64 dem Empfängerabschnitt 57 für die zweite Harmonische zuführt

In tatsächlichen Ausführungsformen des Sendeabschnittes 56 arbeitet man mit einer kristallgesteuerten Leistungsschwingröhre 58 mit 20 bis 50 W und bis zu

Bruchteilen von einem Watt, hat man mit einem variablen Leistungsausgang bei 100 MHz gearbeitet, mit einem 100-M Hz-Sendeantennenfilter 59, einem 1000-Hz-Bezugssignaloszillator 63, einem 200-MHz-Generator 61 und einem 200,001-MHz-Anschlußfilter 64. Die Schwingröhre 58 kann gewünschtenfalls in der Frequenz über einen Bereich zwischen 80 und 120 und bis zu 250 MHz variiert werden, die bevorzugte Sendegrundfrequenz für das System nach F i g. 3 beträgt jedoch 100 MHz.

Als alternative Ausführungsform für das System nach F i g. 3 kann ein kristall- oder piezoelektrisch gesteuerter Überlagerungsoszillator 61 anstatt des Generators 61 genommen werden, der ein 5-MHz-Signal erzeugt: die Schwingröhre 58 kann so eingestellt werden, daß sie einen Ausgang von 95 MHz liefert.-Für diesen Fall wird die Schwingröhre 58 durch einen geeigneten (nicht-dargestellten) Mischer mit dem Kristalloszillator 61 und mit dem Sendeantennenfilter 59 verbunden; und eine geeignete Reihenkombination zunächst eines 100-MHz-Filters und dann eines (nicht-dargestellten) Hochfrequenz-Leistungsverstärkers wird dann vor das Sendeantennenfilter 59 gesetzt. Bei dem in dieser Anordnung verwendeten Anschlußfilter 64 handelt es sich um ein 5,001-MHz-Kristallfilter. Bei dieser alternativen Ausführungsform des Senderabschnittes 56 erfolgt eine zweite Signalverbindung (in Fig.3 gestrichelt eingezeichnet) mit dem Empfängerabschnitt 57.

Verschiedene Ausführungsfcrmcn von Sendeantennen 60 können verwandt werden, einschließlich gewöhnlicher oder Faltdipole, logarithmischer oder archimedischer Spiralen und axialen Spiralanordnungen unter anderem. Parabol-Koaxial- und Käfigreflektoren oder Abschirmungen und geeignete einstellbare Dämpfungsglieder können auch in Verbindung mit den Antennen 60 an Orten oder in Anwendungsfällen verwendet werden, die begrenzte, verstärkte oder beschränkte Senderstrahlungsfeldverläufe oder -gradienten erfordern.

Der Empfängerabschnitt 57 für die zweite harmonische Frequenz besteht nach einer bevorzugten Ausführungsform aus einer Empfängerantenne 65, die relativ nahe an oder neben dem Sender 60 in der Sender-Empfänger-Einheit 55 angeordnet sein kann. Die Empfangsantenne 65 kann von der gleichen oder ähnlichen Bauart und Gestalt sein und kann mit dem gleichen oder ähnlichen Zubehör wie oben mit Bezug auf die Sendeantenne 60 diskutiert, versehen sein, abhängig wieder von den Installations- und Arbeitskriterien, je nach Umgebung und Anwendungsfall.

Die Empfangsantenne 65 empfängt die zurückgestrahlten Signale harmonischer Frequenz, die durch die induzierte Spannung und Leitungs- und Verschiebeströme erzeugt wurden, welche in den Sensor-Emitter-Elementen 40 durch das Auftreffen der Grundfrequenz-Sendesignale von Sendeantennen in einer Weise hervorgerufen wurden, die weiter unten vollständiger in Verbindung mit der genauen Beschreibung der abgestimmten Schleifenelemente 40 erläutert werden wird. Die Empfangsantenne 65 und der Empfängerabschnitt 57 sind vorzugsweise so eingerichtet, daß sie zweite harmonische, von den Elementen 40 rückgestrahlte Signale ermitteln, obwohl sich herausgestellt hat, daß dritte und vierte harmonische rückgestrahlte Signale ausreichender Größe erzeugt werden können.

Die Empfangsantenne 65 liefert das rückgestrahlte zweite harmonische Signal, beispielsweise 200MHz, durch ein Schmalbund-Empfängerantennenfilter 66, das die zweite Harmonische an einen Mischer 67 übergibt. Ein Bezugssignal 68, beispielsweise von 200,001 MHz vom Mischfilter 64, wird zum Mischer 67 vom Senderabschnitt 56 geleitet. Der Ausgang des Mischers wird durch ein Schmalband-Detektorfilter 69 zu einem mit dem Bezugszeichen 70 versehenen Detektor gefiltert. Bei einem Bezugssignal von 200,001 MHz und einem Empfängersignal von 200 MHz sollte das Detektorfilter 69 so gewählt werden, daß 1000 Hz bei

ίο einer Bandbreite von ±10 Hz durchgelassen werden, um Störungsfaktoren zu mildern und den Leistungsbedarf herabzusetzen. Für einen solchen Empfängerabschnitt 57, der bei 200MHz arbeitet, ermittelt der Detektor 70 1000-Hz-Signale, die die Differenz zwischen dem 200,001-MHz-Bezugssignal 68 und irgendeinem rückgestrahlten zweiten harmonischen 200-MHz-Signal von den Sensor-Emitterelementen 40 darstellt, die durch die Antenne 65 empfangen und durch das Empfängerfilter 66 zum Mischer 67 geleitet werden.

Das im Detektor 70 so erzeugte Nachweissignal erregt einen Verstärker 7t, beispielsweise einen Wechselstromverstärker, und löst einen geeigneten Alarm aus, beispielsweise die Lampe 72.
Bei dem ein 200,001-MHz-Bezugssignal 68 der gerade beschriebenen Art verwendeten System kann es in manchen Fällen notwendig sein, zusätzliche Summier- und Differenz-Frequenzfilter nach dem Anschlußfilter 64 einzubauen, um unerwünschte Spiegel- oder andere Fremdfrequenzsignale, beispielsweise von 199,99 MHz, auszufiltern. Eine gegebenenfalls vorhandene Systemfrequenzwanderung von der Leistungsschwingröhre 58 kann zu Null gemacht werden, indem man mit einem Detektor 70 arbeitet, der mit einer synchronen oder phasenstarren Detektorschaltung in der im folgenden genauer offenbarten Weise arbeitet. Darüberhinaus kann jede Wanderung der Schwingröhre 58 oder des Bezugsoszillators 63 (oder des Lokaloszillators 61') auf ein Minimum herabgesetzt werden., indem man kristall- oder piezoelektrisch gesteuerte Elemente in diesen Komponenten verwendet.

Die Anforderung an die schmale Bandbreite für die Filter des Systems nach Fig.3 können auch weniger restriktiv, insbesondere bezüglich des Detektorfilters 69 gemacht werden, indem man übliche Kippfrequenzschaltungen in der Sender-Empfänger-Einheit 55 einbaut oder den Gütefaktor (»Q«)iür die Sensor-Emitter-Elemente 40 mit abgestimmter Schleife verschlechtert.
Geeignete und übliche Kombinationen von Komponenten- und Chassisabschirmung können in den Senderabschnitt 56 und den Empfängerabschnitt 57 eingebaut sein, um eine Systemstörung und Instabilität aufgrund von Nebenaussendung sowohl innen wie außen zu verhindern.

In der alternativen Ausführungsform des vorher beschriebenen Systems nach Fig.3, bei der eine S-MHz-Kristalloszillator-und-Mischer-Kombinationer anstatt des 200-MHz-Harmonischengenerators 61 genommen wird und die anderen diskutierten Modifikatio- nen vorgenommen werden, wird eine geeignete Kombination aus einem Empfänger-Verstärker, einem Frequenzteiler und einem Mischer oder einer Überlagerungsschaltung anstatt des Mischers 67 im Empfängerabschnitt 57 genommen. Ein zweites harmonisches durch das Sensor-Emitter-Element 40 rückgestrahltes Signal, das durch die Antenne 65 empfangen wurde, erscheint am Punkt 67' als ein 5-MHz-Signal und, kombiniert mit einem 5,001-MHz-Bezugssignal 68

erzeugt es ein 1000-Hz-Ausgangssignal durch das Filter 69 zum Detektor 70, wodurch der Verstärker 70 erregt und seine zugeordnete Alarmeinrichtung 72 ausgelöst wird. Ein gestrichelt bei 73 angedeuteter Verriegelungssignalweg ist vorgesehen, um einen Gleichlauf zwischen dem 5-MHz-Signal am Punkt 67' und dem durch den Lokaloszillator 61' erzeugten Signal beizubehalten.

Im Systemblockschaltbild nach F i g. 4 ist eine andere Form einer Sender-Empfänger-Einheit 55 wiedergegeben, die bei Mikrowellenfrequenzen arbeitet und schematisch bestehend aus Sender- und Empfängerabschnitten 56 bzw. 57 dargestellt ist, die allgemein durch die strichpunktierten Linien und ein mit 74 bezeichnetes Kopplungskomponentennetzwerk begrenzt ist.

Das Mikrowellensystem besitzt eine Sendeantenne 60 und eine Empfangsantenne 65, die ähnlich denen oben mit Bezug auf F i g. 3 erläuterten sein können. Zusätzlich können ebene spiralgeätzte Antennen eingesetzt werden. Stattdessen kann eine einzige, gestrichelt dargestellte Antenne 75 mit dem Senderabschnitt 56 und dem Empfängerabschnitt 57 durch ein geeignetes Kopplungselement, beispielsweise einen Tandem-Zirkulator-Isolator verbunden sein.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines Mikrowellen-Senderabschnittes 56 ist mit geeigneten Wechsel-Stromzuführungen 77 und 78 durch halb-π- oder kaskadengeschaltete halb-π- und T-Netzfilter verbunden, die jeweils als LC-Äquivalente durch die Bezugszeichen 79 und 80 bezeichnet sind. Die Netzfilter 79 und 80 sind mit einer Leistungsschwingröhre 81 verbunden, die ein Mikrowellen-Sendesignal erzeugen, beispielsweise von 915 MHz. Der Oszillator 81 ist vorzugsweise auf 10 W Ausgangsleistung bei einer Arbeitsphase von 5% bemessen. Ein zusätzlicher Sendebereich kann dem System jedoch überlagert werden, ohne daß eine unzulässige Störung in der Nähe der zu schützenden Geschäftsräume in Kauf zu nehmen wäre, in dem eine Schaltung Verwendung findet, die periodisch einen pulsierenden Oszillatorausgang von 100 W Spitzenleistung erzeugt, der eine mittlere oder Effektivwertleistung von etwa 10 W liefert.

Die Röhre 81 ist über einen Wellenführungsabschnitt 82 mit einem Koppler 83 verbunden. Der Koppler 83 ist durch den Wellenleiterabschnitt 84 mit ein oder mehr Sendeantennenfiltern verbunden, beispielsweise koaxialen Tiefpaßfiltern 85, 86 und 87 mit Grenzfrequenzen von 915 bis 1000 MHz, die in Reihenschaltung über die Wellenleiterabschnitte mit der Sendeantenne 60 verbunden sind.

