DE1766065C3 - Frequenzumsetzende Antworteinrichtung mit nicht-linearem Impedanzelement und Überwachungssystem zur Verwendung hiermit - Google Patents
Frequenzumsetzende Antworteinrichtung mit nicht-linearem Impedanzelement und Überwachungssystem zur Verwendung hiermitInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Ann. ^«einrichtung für
ein Überwachungssystem mit einem Sender zum Erzeugen eines Feldes elektromagnetischer Wellen mit
einer ersten Frequenz in einer Überwachungszone und einem Empfänger für Wellen mit einer zweiten,
unterschiedlichen Frequenz, die von der Antworteinrichtung erzeugt sind, wobei in der Antworteinrichtung
ein elektrisches nicht-lineares Impedanzelement mit zwei Anschlüssen vorgesehen ist, das an einer
Antenneneinrichtung zum Erkennen des ersten Signals angeschlossen ist, welche auf einem Substrat zum
Anbringen an dem zu überwachenden Gegenstand angeordnet ist.
Eine Antworteinrichtung der eingangs genannten Art ist aus der FR-PS 14 70 762 bekannt. In der bekannten
Anordnung ist ein Sender von 20 W und 27,2 MHz vorgesehen, der am Ausgang eines Kaufhauses zusammen
mit einer Alarmeinrichtung angeordnet ist, die betätigt wird, wenn eine in einem zu überwachenden
Gegenstand, beispielsweise einem Kleidungsstück, angebrachte Antworteinrichttlng ein weiteres Signal von
etwa 5 MHz aussendet. Die Antworteinrichtung besteht dabei aus zwei in einer Kunststoffplatte angeordneten
Spulen, deren Abmessungen eine Plattengröße von etwa 70 χ 128 mm notwendig machen. Ferner wird in
der bekannten Anordnung eine alternative Ausführungsform angegeben, bei welcher sich die Abmessungen
der am Gegenstand zu befestigenden Platte verringern lassen, jedoch erfordert diese Ausführungs-
form die Anordnung einer Batterie in der Antworteinrichtung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Antworteinrichtung der eingangs genannten, mit
Hochfrequenz oder Mikrowellen arbeitenden Antworteinrichtung bezüglich ihrer Abmessungen weiter zu
verringern, ohne daß eine Stromquelle in der Antworteinrichtung vorgesehen werden muß.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß beide Anschlüsse des nicht-linearen Elements
unmittelbar an eine Antenne oder an mehrere Antennen leitend angeschlossen sind, und das nicht-lineare
Element sowohl zum Ermitteln der Wellen mit der ersten Frequenz als auch in an sich bekannter Weise als
Frequenzvervielfacher dient, um die Wellen mit der genannten unterschiedlichen Frequenz zu erzeugen, die
dann zurückgestrahlt werden.
Als Folge der erfindungsgemäßen Ausbildung der Antworteinrichtung wird es möglich, diese auf einer
rechteckigen Karte mit Abmessungen von 19 χ 101mm
unterzubringen.
Die Verwendung von harmonischen Wellen und somit eine Frequenzvervielfachung in einem C'.ebstahlüberwachungssystem
ist an sich aus der FR-PS 7 63 681 bekannt, wird jedoch dort in Verbindung mit den
magnetischen Eigenschaften des zu überwachenden Gegenstandes eingesetzt, so daß das System leicht
fälschlich durch Metallgegenstände ausgelöst werden kann und daher nicht störungssicher ist
Beispielsweise Ausführungen der Erfindung sollen nun an Hand der Zeichnungen näher erläutert werden,
in denen
Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm darstellt, in
dem die aufeinanderfolgenden Vorgänge bei der Artikelüberwachung dargestellt sind;
Fi g. 2 ist eine isometrische Ansicht eines Kassenpultes
für einen Einzelhandels-Selbstbedienungsladen mit zugeordneten Ausgang, wobei eine typische oder
beispielsweise Anordnung von Untersystemen oder Komponenteneinheiten eines solchen Artikelüberwachungssysten.i
zu sehen sind, die für die Ladendiebstahlüberwachung angeordnet sind;
F i g. 3 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer Hochfrequenzausführungsform eines Sender-Empfänger-Systems
zum Nachweisen von Antworteinrichtungen (Sensor-Emittern) der Bauart mit abgestimmter
Schleife;
Fig.4 ist ein schematisches Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eines Mikrowellen-Sender-Empfängers
zum Nachweisen anderer Bauarten von Sensor-Emittern;
Fig.4A zeigt detaillierter ein schematisches Schaltbild
des in F ig. 4 gezeigten Mikrowellen-Senders-Empfängers;
Fig.5 ist ein schematisches Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des Sender-Empfänger-Systems;
Fig.6 ist ein schematisches Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des Sender-Empfängers;
F i g. 7 ist ein schematisches Schaltbild eines Teils einer Synchron- oder Phasendetektorschaltung für das
Empfängeruntersystem, das an der gestrichelten Linie a-ftunterbrochen ist;
Fig.7A ist eine Fortsetzung des schematischen Schaltbildes nach F i g. 7, das sich an letzteres längs der
strichpunktierten I ,inie a'-A'anschließt;
Fig. 7B zeigt schematisch einen Verdrahtungsplan
einer Verstärker- und Al.jrmschaltung, die durch den
Synchrondetektor angesteuert ist;
Fig.IC zeigt schematisch einen Verdrahtungsplan
einer gegenüber der in Fig. 7B dargestellten abgeän
derven Ausführungsform einer Verstärker- und Alarmschaltung;
F i g. 8 zeigt schematisch einen Verdrahtungsplan einer anderen Ausführungsform von Alarmkontrolle;
Fig.9 ist ein schematisches Blockschaltbild einer
abgeänderten Ausführungsform für die Anordnung der ίο Eingangskomponenten für den Synchrondetektorteil
des Empfängeruntersystems;
Fig. 10 zeigt einen Diametralschnitt durch eine Ausführungsform eines abgestimmten Sensor-Emitters;
F i g. 11 ist eine Draufsicht, teilweise weggebrochen
und teilweise schematisch, des Sensor-Emitters nach Fig. 10;
Fig. 12 ist ein Diametralschnitt durch eine andere Ausführungsform eines abgestimmten Sensor-Emitters;
Fig. 13 ist ein oben gelegter Schnitt, teilweise schematisch, des Sensor-Emitters nach Fig. 12 längs
der Linie 13-13in Fig. 12;
F i g. 14 zeigt den Sensor-Emitter nach F i g. 12 und 13
als Schaltung;
Fig. 15 ist eine Draufsicht, teilweise schematisch, einer Ausführungsform eines unscharf abgestimmten
Sensor-Emitters;
Fig. 16 ist ein Diametralschnitt, durch den Sensor-Emitter
nach F i g. 15;
Fi g. 17 ist eine Draufsicht, teilweise schematisch, auf
jo eine andere Ausführungsform eines unscharf abgestimmten Sensor-Emitters, in Faltdipolausbildung, wobei
Kurven oder Verläufe stehender elektromagnetischer Wellen in strichpunktierten Linien überlagert
dargestellt sind;
Fig. 18 ist eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform eines unscharf abgestimmten
Sensor-Emitters;
Fig. 19 ist eine isometrische Darstellung eines Kassiertisches und zeigt eine Anordnung für Sättigimgsfeldspulen
zum Aktivieren abgestimmter Sensor-Emitter, für die die Erlaubnis zur Mitnahme nicht gegeben
ist;
F i g. 20 ist eine schematische Darstellung einer anderen Ausführungsform eines unscharf abgestimmten
Sensor-Emitters;
Fig.21 ist eine Draufsicht auf eine wtitere Ausführungsform
einer Sensor-Emitter-Schleife, wobei ein Element hiervon gestrichelt in inaktivierter Stellung
gezeigt ist;
Fig.22 ist ein Teilschnitt durch die Verbindung bzw.
den Übergang eines Sensor-Emitters in inaktivierter Stellung;
F i g. 23 zeigt schematisch einen unscharf abgestimmten Sensor-Emitter, der spiralförmig angeordnet ist;
F i g. 24 ist eine isometrische Ansicht einer Sensor-Emitter-Inaktivierungsspule;
F i g. 24 ist eine isometrische Ansicht einer Sensor-Emitter-Inaktivierungsspule;
Fig.25 ist eine schematische Darstellung eines
Verdrahtungsplanes für einen Betätigungskreis der Inaktivierungsspule nach F i g. 24;
Fig.26 ist eine perspektivische Teilansicht einer
Kassen-Fördertunnelanordnung der lnaktivierungseinheiten;
Fig.27 ist ein Vertikalschnitt durch <:ine andere
Ausführungsform der Abgabe-Inaktivierungseinheit unter Verwendung einer Reflektorschildanordnung;
Fig.28 zeigt sühunatisck einen Verdrahtungsplan
eines weiteren Betätigungskreises für die Inaktivierungsspule nach F i g. 24;
F i g. 29 zeigt schematisch einen Verdrahtungsplan einer weiteren Ausführungsform des Betätigungskreises
für die Inaktivierungsspule nach Fig. 24;
Fig.30 zeigt einen schematischen und funktionellen
Verdrahtungsplan für eine weitere Ausführungsform -> der Inaktivierungseinheit;
Fig. 31 ist eine Stirnansicht eines Inaktivierungsspulenkerns
und zeigt Polformungsmodifikationen zur Steigerung der Tiefe oder Intensität des Inaktivierungsfeldes;und
Fig. 32 ist ein schematisches Blockschaltbild einer
anderen Ausführungsform eines Sendcr-Empfänger-Systems
unter Verwendung von Modulationstechniken.
Die Vorrichtungen, die hierin genauer beschrieben werden, sind besonders geeignet für die Ermittlung von ι ϊ
Dieben in Einzelhandelsgeschäften; es ist für den Fachmann jedoch klar, daß die Prinzipien der Erfindung
einfach und in brauchbarer Weise auf andere Artikelüberwac'riuiigspruuieme
anwendbar sind wie Waieiihaus-
und Inventarkontrollc sowie Abfertigung und jn
Identifizierung von Personal und Fahrzeugen. Verarbeitungsqualitätskontrolle
und Kontrolle von Systemen zur Handhabung von Materialien, sowie für Überwachungsund
Telemetrievorgänge und Fernsteuersysteme.
Allgemein ausgedrückt bezieht sich die Erfindung auf r, Artikelüberwachungstechniken, bei denen elektromagnetische
Wellen in einem bestimmten Grundfrequenzbereich auf Überwachungsräume wie Geschäftsräume
übertragen werden und das nicht-autorisierte Vorhandensein von Artikeln in diesem Gebiet durch Empfang in
und Anzeige, beispielsweise durch die offenbarte Synchrondetektorschaltung, der zweiten oder nachfolgenden
harmonischen Frequenzwellen, die von den Sensor-Emitter-Elementen, Aufklebern oder an den
Artikeln befestigten oder in diese eingebetteten Filmen π rückgestrahlt werden, und zwar unter Umständen, unter
denen Aufkleber oder Filme für autorisierte Entfernung aus den Geschäftsräumen nicht inaktiviert wurden,
ermittelt wird.
In Fig. 1 ist ein Vorgang zur Artikelüberwachung w
oder Diebesermittlung an Hand des Blockschaltbildes. Has Hip vprwpndptpn aufeinanderfolgenden Schritte
wiedergibt, erläutert. Ein mit einer Filmantenne arbeitendes Sensor-Emitter-Element 40, beispielsweise
ein integral mit dem Preisschild 41 ausgebildetes ■»>
Element, wird an einem Artikel oder Gegenstand befestigt oder in diesen eingebettet, beispielsweise
einem Karton 42. der unter Systemüberwachung steht. Dann werden die Sensor-Emitter-Elemente 40 auf den
Artikeln 42, die bereits bezahlt sind oder deren >n
Entfernung vor. dem Überwachungsbereich sonst zugelassen ist, inaktiviert oder entsperrt und zwar durch
einen kontrollierenden Angestellten oder eine die Geschäftsräume beaufsichtigende Wache. Hiernach
werden Rückstrahlsignal der zweiten harmonischen Frequenz von den Sensor-Emittern 40, die nicht
inaktiviert oder entsperrt wurden, ermittelt während sie durch einen Auslaß oder Überprüfungsbereich bewegt
werden, in dem eine elektromagnetische Grundfrequenzwelle vorhanden ist. Die Ermittlung der zweiten
harmonischen Signale in diesem Bereich bedeutet die nicht-autorisierte Anwesenheit oder die versuchte
Entnahme nicht-verifizierter Artikel 42 mit hierauf befindlichen aktiven Elementen 40, und kann dazu
benutzt werden, einen Alarm zu signalisieren oder auszulösen oder die Ausgangstüren oder Türdrehkreuze
zu versperren. Während die Ermittlung der zweiten harmonischen Signale bevorzugt ist, können auch dritte
und nachfolgende harmonische Signale verwendet werden.
Obwohl das Sensor-Emitter-Elemcnt 40 vorzugsweise einen unauffälligen und integralen Bestandteil eines
üblichen Preisschildes 41 bildet und unter Schichtung hieran zur Adhäsionsbefestigung an den Artikel 42
gebunden ist, können ein oder mehr Elemente 40 in der Verpackung für den Artikel oder im Artikel selbst
eingebettet oder eingebaut sein.
