DE19535615A1

DE19535615A1 - Datenerfassungssystem, insbesondere für Computertomographie-Geräte

Info

Publication number: DE19535615A1
Application number: DE19535615A
Authority: DE
Inventors: Bernard M Gordon; Louis R Poulo; Hans Weedon
Original assignee: Analogic Corp
Current assignee: Analogic Corp
Priority date: 1994-10-20
Filing date: 1995-09-25
Publication date: 1996-05-02
Also published as: US20010043153A1; US6657571B2; US6252531B1; JPH08279755A; JP3157435B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf ein Datenerfassungssystem (DAS) der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art, und insbesondere auf ein Datenerfassungssystem, das mit Überabtastung arbeitende Delta-Sigma-Analog-/(A/D)-Wandler verwendet, die speziell für die Verwendung in Computer tomographie-(CT-)Scannern ausgebildet sind.

Es sind Signalverarbeitungstechniken bekannt, bei denen eine gleichzeitige Erfassung einer Vielzahl von Analog-Informations signalen erfolgt, um Daten zu erfassen, die durch die Signale dargestellt sind. Beispielsweise werden bestimmte, im Handel er hältliche medizinische Abbildungssysteme, wie z. B. CT-Scanner dazu verwendet, innenliegende Merkmale eines betrachteten Gegen standes dadurch abzubilden, daß der Gegenstand einem vorgegebe nen Ausmaß und einer vorgegebenen Art von Strahlung ausgesetzt wird. Detektoren messen die Strahlung von dem Gegenstand und erzeugen Analogsignale, die innere Merkmale des Gegenstandes darstellen.

Im Beispiel von CT-Scannern schließen die Geräte der sogenannten dritten Generation eine Röntgenstrahlquelle und ein Röntgen strahl-Detektorsystem ein, die jeweils auf diametral gegenüber liegenden Seiten einer ringförmigen Platte befestigt sind. Die ringförmige Platte ist drehbar in einer Portalhalterung be festigt, so daß sich die ringförmige Platte während einer Ab tastung kontinuierlich um eine Drehachse dreht, während Röntgen strahlen von der Röntgenstrahlquelle durch einen in der Öffnung der Platte angeordneten Gegenstand hindurch zu dem Detektor system gelangen.

Das Detektorsystem schließt typischerweise eine Gruppe von De tektoren ein, die als eine einzige Reihe in der Form eines Kreisbogens mit einem Krümmungsradius an dem als Brennpunkt be zeichneten Punkt angeordnet sind, von dem die Strahlung von der Röntgenstrahlquelle ausgeht. Die Röntgenstrahlquelle und die Gruppe von Detektoren sind alle so angeordnet, daß die Röntgen strahlpfade zwischen der Quelle und jedem Detektor alle in der gleichen Ebene liegen, die als die "Scheibenebene" oder "Abtast ebene" senkrecht zur Drehachse der Platte bezeichnet wird. Die Röntgenstrahlen, die von einem einzigen Detektor zu einem Meß zeitpunkt während einer Abtastung erfaßt werden, werden als ein "Strahl" betrachtet. Weil die Strahlenpfade im wesentlichen von einer Punktquelle ausgehen und sich unter unterschiedlichen Winkeln zu den Detektoren erstrecken, ähneln die Strahlenpfade einem Fächer, so daß häufig der Ausdruck "Fächerstrahl" verwen det wird, um alle die Strahlenpfade zu einem Zeitpunkt zu be schreiben. Der Strahl wird teilweise durch die gesamte Masse auf seinem Pfad gedämpft, so daß eine einzige Intensitätsmessung als Funktion der Dämpfung und damit der Dichte der Masse auf diesem Pfad erzeugt wird. Projektionsansichten, d. h. Röntgenstrahl-In tensitätsmessungen, erfolgen typischerweise an jeder einer Vielzahl von Winkelpositionen der Platte.

Bei CT-Scannern oder Abtastgeräten der sogenannten vierten Generation umfaßt das Detektorsystem eine kreisförmige Anordnung von Detektoren, die an unter gleichen Winkelabständen verteil ten Positionen um eine Portalhalterung unter gleichen Abständen von dem Drehmittelpunkt der Platte befestigt sind, so daß sich die Quelle relativ zu den Detektoren dreht. Ein Fächerstrahl wird durch die Strahlenpfade von der rotierenden Quelle zu jedem Detektor definiert, wobei der Konvergenzpunkt jedes Fächerstrahls der entsprechende Detektor ist.