Der Koppler 83 ist mit einem Wellenleiterabschnitt 88 verbunden, der einen Abfragewert niedriger Leistung von 10 mW Ausgangsleistung vom Sendeoszillator 81 zu einem Bezugssignalmischer 89 leitet Der Wellenleiter 90 ist mit dem Koppler 89 und mit einem Tiefpaß-Zwischenfrequenzfilter verbunden, das beispielsweise ein 30-MHz-Zwischenfrequenzsignal von minus 20 dBm oder weniger zur Zwischenfrequenz-Leitung 91 durchläßt

Der Bezugssignalmischer 89 ist auch durch den Wellenleiter 92 mit einem Leistungsteilerelement 93 verbunden, beispielsweise einem ohmschen Leistungsteiler oder einem Blindleistungsteiler von 4 mW. Eine Richtungskopplerspule, wie gestrichelt bei 93' angedeutet, wird als Leistungsteilerelement 93 bevorzugt, um den Dämpfungsverlust sowie die Impedanz-Anpassungsprobieme auf ein Minimum herabzusetzen. Der Wellenleiter 94 verbindet den Ausgang eines Hohlraum-Überlagerungsoszillators 95 von 1800 MHz, der etwa 10 mW erzeugt, mit dem Leistungsteilerelement 93.

Das Leistungsteilerelement 93 teilt den Leistungsausgang vom Überlagerungsoszillator 95 etwa in die Hälfte und gibt die Hälfte der Leistung durch den Wellenleiter 92 an den Bezugsmischer 89 und die Hälfte an ein oder mehrere fest angepaßte Vorwählfilter 97 ab, die so bemessen sind, daß sie 1800 MHz durchlassen und 915 und 1830 MHz sperren.

Somit wird ein Signal vom Überlagerungsoszillator 95 mit einem Leistungsniveau von etwa 4 mW durch den Wellenleiter 98 zu einem Mischer 99 geführt, beispielsweise einem Brückenmischer mit einem Nennwert von ¹A bis 4 mW und einem Geräuschfaktor von etwa 7,5 dB. Die Empfangsantenne 65 ist in Reihenschaltung durch ein oder mehrere Wellenführerabschnitte sowie Empfängerantennen-Vorselektionsfilter 100, die von koaxialer, fest abgestimmter Bauart sein können und 1830 MHz durchlassen und 915 MHz sperren, mit dem Wellenleiter 101 verbunden, der an den Brückenmischer 99 angeschlossen ist. Somit werden sämtliche zweiten harmonischen Signale von 1830 MHz, die von einem Sensor-Emitterelement 40 rückgestrahlt und von der Antenne 65 empfangen werden, durch die Filter 100 und den Wellenleiter 101 zum Brückenmischer 99 geführt, um mit dem 1800-MHz-Signal des Überlagerungsoszillators überlagert zu werden, das durch die Filter 97 und den Wellenleiter 98 gegeben wurde. Eine Differenzoder Schwebungsfrequenz, die gleich der 30-MHz-Zwischenfrequenz ist, wird so am Wellenleiter bzw. an der Leitung 102 erzeugt, die mit einer üblichen Zwischenfrequenzschaltung 103 verbunden ist, die ein Ausgangssignal 104 an ein Filter 69 abgibt, das eine Ausgangsleitung 106 zum Anschluß an einen Detektor 70 aufweist. Eine Kombination eines üblichen, vorzugsweise transistorierten Zwischenfrequenzkreises 103 sollte für einen optimalen Ausgleich der gewünschten Charakteristiken gewählt werden, unter denen grundsätzlich hohe Überlagerungssteilheit (das ist der Quotient aus dem Zwischenfrequenzausgangsstrom und der Signaleingangsspannung), hohes Signal-zu-Rausch-Verhältnis, eine niedrige Oszillatorsignalkreis-Zwischenwirkung und Abstrahlung, niedriges Leistungsvermögen bei hohen Frequenzen, hoher Innen- oder Kollektorwiderstand und günstige Kosten zu nennen sind.

Bei einer technischen Ausführungsform des Mikrowellensystems nach Fig.4, bei dem die vorstehend diskutierten Parameter und Frequenzen benutzt wurden, hat ein geeigneter Zwischenfrequenz-Vorverstärker die folgenden Daten: Mittenfrequenz 30 MHz; Bandbreite 14 MHz; Leistungsverstärkung 26 dB (Empfangssignal/Zwischenfrequenz); Rauschzahl 83 dB; Eingangs- und Ausgangsimpedanz 50 Ohm. Die zugeordneten Nachverstärker können aufweisen: Mittenfrequenz 30 MHz; 3-dB-Bandbreite 2 MHz; maximale Leistungsverstärkung 80 bis 90 dB; maximale Spannungsverstär kung 100 db; Leistungsausgang plus 16,5 dBm oder höher; maximaler Spannungsausgang 12 V; automatischer Verstärkungssteuerbereich 40 bis 6OdB, wobei 50 dB wünschenswert sind.

Berechnungen für das System haben gezeigt daß für den Grundfrequenzeingang von gleich oder weniger als minus 9OdBm und einem Rauschniveau von minus 16OdBm der Vorläuferbereich der zweiten harmonischen Frequenz für 10 W Sendeleistung bei 1 bis 2 m etwa minus 67 bis 97 dBm beträgt. Jeder Zwischenfrequenzkreis sollte also auf etwa minus 67 dBm bis zu etwa minus 45 dBm ausgelegt sein; so sollte die

Gesamtverstärkung bei etwa plus 110 bis 120 dB liegen, um die Anforderungen bezüglich automatischer Verstärkungssteuerungs- Rückführung zu kompensieren.

Eine genauere Darstellung einer Ausführungsform des Systems nach F i g. 4 ist im Diagramm nach F i g. 1A gezeigt. Die Leistungsschwingröhre 81 kann kristallgesteuert sein oder mit einem Impulskreis oder Komponenten 81' versehen sein, die beispielsweise eine periodische 100-W-SpitzenIeistung bei 1OW Mitteloder Effektivwert liefern, wodurch in etwa der Gesamtsystembereich oder die Ansprechbarkeit verdoppelt werden, ohne daß eine unzulässige Störung am Ort der Systerninstallation hervorgerufen würde. In ähnlicher Weise können übliche kaskadengeschaltete Vervielfacher mit zweckmäßiger Filterung eingesetzt werden; so kann ein stabilerer und billigerer Oszillator 81 niedrigerer Grundfrequenz mit Frequenzvervielfachertechniken benutzt werden, wodurch die gewünschte 915-M Hz-Sendeleistung erzeugt wird.

Dies vermindert die Notwendigkeit, einen überlagerungsstabilen Leistungsoszillator 81 von 915 mHz mit einer maximalen Wanderung von etwa plus oder minus 1 MHz und gleichzeitig Überlagerungsfilter schmaler Bandbreite von etwa 6 bis 8 MHz zu benutzen. Darüber hinaus können überflüssige Filterkompromisse oder Kompensationen vermieden werden.

Bei dem in F i g. 4A schematisch dargestellten System besteht der Koppler 83 aus einem koaxialen Abfrageschalter 107, der durch den Wellenleiterabschnitt 88 mit dem Bezugszwischenfrequenzmischer 89 und einem 30-dB-Koppler 108 verbunden ist, der etwa 10 mW durch den Wellenleiterabschnitt 109 einem Mischer-Verdoppler 110 zuführt Ein Kristalloszillator 111 von 15 mHz ist mit dem Mischer-Verdoppler beispielsweise bei 112 verbunden oder es kann ein Oszillator 111 von 30 MHz mit einem entsprechend modifizierten Mischer-Verdoppler 110 verwendet werden.

Aus dem Mischer-Verdoppler 110 wird ein Signal von etwa minus 1OdBm über die Leitung 115 an ein koaxiales Vorselektionsfilter von 1800MHz und dann über die Leitung 115 an einen koaxialen Verstärker 116 von 180OmHz und etwa 27 dB Verstärkung gegeben. Leistungszuführungen 117 für den Verstärker 116 sind vorzugsweise mit NetzFiltem 118 der bereits genannten Art, wie in Bezug auf die Netzfilter 78 und 80 für den Leistungsoszillator 81 diskutiert, vorgesehen.

Ein Ausgangssignal von etwa 17 dBm oder 50 mW vom Verstärker 116 wird über die Leitung 119 zum Überlagerungsoszillator 95' geschickt, der einen Phasenschieber-Hohlraum aufweisen kann, jedoch vorzugsweise aus einem Hybridring besteht Der Überlagerungsoszillator 95' ist durch ein Dämpfungsglied 120 von etwa 6 dB mit der mit dem Mischer 89 verbundenen Wellenleitung 92 verbunden. Der Oszillator 95' besitzt auch eine Abstimmeinstellung- bzw. Dämpfungsglied 120 und ist durch ein Dämpfungsglied 12 von etwa 6 dB mit 1800-MHz-Vorselektionsfihern 97 von etwa 2 MHz Bandbreite verbunden.

Die Filter 97 sind fiber die Leitung 98 mit dem abgestimmten Mischer 99 verbunden, an den mit Filtern 123 versehene Leitungen 122 über einen Schalter 124 ein Instrument, Seispielsweise e'n Quarzmeßgerät 125 legen.

Der Mischer 99 ist durch die Wellenleiter 101 an ein 1830-MHz-Empfangsantennenfilter 100 angeschlossen und anschließend an einen Ferritisolator oder Zirkulator 126, der vor der Empfangerantenns 65 liegt Der Zirkulator 126 dient dazu, mögliche Instabilitätseinflüsse infolge von Änderungen der Lastimpedanz oder Phasenänderungen bzw. Reflexionen zu eliminieren.

In ähnlicher Weise ist die Sendeantenne 60 mit einem koaxialen 100-MHz-Tiefpaßfilter 127 verbunden, um Einwirkungen zweier Harmonischer zu unterdrücken, die aus einem vor dem Filter 127 zwischengeschalteten Ferritisolator oder -zirkulator 128 resultieren können, und zwar aus ähnlichen Gründen, wie sie für den Zirkulator 126 angegeben wurden. Der Zirkulator 128

ίο ist mit einem koaxialen 915 MHz-Vorselektionsfilter

129 mit 10 bis 15 MHz Bandbreite verbunden und liefert eine erhöhte Dämpfung für jede zweite Harmonische im Sendesignal.