Fig. 2 zeigt eine mit 45 bezeichnete Anordnung des Systems für ein Einzelhandelsgeschäft mit Selbstbedienung
mit ein oder mehr Pr iflischen 46 und zugeordneten
Registrierkassen 47 und Ausgangsbereichen 48. Ein den Laden verlassender Käufer folgt der durch die
Pfeile 49 angegebenen Bahn. Sensor-Emitter 40 auf beliebigen Artikeln, die bezahlt wurden und die so mit
Erlaubnis aus den Geschäftsräumen gebracht werden sollen, werden inaktiviert oder entsperrt durch ein oder
mehr inifi miüieretiu ueiäiigiiiiie imikiivitioicirtliciicri.
die mit dem Bezugszeichen 50 b'veichnet sind, clic
selektiv von Hand vom Rcgistrator, der am Tisch 46 Dienst tut. aber auch automatisch durch die Registrierkasse
47 betätigt werden können.
Eine vertikal orientierte elektromagnetische Welle bzw. ein räumliches elektrisches Energiefeld, die
allgemein mit den strichpunktierten Linien 51 umrissen sind und. gegebenenfalls ein zusätzliches quer oder
horizG,v;al orientiertes Feld, das allgemein durch die
gestrichelten Linien 52 abgegrenzt ist, werden am Durchgang 48 durch Anbringung oder Anordnung eines
oder mehrerer Sender-Empfänger-Einheiten, die mit 55
bezeichnet sind, am Querbalkv-n 53 oder Portal 54
eingestellt. Die Portale 54 können gegebenenfalls mit Platten oder Gittern aus Aluminium oder anderem
geeigneten wellenreflektierenden Material abgeschirmt werden, um Rückstrahlungen oder Störursachen in
Installationen mit mehreren Ausgängen oder Eingängen, die benachbart oder unmittelbar benachbart sind,
zu begrenzen.
Die Sender-Empfänger-Einheiten 55, die weiter unten genauer beschrieben werden sollen, haben sich, wenn sie
mit Sendeantennen ausgestattet wurden, dir Feldverläufe
51 und 52 mit einem Halbkegelwinkel von 10 bis 20' erzeugten, als fähig und zufriedenstellend beim Übertragen
und Empfangen oder Nachweisen zweiter harmonischer rückgestrahlter Signale von den Sensor-Emitter-Elementen
40 in Abständen bis zu etlichen 100 m erwiesen, wobei nur eine relativ geringe Eingangsleistung
erforderlich war.
Die Ausführungsform nach F i g. 3 besteht nach dem Blockschaltbild aus einer Sender-Empfänger-Einiiiit 55.
die als wesentlichen Bestandteil einen Grundfrequenzsenderabschnitt 56 und einen Empfängerabschnitt 57 für
die zweite harmonische Frequenz aufweist, wie dies strichpunktiert abgegrenzt wurde.
Der Grundfrequenz-Senderabschnitt 56 kann aus
einer Leistungsschwingröhre 58 bestehen, vorzugsweise einer kristallgesteuerten, die über ein Schmalband-Sender-Antennenfilter
59 mit der Senderantenne 60 und durch einen Generator 61 für die zweite Harmonische
mit einem Mischer 62 verbunden ist, in den ein Signal von einem Bezugssignal-Oszillator 63 eingegeben wird
und der ein Bezugssignal durch ein Schmalband-Anschlußfilter 64 dem Empfängerabschnitt 57 für die
zweite Harmonische zuführt
In tatsächlichen Ausführungsformen des Sendeabschnittes 56 arbeitet man mit einer kristallgesteuerten
Leistungsschwingröhre 58 mit 20 bis 50 W und bis zu
\7 66 065
Bruchteilen von citiun Wat!, hai man mi! einem
variablen l.eistungsausgang bei 100 MH/ gearbeili'i.
mit einem lOO-MHz-Sendeantennenfilter 59, einem
lOOO-Hz-Heztignignaloszillator 63. einem 200-M Hz
Generator 61 und einem 200,001 -MHz-Anschlußfilter
64. Die .Schwingröhre 58 kann gewünschtenfalls in der
Frequenz über einen Bereich zwischen 80 und 120 und bis ; ι 250MHz variiert werden, die bevorzugte
SendefcTundfrequenz für das System nach F i g. 3 beträgt
jedoch 100 MHz.
Als alternative Ausführungsform für drr System nach Cig. J kann ein kristall- oder piezoelektrisch gesteuerter
Überlagerungsoszillator 61 anstatt des Generators 61 genommen werden, der ein 5-MHzSignal erzeugt;
die .Schwingrohre 58 kann so eingestellt werden, daß sie einen Ausgang von 95 MIIz liefert. Für diesen Fall wird
die Schwingröhre 58 durch einen geeigneten (nicht-dargestelllen) Mischer mit dem Kristalloszillator 61 und mit
dem Sendeantennenfilter 59 verbunden: und eine geeignete Reihenkombination zunächst eines 100-MHz-Filters
und dann eines (niehtdargesiellten) Hochfrequenz-l.eistungsverstärkers
wird dann vor das Sendeantennenfilter 59 gesetzt. Bei dem in dieser Anordnuni:
verwendeten Anschlußfilter 64 handelt es sich um ein 5.001-MHz-Kristallfilter. Bei dieser alternativen Ausführungsform
des Senderabschnittes 56 erfolgt eine zweite Signalverbindung (in F i g. 3 gestrichelt eingezeichnet)
mit dem Empfängerabschnitt 57.
Verschiedene Ausführungsformen von Sendeantennen 60 können verwandt werden, einschließlich
gev öhnlicher oder Faltdipole, logarithmischer oder archimedischer Spiralen und axialen Spiralanordnungen
unter anderem. Parabol-Koaxial- und Käfigreflektoren oder Abschirmungen und geeignete einstellbare Dämpfungsglieder
können auch in Verbindung mit den Antennen 60 an Orten oder in Anwendungsfällen verwendet werden, die begrenzte, verstärkte oder
beschränkte Senderstrahlungsfeldverläufe oder -gradienten erfordern.
Der Empfängerabschnitt 57 für die zweite harmonische
Frequenz besteht nach einer bevorzugten Ausführungsforrn aus einer Empfängerantenne 65, die relativ
nane an oder neben dem Sender 60 in der Senuer-Empfänger-Einheit
55 angeordnet sein kann. Die Empfangsantenne 65 kann von der gleichen oder ähnlichen Bauart
und Gestalt sein und kann mit dem gleichen oder ähnlichen Zubehör wie oben mit Bezug auf die
Sendeantenne 60 diskutiert, versehen sein, abhängig wieder von den Installations- und Arbeitskriterien, je
nach Umgebung und Anwendungsfall.
Die Empfangsantenne 65 empfängt die zurückgestrahlten Signale harmonischer Frequenz, die durch die
induzierte Spannung und Leitungs- und Verschiebeströme erzeugt wurden, welche in den Sensor-Emitter-Elementen
40 durch das Auftreffen der Grundfrequenz-Sendesignale von Sendeantennen in einer Weise
hervorgerufen wurden, die weiter unten vollständiger in Verbindung mit der genauen Beschreibung der abgestimmten
Schleifeneiemente 40 erläutert werden wird. Die Empfangsantenne 65 und der Empfängerabschnitt
57 sind vorzugsweise so eingerichtet, daß sie zweite harmonische, von den Elementen 40 rückgestrahlte
Signale ermitteln, obwohl sich herausgestellt hat, daß dritte und vierte harmonische rückgestrahlte Signale
ausreichender Größe erzeugt werden können.
Die Ernpfangsantcnne 55 liefert das rückgestrahlte
zweite harmonische Signal, beispielsweise 200MHz, durch ein Schmalbund-Empfängerantennenfilter 66, das
die zweite Harmonische an einen Mischer 67 übergibt. Kin Bczugssignal 68. beispielsweise von 200.001 MHz
vom Mischfilter 64. wird zum Mischer 67 vom .Senderabschnitt 56 geleitet. Der Ausgang des Mischers
wird durch ein Schmalband-Deieklorfilter 69 zu einem
mit dem Bez.ugszeichen 70 versehenen Detektor gefiltert. Bei einem Bezugssignal von 200,001 MHz und
einem Empfängersignal von 200 MHz sollte das Detektorfilter 69 so gewählt werden, daß 1000 Hz bei
einer Bandbreite von ±10 Hz durchgelassen werden, um Störungsfaktoren zu mildern und den Leistungsbedarf
herabzusetzen. Für einen solchen Empfängerabschnitt 57. der bei 200MHz arbeitet, ermittelt dci
Detektor 70 lOOO-Hz-Signale, die die Differenz
zwischen dem 200.001 -Ml lz-BL/ugvMgiidi 68 unu
irgendeinem mekgestrahlten zweiten harmonischen 200-MHz-Signal von den Sensor-Emitterelementen 40
darstellt, die durch die Antenne 65 empfangen und durch das Empfängerfilter 66 zum Mischer 67 geleitet werden.
Das im Detektor 70 so erzeugte Nachweissignal erregt einen Verstärker 71, beispielsweise einen Wechselstromverstärkcr.
und löst einen geeigneten Alarm aus. beispielsweise die Lampe 72.
Bei dem ein 200,001-MHz-Bezugssignal 68 der gerade
beschriebenen Art verwendeten System kann es in manchen Fällen notwendig sein, zusätzliche Summier·
und Differenz-Frequenzfilter nach dem Anschlußfilter 64 einzubauen, um unerwünschte Spiegel· oder andere
Fremdfrequenzsignale, beispielsweise von 199.99 MIIz.
auszufiltern. Eine gegebenenfalls vorhandene Systemfrequenzwanderung
von der Leistungsschwingröhre 58 kann zu Null gemacht werden, indem man mit einem
Detektor 70 arbeitet, der mit einer synchronen oder phasenstarren Detektorschaltung in der im folgenden
genauer offenbarten Weise arbeitet. Darüberhinaus kann jede Wanderung der Schwingröhre 58 oder des
Bezugsoszillators 63 (oder des Lokaloszillators 6Γ) auf ein Minimum herabgesetzt werden, indem man kristall-
oder piezoelektrisch gesteuerte Elemente in diesen Komponenten verwendet.
Die Anforderung an die schmale Bandbreite für die Filter des Systems nach Fig. 3 können auch weniger
restriktiv, insbesondere bezüglich des Detekiorfiiier!. 69
gemacht werden, indem man übliche Kippfrequenzschaltungen in der Sender-Empfänger-Einheit 55
einbaut oder den Gütefaktor (»Q«) für die Sensor-Emitter-Elemente 40 mit abgestimmter Schleife verschlechtert.
Geeignete und übliche Kombinationen von Komponenten- und Chassisabschirmung können in den
Senderabschnitt 56 und den Empfängerabschnitt 57 eingebaut sein, um eine Systemstörung und Instabilität
aufgrund von Nebenaussendung sowohl innen wie außen zu verhindern.
In der alternativen Ausführungsform des vorher beschriebenen Systems nach F i g. 3, bei der eine
5-MHz-KristalIoszillator-und-Mischer-Kombination 61'
anstatt des 200-MHz-Harmonischengenerators 61 genommen
wird und die anderen diskutierten Modifikationen vorgenommen werden, wird eine geeignete
Kombination aus einem Empfänger-Verstärker, einem Frequenzteiler und einem Mischer oder einer Überlagerungsschaltung
anstatt des Mischers 67 im Empfängerabschnitt 57 genommen. Ein zweites harmonisches
durch das Sensor-Emitter-Element 40 rückgestrahltes Signa!, das durch die Antenne 65 empfangen wurde,
erscheint am Punkt 67' als ein 5-MHz-Signal und, kombiniert mit einem 5,001-MHz-Bezugssignal 68
030 215/14
erzeugt es ein lOOO-Hz-Aiisgangssignal durch das Filter
69 zum Detektor 70, wodurch der Verstärker 70 erregt
und seine zugeordnete Alarmeinrichtiing 72 ausgelöst
wird. Ein gestrichelt bei 73 angedeuteter Verriegelungssignalweg ist vorgesehen, um einen Gleichlauf zwischen
dem 5-MHz-Signal am Punkt 67' und dem durch den Lokaloszillator 6Γ erzeugten Signal beizubehalten.
Im Systemb'ockschaltbild nach F i g. 4 ist eine andere
Form einer Sender-Empfänger-Einheit 55 wiedergegeben, die bei Mikrowellenfrequenzen arbeitet und
schematisch bestehend aus Sender- und Empfängerabschnitten 56 bzw. 57 dargestellt ist, die allgemein durch
die strichpunktierten Linien und ein mit 74 bezeichnetes Kopplungskomponentennetzwerk begrenzt ist.
Das Mikrowellensystem besitzt eine Sendeantenne 60 und eine Empfangsantenne 65, die ähnlich denen oben
mit Bezug auf F i g. 3 erläuterten sein können. Zusätzlich können ebene spiralgeätzte Antennen eingesetzt
werden. Stattdessen kann eine einzige, gestrichelt dargestellte Antenne 75 mit dem Senderabschnitt 56
und den Empfängerabschnitt 57 durch ein geeignetes Kopplungselement, beispielsweise einen Tandem-Zirkulator-lsolator
verbunden sein.