Die bei CT-Scannern verwendeten Detektoren sind üblicherweise entweder vom Festkörpertyp, wie z. B. Kadmium-Wolframat-Detek toren, die jeweils einen Szintillations-Kristall oder eine Schicht aus Keramikmaterial und eine Fotodiode aufweisen, oder vom Gastyp, wie z. B. Xenon-Detektoren. Die Röntgenstrahlquelle kann einen Dauerstrich-Strahl oder einen impulsförmigen Röntgen strahl liefern.

Ein Bild, das aus Daten rekonstruiert wird, die unter allen Projektionswinkeln während einer Abtastung bei beiden Arten von Maschinen erfaßt werden, ist eine Scheibe entlang der Abtast ebene durch den abgetasteten Gegenstand. Um ein Dichtebild des Schnittes oder der "Scheibe" des Gegenstandes in der definier ten Abtastebene zu "rekonstruieren" oder "rückzuprojizieren", wird das Bild typischerweise in einer Pixelmatrix rekonstruiert, in der jedem Pixel der Matrix ein Wert zugeordnet ist, der die Dämpfung aller der Strahlen darstellt, die durch ihre entspre chende Position in der Abtastebene während einer Abtastung hin durchlaufen. Während die Quelle und die Detektoren sich um den Gegenstand drehen, durchdringen die Strahlen den Gegenstand von unterschiedlichen Richtungen oder Projektionswinkeln aus und verlaufen durch unterschiedliche Kombinationen von Pixelplätzen. Die Dichteverteilung des Gegenstandes in der Scheiben- oder Schnittebene wird mathematisch aus diesen Messungen erzeugt, und der Helligkeitswert jedes Pixels wird so eingestellt, daß er diese Verteilung darstellt. Das Ergebnis ist eine Gruppe oder Matrix von Pixeln mit unterschiedlichen Werten, die ein Dichte bild der Schnittebene darstellt.

Obwohl die von den Detektoren während der Serie von Messungen erzeugten Signale die erforderlichen Daten zur Erzeugung des zweidimensionalen Bildes liefern, kann die Erfassung und Verar beitung der Daten verschiedene Konstruktionsprobleme aufwerfen. Beispielsweise muß eine große Anzahl von Detektoren für jeden Satz von Messungen verwendet werden, die für jede Projektions ansicht durchgeführt werden, und es muß eine große Anzahl von Projektionsansichten während einer Abtastung gewonnen werden, um ein ausführliches Bild mit ausreichender Auflösung zu schaffen (ein typischer CT-Scanner der dritten Generation weist in der Größenordnung von 350-1000 Detektoren auf, wobei beispielswei se 600-3000 Projektionsansichten während einer Periode von zwei Sekunden erfaßt werden, was zu Datenwerten, d. h. Detektor messungen, in der Größenordnung von 1 Million führt, obwohl die se Zahlen sich natürlich ändern können). Die Auflösung des auf diese Weise gebildeten Bildes kann durch Vergrößern der Anzahl der verwendeten Detektoren und/oder der Sätze von Messungen, d. h. der Projektionsansichten, verbessert werden, die verwendet werden. Hierdurch wird die Menge an erfaßten Daten vergrößert, so daß auch diese Signalinformationsmenge verarbeitet werden muß. Entsprechend müssen bei ungefähr 1 Million Datenwerten, die während einer typischen CT-Abtastung erfaßt werden, die auf die se Weise erfaßten Analogsignale in jedem Satz von Messungen oder Ansichten schnell und wirkungsvoll digitalisiert werden, damit eine Computerverarbeitung verwendet werden kann, um relativ schnelle Ergebnisse zu erzielen.