Die Abstimmung der Bauelemente im System nach Fig.4A ist genauer in Verbindung mit Fig.4 beschrieben,

Berechnungen, die im wesentlichen durch Versuchsergebnisse erhärtet werden konnten, haben gezeigt, daß ein Mikrowellensystem der beschriebenen Art eine induzierte Spannung einer zweiten Harmonischen in einem unscharf abgestimmten Sensor-Emitterelement 40 der weiter unten beschriebenen Art von etwa 110 mV bei etwa 4,5 m liefern kann, was eine rückgestrahlte Leistung von etwa minus 9OdBm bis zu etwa minus 16OdBm ergibt, wobei die Reichweite etv.a mit der sechsten Potenz des Abstandes des Sensor-Emitters 40 von der Empfängerantenne 65 variiert, und der Schwellenwertbereich bei etwa 300 m liegt

Im Blockschaltbild nach Fig.5 ist eine andere Ausführungsform eines Mikrowellen-Sender-Empfänger-Systems 55 wiedergegeben. Die Leistungsschwingröhre 81 mit einem Ausgangssignal relativ niedriger Frequenz ist in Kaskadenschaltung mit einer Vervielfacher-Verstärker-Einheit 130 und einer nachfolgenden Verstärker-Vervielfacher-Einheit 13 verbunden. Ein Signalweg für eine Zwischenverbindung 132 geht vom Vervielfacher-Verstärker 130 zu den Ausgangsstufen des Zwischenfrequenzkreises 103 und zum Detektor 70 und sorgt für richtigen Nachlauf und Signalabfrage. Ein Grundwellen-Durchlaßfilter 133, vorzugsweise für 915MHz, ist an einem Ende mit dem Ausgang der Verstärker-Vervielfacher-Einheit 131 und am anderen Ende durch den Koppler 134 mit einem Sendeantennenfilter 127 an der Antenne 60 angeschlossen. Die Leitungen 135 sind aus dem Koppler 134 zur Verbindung mit einer Leistungsanzeigevorrichtung oder mit anderen Instrumenten herausgeführt

Die Empfangsantenne 65 ist mit einem zweiten Bandfilter 100 für die Harmonische verbunden, das seinerseits mit dem Überlagerungsoszillator 95 durch das Filter 97 und den Mischer 99 sowie Zwischenfrequenz-Vorverstärker- und -Nachverstärkerabschnitte 103 verbunden ist Ein automatischer Verstärkungssteuerkreis 136 ist vorzugsweise für den Nachverstärkerabschnitt vorgesehen und eine Leitung 132 ist zur Verbindung mit der Vervielfacher-Verstärker-Einheit

130 herausgeführt Eine weitere Leitung 132 ist am Überlagerungsverstärker 95 zur Verbindung mit der Vervielfacher-Verstärker-Einheit 130 vorgesehen. Ein 0-dBm-Filter ΐ37 ist vor dem Nachverstärkerteil der Zwischenfrequenz-Verstärkerabschnitte 103 eingebaut Der Ausgang der Zwischenfrequenz-Verstärkerabschnitte 103 ist mit der Detektoreinheit 70 verbunden, die synchron oder phasenstarr ausgebildet sein kann, oder als frequenzmodulicrter Rausch- bzw. amplitudenmodulierter Detektor, die sämtlich in der nachfolgend beschriebenen Weise ausgebildet sind.
Eine andere Ausfühningsform des Sender-Empfän-

ger-Systems 55 ist schematisch im Blockschaltbild der F i g. 6 wiedergegeben. Der Leistungs- oder Sendeoszillator 81 ist vorzugsweise auf eine Ausgangssignalfrequenz von 30,5 MHz quarzgesteuert, die auf der Leitung 138 einem Mischer 139 und einem sechsfach-Frequenzvervielfacher 140 zugeführt wird, wodurch auf der Leitung 141 ein Ausgangssignal von etwa 183 MHz und 12 W einem fünffach-Frequenzvervielfacher 142 zugeführt wird. Der Ausgang in der Leitung 143 aus dem Verfielfacher 142 beträgt etwa 915MHz bei 5 W Nennleistung und gelangt in ein Senceantennenfilter von 915 MHz für die Antenne 60.

Über die Leitung 143 wird ferner dem Mischer 139 ein Signal zugeführt, dessen Ausgang über die Leitung 145 an ein Filter 146 angeschlossen ist, das 1799,5 MHz über die Leitung 147 zum Mischer 148 durchläßt, der ein Diodenmischer sein kann.

Ein Filter 149 für die Empfangsantenne 65 läßt sämtliche 1830-MHz-Signale, d.h. die Harmonische, durch, die empfangen wurden oder von den Sensor-Emittern 40 in dem überwachten Bereich über den Weg 150 zum Mischer 148 rückgestrahlt wurden.

Das Verhältnis vom Signal plus Rauschen zum Rauschen am Mischer 148 sollte bei etwa 10 dB bei einer Signalhöhe von minus 12OdBm liegen. Die Signale auf der Leitung 147 und 150 werden am Mischer 148 überlagert oder gemischt, wodurch sich eine Differenzoder Schwebungsfrequenz auf der Leitung 151 zu ehern 30,5-MHz-Zwischenfrequenzverstärker 152 mit einem Ausgang 153 ergibt Wie gestrichelt bei 154 angedeutet ist, kann eine zweite Misch- und Zwischenfrequenzverstärkerstufe in Kaskadenschaltung mit dem Verstärker 152 liegen, um dem System 55 größere Empfindlichkeit zu verleihen.

Der Ausgangsweg 153 ist mit einem Amplitudenmodulations-Detektor 155 verbunden, der einen Ausgang 156 zu einem bandbreite-begrenzten Verstärker 157 besitzt, der ein Ausgangssignal 158 von etwa 5 V für einen Alarmbetätigungs- oder Alarmauslösekreis 71 liefert, der einen gesteuerten Siliziumgleichrichter für die Alarmeinrichtung 72 enthalten kann.

Ein System 55, wie es vorstehend beschrieben wurde, sollte insgesamt eine Empfindlichkeit für die zweite Harmonische (1830MHz) von minus 12OdBm oder weniger als 12OdB bei einem Bezugsniveau von 1 mW haben. Ein derartiges System bringt zwar gewisse Fertigungseinsparungen verglichen mit anderen Ausbildungen solcher Systeme 55, wie sie hier beschrieben wurden, mit sich, jedoch kann eine zusätzliche Abschirmung, Filterung, Einstellung oder andere Kornpensation bei gewissen Installations- oder Umweltbedingungen erforderlich sein, wie diese beispielsweise innerhalb eines relativ kleinen Einzelhandelsgeschäfts gegeben sind, dessen inneres einen Hohlraum mit vielen Wellenschwingungsarten bilden kann, der unerwünschten Nachhall, Reflexionen und Emanationen erzeugen kann. Die Verwendung der zweiten Misch- und Verstärkerstufe 154 sollte diese Schwierigkeiten herabsetzen.

Nach dem schematischen Verdrahtungsplan, der auf t>o die Figuren 7 und TA verteilt ist, soll eine bevorzugte und realisierte Ausführungsform eines synchronen oder phasenstarren Detektorkreises 70 für ein Sender-Empfänger-System 55 mit besonderem Bezug auf eine beispielsweise Anwendung in den Systemen 55 nach den Fig.4 und 4A beschrieben werden, wobei der Schaltkreis 70 einen Bezugssignaleingang 91 (F i g. 7)

ZwiEchenfrequenzsignaleingang !06 (Fig. 7A) aufweist.

Der Bezugssignaleingang91 (typischerweise 30 MHz) mit etwa 50 Ω und minus 30 bis minus 50 dBm ist mit einem ersten halb-jr-Dämpfungsglied 159 verbunden, dessen vertikal dargestellter Basisabschnitt aus einem 16,7-Ω-Widerstand besteht Der Basisabschnitt des Dämpfungsgliedes 159 ist mit einem 50-Q-Koaxialkabel 160 von etwa 2^>m Länge verbunden, das zu einem zweiten Detektorkreis 161 führt, der identisch mit jenem in den Fig.7 und 7A gezeigten ist und noch genauer beschrieben wird Das Koaxialkabel 160 sorgt für eine Phasenverschiebung von etwa 90° oder einem Viertel einer sinusförmigen Wellenperiode; somit wird ein sinusförmiges Eingangssignal bei 91 über das Kabel 160 geleitet und erscheint am Eingang zum Kreis 161 als Cosinuswelle.

Das Dämpfungsglied 159 liegt in Reihenschaltung mit einem zweiten halbyr-Dimpfungsglied 162 und einem dritten Dämpfungsglied 163, wobei jedes Dämpfungsglied aus 16,7-Ω-Widerständen besteht und der Basisabschnitt eines jeden an Masse liegt Das Dämpfungsglied 163 ist mit dem Primärabschnitt 164 eines Abstimmkreises 365 verbunden. Der Primärabschnitt 164 setzt sich zusammen aus uinem 100-Ω-Widerstand 166, einem Kondensator 167 von 10 pF und einem als Kopplungstransformator dienenden Spartransformator 168 mit 14 Windungen, wobei der Mittelabgriff an Masse gelegt ist und diese sämtlich parallel geschaltet sind. Ein Abgriffsabschnitt 169 umfaßt einen 50-Ω-Widerstand 170, der mit einem Ende an den Spartransformator 168 an einer Anzapfstelle drei Windungen von seinem ersten Ende entfernt angeschlossen ist während das andere Ende des Widerstands mit einer Leitung 171 verbunden ist Die Abstimmung des Abgriffabschnittes 169 besteht aus einem Drehkondensator 172 von 10 bis 110 pF, dessen eine Seite an die Leitung 171 und die andere an den Spartransformator 168 an einer Anzapfung desselben zwei Windungen von seinem zweiten Ende entfernt angeschlossen ist

Die Leitung 171 stellt die Verbindung zu einem tertiären Abschnitt 173 des Abstimmkreises 165 her, der eine an Masse liegende Parallelschaltung eines 10-pF-Kondensators 174 mit einer aus zwanzig Windungen bestehende Wicklung 175 mit veränderlichem Abgriff ist. Der Basisanschluß 176 einer ersten Verstärkerstufe eines npn-Transistors Ti ist mit der Wicklung 175 an einer Stelle sieben Windungen von deren Ende entfernt verbunden. Der Emitter 177 des Transistors 7*1 ist über einen 2200-pF-Kondensator 178 vorgespannt, der an Masse liegt, sowie über einen l,2-kΩ-Widerstand 179, der an eine Hochfrequenz-Drosselspule 180 von 30 μΗ gelegt ist, die zur Vorspannung für eine zweite Verstärkerstufe dient

Der Kollektor 181 des Transistors 7*1 ist an eine neun Windungen aufweisende Wicklung 182 an einem Abgriff 3,8 Windungen von einem Wicklungsende entfernt in einem Kopplungskreis 183 angeschlossen, der aus einer Parallelschaltung der Wicklung 182, eines Kondensators 184 von 27 pF und eines Drehkondensators 185 von 2 bis 20 pF besteht Ein Abgriff 186 verbindet die Wicklung 182 an einer Stelle 3,8 Windungen von einem Wicklungsende entfernt über einen Kondensator 187 von 0,05 μΡ mit dem Basisanschluß 188 einer zweiten Verstärkerstufe eines npn-Transistors T2. Der Basisanschluß 188 ist ebenfalls über einen 1,2-kQ-Widerstand 189 an Masse gelegt Eine Leitung 190 verbindet den Kopplungskreis 183 mit einer Hochfrequenzdrossel 191 von 30 μΗ, die zur nächsten Verstärkerstufe führt- Ein

Kondensator 192 von 220OpF verbindet ferner die Zuführung 190 mit Masse.