Eine bevorzugte Ausführungsform eines Mikrowellen-Senderabschnittes
56 ist mit geeigneten Wechselstromzuführungen 77 und 78 durch halb-,τ- oder
kaskadengeschaltete halb-.τ- und T-Netzfiltcr verbunden,
die jeweils als LC-Äquivalente durch die Bezugszeichen
79 und 80 bezeichnet sind. Die Netzfilter 79 und 80 sind mit einer Leistungsschwingröhre 81 verbunden, die
ein Mikrowellen-Sendesignal erzeugen, beispielsweise von 915 MHz. Der Oszillator 81 ist vorzugsweise auf 10
W Ausgangsleistung bei einer Arbeitsphase von 5% bemessen. Ein zusätzlicher Sendebereich kann dem
System jedoch überlagert werden, ohne daß eine unzulässige Störung in der Nähe der zu schützenden
Geschäftsräume in Kauf zu nehmen wäre, in dem eine Schaltung Verwendung findet, die periodisch einen
pulsierenden Oszillatorausgang von 100 W Spitzenleistung
erzeugt, der eine mittlere oder Effektivwertleistung von etwa 10 W liefert.
Die Röhre 81 ist über einen Wellenführungsabschnitt 82 mit einem Koppier ei verbunden. Der Kuppier 53 isi
durch den Wellenleiterabschnitt 84 mit ein oder mehr Sendeantennenfiltern verbunden, beispielsweise koaxialen
Tiefpaßfiltern 85, 86 und 87 mit Grenzfrequenzen von 915 bis 1000 MHz, die in Reihenschaltung über die
Wellenleiterabschnitte mit der Sendeantenne 60 verbunden sind.
Der Koppler 83 ist mit einem Wellenleiterabschnitt 88 verbunden, der einen Abfragewert niedriger Leistung
von 10 mW Ausgangsleistung vom Sendeoszillator 81 zu einem Bezugssignalmischer 89 leitet. Der Wellenleiter
90 ist mit dem Koppler 89 und mit einem Tiefpaß-Zwischenfrequenzfilter verbunden, das beispielsweise
ein SO-MHz-Zwischenfrequenzsignal von minus 20 dBm oder weniger zur Zwischenfrequenz-Leitung
91 durchläßt
Der Bezugssignalmischer 89 ist auch durch den Wellenleiter 92 mit einem Leistungsteilerelement 93
verbunden, beispielsweise einem ohmschen Leistungsteiler oder einem Blindleistungsteiler von 4 mW. Eine
Richtungskopplerspule, wie gestrichelt bei 93' angedeutet,
wird als Leistungsteilerelement 93 bevorzugt, um den Dämpfungsverlust sowie die Impedanz-Anpassungsprobleme
auf ein Minimum herabzusetzen. Der Wellenleiter 94 verbindet den Ausgang eines Hohlraum-Überlagerungsoszillators
95 von 1800MHa der
etwa 10 mW erzeugt, mit dem Leisuingsteilcrelemeni
93.
Das Lcistungstcilcrclcnicüt 93 teilt den Leistungsausgang
vom Überlagerungsoszillator 95 etwa in die Hälfte und gibt die Hälfte der Leistung durch den Wellenleiter
92 an den Bezugsmischer 89 und die Hälfte an ein oder mehrere fest angepaßte Vorwählfilter 97 ab, die so
bemessen sind, daß sie 1800 MHz durchlassen und 915 und 1830 MHz sperren.
Somit wird ein Signal vom Überlagerungsoszillator 95 mit einem Leistungsniveau von etwa 4 mW durch den
Wellenleiter 98 zu einem Mischer 99 geführt, beispielsweise einem Brückenmischer mit einem Nennwert von
'/·) bis 4 mW und einem Geräuschfaktor von etwa
7,5 dB. Die Fmpfangsantenne 65 ist in Reihenschaltung durch ein oder mehrere Wellenführerabschnitte sowie
Empfängerantennen-Vorselektionsfilter 100, die von koaxialer, fest abgestimmter Bauart sein können und
1830 MHz durchlassen und 915 MHz sperren, mit dem Wellenleiter 101 verbunden, der an den Bru^^nmischer
99 angeschlossen ist. Somit werden sämtliche zweiten harmonischen Signale von 1830MHz, die von einem
Sensor-Emitterelement 40 rückgestrahlt und von der Antenne 65 empfangen werden, durch die Filter 100 und
den Wellenleiter 101 zum Brückenrnischer 99 geführt,
um mit dem 1800-MHz-Signal des Überlagerungsoszillators
überlagert zu werden, das durch die Filter 97 und den Wellenleiter 98 gegeben wurde. Eine Differenzoder
Schwebungsfrequenz, die gleich der 30-MHz-Zwischenfrequenz ist, wird so am Wellenleiter bzw. an der
Leitung 102 erzeugt, die mit einer üblichen Zwischenfrequenzschaltiing
103 verbunden ist. die ein Ausgangssignal
104 an ein Filter 69 abgibt, das eine Ausgangsleitung 106 zum Anschluß an einen Detektor 70 aufweist.
Eine Kombination eines üblichen, vorzugsweise transistorierten Zwischenfrequenzkreises 103 sollte für einen
optimalen Ausgleich der gewünschten Charakteristiken gewählt werden, unter denen grundsätzlich hohe
Überlagerungssteilheit (das ist der Quotient aus dem Zwischenfrequenzausgangsstrom und der Signaleingangsspannung),
hohes Sigiial-zu-Rausch-Verhältnis,
eine niedrige Oszillatorsignalkreis-Zwisciienwirkung
und AuMrahiung, iiieuiigc^ LeiMungavci mögen uci
hohen Frequenzen, hoher Innen- oder Kollektorwiderstand und günstige Kosten zu nennen sind.
Bei einer technischen Ausführungsform des Mikrowellensystems nach Fig.4, bei dem die vorstehend
diskutierten Parameter und Frequenzen benutzt wurden, hat ein geeigneter Zwischenfrequenz-Vorverstärker
die folgenden Daten: Mittenfrequenz 30MHz; Bandbreite 14 MHz; Leistungsverstärkung 26 dB (Empfangssignal/Zwischenfrequenz);
Rauschzahl 8,3 dB; Eingangs- und Ausgangsimpedanz 50 Ohm. Die zugeordneten Nachverstärker können aufweisen: Mittenfrequenz
30 MHz; 3-dB-Bandbreite 2 MHz; maximale Leistungsverstärkung 80 bis 90 dB; maximale Spannungsverstärkung
100 db; Leistungsausgang plus 16,5 dBm oder höher; maximaler Spannungsausgang 12 V; automatischer
Verstärkungssteuerbereich 40 bis 6OdB, wobei 50 dB wünschenswert sind.
Berechnungen für das System haben gezeigt, daß für den Grundfrequenzeingang von gleich oder weniger als
minus 90 dBm und einem Rauschniveau von minus 16OdBm der Vorläuferbereich der zweiten harmonischen
Frequenz für 10 W Sendeleistung bei 1 bis 2 m etwa minus 67 bis 97 dBm beträgt. Jeder Zwischenfrequenzkreis
sollte also auf etwa minus 67 dBm bis zu etwa minus 45 dBm ausgelegt sein; so sollte die
Gesamtverstärkung bei etwa plus 110 bis 120 dB liegen,
um die Anforderungen bezüglich automatischer Verstärkungssl.uerungs-Rückführung
zu kompensieren.
Eine genauere Darstellung einer Ausführungsform des Systems nach F i g. 4 ist im Diagramm nach Fig. IA
gezeigt. Die Leistungsschwingröhre 81 kann kristallgesteuert sein oder mit einem Impulskreis oder Komponenten
81' versehen sein, die beispielsweise eine periodische 100-W-Spitzenleistung bei 1OW Mitteloder
Effektivwert liefern, wodurch in etwa der Gesamtsystembereich oder die Ansprechbarkeit verdoppelt
werden, ohne daß eine unzulässige Störung am Ort der Systeminstallation hervorgerufen würde. In
ähnlicher Weise können übliche kaskadengeschaltete Vervielfacher mit zweckmäßiger Filterung eingesetzt
werden; so kann ein stabilerer und billigerer Oszillator 81 niedrigerer Grundfrequenz mit Frequenzvervielfachertechniken
benutzt werden, wodurch die ge-•wünschtc 915-MHz-Sendeleistung erzeugt wird.
Dies vermindert die Notwendigkeit, einen iiberlagerungsstabiler
Leistungsoszillator 81 von 915mHz mit einer maximalen Wanderung von etwa plus oder minus
I MHz und gleichzeitig Überlagerungsfilter schmaler Bandbreite von etwa 6 bis 8 MHz zu benutzen. Darüber
hinaus können überflüssige Filterkompromisse oder Kompensationen vermieden werden.
Bei dem in F i g. 4A schematisch dargestellten System besteht der Koppler 83 aus einem koaxialen Abfrageschalter
107, der durch den Wellenleiterabschnitt 88 mit dem Bezugszwischenfrequenzmischer 89 und einem
30-dB-Koppler 108 verbunden ist, der etwa 10 mW durch den Wellenleiterabsciinitl 109 einem Mischer-Verdoppler
110 zuführt. Ein Kristalloszillator 111 von 15 mHz ist mit dem Mischer-Verdoppler beispielsweise
bei 112 verbunden oder es kann ein Oszillator 111 von
30 MHz mit einem entsprechend modifizierten Mischer-Verdoppler 110 verwendet werden.
Aus dem Mischer-Verdoppler 110 wird ein Signal von
etwa minus 1OdBm über die Leitung 115 an ein koaxiales Vorselektionsfilter von 1800MHz und dann
über die Leitung 115 an einen koaxialen Verstärker 116
von 180OmHz und etwa 27 dB Verstärkung gegeben. Leistungszuführungen 117 für den Verstarker Hb sina
vorzugsweise mit Netzfiltern 118 der bereits genannten
Art, wie in Bezug auf die Netzfilter 78 und 80 für den Leistungsoszillator 81 diskutiert, vorgesehen.
Ein Ausgangssignal von etwa 17dBm oder 50 mW
vom Verstärker 116 wird über die Leitung 119 zum Überlagerungsoszillator 95' geschickt, der einen Phasenschieber-
Hohlraum aufweisen kann, jedoch vorzugsweise aus einem Hybridring besteht. Der Überlagerungsoszillator
95' ist durch ein Dämpfungsglied 120 von etwa 6 dB mit der mit dem Mischer 89 verbundenen
Wellenleitung 92 verbunden. Der Oszillator 95' besitzt auch eine Abstimmeinstellung- bzw. Dämpfungsglied
120 und ist durch ein Dämpfungsglied 12 von etwa 6 dB mit 1800-MHz-Vorselektionsfiltern 97 von etwa 2 MHz
Bandbreite verbunden.
Die Filter 97 sind über die Leitung 98 mit dem abgestimmten Mischer 99 verbunden, an den mit Filtern
123 versehene Leitungen 122 über einen Schalter 124 ein Instrument, beispielsweise ein Quarzmeßgerät 125
legen.
Der Mischer 99 ist durch die Wellenleiter 101 an ein
1830-MHz-Empfangsantennenfilter 100 angeschlossen
und anschließend an einen Ferritisolator oder Zirkulator 126, der vor der Empfängerantenne 65 liegt Der
Zirkulator 126 dient dazu, mögliche Instabilitätseinflüsse infolge von Änderungen der Lastimpedanz oder
Phasenänderungen bzw. Reflexionen zu eliminieren.
In ähnlicher Weise ist die Sendeantenne 60 mit einem
koaxialen 100-M Hz-Tiefpaßfilter 127 verbunden, um
■-. Einwirkungen zweier Harmonischer zu unterdrücken, die aus einem vor dem Filter 127 zwischeng^schalteten
Ferritisolator oder -zirkulator 128 resultieren können, und zwar aus ähnlichen Gründen, wie sie für den
Zirkulator 126 angegeben wurden. Der Zirkulator 128
H) ist mit einem koaxialen 915 MHz-Vorselektionsfilter
129 mit 10 bis 15 MHz Bandbreite verbunden und liefert
eine erhöhte Dämpfung für jede zweite Harmonische im Sendesignal.
Die Abstimmung der Bauelemente im System nach
r> Fig. 4A ist genauer in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben.
Berechnungen, die im wesentlichen durch Versuchsergebnisse erhärtet werden konnten, haben gezeigt, daß
ein Mikrowellensystem der beschriebenen Art eine
JH induzierte Spannung einer zweiten Harmonischen in
einem unscharf abgestimmten Sensor-Emitterelement 40 der weiter unten beschriebenen Art von etwa 110 mV
bei etwa 4,5 m liefern kann, was eine rückgestrahlte Leistung von etwa minus 90 dBm bis zu etwa minus
r> 16OdBm ergibt, wobei die Reichweite etwa mit der sechsten Potenz des Abstandes des Sensor-Emitters 40
von der Empfängerantenne 65 variiert, und der Schwellenwertbereich bei etwa 300 m liegt.
Im Blockschaltbild nach Fig. 5 ist eine andere
in Ausführungsform eines Mikrowellen-Sender-Empfänger-Systems
55 wiedergegeben. Die Leistungsschwingrohre 81 mit einem Ausgangssignal relativ niedriger
Frequenz ist in Kaskadenschaltung mit einer Vervielfacher-Verstärker-Einheit 130 und einer nachfolgenden
ii Verstärker-Vervielfacher-Einheit 13 verbunden. Ein
Signalweg für eine Zwischenverbindung 132 geht vom Vervielfacher-Verstärker 130 zu den Ausgangsstufen
des Zwischenfrequenzkreises 103 und zum Detektor 70 und sorgt für richtigen Nachlauf und Signalabfrage. Ein
Grundwellen-Durchlaßfilter 133, vorzugsweise für 915MHz, ist an einem Ende mit dem Ausgang der
Verstärker-Vervielfacher-Einheit 131 und am anderen Ende durch den Koppier i34 mii einem Scr; Jcauicimcnfilter
127 an der Antenne 60 angeschloss*. ·■. Die Leitungen 135 sind aus dem Koppler 134 zur
Verbindung mit einer Leistungsanzeigevorrichtung oder mit anderen Instrumenten herausgeführt.