Der Emitter 193 ist über einen Widerstand 194 von l,2kn mi* der Drossel 180 und mit einem Ende einer weiteren Hochfrequenzdrossel 195 von 30 μΗ verbunden, die zu einer dritten Verstärkerstufe führt Der Emitter 193 liegt ebenfalls an Masse über einen Kondensator 196 von 2200 pF.

Der Kollektor 197 des Transistors T2 ist mit einer neunwindigen Wicklung 198 verbunden an einen Abgriff ι ο derselben, der 3,8 Windungen von einem Wicklungsende entfernt liegt, wobei die Wicklung 198 in einem Kopplungskreis 199 liegt, der aus einer Parallelschaltung der Wicklung 198, eines Kondensators 200 von 27 pF und eines Drehkondensators 201 von 2 bis 20 pF besteht Ein Abgriff 202 ist mit der Wicklung 198 an einer Stelle 1,8 Windungen von einem Wicklungsende entfernt verbunden und führt über einen Kondensator 203 von 0,05 pF zum Basisanschluß 204 für eine dritte oder Ausgangsverstärkerstufe eines npn-Transistors T3. Der Basisanschluß 204 liegt über einen 120-Ω-Widerstand 205 an Masse. Eine Leitung 206 verbindet den Kopplungskreis 199 mit einer Hochfrequenz-Drossel 207 von 30 μΗ, die zur nächsten Verstärkerstufe führt Ein Kondensator 208 von 2200 pF legt die Leitung 206 an Masse.

Der Emitter 209 des Transistors TZ ist durch einen 82-£2-Widerstand 210 mit der Hochfrequenz-Drossel 195 und mit einem Ende einer weiteren Hochfrequenz-Drossel 211 von 30 μΗ verbunden. Eine Leitung 212 ist mit der anderen Seite der Hochfrequenz-Drossel 211 verbunden. Der Emitter 209 ist durch einen Kondensator 213 von 2200 pF an Masse gelegt.

Der Kollektor 214 des Transistors T3 ist mit einer Primärwicklung 215 von 3 Windungen eines Transformators 216 verbunden, dessen anderes Ende mit einer Leitung 217 verbunden ist. Die Leitung 217 ist an ein Ende der Hochfrequenzdrossel 207 und an ein Ende einer weiteren Hochfrequenz-Drossel 218 von 20 μΗ angeschlossen, deren anderes Ende mit einer Leitung 219 verbunden ist. Die Leitung 217 ist ferner mit einem Kondensator 220 von 2200 pF verbunden, dessen andere Seite an Masse gelegt ist.

Eine Sekundärwicklung 221 mit 14 Windungen des Transformators 216 besitzt Endanschlüsse 222 und 223, an denen eine Parallelschaltung eines Kondensators 222 von 10 pF und eines Kondensators 225 von 1 bis 7 pF liegt. Der Endanschluß 222 führt zu einem Ende eines Widerstands 226 von 1,8 kn (1% Toleranz); und der Endanschluß 223 führt zu einem Widerstand 227 von identischem Wert und gleicher Toleranz. Das andere Ende dieses Widerstandes 226 ist mit einem Widerstand 228 verbunden; das andere Ende des Widerstandes 227 ist an einen Widerstand 229 gelegt; sämtliche Widerstände haben identische Werte und Toleranzen.

Ein Mittelabgriff 230 der Sekundärwicklung 221 ist durch einen Kondensator 231 von 0,05 μΡ mit einer Verbindungsstelle 232 der Widerstände 228 und 229 verbunden. Die Verbindungsstelle 232 ist einerseits über einen Kondensator 233 von 0,05 μΡ an Masse gelegt, andererseits ebenfalls über einen Widerstand 234 von 1,8 kfi. Eine Leitung 232' kann von der Verbindungsstelle 232 zum Anschluß an einen Gleichstrommonitor oder andere Geräte herausgeführt werden. Die Verbindungsstelle 232 ist auch mit einem Ende eines Widerstandes 235 von 10 kn verbunden, dessen anderes Ende mit einer Leitung 236 verbunden ist, die über einen Kondensator 257 von 6 pF an Masse liegt.

Die Verbindungsstelle der Widerstände 226 und 228 ist mit einer Oiode Di verbunden; und die Verbindungsstelle der Widerstände 227 und 229 ist an die Diode DI angeschlossen, die anderen Anschlüsse der Dioden DX und Dl sind mit einer Leitung 238 verbunden.

Eine Leitung 239 entsprechend der Leitung 236 ist aus einer identischen Synchrondetektorschaltung 161, zusammen mit einer anderen Leitung 240 herausgeführt Es soll nun auf die Fortsetzung des Detektorkreises 70 in F i g. 7A Bezug genommen werden:

Hier ist die Leitung 219 über eine Hochfrequenz-Drossel 241 mit einer positiven 12-V-GIeichspannungszuführung 242 verbunden; die Leitung 212 ist über eine identische Hochfrequenz-Drossel 243 mit einer Gleichstromspeiseleitung 244 von —12 V verbunden.

Die Leitung 238 ist über eine Parallelschaltung eines Drehkondensators 245 von 1 bis 7 pF, eines Kondensators 246 von 10 pF und einer Sekundärwicklung mit 9 Windungen 247 eines Kopplungstransformators 248 mit 8 Windungen auf der Primärseite 249 an Masse gelegt

Die Dioden D1 und D 2 werden also zusammen mit den obenbeschriebenen, mit 221 bis 238 und 245 bis 247 einschließlich bezeichneten Elementen vereinigt und bilden einen Signalmisch-, Gleichrichter-, und Integrations-Hilf skreis 250. Dieser Hilfskreis 250 kombiniert ein Bezugseingangssignal auf der Leitung 91 und ein empfangenes Zwischenfrequenzsignal auf der Leitung 106 und bildet einen Ausgang für den Detektorkreis 70 auf der Leitung 236 (oder 239 für den verdoppelten Detektorkreis 161) in einer Weise, die sich aus der verbleibenden Beschreibung des Schaltkreises 70 ergeben wird.

Die Wicklung 249 ist an einem Ende mit der Leitung 219 verbunden, die über einen Kondensator 251 von 2200 pF an Masse liegt. Das andere Ende der Wicklung 249 ist an den Kollektor 252 eines npn-Transistors T4 gelegt, dessen Emitter 253 über einen Kondensator 254 von 2200 pF gegen Masse und einen Widerstand 255 von 1,2 kn gegen die Leitung 212 vorgespannt ist.

Die Basis 256 des Transistors TA ist mit einer Spule 257 von 9 Windungen an einer Stelle 1,9 Windungen von dem an Masse liegenden Ende entfernt angeschlossen, wobei die Spule 257 parallel zu einem Kondensator 258 von 27 pF und einem Drehkondensator 259 von 2 bis 20 pF liegt

Ein variabler Abgriff 260, der 8 Windungen von dem an Masse liegenden Ende der Spule 257 entfernt angeordnet ist, ist über einen Widerstand 261 von 68 Ω mit Masse verbunden und ist mit drei in Reihenschaltung miteinander verbundenen halb-w-Dämpfungsgliedern 262, 263 und 264 verbunden, die zu einer Signaleingangsleitung 106 von dem 50^-Zwischenfrequenzkreis 103 führen. (Siehe beispielsweise die schematischen Schaltbilder der F i g. 4,4A und 5).

Dämpfungsglieder 262 und 263 bestehen aus Widerstandsschnitten von 16,7 Ω, wobei der Nebenschlußabschnitt an Masse gelegt ist. Das Dämpfungsglied 264 besteht auch aus Widerstandsabschnitten von 16,7 Ω, wobei der Nebenschlußabschnitt mit der Leitung 240 für den zweiten Detektorkreis 161 verbunden ist.

Im eben beschriebenen Schaltkreis können die Transistoren Tl, Tl und TA vom Typ 2N3855 sein, 73 vom Typ 2N3300 und die Dioden D1 und D 2 vom Typ 1N3064. Andere Komponenten mit äquivalenten oder ähnlichen Eigenschaften können selbstverständlich benutzt werden. Auf alle Fälle sollten die Dioden D1 und Dl und die zugeordneten Parameterelemente

sorgfältig wegen der richtigen Abstimmung und der Kompensation der Streukapazität ausgewählt werden, um eine hohe Empfindlichkeit des Hilfskreises 250 ohne Überempfindlichkeit sicherzustellen.

Der Synchrondetektorkreis 70 kombiniert in der obenbeschriebenen Weise die Bezugssignaleingänge an den Leitungen 91 und 160 mit den an den Leitungen 106 und 240 empfangenen Signalen und erzeugt Ausgangssignale an den Leitungen 238 und 239 zur Alarmbetätigung des Schaltkreises 71. Das Ausgangssignal an der Leitung 236 besitzt nun eine Amplitude proportional dem Produkt aus der Amplitude der Signale an den Leistungen 91 und 106 und der Sinusfunktion der Bezugssignalfrequenz. Das Ausgangssignal an der Leitung 239 besitzt eine Amplitude proportional dem Produkt aus der Signalamplituden an den Leitungen 160 und 240 und der Kosinusfunktior. der Bezugss'gnalfrequenz.

F i g. 7B zeigt einen schematischen Verdrahtungsplan einer Ausführungsform eines Alarm-Betätigungs- oder -Auslösekreises 71. Die Leitung 236 ist mit der Anode einer Diode D 3 und mit der Kathode einer Diode D 4 verbunden; desgleichen ist die Leitung 239 mit der Anode einer Diode D 5 und der Kathode einer Diode D 6 verbunden. Die Kathoden der Dioden D 3 und DS sind mit der Basis 265 eines npn-Transistors 266 der Bauart 2H2480 verbunden, dessen Emitter 267 über einen Widerstand 268 von \0\Sl zu einer -12-V-Gleichspannungsquelle führt Der Emitter 269 für einen npn-Transistor 270 der Bauart 2H2480 ist ebenfalls mit dem Widerstand 268 verbunden.

Der Kollektor 271 des Transistors 266 ist durch einen Widerstand 272 von 4,7 kfi mit einer positiven Klemme einer Gleichstromversorgung 273 von 12 V verbunden, die ebenfalls durch einen 4,7-kQ-Widerstand 274 mit dem Kollektor 275 des Transistors 270 verbunden ist. Die Basis 276 des Transistors 270 ist mit der Kathode einer Diode Dl verbunden, der Anode mit einem Widerstand 277 von 56 kΩ verbunden ist, dessen anderes Ende über einen Widerstand 278 von 22 kΩ mit einer Speiseleitung 273 und über einen Schiebewiderstand 279 von 100 Ω mit Masse verbunden ist.

Der Kollektor 271 des Transistors 266 ist mit der Basis 280 eines pnp-Transistors 281 des Typs 2W3638 verbunden, dessen Emitter 282 mit dem Kollektor 275 des Transistors 270 verbunden ist. Der Kollektor 283 für den Transistor 281 ist mit einer Querverbindungsleitung 284 verbunden.

Die Anoden der Dioden D 4 und D 6 sind mit der Basis 285 einen npn-Transistors 286 der Bauart 2N2480 verbunden, dessen Emitter 287 über einen 10-kn-Widerstand 288 zum negativen Pol der 12-Volt-Spannungsquelle führt. Der Emitter 289 eines npn-Transistors 290 der Bauart 2N248O ist ebenfalls mit dem Widerstand 288 verbunden.

Der Kollektor 291 des Transistors 286 ist durch einen Widerstand 292 von 4,7 kfi mit einer positiven Klemme eines ^-V-Gleichspannungsquelle 293 verbunden, die auch über einen Widerstand 294 von 4,7 kΩ mit dem Kollektor 295 für den Transistor 290 verbunden ist. Die Basis 296 des Transistors 290 ist mit der Kathode einer Diode DS verbunden, deren Anode mit einem Widerstand 297 von 56 kΩ verbunden ist und deren anderes Ende über einen Widerstand 298 von 22 kO mit einer Speiseleitung 293 und durch einen Regelwiderstand 299 von 100 Ω mit Masse verbunden ist.

Der Kollektor 291 des Transistors 286 ist mit der Basis 300 eines pnp-Transistors 301 der Bauart 2N3638 verbunden, dessen Emitter 302 am Kollektor 295 des Transistors 290 liegt Der Kollektor 303 des Transistors 301 ist mit der Querverbindungsleitung 284 verbunden.

Die Dioden D 3, DS und D 7 sind vorzugsweise aus einem angepaßten Quad der Bauart FA4000 gewählt, während die Dioden DA, D6 und D8 von der gleichen Bauart ebenfalls aus einem angepaßten Quad gewählt werden.

Die Querverbindungsleitung 284 ist an einen geerdeten Widerstand 304 von 2OkIi und einen geerdeten Kondensator 305 von 10 μΡ sowie an die Basis 306 eines npn-Transistors 307 der Type 2N3567 angeschlossen. Der Kollektor 308 des Transistors 307 ist an eine positive Klemme einer 12-V-Spannungsquelle angeschlossen und der Emitter 309 über einen Widerstand von 1 \£l an eine Steuerelektrodenzufuhr 311 für einen Silicium-Gleichrichter 312 der Type CIlB, dessen Kathode geerdet ist Die Leitung 311 ist über einen Widerstand 313 von 1 kQ. und über einen Kondensator 314 von 0,1 μΡ an Masse gleegt

Die Anode 315 eines gesteuerten Silizium-Gleichrichters 312 ist an ein Ende eines 2-Ω-Widerstandes 316 angeschlossen, dessen anderes Ende mit einem 2-Ω-Widerstand 317 und ferner über einen 1β-μΡ-Κοη-densator 318 mit Masse verbunden ist.

Das andere Ende des Widerstandes 317 ist durch einen Rückstellknopf 319 mit einer Seite einer Warr.lampe 72 verbunden, deren anderes Ende mit einer positiven Klemme einer 12-V-Gleichspannungsleitung verbunden ist.

Das beschriebene, integrierende und schaltende Gleichspannungsnetzwerk 71 kann durch eine kompakte Schaltung ersetzt werden, von der in Fig.7C eine Spiegelbildhälfte dargestellt ist, die mit einer integrierten Schaltungskomponente 320, beispielsweise einem Doppeldifferenzkomparators von der Type pA7100 (z. B. Fairchild pA7 7103-607) arbeitet.

Die Signalleitung 236 vom Detektorkreis 70 ist mit der Eingangsseite des Komparators 320 verbunden; eine positive Klemme einer 12-V-Gleichspannungsquel-Ie ist durch einen Widerstand 321 von 2,9 ΜΩ mit dem Komparator 320 über die Leitung 322 verbunden. Die Spannung an der Leitung 322 wird über einen an Erde liegenden 12^-Widerstand322auf +50 mV gehalten.

Eine negative Klemme einer 12-V-Gleichspannungsquelle ist durch einen Widerstand 324 von 2,9 ΜΩ über die Leitung 325 mit dem Komparatar 320 verbunden. Die Spannung an der Leitung 325 wird auf 5OmV mittels eines an Masse liegenden 12^Ω-Widerstands

so 326 gehalten.

Der Ausgang 327 des Komparators 320 wird über einen Widerstand 328 mit Steuerelektrodenanschlußleitung 311 eines Silicium-Gleichrichterschaltelementes 312 verbunden, dessen Anode durch einen Widerstand 329 von 1 Ω (Leistung: 1 W ι mit dem Rückstellkopf 319 und durch einen Kondensator 330 von 1 μΡ mit Masse verbunden ist, während die Kathode geerdet ist.

Der bevorzugte Detektorkreis 70 und ein Alarmauslösekreis 71 für das System 55 bestehen im allgemeinen aus zwei Kanälen, wobei die Eingangssignale um 90° oder eine Viertelperiode außer Phase sind. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß eine nicht-autorisierte Entfernung eines Artikels 42 aus den überwachten Räumen mit einem darauf vorgesehenen aktiven Sensor-Emitter 40 durch einen Einzelkanalkreis 70 ermittelt wird, wenn der Gegenstand durch das Überwachungsfeld (51, 52) um Ve einer Wellenlänge außer Phase bewegt wird (wobei beispielsweise Arbeitsfrequenzen von etwa

30 cm Wellenlänge verwendet werden). Für viele Anwendungsfälle können somit lediglich 1-Kanal-Kreise 70 erforderlich sein.

Nach dem schematischen Verdrahtungsplan der F i g. 8 ist eine modifizierte Form der Detek toreinheit 70 dargestellt, die sich besonders für die Fann des Systems 55 nach F i g. 5 eignet und mit 70a bezeichnet ist Der Detektorkreis 70a arbeitet im wesentlichen nach den Prinzipien der Frequenzmodulations-Rauschunterd iikkung und mit Driftkompensation.

Eine Messleitung kommt vom Empfängerschaltkreis 103, ebenso eine Zwischenfrequenzsignai-Eingangsieitung 106, die an eine Seite einer Triggerpegel-Potentiometerwicklung 331 von 25 kil gelegt ist, wobei die andere Seite mit Masse verbunden ist Die Potentiometeranzapfung 332 für die Wicklung 331 ist über einen Kondensator 333 von 0,1 μΡ jeweils mit Kathode und Anode der Dioden 334 und 335 verbunden. Die Anode der Diode 334 ist mit einer gemeinsamen Leitung 336 verbunden, die auf — 10 V gehalten wild, und die Kathode der Diode 335 ist mit der Leitung 337 verbunden.

Die gemeinsame Leitung 336 ist über einen Kondensator 338 von 5 μΡ mit einer Leitung 339 verbunden, die mit dem Anschluß Nr. 1 eines Doppelbasistransistors 340 der Bauart 2N491 verbunden ist Die Leitung 339 ist über einen Widerstand 341 mit einer Potentiometerwicklung 342 von 500 kΩ für eine Zeitdauer-Einstellung verbunden. Die Leitung 336 ist durch einen Widerstand 343 von 100 Ω mit dem Ausschluß Nr. 2 des Transistors 34© verbunden. Der Anschluß Nr. 4 ist mit einer Seite eines Kondensators 344 von 0,04 μΡ und über einen Widerstand von 1 kn mit einer gemeinsamen Leitung 346 verbunden, die auf +10 V gehalten wird.

Die andere Seite des Kondensators 344 ist mit der Kathode einer Diode 347 und durch einen Widerstand 348 von 33 kil mit Masse verbunden. Die Anode der Diode 347 ist mit einer Leitung 349 und durch einen Widerstand 350 von 33 Kiloohm mit einer gemeinsamen Leitung 336 verbunden. Die Leitung 349 ist mit der Basis eines npn-Transistors 352 der Bauart 2N3391 verbunden, dessen Emitter 353 geerdet ist. Der Kollektor 354 des Transistors 352 ist über einen Widerstand 355 von 1 kΩ mit der gemeinsamen Leitung 346 und über einen Widerstand 356 von 27 k£2 mit der Basis 357 eines npn-Transistors 358 der Bauart 2N3391 verbunden. Die Basis 357 ist ebenfalls mit der Anode einer Diode 359 und durch einen Widerstand 360 von 33ΙςΩ mit der gemeinsamen Leitung 336 verbunden. Der Emitter 361 des Transistors 358 ist geerdet, der Kollektor 362 zu einer Verzweigung 363 geführt

Der Knotenpunkt 363 ist wie folgt verbunden: durch einen Widerstand 364 von 27 idl mit der Basis 351 eines Transistors 352; durch einen Widerstand 365 von 1 kΩ mit der Leitung 346; durch einen Widerstand 366 von 47 kn mit einer Leitung 3167; sowie schließlich mit der Anzapfung 368 für die Potentiometerwicklung 342.

Die Leitung 367 ist durch einen Widerstand 369 von 82 kQ an Masse gelegt und mit dem Basiseingang der in Tandem Darlington-Schaltung verbundenen npn-Transistoren ^iO und 371 verbunden, die jeweils von der Bauart 2N3391 und 2N3405 sind. Der Emitter des Transistors 370 und die Basis des Transistors 371 sind mit einem Widerstand 372 von 1,8 kSi an Masse gelegt und der Emitter des Transistors 371 ist geerdet. Die Kollektoren der Transistoren 3^0 und 371 sind verbunden und bilden eine Ausgangsleitung 373 auf einer Seite einer Gleichstromrelaisspule 374, deren andere Seite über eine Lampe 375 mit der Leitung 376 verbunden ist Die Leitung 376 ist über eine Lampe 377 mit der gemeinsamen Leitung 346 von — 10 V verbunden, die mit der Anode einer 10-V-Zenerdiode 378 (1 W) der Bauart 1N1523 verbunden ist, deren Anode geerdet ist Die Leitung 376 ist ferner mit der Kathode einer Diode 379 verbunden und fiber einen Kondensator 380 von 500 μΡ (25 V) geengt

Die Anode der Diode 379 ist mit einer Zuführung einer 12-V-Wechselstromquelle und mit der Anode einer Diode 380 verbunden, deren Anode mit einer Leitung 381 verbunden ist

Die Leitung 381 ist über einen Kondensator 382 von 500 μΡ (25 V) geerdet und mit einer Seite eines Widerstandes 383 von 350 Ω (2 W) verbunden, dessen andere Seite mit der gemeinsamen Leitung 336 von -10 V und der Anode einer 10-V-Zenerdiode 384 (1 W) der Bauart IN 1523 verbunden. Die Kathode der Anode

384 ist geerdet

Die Leitung 336 ist ebenfalls über einen Widerstand

385 von 82 kQ mit der Kathode der Diode 359 und mit einer Seite eines Widerstandes 386 von 10 kil verbunden, dessen andere Seite an die Leitung 337 angeschlossen ist Die Leitung 337 ist. fiber einen Kondensator 387 von 0,1 μΡ geerdet

Die Leitung 381 ist ferner mit dem festen Pol 388 eines normalerweise offenen Kontaktes 389 verbunden, der, wie durch die gestrichelte Linie angedeutet, bei Erregung eines Gleichstromrelais 374 geschlossen wird. Zusätzliche Relaiskontakte können für die Relaisspule 374 gewünschtenfalls zur Betätigung anderer Alarmeinrichtungen oder für weitere Funktionen vorgesehen sein.