Die Empfangsantenne 65 ist mit einem zweiten Bandfilter 100 für die Harmonische verbunden, das
ϊο seinerseits mit dem überlagerungsoszillator 95 durch
^as Filter 97 und den Mischer 99 sowie Zwischenfrequenz-Vorverstärker-
und -Nachverstärkerabschnitte 103 verbunden ist. Ein automatischer Verstärkungssteuerkreis
136 ist vorzugsweise für den Nachverstärkerabschnitt vorgesehen und eine Leitung 132 ist zur
Verbindung mit der Vervielfacher-Verstärker-Einheit
130 herausgeführt. Eine weitere Leitung 132 ist am Überlagerungsverstärker 95 zur Verbindung mit der
Vervielfacher-Verstärker-Einheit 130 vorgesehen. Ein 0-dBm-Filter 137 ist vor dem Nachverstärkerteil der
Zwischenfrequenz-Verstärkerabschnitte 103 eingebaut. Der Ausgang der Zwischenfrequenz-Verstärkerabschnitte
103 ist mit der Detektoreinheit 70 verbunden, die synchron oder phasenstarr ausgebildet sein kann,
oder als frequenzmodulierter Rausch- bzw. amplitudenmodulierter Detektor, die sämtlich in der nachfolgend
beschriebenen Weise ausgebildet sind.
Eine andere Ausführungsform des Sender-Empfän-
Eine andere Ausführungsform des Sender-Empfän-
ger-Systems 55 ist schematisch im Blockschaltbild der
F i g. 6 wiedergegeben. Der Leistungs- oder Sendeoszillator 81 ist vorzugsweise auf eine Ausgangssignalfrequenz von 30,5 MHz quarzgesteuert, die auf der Leitung
138 einem Mischer 139 und einem sechsfach-Frequenzvervielfacher 140 zugeführt wird, wodurch auf der
Leitung 14t ein Ausgangssignal von etwa 183 MHz und 12 W einem fünffach-Frequenzvervielfacher 142 zugeführt wird. Der Ausgang in der Leitung 143 aus dem
Verfielfacher 142 beträgt etwa 915MHz bei 5 W Nennleistung und gelangt in ein Sendeantennenfilter
von 915 MHz für die Antenne 60.
Über die Leitung 143 wird ferner dem Mischer 139 ein Signal zugeführt, dessen Ausgang über die Leitung 145
an ein Filter 146 angeschlossen ist, das 1799,5 MHz über
die Leitung 147 zum Mischer 148 durchläßt, der ein Diodemnischer sein kann.
Ein Filter 149 für die Empfangsantenne 65 läßt sämtliche 1830-MHz-Signale, d.h. die Harmonische,
durch, die empfangen wurden oder von den Sensor-Emiuern 40 in dem überwachten Bereich über den Weg
150 zum Mischer 148 rückgestrahlt wurden.
Das Verhältnis vom Signal plus Rauschen zum Rauschen am Mischer 148 sollte bei etwa i0 dB bei einer
Signalhöhe von minus 12OdBm liegen. Die Signale auf der Leitung 147 und 150 werden am Mischer 148
überlagert oder gemischt, wodurch sich eine Differenzoder Schwebungsfrequenz auf der Leitung 151 zu einem
30,5-MHz-Zwischenfrequenzverstärker 152 mit einem Ausgang 153 ergibt. Wie gestrichelt bei 154 angedeutet
ist, kann eine zweite Misch- und Zwischenfrequenzverstärkerstufe in Kaskadenschaltung mit dem Verstärker
152 liegen, um dem System 55 größere Empfindlichkeit zu verleihen.
Der Ausgangsweg 153 ist mit einem Amplitudenmodulations-Detektor 155 verbunden, der einen Ausgang
156 zu einem bandbreite-begrenzten Verstärker 157 besitzt, der ein Ausgangssignal 158 von etwa 5 V für
einen Alarmbetätigungs- oder Alarmauslösekreis 71 liefert, der einen gesteuerten Siliziumgleichrichter für
die Alarmeinrichtung 72 enthalten kann.
Ein System 55, wie es vorstehend beschrieben wurde, sollte insgesamt eine Empfindlichkeit für die zweite
Harmonische (1830MHz) von minus 12OdBm oder weniger als 12OdB bei einem Bezugsniveau von 1 mW
haben. Ein derartiges System bringt zwar gewisse Fertigungseinsparungen verglichen mit anderen Ausbildungen solcher Systeme 55, wk sie hier beschrieben
wurden, mit sich, jedoch kann eine zusätzliche Abschirmung, Filterung, Einstellung oder andere Kompensation bei gewissen Installations- oder Umweltbedingungen erforderlich sein, wie diese beispielsweise
innerhalb eines relativ kleinen Einzelhandelsgeschäfts gegeben sind, dessen Inneres einen Hohlraum mit vielen
Wellenschwingungsarten bilden kann, der unerwünschten Nachhall, Reflexionen und Emanationen erzeugen
kann. Die Verwendung der zweiten Misch- und Verstärkerstufe 154 sollte diese Schwierigkeiten herabsetzen.
Nach dem schematischen Verdrahtungsplan, der auf die Figuren 7 und 7/4 verteilt ist, soll eine bevorzugte
und realisierte Ausführungsform eines synchronen oder phasenstarren Detektorkreises 70 für ein Sender-Empfänger-System 55 mit besonderem Bezug auf eine
beispielsweise Anwendung in den Systemen 55 nach den Fig.4 und 4Λ beschrieben werden, wobei der
Schaltkreis 70 einen Bezugssignaleingang 91 (Fig. 7) und einen Zwischenfrequenzsignaleingang 106
(Fig, 7A) aufweist.
Der Bezugssignaleingang 91 (typischerweise 30 MHz) mit etwa 50 Ω und minus 30 bis minus 50 dBm ist mit
einem ersten halb-jr-Dämpfungsglied 159 verbunden,
dessen vertikal dargestellter Basisabschnitt aus einem 16,7-Ω-Widerstand besteht. Der Basisabschnitt des
Dämpfungsgliedes 159 ist mit einem 50^-Koaxialkabei 160 von etwa 2^>
m Länge verbunden, das zu einem zweiten Detektorkreis 161 führt, der identisch mit
ίο jenem in den Fig.7 und 7A gezeigten ist und noch
genauer beschrieben wird. Das Koaxialkabel 160 sorgt für eine Phasenverschiebung von etwa 90° oder einem
Viertel einer sinusförmigen Wellenperiode; somit wird ein sinusförmiges Eingangssignal bei 91 über das Kabel
160 geleitet und erscheint am Eingang zum Kreis 161 als Cosinuswelle.
Das Dämpfungsglied 159 liegt in Reihenschaltung mit einem zweiten halb-^-Dämpfungsglied 162 und einem
dritten Dämpfungsglied 163, wobei jedes Dämpfungs
glied aus 16,7-Ω-Widerständen besteht und der Basisab
schnitt eines jeden an Masse liegt Das Dämpfungsglied 163 ist mit dem Primärabschnitt 164 eines Abstimmkreises 165 verbunden. Der Primärabschnitt 164 setzt sich
zusammen aus einem 100-Ω-Widerstand 166, einem
Kondensator 167 von 10 pF und einem als Kopplungstransformator dienenden Spartransformator 168 mit 14
Windungen, wobei der Mittelabgriff an Masse gelegt ist und diese sämtlich parallel geschaltet sind. Ein
Abgriffsabschnitt 169 umfaßt einen 50^-Widerstand
3d 170, der mit einem Ende an den Spartransformator 168
an einer Anzapfstelle drei Windungen von seinem ersten Ende entfernt angeschlossen ist, während das
andere Ende des Widerstands mit einer Leitung 171 verbunden ist. Die Abstimmung des Abgriffabschnittes
169 besteht aus einem Drehkondensator 172 von 10 bis 110 pF, dessen eine Seite an die Leitung 171 und die
andere an den Spartransformator 168 an einer Anzapfung desselben zwei Windungen von seinem
zweiten Ende entfernt angeschlossen ist.
Die Leitung 171 stellt die Verbindung zu einem tertiären Abschnitt 173 des Abstimmkreises 165 her, der
eine an Masse liegende Parallelschaltung eines 10-pF-Kondensators 174 mit einer aus zwanzig Windunger
bestehende Wicklung 175 mit veränderlichem Abgrifl
4-, ist. Der Basisanschluß 176 einer ersten Verstärkerstufe eines npn-Transistors Π ist mit der Wicklung 175 an
einer Stelle sieben Windungen von deren Ende entferni verbunden. Der Emitter 177 des Transistors Ti ist über
einen 2200-pF-Kondensator 178 vorgespannt, der an
-,o Masse liegt, sowie über einen \^-kSl-Widerstand 179
der an eine Hochfrequenz-Drosselspule 180 von 30 μΗ gelegt ist, die zur Vorspannung für eine zweite
Verstärkerstufe dient.
-,j Windungen aufweisende Wicklung 182 an einem Abgrifl
3,8 Windungen von einem Wicklungsende entfernt ir einem Kopplungskreis 183 angeschlossen, der aus einei
Parallelschaltung der Wicklung 182, eines Kondensator; 184 von 27 pF und eines Drehkondensators 185 von 2 bi<
ho 2OpF besteht. Ein Abgriff 186 verbindet die Wicklung
182 an einer Stelle 3.8 Windungen von einen Wicklungsende entfernt über einen Kondensator 18"
von 0,05 μΡ mit dem Basisanschluß 188 einer zweiter
Verstärkerstufe eines npn-Transistors Tl. Der Basisan
h-, schluß 188 ist ebenfalls über einen 1,2^2-Widers>anc
189 an Masse gelegt. Eine Leitung 190 verbindet der Kopplungskreis 183 mit einer Hochfrequenzdrossel 191
von 30 μΗ. die zur nächsten Versiärkerstufe führt. F.ir
Kondensator 192- von 2200 pF verbindet ferner die
Zuführung 190 mit Masse.
Der Emitter 193 ist über einen Widerstand 194 von 1,2 k£l mit der Drossel 180 und mit einem Ende einer
weiteren Hochfrequenzdrossel 195 von 30 μΗ verbunden, die zu einer dritten Verstärkerstufe führt Der
Emitter 193 liegt ebenfalls an Masse über einen Kondensator 196 von 2200 pF.
Der Kollektor 197 des Transistors TI ist mit einer
neunwindigen Wicklung 198 verbunden an einen Abgriff derselben, der 3,8 Windungen von einem Wicklungsende entfernt Hegt, wobei die Wicklung 198 in einem
Kopplungskreis 199 liegt, der aus einer Parallelschaltung der Wicklung 198, eines Kondensators 200 von
27 pF und eines Drehkondensators 201 von 2 bis 20 pF besteht. Ein Abgriff 202 ist mit der Wicklung 198 an
einer Stelle 1,8 Windungen von einem Wicklungsende entfernt verbunden und führt über einen Kondensator
203 von 0,05 pF zum Basisanschluß 204 für eine dritte oder Ausgangsverstärkerstufe eines npn-Transistors
TZ. Der BasisanschiuS 204 iiegt über einen 120-Ω-Widerstand 205 an Masse. Eine Leitung 206 verbindet
den Kopplungskreis 199 mit einer Hochfrequenz-Drossel 207 von 30 μΗ, die zur nächsten Verstärkerstufe
führt. Ein Kondensator 208 von 2200 pF legt die Leitung 206 an Masse.
Der Emitter 209 des Transistors 7*3 ist durch einen 82-fi-Widerstand 210 mit der Hochfrequenz-Drossel
195 und mit einem Ende einer weiteren Hochfrequenz-Drossel 211 von 30 μΗ verbunden. Eine Leitung 212 ist
mit der anderen Seite der Hochfrequenz-Drossel 211 verbunden. Der Emitter 209 ist durch einen Kondensator 213 von 2200 pF an Masse gelegt
Der Kollektor 214 des Transistors T3 ist mit einer
Primärwicklung 215 von 3 Windungen eines Transformators 216 verbunden, dessen anderes Ende mit einer
Leitung 217 verbunden ist Die Leitung 217 ist an ein Ende der Hochfrequenzdrossel 207 und an ein Ende
einer weiteren Hochfrequenz-Drossel 218 von 20 μΗ angeschlossen, deren anderes Ende mit einer Leitung
219 verbunden isL Die Leitung 217 ist ferner mit einem Kondensator 220 von 220OpF verbunden, dessen
andere Seite an Masse gelegt ist.
Eine Sekundärwicklung 221 mit 14 Windungen des Transformators 216 besitzt Endanschlüsse 222 und 223,
an denen eine Parallelschaltung eines Kondensators 222 von 10 pF und eines Kondensators 225 von 1 bis 7 pF
Iiegt. Der Endanschluß 222 führt zu einem Ende eines Widerstands 226 von 1,8 kfl (1% Toleranz); und der
Endanschluß 223 führt zu einem Widerstand 227 von identischem Wert und gleicher Toleranz. Das andere
Ende dieses Widerstandes 226 ist mit einem Widerstand 228 verbunden; das andere Ende des Widerstandes 227
ist an einen Widerstand 229 gelegt; sämtliche Widerstände haben identische Werte und Toleranzen.