Der Kontakt 389 liefert einen Emittereingang für einen transi&torierten Oszillator, der innerhalb der gestrichelten Linien 390 angegeben ist und einen Widerstand 391 von 100 kQ. und einen Kondensator 392 von 0,5 μΡ aufweisen kann.

Der Kollektorausgang 393 des Oszillators 390 ist an eine Seite einer Monitoreinrichtung, beispielsweise eines nicht-gezeigten Lautsprechers, gelegt, während der Emitterausgang 394 an eine Seite einer 12-V-WechselstromqueKe und an die andere Seite des Lautsprechers gelegt ist.

Im Blockschaltbild der Fig.9 ist eine alternative Anordnung 395 von Eingangskomponenten für einen Synchrondetektor 70 schematisch angegeben.

Ein empfangenes Eingangssignal 106 von 30± 1 MHz wird in einen Empfänger-Mischer 396 gegeben, in dem ein Signal 397 von 28 ± 1 MHz ebenfalls vom Oberlagerungsoszillator 398 eingespeist wird. Ein ähnliches Signa! 399 von 28 MHz wird ebenfalls vom Oszillator 398 in einen Bezugsmischer 400 gegeben, in den ein Bezugssignal 91 von 30 ± 1 MHz gegeben wird.

Ein Ausgangssignal 401 von 2 MHz tritt durch ein 2-MHz-Schmalbandfilter 402, das eine Bandbreite von 20 kHz aufweisen kann, zum Synchrondetektor 70, wobei der Ausgang 236 (oder 239) an den Alarmkreis 71 gelegt ist

Der Bezugsmischer 400 erzeugt ein 2-MHz-Ausgangssignal 403, das dem Synchrondetektor 70 und einem Frequenzdiskriminator 404 zugeführt wird. Der Diskriminator 404 besitzt eine automatische Frequenzsteuerschaltung, die eine Gleichstrombezugssteuerspannung 405 erzeugen kann, um die Ausgangsfrequenz des Überlagerungsoszillators 398 genau zu steuern.

Mit der beschriebenen Anordnung 396 ist es möglich,

die Mittenfrequenz von 2 MHz auf ±0,1% zu steuern; und nur etwa 40 dB Rauschverminderung sind erforderlich anstatt etwa 6OdB bei 30 MHz. Man kann jedoch auch mit Schmalbandfilterung arbeiten.

Eine Ausführungslorm eines Sensor-Emitterelemen- ^r, tes 40 mit abgestimmter Schleife, das insbesondere für das Sender-Empfänger-System 55 nach F i g. 3 geeignet ist, ist in den Fig. 10 und 11 dargestellt. Nach der Schnittdarstellung der F i g. 10 ist auf einer nicht-leitenden Substratschicht 406 ein dünner Film oder eine ι ο dünne Schicht aus Ferrit 407 mit hoher Remanenz abgeschieden oder auflaminiert oder aufgeklebt, die permanent magnetisierbar ist Eine zweite Schicht bzw. eine Folie aus Ferrit aus einem weichen Material niedriger Remanenz und vorzugsweise etwa halb so dick wie die Schicht oder die Folie 407, ist auf der Schicht 407 angeordnet, auflaminiert oder abgeschieden. Eine innere Antennenschleife 409 und eine äußere Antennenschleife 410, vorzugsweise aus Kupfer, sind auf der Ferritschicht 408 angeordnet und durch eine Schicht nicht-leitenden Materials 41 abgedeckt, das als Oberfläche zur Preis- oder Auszeichnungsinformation dient.

Nach F i g. 11 ist eine Schleife 409 mit einem Luftspalt 412 vorhanden, den eine Kapazität 413 überbrückt; die Schleife 410 besitzt einen Luftspalt 414 mit einer Nebenschlußkapazität 415. Die Schleifen 409 und 410 sind über ein nicht-lineares kapazitives Element 416, beispielsweise eine in Sperrichtung vorgespannte Diode, die mit Selbstvorspannung arbeitet, verbunden.

Die Schleifen 409 und 410 können aus Kupferfolie und Ferritfümschichten 407 und 408 aus einer Ferritfoiie gestanzt bzw. geprägt werden. Dann werden das Substrat, der Film, die Folie, die einzelnen Kapazitäten und die Abdeckmaterialien zusammenlaminiert oder zusammengesetzt Verschiedene Teile können auch durch Vakuumelektrolyse oder durch Verdampfung abgeschieden werden.

Die Schleifen 410 und 409 werden durch Kapazitäten 413, 415 und 416 abgestimmt oder auf Resonanz gebracht indem man das parametrische Prinzip benutzt, jeweils eine harmonische Rückstrahlung der Sendegrundfrequenz für das System 55 und dessen zweiler harmonischen Frequenz (beispielsweise 100 und 200 MHz) zu erzeugen.

Zunächst wird der Sensor-Emitter mit abgestimmter Schleife aktiviert, bevor dieser an Gegenständen, die überwacht werden sollen, angebracht wird, und zwar so, daß er in ein magnetisches Feld ausreichender Größe eingebracht wird, damit die Ferritfilmschicht 407 gesättigt wird und im gesättigten Zustand verbleibt Da der durch die Ferritfilmschicht 407 gehende Magnetfluß durch die Ferritfümschicht 408 zurückkehrt die dünner als die Schicht 407 ist wird die Schicht 408 ebenfalls gesättigt gehalten. Die Induktanzen der Antennenschleifen bleiben so im wesentlichen durch das Vorhandensein der Ferritfümschicht unbeeinflußt

Der Sensor-Emitter 40 mit abgestimmter Schleife kann dann desaktiviert werden, indem er einem magnetischen Wechselstrom zum Entmagnetisieren der Ferritfilmschicht 407 ausgesetzt wird.

Die Ferritfümschicht 408 besitzt dann hohe Permeabilität und die Induktanzen der Schleifen weisen etwa das Doppelte ihres vorhergehenden Wertes auf. Diese Veränderung reduziert die Reaktionsfelder um einen Faktor etwa eines kombinierten Schleifengütefaktors (Q) vom Wert 100; eine geeignete Einstellung kann in der Schwellenwert-Empfindlichkeit des Empfängersystemes 57 vorgenommen werden.

Mit der obenbeschriebenen Anordnung kann bei 100 MHz Grundfrequenz für das System 55 die Spannung über den Spalt 414 bis zu 3 V getragen und von ausreichender Größe sein, damit eine merkliche Nicht-Linearität erhalten werden kann. Bei einem Umwandlungsvermögen von 5% wird ein elektrisches Reaktionsfeld der zweiten Harmonischen von etwa 7,8

erzeugt und kann so leicht ermittelt werden.

In den Fig. 12 und 13 ist eine weitere Ausführungsform eines Sensor-Emitters 40 mit abgestimmter Schleife dargestellt Wie durch den Diametralschnitt der Fig. 12 angegeben, ist der Schichtaufbau ähnlich der des Elementes 40 in Fig. 10, nur daß nur eine Schicht des Ferritfilms 417 vorhanden ist. In diesem Fall besitzt der Ferritfüm 417 eine Quadratschleifen-Hysterese-Charakteristik und niedrige Verlustfaktoren bei Grundfrequenz.

Geeignete Ferritfilmschichten 407, 408 und 417 von verschiedener Qualität die durch die elektrische Zersetzung variierender Anteile von Eisen, Mangan und Nickeloxiden sowie anderer Materialien wie Kobalt erzeugt werden, können verwendet werden.

Wie ein Vergleich mit der Draufsicht der F i g. 11 zeigt, sind beim Sensor-Emitter 30 mit abgestimmter Schleife in der Draufsicht der Fig. 13 die Kapazitäten 413 und 415 fortgefallen.

Für die Sensor-Emitter 40 mit abgestimmter Schleife nach den F i g. 11 und 13 sollte der Außenradius 418 der Innenschleife 409 etwa ²/3 des Innenradius 419 der Außenschleife 410 betragen, wobei die radialen Breiten der Schleifen etwa von gleicher Größenordnung sind. Die Umfangsweiten der Spalte 412 und 414 sollten etwa gleich der halben radialen Breiten ihrer entsprechenden Schleifen 409 und 410 sein. Die axiale Dicke der Sensor-Emitterelemente 40 mit abgestimmter Schleife können so klein wie 0,125 mm oder weniger sein.

Die Empfindlichkeit des Gesamtsystems wird proportional dem Produkt der Gütezahlen (Q) für die Schleife 409 und 410. Wie durch den schematischen Ersatzkreis der Fig. 14 gezeigt, werden diese Faktoren durch mehrere Eigenschaften oder Parameter im Anlauf- oder im Gleichgewichtszustand der Schleifen und der zugeordneten Komponenten und Materialien bestimmt. Skineffektleitung, ohmsche und Strahlungsverluste und Kopplungsverluste im zweiten harmonischen Kreis 409 erfordern die wichtigsten Überlegungen in der zu optimierenden Konstruktion und Ausbildung der Elemente 40, wodurch ein günstiger Wert für Gütezahl und Empfindlichkeit erreicht wird. Beispielsweise ist eine Güteziffer von etwa 100 wünschenswert für eine Grundfrequenz von 100 MHz.

Nach den F i g. 15 und 16 kann eine Ausführungsform eines Sensor-Emitters mit abgestimmter Schleife 40 entsprechend der Zeichnung verwandt werden, die nui mit einer Antennenschleife 410 arbeitet, welche so abgestimmt ist, daß sie bei Systemgrundfrequenz ir Resonanz bzw. zum Rückstrahlen gebracht werder kann und in Anwendungsfällen brauchbar ist, in dener die Selektivität kein Problem ist, da keinerlei Artikel 42 vorhanden sind, die ausreichend leitend sind, um da; angelegte Grundfrequenzfeld durch Erzeugung von Wirbelströmen zu stören.

Sind jedoch solche leitenden Gegenstände vorhanden, so liefert die Verwendung nicht-linearer Sensor-Emitter 40, die bei zweiten oder folgenden harmonischen Frequenzen rückstrahlen, die richtige Selektivität da gewöhnliche leitende Gegenstände linear sind unc

keinerlei harmonische Feldstrahlung erzeugen können.

Wie in Fig. 19 dargestellt ist, können die Ausgänge 49 von Gleichstrommagneispulen 420 und 421 begrenzt sein, die ein Gleichstrommagnetfeld aufbauen, wodurch die Ferritfilmschichten 407, 408 und 417 der Sensor-Emitter 40 gesättigt werden, die sich vorher im inaktivierten oder passiven Zustand befanden. So brauchen eine vorläufige Aktivierung und Inaktivierung im Hinblick auf eine autorisierte Entfernung, wie weiter unten beschrieben werden wird, nicht vorgenommen werden.