Ein Mittelabgriff 2SO der Sekundärwicklung 221 ist
durch einen Kondensator 211 von 0,05 μΡ mit einer
Verbindungsstelle 232 der Widerstände 228 und 229 verbunden. Die Verbindungsstelle 232 ist einerseits über
einen Kondensator 233 von 0,05 μΡ an Masse gelegt,
andererseits ebenfalls über einen Widerstand 234 von 1,8 kn. Eine Leitung 232' kann von der Verbindungsstelle 232 zum Anschluß an einen Gleichstrommonitor oder
andere Geräte herausgeführt werden. Die Verbindungsstelle 232 ist auch mit einem Ende eines Widerstandes
233 von lOkn verbunden, dessen anderes Ende mit
einer Leitung 236 verbunden ist. die über einen Kondensator 257 von 6 pt' an Masse Iiegt.
Die Verbindungsstelle der Widerstände 226 und 228 ist mit einer Diode Dl verbunden; und die Verbindungsstelle der Widerstände 227 und 229 ist an die
Diode D 2 angeschlossen, die anderen Anschlüsse der Dioden DX und D 2 sind mit einer Leitung 238
verbunden.
Eine Leitung 239 entsprechend der Leitung 236 ist aus einer identischen Synchrondetektorschaltung 161, zusammen mit einer anderen Leitung 240 herausgeführt
ίο Es soll nun auf die Fortsetzung des Detektorkreises 70
in F i g. 7 A Bezug genommen werden:
Hier ist die Leitung 219 über eine Hochfrequenz-Drossel 241 mit einer positiven 12-V-GIeichspannungszuführung 242 verbunden; die Leitung 212 ist über eine
identische Hochfrequenz-Drossel 243 mit einer Gleichstromspeiseleitung 244 von -12 V verbunden.
Die Leitung 238 ist über eine Parallelschaltung eines
Drehkondensators 245 von 1 bis 7 pF, eines Kondensators 246 von 10 pF und einer Sekundärwicklung mit 9
Windungen 247 eines Kopplungstransformators 248 mit 8 Windungen auf der Primärseite 24S an Masse gelegt
Die Dioden D1 und D 2 werden also zusammen mit
den obenbeschriebenen, mit 221 bis 238 und 245 bis 247 einschließlich bezeichneten Elementen vereinigt und
bilden einen Signalmisch-, Gleichrichter-, und Integrations-Hilfskreis 250. Dieser Hilfskreis 250 kombiniert
ein Bezugseingangssignal auf der Leitung 91 und ein empfangenes Zwischenfrequenzsignal auf der Leitung
106 und bildet einen Ausgang für den Detektorkreis 70
auf der Leitung 236 (oder 239 für den verdoppelten
verbleibenden Beschreibung des Schaltkreises 70
ergeben wird.
j> 219 verbunden, die über einen Kondensator 251 von
2200 pF an Masse Iiegt Das andere Ende der Wicklung 249 ist an den Kollektor 252 eines npn-Transistors TA
gelegt, dessen Emitter 253 über einen Kondensator 254 von 2200 pF gegen Masse und einen Widerstand 255
von 1,2 kn gegen die Leitung 212 vorgespannt ist.
Die Basis 256 des Transistors 74 ist mit einer Spule
257 von 9 Windungen an einer Stelle \$ Windungen von dem an Masse liegenden Ende entfernt angeschlossen,
wobei die Spule 257 parallel zu einem Kondensator 258
von 27 pF und einem Drehkondensator 259 von 2 bis 20
pF Iiegt
Ein variabler Abgriff 260, der 8 Windungen von dem an Masse liegenden Ende der Spule 257 entfernt
angeordnet ist, ist über einen Widerstand 361 von 68 Ω
so mit Masse verbunden und ist mit drei in Reihenschaltung miteinander verbundenen halb-π-Dämpfungsgliedern 262, 263 und 264 verbunden, die zu einer
Signaleingangsleitung 106 von dem SO-fi-Zwischenfrequenzkreis 103 führen. (Siehe beispielsweise die
schematischen Schaltbilder der F i g. 4,4A und 5).
Dämpfungsglieder 262 und 263 bestehen aus Widerstandsschnitten von 16,7 Ω, wobei der Nebenschlußabschnitt an Masse gelegt ist. Das Dämpfungsglied 264
besteht auch aus Widerstandsabschnitten von 16,7 Ω,
μ wobei der NebenschluBabschniu mit der Leitung 240 fur
den zweiten Detektorkreis 16t verbunden ist.
Im eben beschriebenen Schaltkreis können die Transistoren Ti, Tl und 7"4 vom Typ 2N3855 sein, Γ3
vom Typ 2N3300 und die Dioden D i und D 2 vom Typ
hi 1N3064. Andere Komponenten mit äquivalenten oder
ähnlichen Eigenschaften können selbstverständlich benutzt werden. Auf alle Fälle sollten die Dioden D \
und D 2 und die zugeordneten Parameterelemente
sorgfältig wegen der richtigen Abstimmung und der
Kompensation der Streukapazität ausgewählt werden, um eine hohe Empfindlichkeit des Hilfskreises 250 ohne
Oberempfindlichkeit sicherzustellen.
Der Synchrondetektorkreis 70 kombiniert in der obenbeschriebenen Weise die Bezugssignaleingänge an
den Leitungen 91 und 160 mit den an den Leitungen 106 und 240 empfangenen Signalen und erzeugt Ausgangssignale an den Leitungen 238 und 239 zur Alarmbetätigung des Schaltkreises 71. Das Ausgangssignal an der
Leitung 236 besitzt nun eine Amplitude proportional dem Produkt aus der Amplitude der Signale an den
Leistungen 91 und 106 und der Sinusfunktion der Bezugssignalfrequenz. Das Ausgangssignal an der
Leitung 239 besitzt eine Amplitude proportional dem Produkt aus der Signalamplituden an den Leitungen 160
und 240 und der Kosinusfunktion der Bezugssignalfrequenz.
F i g. 7B zeigt einen schematischen Verdrahtungsplan einer Ausfühnmgsform eines Alarm-Betätigungs- oder
-Auslösekreisej 71. Die Leitung 236 ist mit der Anode
einer Diode D 3 und mit der Kathode einer Diode D 4 verbunden; desgleichen ist die Leitung 239 mit der
Anode einer Diode D 5 und der Kathode einer Diode D6 verbunden. Die Kathoden der Dioden D3 und D5
sind mit der Basis 265 eines npn-Transistors 266 der
Bauart 2H2480 verbunden, dessen Emitter 267 über einen Widerstand 268 von lOkfi zu einer -12-V-Gleichspannungsquelle führt. Der Emitter 269 für einen
npn-Transistor 270 der Bauart 2H2480 ist ebenfalls mit dem Widerstand 268 verbunden.
Der Kollektor 271 des Transistors 266 ist durch einen Widerstand 272 von 4,7 kil mit t jier positiven Klemme
einer Gleichstromversorgung 273 von 12 V verbunden, die ebenfalls durch einen 4,7-kii Widerstand 274 mit
dem Kollektor 275 des Transistors 270 verbunden ist Die Basis 276 des Transistors 270 ist mit der Kathode
einer Diode D 7 verbunden, der Anode mit einem Widerstand 277 von 56 kO verbunden ist, dessen
anderes Ende über einen Widerstand 278 von 22 kfi mit einer Speiseleitung 273 und über einen Schiebewiderstand 279 von 100 Ω mit Masse verbunden ist.
Der Kollektor 271 des Transistors 266 ist mit dar Basis 280 eines pnp-Transistors 281 des Typs 2W3638
verbunden, dessen Emitter 282 mit dem Kollektor 275 des Transistors 270 verbunden ist. Der Kollektor 283 für
den Transistor 281 ist mit einer Querverbindungsleitung 284 verbunden.
Die Anoden der Dioden DA und Db sind mit der
Basis 285 einen npn-Transistors 286 der Bauart 2N2480 verbunden, dessen Emitter 287 über einen lO-kQ-Widerstand 288 zum negativen Pol der 12-Volt-Spannungsquelle führt. Der Emitter 289 eines npn-Transistors 290 der Bauart 2N2480 ist ebenfalls mit dem
Widerstand 288 verbunden.
Oer Kollektor 291 des Transistors 286 ist durch einen Widerstand 292 von 4,7 kii mit einer positiven Klemme
eines I2-V-Gleichspannungsquelle 293 verbunden, die auch über einen Widerstand 294 von 4,7 V.O. mit dem
Kollektor 295 für den Transistor 290 verbunden ist. Die Basis 296 des Transistors 290 ist mit der Kathode einer
Diode Di verbunden, deren Anode mit einem Widerstand 297 von 56 kn verbunden ist und deren
anderes Ende über einen Widerstand 298 von 22 kΩ mit
einer Speiseleitung 293 und durch einen Regelwiderstand 299 von 100 Ω mit Masse verbunden ist.
Der Kollektor 291 des Transistors 286 ist mit der Basis 300 eines pnp-Transistors 301 der Bauart 2N3638
verbunden, dessen Emitter 302 am Kollektor 295 des Transistors 290 liegt. Der Kollektor 303 des Transistors
301 ist mit der Querverbindungsleitung 284 verbunden. Die Dioden D3, D5 und Dl sind vorzugsweise aus
einem angepaßten Quad der Bauart FA4000 gewählt,
während die Dioden D 4, D 6 und D 8 von der gleichen
werden.
ten Widerstand 304 von 2OkQ und einen geerdeten
Kondensator 305 von 10 μΡ sowie an die Basis 306 eines
npn-Transistors 307 der Type 2N3567 angeschlossen. Der Kollektor 308 des Transistors 307 ist an eine
positive Klemme einer 12-V-SpannungsquelIe ange-
M schlossen und der Emitter 309 über einen Widerstand
von 1 kn an eine Steuerelektrodenzufuhr 311 für einen
Silicium-Gleichrichter 312 der Type CIlB, dessen
Kathode geerdet ist Die Leitung 311 ist über einen Widerstand 313 von 1 kΩ und über einen Kondensator
314 von 0,1 μΡ an Masse gleegt
Die Anode 315 eines gesteuerten Silizium-Gleichrichters 312 ist an ein Ende eines 2-Ω-Widerstandes 316
angeschlossen, dessen anderes Ende mit einem 2-Ω-Widerstand 317 und ferner über einen lß-μΡ-Κοη-
densator 318 mit Masse verbunden ist
Das andere Ende des Widerstandes 317 ist durch einen Rückstellkaopf 319 mit einer Seite einer
Warnlampe 72 verbunden, deren anderes Ende mit einer positiven Klemme einer 12-V-Gleichspannungsleitung
verbunden ist
Das beschriebene, integrierende und schaltende Gleichspannungsnetzwerk 71 kann durch eine kompakte Schaltung ersetzt werden, von der in Fig.7C eine
Spiegelbildhälfte dargestellt ist, die mit einer integrier
ten Schaltungskomponente 320, beispielsweise einem
Doppeldifferenzkomparators von der Type pA7100
(z. B. Fairchild pA77103-607) arbeitet
Die Signalleitung 236 vom Detektorkreis 70 ist mit der Eingangsseite des Komparaiors 320 verbunden;
eine positive Klemme einer i2-V-Gieichspannungsquel-Ie ist durch einen Widerstand 321 von 2,9 ΜΩ mit dem
Komparator 320 über die Leitung 322 verbunden. Die Spannung an der Leitung 322 wird über einen an Erde
liegenden 12·kΩ-Widerstand322auf +50 mV gehalten.
Eine negative Klemme einer 12-V-Gleichspannungsquelle ist durch einen Widerstand 324 von 2,9 ΜΩ über
die Leitung 325 mit dem Komparator 320 verbunden. Die Spannung an der Leitung 325 wird auf 50 mV
mittels eines an Masse liegenden 12-kQ-Widerstands
so 326 gehalten.
Der Ausgang 327 des Komparator 320 wird über einen Widerstand 328 mit Steuerelektrodenanschlußlei.-tung 311 eines Silicium-Gleichrichterschaltelementes
312 verbunden, dessen Anode durch einen Widerstand
329 von 1 Ω (Leistung: 1 W) mit dem Rückstellkopf 319
und durch einen Kondensator 330 von I μΡ mit Masse
verbunden ist, während die Kathode geerdet ist.
Der bevorzugte Detektorkreis 70 und ein Alarmauslösekreis 71 für das System 55 bestehen im allgemeinen
aus zwei Kanälen, wobei die Eingangssignale um 90° oder eine Viertelperiöde außer Phase sind. Es hat sieh
jedoch herausgestellt, daß eine nichl-autorisierte Entfernung eines Artikels 42 aus den überwachten Räumen
mit einem darauf vorgesehenen aktiven Sensor-Emitter
40 durch einen Einzelkanalkreis 70 ermittelt wird, wenn
der Gegenstand durch das Überwachungsfeld (51, 52) um '/s einer Wellenlähge auüer Phase bewegt wird
(wobei beispielsweise Arbeitsfrequenzen von etwa
30 cm Wellenlänge verwendet werden). Für viele
Anwendungsfälle können somit lediglich 1-Kanal-Kreise 70 erforderlich sein.