In Fig. 17 ist eine Ausführungsform eines Sensor-Emitters 40, einer Bauart mit relativ unabgestimmtem oder unscharf abgestimmtem Kreis 425 dargestellt, und zwar etwas schematisch innerhalb eines Schildes oder einer Einkapselung, die mit gestrichelten Linien 426 angegeben ist. Der Kreis 425 ist aus einem nicht-linearen keramischen kapazitiven Element oder einer Diode 427 gebildet, die mit ihren axialen Leitungen verbunden ist und als Faltdipol-Antennen-Anordnung von etwa einer halben Wellenlänge ausgebildet ist. Beispielsweise kann die so gebildete ovale Schleife eine Hauptachse etwa gleich dem 30fachen der Länge der kleineren Achse aufweisen, wobei der Durchmesser der axialen Zuführungen 428 etwa ¹A der Abmessung der kleineren Achse ausmacht. Zu den geeigneten Dioden für das Element 427 gehören planare Dioden mit niedriger Kapazität, ein diffundierte Mesa-Silizium-Dioden und andere Bauarten bestehend aus Germanium, Silizium oder anderen Halbleitermaterialien aus den Gruppen III, IV und V des periodischen Systems. Die Dioden werden vorzugsweise dadurch gebildet, daß das Halbleitermaterial in kleine Stücke zerschnitten oder in Würfel geschnitten wird, und ein isolierender Überzug auf die Oberfläche aufoxydiert oder abgeschieden wird und nicht eine Einkapselung oder eine sonstige gesonderte Behandlung zur Herstellung der Isolierung vorgenommen wird. Das verwendete Halbleitermaterial ist vorzugsweise Silizium mit einer Abdeckung aus Siliziumnitrit; jedoch können Oxide des Siliziums oder Germaniums auch auf Spänen der jeweiligen Materialien gebildet werden.

Die Axialzuführungen 428 bestehen vorzugsweise aus äußerst dünnem Gold; jedoch können Aluminium und andere leitende und strahlende Materialien auch verwendet werden. Zwar werden Axialzuführungen 428 vorzugsweise mit einer halben Wellenlänge für die wirksamste Strahlung gewählt; jedoch können auch Viertelweilenlängenzuführungen verwandt werden.

Die relativ unabgestimmten oder unscharf abgestimmten Schleifen 425 sind insbesondere gut zur Verwendung mit Systemen 55 geeignet, die bei Mikrowellenfrequenzen arbeiten (Siehe beispielsweise die F i g. 4,4A, 5 und 6). Bei den bevorzugten Grund- und zweiten harmonischen Frequenzen für jeweils einen Betrieb von 915 und 1830 MHz können die Dioden 427, wie sie nun tatsächlich in einer bevorzugten Ausführungsform des Systems eingesetzt werden, die folgenden allgemeinen Charakteristiken aufweisen:

Null-Vorspannungskapazität (bei minus 1 V) 0,5 bis 1,1 μΡ, wobei 0,8 ±0,2 oder 0,8 ±03μΡ bevorzugt werden; eine relative Spannung in Durchlaßrichtung (bei 1 niA) etwa 0,260 bis 0,290 V; Grundfrequenz größer als oder gleich 4000 MHz; Durchbruchspannung in Sperrichtung größer als oder gleich 1 V.

Nach Fig. 18 kann ein Kreis 425 mit Axialzuführungen 428 der Diode 427 als Schleife ausgebildet sein. Es kann aber auch, wie in Fig.20 angegeben, eine Abstimmung mit einer Innenschleife 429, die einen Luftspalt oder eine Kapazität 430 aufweist, benutzt werden. Darüber hinaus können dann, wenn etwas anderes als eine mit Vorspannung Null arbeitende Kapazitätsdiode 427 verwendet wird, ein oder mehr Vorspannungskapazitäten 431 eingebaut werden.

F i g. 21 zeigt eine Konstruktion für die Diode 427 ohne Einkapselung, wobei eine Weicheisenzuführung oder Kontaktfeder 432 von einigen μιτι Durchmesser

ίο einen Kontakt mit einer Wolframoberfläche 433 in einem Germanium- oder Siliciumplättchen 434 herstellt. Die Diode kann inaktiviert werden, indem sie in ein magnetisches Gleichstromfeld mit Querfluß eingesetzt wird, worauf ein Moment auf die Kontaktfeder 432 ausgeübt wird, wodurch sie in die gestrichelt eingezeichnete Lage verschoben und der Kontakt unterbrochen wird. Eine ähnliche Konstruktion für die Diode 427 fürGleichstromquerfeld-Inaktivierung ist im vergrößerten Schnitt nach F i g. 22 gezeigt, wo eine Dipolrücktreibkraft zur Trennung zwischen der Kontaktfeder 432 und dem positiv polarisierten Leitungsende 428 mit darauf befindlichen Halbleiterplättchen 434 erzeugt wird.

F i g. 23 zeigt schematisch eine andere Ausbildung für einen unscharf abgestimmten Sensor-Emitter 425, in dem die Axialzuführungen 428 für die Diode 427 in Form einer archimedischen oder logarithmischen Spirale gewickelt sind, so daß ein zirkular-polarisierter Rückstrahlfeldvektor erzeugt wird. Die Zuführungen 428 können durch ein schmelzbares Element 435 miteinander verbunden werden, das bei der Inaktivierung auseinanderschmilzt, wenn sich ein übermäßiger Stromfluß in der Schleife einstellt. Alle Formen der abgestimmten Sensor-Emitter 40 und der relativ unabgestimmten oder unscharf abgestimmten Kreise 425 sollten so konstruiert sein, daß sich optimale elektromagnetische Rückstrahleffekte ergeben, wobei diese Phänomene entsprechend dem Maxwell'schen Prinzip von den Parametern abhängen, die die Leitungs- und Verschiebungsströme bestimmen.

Die isometrische Darstellung nach F i g. 24 zeigt

einen Ferrit- oder Ferroxkern 436 mit einer Spulenlagenwicklung 437 und Polen 438, die ein magnetisches Gleichspannungsfeld 439 für eine Einrichtung 440 zum zerstörenden Inaktivieren für einen relativ unabgestimmten oder unscharf abgestimmten Kreis 425 erzeugen. Wie in Fig.31 dargestellt, können die Pole 438 gewünschtenfalls zu einer gesteigerten Konzentration oder Tiefe des Feldes 439 ausgebildet sein.

so Der schematische Verdrahtungsplan nach Fig.25 zeigt eine Ausführungsform der Schaltung zur Betätigung einer Einrichtung 440 zum Inaktivieren. Eine 110-V-Wechselstrom-Primärwicklung 441 erzeugt 2700V eff. auf der Sekundärseite 442 und eine ausreichende Spannung an einem Paar tertiärer Steuerwindungen 443, um im Gegentakt Thyratrons, Siliziumschalter, gesteuerte Si-Gleichrichter oder andere Leistungsschalter 444, beispielsweise gesteuerte Siliziumgleichrichter der Bauart MC 1708 zu triggerri, die gegen die Sekundärseite 442 durch eine Induktivität 445 von 1OH isoliert sind und gegenüber einer Kernspule 437 von 2 μΗ durch eine Kapazität 446 von 0,5 μΚ Der Schaltkreis gerät bei 100 kHz in Resonanz.

Die teilweise perspektivische Wiedergabe der F i g. 26 zeigt eine Anordnung von Inaktivierungseinheiten an einer ausgangsseitigen Förderer-Kontrollstation 46, in der ein reflektierender Tunnel 447 aus Aluminium, Mu-Metall oder einem anderen Abschirmmaterial in

Verbindung mit einer räumlich in Reihen angeordneten Vielzahl von Inaktivierungseinrichtungen 440, ein Inaktivierungsfeld relativ gleichförmiger Dichte über ein beträchtliches Warendurchgangsvolumen aufstellt. In ähnlicher Weise zeigt F i g. 27 die Verwendung einer Abschirmplatte 447, die eine Rückstrahlungskonzentration des Inaktivierungsflusses 439 erzeugt. Bei dieser Anordnung ist die Inaktivierungseinrichtung 440 mit einer Abstimm- und Anpaßeinheit 448 verbunden, die an den Ausgang 449 eines pulsierenden nichtdargestellten Magnetrons, beispielsweise von I kW Spitzenimpulsleistung und 1 bis 2 W mittlerer Leistung, angeschlossen ist.

Der schematische Verdrahtungsplan nach F i g. 28 zeigt eine Halbleiterschaltung 450 zur Betätigung der Spule 437 für eine !naktivierungseinrichtung 440. Eine Primärwicklung 451 mit 110 V Effektivwert erzeugt ein Potential von 390 V Effektivwert und 550 V Scheitelwert zwischen den sekundären Ausgangsleitungen 452 und 453 und 110 V Effektiv zwischen den Ausgangsleitungen 453 und 454. Die Ausgangsieitungen 452 und 453 sind durch einen spannungsdämpfenden Kondensator 455 und einen Widerstand 465 zur Unterdrückung des Einschaltstoßes bzw. von Wanderungswellen parallelgeschaltet.

Die Leitung 452 führt etwa 0,7 A durch einen Widerstand 457 von 100 Ω und zwei kaskadengeschaltete Dioden 458 für 3 A (100 V Scheitelsperrspannung), beispielsweise von der Bauart 1N4725 oder Mrl040, für einen reflektierten Strom-Scheitelwert in Durchlaßrichtung von 25 A und einen nicht-reflektierten Spannungsstoß von 300 A, bei einer Kapazität von 50 μΡ bei 1000 V, zur Verzweigungsstelle 459. Ein Ende der Kernspule 437 ist mit der Verzweigungsstelle 459, das andere über einen 1000-V-Kondensator 460 von 2 μΡ mit der Ausgangsleitung 453 verbunden.

Die Kathode der beiden in Reihen geschalteten Dioden 461 ist mit der Verzweigungsstelle 459, die Anode mit der Leitung 353 verbunden. Die Anoden einer Reihenschaltung von zwei Dioden 462 sind ebenfalls mit der Verzweigungsstelle 459 verbunden. Die Dioden 461 und 462 sollten aus einem abgestimmten Quad von 160 A (nicht-reflektierter Spannungsstoßstrom von 3600 A), beispielsweise vom Typ MR1227 SB gewählt werden.

Die Kathode der Diode 462 ist an eine Verzweigungsstelle 463 angeschlosser., von der zwei oder vorzugsweise vier gesteuerte Siliziumgleichrichter 464 ausgehen und mit der Leitung 453 verbunden sind. Ein Zeitgeberkreis einer Reihenschaltung aus einem Widerstand 465 von 12 kQ (5 W) und einem Kondensator 466 von 0,33 μΡ (1000 V) ist ebenfalls an die Verzweigungsstelle 463 angeschlossen und zur Leitung 453 geführt, und ergibt eine Zeitkonstante von etwa 4 ms.