Nach dem schematischen Verdrahtungsplan der F i g. 8 ist eine modifizierte Form der Detektoreinheit 70
dargestellt, die sich besonders für die Form des Systems 55 nach F i g. 5 eignet und mit 70a bezeichnet ist. Der
Detektorkreis 70a arbeiiet im wesentlichen nach den Prinzipien der Frequenzmodulations-Rauschunterdrükkung
und mit Driftkompensation.
Eine Masseleitung kommt vom Empfängerschaltkreis 103, ebenso eine Zwischenfrequenzsignal-Eingangsleitung
106, die an eine Seite einer Triggerpegel-Potentiometerwicklung 331 von 25 kO gelegt ist, wobei die
andere Seite mit Masse verbunden ist Die Potentiometeranzapfung 332 für die Wicklung 331 ist über einen
Kondensator 333 von 0,1 μΡ jeweils mit Kathode und
Anode der Dioden 334 und 335 verbunden. Die Anode der Diode 334 ist mit einer gemeinsamen Leitung 336
verbunden, die auf — 10 V gehalten wird, und die Kathode der Diode 335 ist mit der Leitung 337
verbunden.
Die gemeinsame Leitung 336 ist über einen Kondensator 338 von 5 μΡ mit einer Leitung 339
verbunden, die mit dem Anschluß Nr. i eines Doppelbasistransistors 340 der Bauart 2N491 verbunden
ist Die Leitung 339 ist über einen Widerstand 341 mit einer Potentiometerwicklung 342 von 500 kO für
eine Zeitdauer-Einstellung verbunden. Die Leitung 336 ist durch einen Widerstand 343 von 100 Ω mit dem
Ausschluß Nr. 2 des Transistors 340 verbunden. Der Anschluß Nr. 4 ist mit einer Seite eines Kondensator·?
344 von 0,04 μΡ und über einen Widerstand von 1 kn
mit einer gemeinsamen Leitung 346 verbunden, die auf +10 V gehalten wird.
Die andere Seite des Kondensators 344 ist mit der Kathode einer Diode 347 und durch einen Widerstand
348 von 33 kΩ mit Masse verbunden. Die Anode der
Diode 347 ist mit einer Leitung 349 und durch einen Widerstand 350 von 33 Kiloohm mit einer gemeinsamen
Leitung 336 verbunden. Die Leitung 349 ist mit der Basis eines npn-Transistors 352 der Bauart 2N3391 verbunden,
dessen Emitter 353 geerdet ist. Der Kollektor 354 des Transistors 352 ist über einen Widerstand 355 von
1 kD. mit der gemeinsamen Leitung 346 und über einen
Widerstand 356 von 27 kfi mit der Basis 357 eines npn-Transistors 358 der Bauart 2N3391 verbunden. Die
Basis 357 ist ebenfalls mit der Anode einer Diode 359 und durch einen Widerstand 360 von 33 kQ mit der
gemeinsamen Leitung 336 verbunden. Der Emitter 361 des Transistors 358 ist geerdet, der Kollektor 362 zu
einer Verzweigung 363 geführt.
Der Knotenpunkt 363 ist wie folgt verbunden: durch einen Widerstand 364 von 27 kH mit der Basis 351 eines
Transistors 352; durch einen Widerstand 365 von 1 kfi
mit der Leitung 346; durch einen Widerstand 366 von 47 kü mit einer Leitung 367; sowie schließlich mit der
Anzapfung 368 für die Potentiometerwicklung 342.
Die Leitung 367 ist durch einen Widerstand 369 von 82 kn an Masse gelegt und mit dem Basiseingang der in
Tandem-Darlington-Schaltung verbundenen npn=Tran=
sistoren 370 und 371 verbunden, die jeweils von der Bauart 2N3391 und 2N3405 sind. Der Emitter des
Transistors 370 und die Basis des Transistors 371 sind mit einem Widerstand 372 von 1,8 kn an Masse gelegt
und der Emitter Jes Transistors 371 ist geerdet. Die Kollektoren der Transistoren 370 und 371 sind
verbunden und bilden eine Ausgangsleitung 373 auf einer Seite einer Gleichstromrelaisspule 374, deren
andere Seite über eine Lampe 375 mit der Leitung 376 verbunden ist Die Leitung 376 ist über eine Lampe 377
mit der gemeinsamen Leitung 346 von — 10 V verbunden, die mit der Anode einer 10-V-Zenerdiode
378 (1 W) der Bauart 1N1523 verbunden ist, deren Anode geerdet ist Die Leitung 376 ist ferner mit der
Kathode einer Diode 379 verbunden und über einen Kondensator 380 von 500 μΡ (25 V) geerdet
. Die Anode der Diode 379 ist mit einer Zuführung einer 12-V-Wechselstromquelle und mit der Anode einer Diode 380 verbunden, deren Anode mit einer Leitung 38t verbunden ist
. Die Anode der Diode 379 ist mit einer Zuführung einer 12-V-Wechselstromquelle und mit der Anode einer Diode 380 verbunden, deren Anode mit einer Leitung 38t verbunden ist
Die Leitung 381 ist über einen Kondensator 382 von 500 μΡ (25 V) geerdet und mit einer Seite eines
Widerstandes 383 von 350 Ω (2 W) verbunden, dessen andere Seite mit der gemeinsamen Leitung 336 von
-10 V und der Anode einer 10-V-Zenerdiode 384 (1 W) der Bauart INI523 verbunden. Die Kathode der Anode
384istget-rdet
Die Leitung 336 ist ebenfalls übw einen Widerstand
385 von 82 kSl mit der Kathode der Di jde 359 und mit
einer Seite eines Widerstandes 386 von lOkli
verbunden, dessen andere Seite an die Leitung 337 angeschlossen ist Die Leitung 337 ist über einen
Kondensator 387 von 0,1 μΡ geerdet
Die Leitung 381 ist ferner mit dem festen Pol 388 eines normalerweise offenen Kontaktes 389 verbunden,
der, wie durch die gestrichelte Linie angedeutet, bei Erregung eines Gleichstromrelais 374 geschlossen wird.
Zusätzliche Relaiskontakte können für die Relaisspule 374 gewünschtenfalls zur Betätigung anderer Alarmeinrichtungen
oder für weitere Funktionen vorgesehen sein.
Der Kontakt 389 liefert einen Emittereingang für einen transistorierten Oszillator, der innerhalb der
gestrichelten Linien 390 angegeben ist und einen Widerstand 391 von 100 kΩ und einen Kondensator 392
von 0,5 μΡ aufweisen kann.
Der Kollektorausgang 393 des Oszillators 390 ist an eine Seite einer Monitoreinrichtung, beispielsweise
eines nicht-gezeigten Lautsprechers, gelegt, während der Emitterausgang 394 an eine Seite einer 12-V-Wechselstromquelle
und an die andere Seite O?s Lautsprechers gelegt ist.
Im Blockschaltbild der F i g. 9 ist eine alternative Anordnung 395 von Eingangskomponenten für einen
Synchrondetektor 70 schematisch angegeben.
Ein empfangenes Eingangssignal 106 von 30± 1 MHz wird in einen Empfänger-Mischer 396 gegeben, in dem
ein Signal 397 von 28 ± 1 MHz ebenfalls vom Überlagerungsoszillator
398 eingespeist wird. Ein ähnliches Signal 399 von 28 MKz wird ebenfalls vom Oszillator
39C in. einen Bezugsmischer 400 gegeben, in den ein Bezugssignal 91 von 30± 1 MHz gegeben wird.
Ein Ausgangs&ignal 401 von 2MHz tritt durch ein
2-MHz-Schmalbandfilter 402, das eine Bandbreite von 20 kHz aufweisen kann, zum Synchrondetektor 70,
wobei der Ausgang 236 (oder 239) an den Alarmkreis 71 gelegt ist.
Der Bezugsmischer 400 erzeugt ein 2-M Hz-Ausgangssignal
403, das dem Synchrondetek.tor 70 und einem Frequenzdiskriminator 404 zugeführt wird. Der
Diskriminator 404 besitzt eine automatische Frequenzsteuerschaltung, d'e eine Gleichstrombezugssteuerspannung
405 erzeugen kann, um die Ausgangsfrequenz des Überlagerungsoszillators 398 genau zu steuern.
Mit der beschriebenen Anordnung 396 ist es möglich,
die Mittenfrequenz von 2 MHz auf ±0,1% zu steuern; und nur etwa 40 dB Rauschverminderung sind erforderlich
anstatt etwa 6OdB bei 30MHz. Man kann jedoch auch mit Schmalbandfilterung arbeiten.
Eine Ausführungsform eines Sensor-Emitterelementes 40 mit abgestimmter Schleife, das insbesondere für
das Sender-Empfänger-System 55 nach F i g. 3 geeignet ist, ist in den Fig. 10 und Il dargestellt. Nach der
Schnittdarstellung der Fig. 10 ist auf einer nicht-leitenden
Substratschicht 406 ein dünner Film oder eine dünne Schicht aus Ferrit 407 mit hoher Remanenz
abgeschieden oder auflaminiert oder aufgeklebt, die permanent magnetisierbar ist. Eine zweite Schicht bzw.
eine Folie aus Ferrit aus einem weichen Material niedriger Remanenz und vorzugsweise etwa halb so
dick wie die Schicht oder die Folie 407, ist auf der Schicht 407 angeordnet, auflaminiert oder abgeschieden.
Eine innere Antennenschleife 409 und eine äußere Antennenschleife 410, vorzugsweise aus Kupfer, sind auf
der Ferritschicht 408 angeordnet und durch eine Schicht nicht-leitenden Materials 41 abgedeckt, das als Oberfläche
zur Preis- oder Auszeichnungsinformation dient.
Nach F i g. 11 ist eine Schleife 409 mi· einem Luftspalt
412 vorhanden, den eine Kapazität 413 überbrückt; die Schleife 410 besitzt einen Luftspalt 414 mit einer
Nebenschlußkapazität 415. Die Schleifen 409 und 410 sind über ein nicht-lineares kapazitives Element 416,
beispielsweise eine in Sperrichtung vorgespannte Diode, die mit Selbstvorspannung arbeitet, verbunden.
Die Schleifen 409 und 410 können aus Kupferfolie und
Ferritfilmschichten 407 und 408 aus einer Ferritfolie gestanzt bzw. geprägt werden. Dann werden das
Substrat, der Film, die Folie, die einzelnen Kapazitäten und die Abdeckmaterialien zusammenlaminiert oder
zusammengesetzt. Verschiedene Teile können auch durch Vakuumelektrolyse oder durch Verdampfung
abgeschieden werden.
Die Schleifen 410 und 409 werden durch Kapazitäten 413. 415 und 416 abgestimmt oder auf Resonanz
gebracht, indem man das parametrische Prinzip benutzt, jeweils eine harmonische Rückstrahlung der Sende-
γ f.·-.- j__ c.._» ee ι Λ „
harmonischen Frequenz (beispielsweise 100 und 200 MHz) zu erzeugen.
Zunächst wird der Sensor-Emitter mit abgestimmter Schleife aktiviert, bevor dieser an Gegenständen, die
überwacht werden sollen, angebracht wird, und zwar so, daß er in ein magnetisches Feld ausreichender Größe
eingebracht wird, damit die Ferritfilmschicht 407 gesättigt wird und im gesättigten Zustand verbleibt. Da
der durch die Fenitfilmschicht 407 gehende Magnetfluß
durch die Ferritfilmschicht 408 zurückkehrt, die dünner als die Schicht 407 ist, wird die Schicht 408 ebenfalls
gesättigt gehalten. Die Induktanzen der Antennenschleifen bleiben so im wesentlichen durch das
Vorhandensein der Ferritfilmschicht unbeeinflußt
Der Sensor-Emitter 40 mit abgestimmter Schleife kann dann desaktiviert werden, indem er einem
magnetischen Wechselstrom zum Entmagnetisieren der Ferritfilmschicht 407 ausgesetzt wird.
Die Ferritfilmschicht 408 besitzt dann hohe Permeabilität
und die Induktanzen der Schleifen weisen etwa das Doppelte ihres vorhergehenden Wertes auf. Diese
Veränderung reduziert die Reaktionsfelder um einen Faktor etwa eines kombinierten Schleifengütefaktors
(Q) vom Wert 100; eine geeignete Einstellung kann in der Schwellenwert-Empfindlichkeit des Empfängersystemes
57 vorgenommen werden.
Mit der obenbeschriebenen Anordnung kann bei 100 MHz Grundfrequenz für das System 55 die
Spannung über den Spalt 414 bis zu 3 V getragen und von ausreichender Größe sein, damit eine merkliche
ϊ Nicht-Linearität erhalten werden kann. Bei einem Umwandlungsvermögen von 5% wird ein elektrisches
Reaktionsfeld der zweiten Harmonischen von etwa 7,8
erzeugt und kann so leicht ermittelt werden.
in In den Fig. 12 und 13 ist eine weitere Ausführungsform eines Sensor-Emitters 40 mit abgestimmter
Schleife dargestellt. Wie dm h den Diametralschnitt der
Fig. 12 angegeben, ist der Scliichiaufbau ähnlich der
des Elementes 40 in Fig. 10. nur daß nur eine Schicht
des Ferritfilms 417 vorhanden ist. In diesem Fall besitzt der Ferritfilm 417 eine Quadratschleifen-Hysterese-Charakteristik
und niedrige Verlustfaktoren bei Grundfrequenz.
Geeignete Kerritlümschichtcn 407, 4U8 und 4i/ von verschiedener Qualität, die durch die elektrische Zersetzung variierender Anteile /on Eisen, Mangan und Nickeloxiden sowie anderer Materialien wie Kobalt erzeugt werden, können verwendet werden.
Geeignete Kerritlümschichtcn 407, 4U8 und 4i/ von verschiedener Qualität, die durch die elektrische Zersetzung variierender Anteile /on Eisen, Mangan und Nickeloxiden sowie anderer Materialien wie Kobalt erzeugt werden, können verwendet werden.
Wie ein Vergleich mit der Draufsicht der F i g. 11
2) zeigt, sind beim Sensor-Emitter 30 mit abgestimmter
Schleife in der Draufsicht der Fig. 13 die Kapazitäten
413 und 415 fortgefallen.
Für dw Sensor-Emitter 40 mit abgestimmter Schleife
nach den F i g. 11 und 13 sollte Jer Außenradius 418 der
ίο Innenschleife 409 etwa 2Ii des Innenradius 419 der
Außenschleife 410 betragen, wobei die radialen Breiten der Schleifen etwa von gleicher Größenordnung sind.
Die Umfangsweiten der Spalte 412 und 414 sollten etwa
gleich der halben radialen Breiten ihrer entsprechenden
i-i Schleifen 409 und 410 sein. Die axiale Dicke der
Sensor-Emitterelemente 40 mit abgestimmter Schleife können so klein wie 0,125 mm oder weniger sein.
Die Empfindlichkeit des Gesamtsystems wird proportional dem Produkt der Gütezahlen (Q) für die Schleife
■in 409 und 410. Wie durch den schematischen Ersatzkreis
der Fig. 14 gezeigt, werden diese Faktoren durch
m~u..n..*» c:i,An>Ai.HfiAH ~*Λλ. η »A.. :m * «ι» .f ηΛη-
im Gleichgewichtszustand der Schleifen und der zugeordneten Komponenten und Materialien bestimmt.
Skineffektleitung, ohmsche und Strahlungsverluste und Kopplungsverluste im zweiten harmonischen Kreis 409
erfordern die wichtigsten Überlegungen in der zu optimierenden Konstruktion und Ausbildung der
Elemente 40, wodurch ein günstiger Wert für Gütezahl und Empfindlichkeit erreicht wird. Beispielsweise ist
eine Güteziffer von etwa 100 wünschenswert für eine Grundfrequenz von 100 MHz.
Nach den Fig. 15 und 16 kann eine Ausführungsform
eines Sensor-Emitters mit abgestimmter Schleife 40 entsprechend der Zeichnung verwandt werden, die nur
mit einer Antennenschleife 410 arbeitet welche so abgestimmt ist daß sie bei Systemgrundfrequenz in
Resonanz bzw. zum Rückstrahlen gebracht werden kann und in Anwendungsfällen brauchbar ist in denen
die Selektivität kein Problem ist da keinerlei Artikel 42 vorhanden sind, die ausreichend leitend sind, um das
angelegte Grundfrequenzfeld durch Erzeugung von Wirbelströmen zu stören.
Sind jedoch solche leitenden Gegenstände vorhan-
f.5 den, so liefert die Verwendung nicht-linearer Sensor-Emitter
40, die bei zweiten oder folgenden harmonischen Frequenzen rückstrahlen, die richtige Selektivität
da gewöhnliche leitende Gegenstände linear sind und
keinerlei harmonische i eldstradiiing erzeugen können.
Wie in I ι g. 19 dargestellt ist. können die Ausgang.
41 von (ileichstromniagnetspiilen 420 uiul 421 begrenzt
sein, die ein Glei^hstrommagnetfcld aufbauen, wodurch
die (ei ritfilmstliiehlen 407, 408 und 417 der Sensorlimitier
40 gesättigt werden, die sich vorher im inaktivierten oder passiven Zustand befanden. So
brau - cn eine vorläufige Aktivierung und Inaktivierung
im Hinblick auf eine autorisierte [Entfernung, wie weiter
unten beschrieben werden wird, nicht vorgenommen werden
In I ι g. 17 ist eine Ausfiihrtinpsform eines Sensor
1.mitters 40. einer Bauart mit relativ, unabgcstimmtem
oder unscharf abgestimmtem Kreis 425 dargestellt, und /war etwas schematised innerhalb eines Schildes oder
einer !Einkapselung, die mit gestrichelten Linien 426
angegeben ist. Der Kreis 42S ist aus einem nicht-linearen
keramischen kapazitiven [Element oder einer Diode
ist und als Faltdipol-Aniennen-Anordnung von etwa einer halben Wellenlänge ausgebildet ist. Beispielsweise
kann die so gebildete ovale Schleife eine Hauptachse etwa gleich dem 30fachen der Länge der kleinerer
Achse aufweisen, wobei der Durchmesser dei axialen Zuführungen 428 etwa 1A der Abmessung der kleineren
Achse ausmacht. Zu den geeigneten Dioden für das Element 427 gehören planare Dioden mit niedriger
Kapazität, ein diffundierte Mesa-Silizium-Dioden und andere Bauarten bestehend aus Germanium, Silizium
oder anderen Halbleitermaterialien aus den Gruppen III. V und V des periodischen Systems. Die Dioden
werden vorzugsweise dadurch gebildet, daß das Halbleitermaterial in kleine Stücke zerschnitten oder in
Würfel geschnitten wird, und ein isolierender Überzug auf die Oberfläche aufoxydiert oder abgeschieden wird
und nicht eine Einkapselung oder eine sonstige gesonderte Behandlung zur Herstellung der Isolierung
vorgenommen wird. Das verwendete Halbleitermaterial ist vorzugsweise Silizium mit einer Abdeckung aus
Siliziumnitrit; jedoch können Oxide des Siliziums oder Germaniums auch auf Spänen der jeweiligen Materialien
gebildet werden.
Die Axialzuführungen 428 bestehen vorzugsweise aus äußerst dünnem Gold; jedoch können Aluminium und
andere leitende und strahlende Materialien auch verwendet werden. Zwar werden Axialzuführungen 428
vorzugsweise mit einer halben Wellenlänge für die wirksamste Strahlung gewählt; jedoch können auch
Viertelwellenlängenzuführungen verwandt werden.
Die relativ unabgestimmten oder unscharf abgestimmten
Schleifen 425 sind insbesondere gut zur Verwendung mit Systemen 55 geeignet, die bei
Mikrowellenfrequenzen arbeiten (Siehe beispielsweise die F i g. 4,4A, 5 und 6). Bei den bevorzugten Grund- und
zweiten harmonischen Frequenzen für jeweils einen Betrieb von 915 und 1830 MHz können die Dioden 427,
wie sie nun tatsächlich in einer bevorzugten Ausführungsform des Systems eingesetzt werden, die folgenden
allgemeinen Charakteristiken aufweisen:
Null-Vorspannungskapazität (bei minus 1 V) 0,5 bis
1,1 μΡ, wobei 0,8 ±02 oder 0,8 ±03 μΡ bevorzugt
werden; eine relative Spannung in Durchlaßrichtung (bei 1 mA) etwa 0,260 bis 0,290 V; Grundfrequenz
größer als oder gleich 4000 MHz; Durchbruchspannung in Sperrichtung größer als oder gleich 1 V.
Nach Fi g. 18 kann ein Kreis 425 mit Axiaizuführungen
428 der Diode 427 als Schleife ausgebildet sein. Es kann aber auch, wie in Fig.20 angegeben, eine
Abstimmung mit einer Inncnschlcifc 429. die einen
Luftspalt oder eine Kapazität 430 aufweist, benutzt •λfielen. Darüber hinaus können dann, wenn etwas
anderes als eine mit Vorspannung Null arbeitende > Kapazitätsdiode 427 verwendet wird, ein oder mehr
Vorspannungskapa/.itaten43l eingebaut werden.
F ig. 21 zeigt eine Konstruktion für die Diode 427
ohne Einkapselung, wobei eine Weicheisenzufiihrung
oder Kontaktfeder 432 von einigen um Durchmesser
i" einen Kontakt mit einer Wolframoberdäche 433 in
einem Germanium- oder Siliciumplättehen 434 herstellt
Die Diode kann inaktiviert werden, indem sie in ein magnetisches Gleit lisiromfeld mit Qiierfluü eingesetzt
wird, worauf ein Moment auf die Kontaktfeder 432
ι * ausgeübt wird, wodurch sie in die gestrichelt eingezeichnete
Lage verschoben und der Kontakt unterbrochen wird. Eine ähnliche Konstruktion für die Diode 427
für Gleichstromquerfcld-Inaktivicrung ist im vergrößeri<»»i ^(^Ki-iitt nor-l-i P ί t» TJ nt>/Amt u/r» pinp Dinrvlriirli-
•— ^~ --■· · · r- -- c c
— -r---
:n treibkraft zur Trennung zwischen der Kontaktfeder 432
und dem positiv polarisierten Leitungsende 428 mit darauf befindlichen Halbleiterplättchen 434 erzeugt
wird.
F ' g. 23 zeigt schematisch eine andere Ausbildung für
:. einen unscharf abgestimmten Sensor-Emitter 425. in
dem die Axialzuführungcn 428 für die Diode 427 in Form einer archimedischen oder !ogarithmischen
Spirale gewickelt sind, so daß ein zirkular-polarisierter Rückstrahlfeldvektor erzeugt wird. Die Zuführungen
ic 428 können durch ein schmelzbares Element 435
miteinander verbunden werden, das bei der Inaktivierung auseinanderschmilzt, wenn sich ein übermäßiger
Stromfluß in der Schleife einstellt.
Alle Formen der abgestimmten Sensor-Emitter 40
π und der relativ unabgestimmten oder unscharf abgestimmten
Kreise 425 sollten so konstruiert sein, daß sich optimale elektromagnetische Rückstrahleffekte ergeben,
wobei diese Phänomene entsprechend dem Maxwell'schen Prinzip von den Parametern abhängen.
4Ii die die Leitungs- und Verschiebungsströme bestimmen.
Die isometrische Darstellung nach Fig. 24 zeigt
einen Ferrit- oder Ferroxkern 436 mit einer Spulenlagenwicklung
437 und Polen 438, die ein magnetisches Gleichspannungsfeld 439 für eine Einrichtung 440 zum
5 zerstörenden Inaktivieren für einen relativ unabgestimmten oder unscharf abgestimmten Kreis 425
erzeugen. Wie in Fig. 31 dargestellt, können die Pole
438 gewünschtenfalls zu einer gesteigerten Konzentration oder Tiefe des Feldes 439 ausgebildet sein.
5n Der schematische Verdrahtungsplan nach F i g. 25 zeigt eine Ausführungsform der Schaltung zur Betätigung
einer Einrichtung 440 zum Inaktivieren. Eine 110-V-Wechselstrom-Primärwicklung 441 erzeugt
270OV eff. auf der Sekundärseite 442 und eine ausreichende Spannung an einem Paar tertiärer
Steuerwindungen 443, um im Gegentakt Thyratrons, Siliziumschalter, gesteuerte Si-GIeichrichter oder andere
Leistungsschalter 444, beispielsweise gesteuerte Siliziumgleichrichter der Bauart MC 1708 zu triggern,
μ die gegen die Sekundärseite 442 durch eine Induktivität
445 von 10 H isoliert sind und gegenüber einer Kernspule 437 von 2 μΗ durch eine Kapazität 446 von
0,5 μΚ Der Schaltkreis gerät bei 100 kHz in Resonanz.
Die teilweise perspektivische Wiedergabe der Fig. 26 zeigt eine Anordnung von Inaktivierungseinheiten
an einer ausgangsseitigen Förderer-Kontroilsiation 46, in der ein reflektierender Tunnel 447 aus Aluminium,
Mu-Metall oder einem anderen Abschirmmaterial in
030 215/14
Verbindung mit einer räumlich in Reihen angeordneten
Vielzahl von Inaktivierungseinrichtungcn 440. ein Inaktivierungsfeld relativ gleichförmiger Dichte über
ein beträchtliches Warendiirchgangsvolumen aufstellt.
In ähnlicher Weise zeigt Fig. 27 die Verwendung einer
AbsehirmplaUc 447, die eine Kückstrahlungskon/entration
des Inaklivierungsflusses 439 erzeugt. Bei dieser
Anordnung ist die Inaktivierungseinrichtung 440 mit
einer Abstimm- und AnpaBeinheit 448 verbunden, die an den Ausgang 449 eines pulsierenden nichtdargestellten
Magnetrons, beispielsweise von I kW Spit/enimpulsleistung
und I bis 2 W mittlerer Leistung, angeschlossen ist.
Der schematische Verdrahtungsplan nach F i g. 28
zeigt eine Halbleiterschaltung 450 zur Betätigung der Spule 437 für eine Inaktivierungseinrichtung 440. Eine
Primärwicklung 451 mit I lü V F.ffektivwert erzeugt ein Potential von 390 V Effektivwert und 550 V Scheitel·
■ ·'Λ p* -vtirip/^Unn /inn r/iviinHir^th AllcnonfTClAltnnCTPII A^ J
und 453 und 110 V Effektiv zwischen den Ausgangslei-Hingen
453 und 454. Die Ausgangsleitungen 452 und 453 sind durch einen spannungsdämpfenden Kondensator
455 und einen Widerstand 465 zur Unterdrückung des Einschaltstoßes bzw. von Wanderungswellen parallelgeschaltet.