Steuerleitungen 467 für kaskadengeschaltete Gleichrichter 464 sind mit der Leitung 453 über Widerstände 468 von 560 Ω und über Kondensatoren 469 von 0,2 μΡ mit einer ersten Ausgangsleitung 470 eines Doppelbasis-Transistors 471 der Bauart 2N3484 verbunden.

Eine zweite Ausgangsleitung 473 des Doppelbasis-Transistors 471 ist über einen Widerstand 474 von 100 Ω an eine Verzweigungsstelle 475 angelegt Die Verzweigungsstelle 475 ist mit einem Ende eines Widerstandes 476 von 4,7 k& verbunden, dessen andere Seite an den Emitter 477 des Transistors 471 angeschlossen ist Der Emitter 477 ist über einen Kondensator 478 von 1 μΡ mit der Leitung 453 verbunden.

Eine Zenerdiode 479 von 33 V (Leistung 1 W), der Bauart 1N3032, liegt zwischen Leitung 453 und Verzweigungsstelle 475, die über einen Widerstand 480 von 4,7 kn (5 W) mit der Ausgangsleitung 454 verbunden ist.

Eine alternative Inaktivierungseinrichtung 450a, ist in F i g. 29 wiedergegeben, wobei ein Scheitelpotential von etwa 10 kV von der Sekundärseite 442 über einen Widerstand 481 und kaskadengeschaltete Dioden 482 an einem Stromentladekreis angelegt wird, der von der Kernspule 437 und einem Kondensator 483 gebildet wird. Die Stromschaltung erfolgt über einen parallelgeschalteten Vakuumrelaiskontakt 484, der durch die Relaisspule 485 betätigt wird, welche ihrerseits durch die Tertiärwicklung 443 über eine Diode 486 erzeugt wird.

Eine andere Form einer solchen Schaltung für eine Inaktivierungseinrichtung 440 ist im schematischen Verdrahtungsplan der F i g. 30 dargestellt. Abgeschirmte und abgesicherte Wechselspannungsleitungen 487 und 488 mit 110 V und 2 A können selektiv über einen Leitungsschalter 489 an einen Kathodenheiztransformator 490 für 6,3 V und 3 A für eine Bündelendröhre 490' beispielsweise von der Bauart 6 DQ 5, angeschlossen werden. Die Leitung 487 ist an eine mit Dioden arbeitende Gleichstromquelle 491 angeschlossen, von der eine Leitung 492 mit +150 V, eine Leitung 493 mit + 400 V und eine Masseleitung 494 ausgehen.

Die Leitung 492 ist über einen Widerstand 495 mit dem Schirmgitter 4% der Pentode 490 verbunden, wobei das Schirmgitter 496 mit der Kathode 497 über einen Kondensator 498 von 0,001 μΡ verbunden ist. Die Kathode 497 ist ebenfalls über einen Betätigungsschalter 499 selektiv an Masse 494 gelegt und an das Anodengitter 500 angeschaltet.

Das Steuergitter 501 ist mit einer Seite der Primärwicklung 502 eines Schleifenstabs bzw. einer Suchspule 503 angeschlossen, die eine Lampe 504 betätigt. Die Primärwicklung 502 liegt parallel zu einem Glimmerdrehkondensator 505 von 30 bis 300 μΡ und ist über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 506 von 18kQ (3 W) und einem Kondensator 507 von 0,002 μΡ an die Kathode 497 gelegt.

Die Kathode 497 ist über einen Kondensator 508 von 0,1 μΡ an ein Ende einer Windung 437 für einen Scheibenspulenkern 438 mit vier Windungen angeschlossen. Der Kern 438 ist unterhalb des Arbeitsbereiches 46 angeordnet und durch einen Fareday'schen Käfig 509 abgeschirmt.

Das andere Ende der Wicklung 437 ist über eine Spule 510 von 30 μΗ mit der Anode 511 der Röhre 490' und mit einer 400-V-Leitung 493 über einen Glimmer-Drehkondensator 501 von 0,005 (2000 V, 7,5 A) verbunden.

Vorstehende Ausführungen zeigen, daß die verschiedenen Einrichtungen zum Inaktivieren von Sensor-Emittern 40 eine EntSättigung bei abgestimmten Schleifenelementen erforderlich machen, sowie eine Dioden- oder Kapazitätsspannungsstoß-Zerstörung oder ein Unterbrechen schmelzbarer Elemente oder magnetisierbarer Kontaktfedern bei relativ nicht-abgestimmten oder unscharf abgestimmten Schleifen 425.

Darüberhinaus kann es wünschenswert sein, eine visuelle Anzeige der Inaktivierung zu liefern; dies kann durch selektives Einkapseln von Materialien einer wärmeempffindlichen Zusammensetzung für die Sensor-Emitter 40 erfolgen, wodurch eine Verfärbung oder Änderung in der Farbe bei Inaktivierung hervorgerufen wird. Es können aber auch saure oder Alkalisalze oder

Filmablagerungen in die Elemente 40 eingebaut sein, die eine elektrolytische Änderung im pH-Wert sowie in der Farbe bei Spannungsänderungen während der Inaktivierung erzeugen.

Nach dem Blockschaltbild der F i g. 32 ist eine andere Ausführungsform eines Sender-Empfänger-Systems 55 dargestellt, das mit Modulations- und Demodulationstechniken arbeitet Ein Impulsgenerator 513 von 1 kHz steuert die Leistungsschwingröhre 514 und liefert ein Signal von 915 MHz durch Filter 550 zur Sendeantenne 60. Wie durch das Diagramm 516 für das Frequenzspektrum angegeben wird, werden Seitenbänder für den 915-kHz-Träger 517 bei einer Bandbreite von 1000 Hz

erzeugt.

Ein Bezugsmischer 519 erzeugt ein Bezugssignal 91, das, wie durch das Spektrum 520 angegeben wird, seinen Scheitel bei 30 MHz aufweist. Ein 1800-MHz-Überlagerungsoszillator 521 speist einen Empfängermischer 522 und erzeugt ein Schwebun^sfrequenzsignal 102 mit einem Spektrumverlauf um eine 30-MHz-Mittenfrequenz, wie aus dem Diagramm 523 ersichtlich ist.

Ebenfalls können natürlich Wobbeiverfahren (Kippfrequenz) zur Übertragung und Empfang eingesetzt werden, wobei ein zweckmäßiger Detektorwert für den Synchron- oder einen anderen Detektor 70 gewählt wird.

Hierzu 18 Blatt Zeichnungen

Claims (12)

1. Patentansprüche:

   1- Antworteinrichtung für ein Überwachungssystem mit einem Sender zum Erzeugen eines Feldes elektromagnetischer Wellen mit einer ersten Frequenz in einer Überwachungszone und einem Empfänger für Wellen mit einer zweiten, unterschiedlichen Frequenz, die von der Antworteinrichtung erzeugt sind, wobei in der Antworteinrichtung ein elektrisches nicht-lineares Impedanzelement mit zwei Anschlüssen vorgesehen ist, das an einer Antenneneinrichtung zum Erkennen des ersten Signals angeschlossen ist, weiche auf einem Substrat zum Anbringen an dem zu überwachenden Gegenstand angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß beide Anschlüsse des nicht-linearen Elements (416; 427) unmittelbar an eine Antenne oder an mehrere Antennen (409, 410; 428, 429) leitend angeschlossen sind, und das nicht-lineare Element sowohl zum Ermitteln der Wellen mit der ersten Frequenz als auch in an sich bekannter Weise als Frequenzvervielfacher dient, um die Wellen mit der genannten unterschiedlichen Frequenz zu erzeugen, die dann zurückgestrahlt werden.
2. 2. Antworteinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das nicht-lineare Element (416; 427) eine Halbleiterdiode ist, welche als nicht-lineares kapazitives Element arbeitet.
3. 3. Antworteinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine (erste) Antennenschleife (410) mit einem Luftspalt (414), über welchen ein kapazitives Schwingelement (415) geschaltet ist, und deren eines Ende mit einem Anschluß des nicht-linearen Elements (416) verbunden ist, und durch eine dicht unter der Antennenschleife liegende erste Ferritfilmschicht (408) niedriger Remanenz sowie eine zweite, unter der erscen Ferritfilmschicht liegende zweite Ferritfilmschicht (407) hoher Remanenz.
4. 4. Antworteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb der ersten Schleife (410) eine zweite Schleife (409) mit einem Luftspalt

   (412) liegt, ein zweites kapazitives Schwingelement

   (413) über den Luftspalt in der zweiten Schleife (409) geschaltet ist und das nicht-lineare Element (416) ein die erste und zweite Schleife verbindendes nicht-lineares kapazitives Element ist.
5. 5. Antworteinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das nicht-lineare kapazitive Element (416) eine mit Selbstvorspannung arbeitende Rückwärtsdiode ist, und daß die Dicke der zweiten Ferritfilmschicht (407) etwa zweimal so groß wie die der ersten Ferritfilmschicht (408) ist und die zweite Ferritfilmschicht (407) magnetisch gesättigt ist, um die Schleifen (410,409) abzustimmen und die Antworteinrichtung (40) zu aktivieren.
6. 6. Antworteinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine erste leitende Schleife (410) mit einem Luftspalt (414) und eine innerhalb der ersten Schleife angeordnete zweite leitende Schleife (409) mit einem Luftspalt (412), wobei ein Ende der zweiten Schleife (409) mit einem Ende der ersten Schleife (410) durch das nicht-lineare Element (416) verbunden ist und eine Ferritfilmschicht (417) dicht unter den Schleifen (410, 409) angeordnet ist und eine angenähert quadratische Hysteresisschleife hat und zum Abstimmen der Schleifen und Aktivieren der Antworteinrichtung (40) magnetisch gesättigt ist
7. 7. Antworteinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein schmelzbaiss Element (435) in dem Kreis des nicht-linearen Elements (427) und der Antenne (428) angeordnet ist
8. 8. Antworteinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet daß das nicht-lineare Element (427) ein Halbleiterplättchen (434) mit

   ίο einer Kontaktfeder (432) aus weichmagnetischem Material aufweist, welche den Kreis (425) unterbricht, wenn sie einem querverlaufenden magnetischen Gleichfeld ausgesetzt wird.
9. 9. Überwachungssystem zur Verwendung mit einer Antworteinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise der Sender (56) und der Empfänger (57) im Mikrowellenbereich arbeitende Vorrichtungen sind, wobei die Sendefrequenz zwischen 80 und 915 MHz, z. B. bei 100 MHz, liegt
10. 10. Überwachungssystem nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (50,440) zum zerstörenden Inaktivieren der Antworteinrichtung (40) auf einem Gegenstand, welcher sich unerfaßt in

    der Überwachungszone aufhalten darf.
11. 11. Überwachungssystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Antworteinrichtung (40) ein Material enthält, welches eine sichtbare Farbänderung beim Inaktivieren bewirkt.
12. 12. Überwachungssystem nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (440) zum Inaktivieren einen Hochleistungssender (449, 448) geringer Reichweite zum Richten einer Energiequelle auf die Antworteinrichtung (40) enthält, die ausreicht, diese auszubrennen.