.
Die Leitung 452 führt etwa 0,7 A durch einen Widerstand 457 von 100 Ω und zwei kaskadengeschaltete
Dioden 458 für 3 A (100 V Scheitelsperrspannung), beispielsweise von der Bauart 1N4725 oder MrI040, für
einen reflektierten Strom-Scheitelwert in Durchlaßrichtung von 25 A und einen nicht-reflektierten Spannungsstoß von 300A, bei einer Kapazität von 50 μΡ bei
1000 V, zur Verzweigungsstelle 459. Ein Ende der
Kernspule 437 ist mit der Verzweigungsstelle 459, das andere über einen 1000-V-Kondensator 460 von 2 μΡ
mit der Ausgangsleitung 453 verbunden.
Die Kathode der beiden in Reihen geschalteten Dioden 461 ist mit der Verzweigungsstelle 459, die
Anode mit der Leitung 353 verbunden. Die Anoden einer Reihenschaltung von zwei Dioden 462 sind
ebenfalls mit der Verzweigungsstelle 459 verbunden. Die Dioden 461 und 462 lollten aus einem abgestimmten
Quad von 160 A (nicht-reflektierter Spannungsstoßstrom von 3600 A), beispielsweise vom Typ MR1227 SB
gewählt werden.
Die Kathode der Diode 462 ist an eine Verzweigungsstelle 463 angeschlossen, von der zwei oder vorzugsweise
vier gesteuerte Siliziumgleichrichter 464. ausgehen und mit der Leitung 453 verbunden sind. Ein
Zeitgeberkreis einer Reihenschaltung aus einem Widerstand 465 von 12 V£i (5 W) und einem Kondensator 466
von 033 \l¥ (1000 V) ist ebenfalls an die Verzweigungsstelle 463 angeschlossen und zur Leitung 453 geführt,
und ergibt eine Zeitkonstante von etwa 4 ms.
Steuerleitungen 467 für kaskadengeschaltete Gleichrichter 464 sind mit der Leitung 453 über Widerstände
468 von 560 Ω und über Kondensatoren 469 von 0,2 μΡ
mit einer ersten Ausgangsleitung 470 eines Doppelbasis-Transistors 471 der Bauart 2N3484 verbunden.
Eine zweite Ausgangsleitung 473 des Doppelbasis-Transistors
471 ist über einen Widerstand 474 von 100 Ω
an eine Verzweigungsstelle 475 angelegt. Die Verzweigungsstelle
475 ist mit einem Ende eines Widerstandes 476 von 4,7 kΩ verbunden, dessen andere St ite an den
Emitter 477 des Transistors 471 angeschlossen ist Der Emitter 477 ist über einen Kondensator 478 von 1 μΡ
mit der Leitung 453 verbunden.
Eine Zenerdiode 479 von 33 V (Leistung 1 W), der
Bauart I N3O.52. liegt zwischen Leitung 453 und
Ver/weigungsnfdle 475. die über einen Widerstand 480
von 4,7 ki2 (5 W) mit der Alisgangsleitung 454 verbunden ist.
F.inc alternative Inaktivicrungscinrichtung 450/1, isl in
F i g. 29 wiedergegeben, wobei ein Scheitelpotential von etwa 10 kV von der Sekundärseite 442 über einen
Widerstand 481 und kaskadengeschaltete Dioden 482 an einem Stromentladekreis angelegt wird, der von der
Kernspule 437 und einem Kondensator 483 gebildet wird. Die Stromschaltung erfolgt über einen parallelgeschalteten
Vakuumrelaiskontakt 484, der durch die Relaisspule 485 betätigt wird, welche ihrerseits durch
die Tertiärwicklung 443 über eine Diode 486 erzeugt wird.
Eine andere Form einer solchen Schaltung für o'ne
Inaktivierungseinrichtung 440 ist im schematischen Verdrahtungsplan der F i g. 30 dargestellt. Abgeschirmte
und äb^sicher!0 WprhcpknanniinaslpihlnuPn 487
und 488 mit 110 V und 2 A können selektiv über einen Leitungsschalter 489 an einen Kathodenheiztransformator
490 für 6,3 V und 3 A für eine Bündelendröhre 490' beispielsweise von der Bauart 6 DQ 5, angeschlossen
werden. Die Leitung 487 ist an eine mit Dioden arbeitende Gleichstromquelle 491 angeschlossen, von
der eine Leitung 492 mit + 150 V, eine Leitung 493 mit + 400 V und eine Masseleitung 494 ausgehen.
Die Leitung 492 isl über einen Widerstand 495 mit dem Schirmgitter 496 der Pentode 490 verbunden,
wobei das Schirmgitter 4% mit der Kathode 497 über einen Kondensator 498 von 0,001 μΡ verbunden ist. Die
Kathode 497 ist ebenfalls über einen Betätigungsschalter 499 selektiv an Masse 494 gelegt und an das
Anodengitter 500 angeschaltet.
Das Steuergitter 501 ist mit einer Seite der Primärwicklung 502 eines Schleifenstabs bzw. einer
Suchspule 503 angeschlossen, die eine Lampe 504 betätigt. Die Primärwicklung 502 liegt parallel zu einem
Glimmerdrehkondensator 505 von 30 bis 300 μΡ und ist
über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 506 von 18 kΩ (3 W) und einem Kondensator 507 von
0,002 μ F an die Kathode 497 gelegt.
Die Kathode 497 ist über einen Kondensator 508 von 0,1 μΡ an ein Ende einer Windung 437 für einen
Scheibenspulenkern 438 mit vier Windungen angeschlossen. Der Kern 438 ist unterhalb des Arbeitsbereiches
46 angeordnet und durch einen Faraday'schen Käfig 509 abgeschirmt.
Das andere Ende der Wicklung 437 ist über eine Spule 510 von 30 μΗ mit der Anode 511 der Röhre 490' und
mit einer 400-V-Leitung 493 über einen Glimmer-Drehkondensator 501 von 0,005 (2000 V, 7,5 A) verbunden.
Vorstehende Ausführungen zeigen, daß die verschiedenen Einrichtungen zum Inaktivieren von Sensor-Emittern
40 eine EntSättigung bei abgestimmten Schleifenelementen erforderlich machen, sowie eine
Dioden- oder Kapazitätsspannungsstoß-Zerstörung oder ein Unterbrechen schmelzbarer Elemente oder
magnetisierbarer Kontaktfedern bei relativ nicht-abgestimmten oder unscharf abgestimmten Schleifen 425.
Darüberhinaus kann es wünschenswert sein, eine visuelle Anzeige der Inaktivierung zu liefern; dies kann
durch selektives Einkapseln von Materialien einer wärmeempffindlichen Zusammensetzung für die Sensor-Emitter
40 erfolgen, wodurch eine Verfärbung oder Änderung in der Farbe bei Inaktivierung hervorgerufen
wird. Es können aber auch saure oder Alkaiisalze oder
Filmablagcrungcn in clic Elemente 40 eingebaut sein, di^
eine elektrolytische Änderung im pH-Wert sowie in der Farbe bti Spannungsänderungen während der Inaktivierung
erzeugen.
Nach dem Blockschaltbild der F i g. 32 is ekle andere
Ausfiihrungsform eines Sender-Empfänger-Systems 55 dargestellt, das mit Modulations- und Demodulationstechniken
arbeitet. Ein Impulsgenerator 513 von I kFlz steuert die Leistungsschwingröhre 514 und liefert ein
Signal von 915 MHz durch Filter 550 zur Sendeantenne 60. Wie durch das Diagramm 516 für das Frequenzspektrum
angegeben wird, werden Seitenbänder für den 915-kl l/Träger 517 bei einer Handbreite von 1000 Hz
erzeugt.
Ein Bczugsmischer 519 erzeugt ein Bezugssignal 91, das, wie durch das Spektrum 520 angegeben wird, seinen
Scheitel bei 30 MHz aufweist. Ein 1800-MHz-Überlagerungsoszillator
521 speist einen Empfängermischer 522 und erzeugt ein Schwebungsfrequenzsignal 102 mit
einem Spektrumverlauf um eine 30-MHz-Mittenfrequenz, wie aus dem Diagramm 523 ersichtlich ist.
Ebenfalls können natürlich Wobbeiverfahren (Kipp frequenz) zur Übertragung und Empfang eingesetzt
werden, wobei ein zweckmäßiger Detektorwert für den Synchron oder einen anderen Detektor 70 gewählt
wird.
11 ic ι vii l8Hiatt Zeichiniimen
Claims (12)
1. Antworteinrichtung für ein Überwachungssystem mit einem Sender zum Erzeugen eines Feldes
elektromagnetischer Wellen mit einer ersten Frequenz in einer Überwachungszone und einem
Empfänger für Wellen mit einer zweiten, unterschiedlichen Frequenz, die von der Antworteinrichtung
erzeugt sind, wobei in der Antworteinrichtung ein elektrisches nicht-lineares Impedanzelement mit
zwei Anschlüssen vorgesehen ist, das an einer Antenneneinrichtung zum Erkennen des ersten
Signals angeschlossen ist, welche auf einem Substrat zum Anbringen an dem zu überwachenden Gegenstand
angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß beide Anschlüsse des nicht-linearen
Elements (416; 427) unmittelbar an eine Antenne oder an mehrere Antennen (409, 410; 428, 429)
leitend angeschlossen sind, und das nicht-lineare Element sowohl zum Ermitteln der Wellen mit der
ersten Frequenz als auch in an sich bekannter Weise als Frequenzvervielfacher dient, um die Wellen mit
der genannten unterschiedlichen Frequenz zu erzeugen, die dann zurückgestrahlt werden.
2. Antworteinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das nicht-lineare Element (416;
427) eine Halbleiterdiode ist welche als nicht-lineares kapazitives Element arbeitet.
3. Antworteinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, jo gekennzeichnet durch eine (erste) Antennenschleife
(410) mit eir,!*m Luftspalt (414), über welchen ein
kapazitives Schwingelement (415) geschaltet ist, und
deren eines Ende mit einem Anschluß des nicht-linearen Elements (416) verbinder, ist, und durch eine
dicht unter der Antennenschleife liegende erste Ferritfilmschicht (408) niedriger Remanenz sowie
eine zweite, unter der ersten Ferritfilmschicht liegende zweite Ferritfilmschicht (407) hoher Remanenz.
4. Antworteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß innerhalb der ersten Schleife
(410) eine zweite Schleife (409) mit einem Luftspal·
(412) liegt, ein zweites kapazitives Schwingelement
(413) über den Luftspalt in der zweiten Schleife (409)
geschaltet ist und das nicht-lineare Element (416) ein die erste und zweite Schleife verbindendes nicht-lineares
kapazitives Element ist.
5. Antworteimrichiung nach Anspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß das nicht-lineare kapazitive V)
Element (416) eine mit Selbstvorspannung arbeitende Rückwärtsdiode ist, und daß die Dicke der
zweiten Ferritfilmschicht (407) etwa zweimal so groß wie die der ersten Ferritfilmschicht (408) ist und
die zweite Ferritfilmschicht (407) magnetisch gesättigt ist, um die Schleifen (410,409) abzustimmen und
die Antworteinrichtung (40) zu aktivieren.
6. Antworteinrichtung nach Anspruch I oder 2, gekennzeichnet durch eine erste leitende Schleife
(410) mit einem Luftspalt (414) und eine innerhalb der ersten Schleife angeordnete zweite leitende
Schleife (409) mit einem Luftspalt (412), wobei ein Ende der zweitem Schleife (409) mit einem Ende der
ersten Schleife (410) durch das nicht-lineare Element (416) verbunden ist und eine Ferritfilmschicht (417) h>
dicht unter den Schleifen (410, 409) angeordnet ist und eine angenähert quadratische Hysteresisschleife
hat und zum Abstimmen der Schleifen und Aktivieren der Antworteinrichtung (40) magnetisch
gesättigt ist,
7. Antworteinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein schmelzbares
Element (435) in dem Kreis des nicht-linearen Elements (427) und der Antenne (428) angeordnet ist.
8. Antworteinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das nicht-lineare
Element (427) ein Halbleiterplättchev? (434) mit einer Kontaktfeder (432) aus weichmagnetischem
Material aufweist, weiche den Kreis (425) unterbricht,
wenn sie einem querverlaufenden magnetischen Gleichfeld ausgesetzt wird.
9. Überwachungssystem zur Verwendung mit einer Antworteinrichtung nach einem der Ansprüche
1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise der Sender (56) und der Empfänger
(57) im Mikrowellenbereich arbeitende Vorrichtungen sind, wobei die Sendefrequenz zwischen 80 und
915 MHz, z. B. bei 100 MHz, liegt
10. Überwachungssystem nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (50,440) zum
zerstörenden Inaktivieren der Antworteinrichtung (40) auf einem Gegenstand, welcher sich unerfaßt in
der Überwachungszone aufhalten darf.
11. Überwachungssystem nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet daß die Antworteinrichtung (40) ein Material enthält welches eine sichtbare
Farbänderung beim Inaktivieren bewirkt
12. Überwachungssystem nach Anspruch 10 oder
11, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (440) zum Inaktivieren einen Hochleistungssender
(449, 448) geringer Reichweite zum Richten einer Energiequelle auf die Antworteinrichtung (40)
enthält, die ausreicht, diese auszubrennen.
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