Entsprechend wird zur Verarbeitung der von der Gruppe von Detek toren empfangene Daten ein Datenerfassungssystem (DAS) verwen det, das die Daten im wesentlichen zum gleichen Zeitpunkt über eine Vielzahl von Kanälen bearbeitet. Das DAS schließt Einrich tungen zur Umwandlung der Vielzahl von Sätzen von Daten, die von den Detektoren während jeder Projektionsansicht als Analogsig nale empfangen werden, in entsprechende digitale Signale ein, so daß diese in einem digitalen Signalprozessor (DSP) verarbeitet werden können. Es ergeben sich jedoch vielfältige Probleme bei derzeit vorhandenen DAS-Konstruktionen. Beispielsweise erfordern viele für die CT-Abtastung erforderlichen Datenerfassungssysteme eine hohe Digitalisierungsauflösung in der Größenordnung von einer Million (10⁶) zu Eins oder mehr, d. h. 20 Bits oder mehr. Obwohl vielfältige A/D-Wandlertechniken bekannt sind, ergeben manche, wie z. B. die mit Iterationsverfahren arbeitende A/D-Um wandlung, eine unzureichende Signalauflösung und sind daher nicht in der Lage, ein Digitalsignal mit 20 Bits oder mehr zu erzielen. Im Hinblick hierauf wurden A/D-Wandler unter Verwendung von Integratoren entwickelt, um die erforderliche hohe Auflösung zu erzielen.

Wenn Datenerfassungssysteme mit einer Dauerstrich-Röntgenstrahl quelle verwendet werden, so ruft jede Modulation in der Röntgen strahlquelle während einer Abtastung über die Zeit Fehler her vor. Probleme treten auch dann auf, wenn das Datenerfassungs system mit einer impulsförmigen Röntgenstrahlquelle verwendet wird. Beispielsweise werden Bildfehler aufgrund von veränderli chen Nachglühmessungen von Röntgenstrahlimpulsen nicht notwen digerweise in identischer Weise für alle Kanäle behandelt. Diese Zwischenimpulswerte haben eine Gesamtauswirkung auf die Werte der erfaßten Analogsignale, die den erfaßten Röntgenstrahlen als Antwort auf die Impulse von Röntgenstrahlen von der Quelle ent sprechen, und die Zwischenimpulswerte sollten berücksichtigt werden, damit sich genaue Messungen ergeben. Zusätzlich kann der Leckstrom bestimmter Speichereinrichtungen, die in jedem Kanal angeordnet sind, um vorübergehend Informationen zu speichern, Fehler in der Signalumwandlung hervorrufen.

Obwohl viele dieser Probleme dadurch beseitigt werden können, daß ein getrennter Analog/Digital-Wandler für jeden Kanal ver wendet wird, war bisher eine derartige Lösung aufgrund der un tragbaren Kosten ungeeignet. Bei dem dynamischen Bereich der in jedem Kanal erzeugten Analogsignale im Bereich von 10⁶ : 1 ist auch ein mit einer linearen Rampe arbeitender Analog/Digital-Wandler praktisch nicht einsetzbar. Ein Datenerfassungssystem, das viele der vorstehenden Probleme überwindet oder zumindestens zu einem Minimum macht, ist in dem US-Patent 5 138 552 beschrie ben. In diesem Patent ist ein Datenerfassungssystem beschrieben, das nichtlineare Digitalisierungsintervalle dadurch verwendet, wobei ein eine nichtlineare Rampe aufweisender Analog/Digital-Wandler verwendet wird.

Zusätzlich verwenden CT-Scanner Detektoren, die einen niedrigen Pegel aufweisende Ausgangsströme erzeugen. Im allgemeinen schließen Festkörperdetektoren jeweils eine Schicht eines Szintillator-Kristalls oder Keramikmaterial zur Erzeugung von eine niedrige Energie aufweisenden Photonen als Funktion der eine hohe Energie aufweisenden Photonen ein, die von der Rönt genstrahlquelle empfangen werden. Eine Photodiode ist jedem Szintillator-Kristall zugeordnet, um einen Strom als Funktion der eine niedrige Energie aufweisenden Photonen zu erzeugen, die von dem entsprechenden Szintillator-Kristall oder Keramikmateri al emittiert und erfaßt werden. Weil die Photodioden einen Strom mit niedrigem Pegel liefern, ist typischerweise ein Vorverstär ker in Form eines Transimpedanz-Verstärkers vorgesehen, um den Strom in eine Spannung mit geeignetem Pegel umzuwandeln, damit er in ein Digitalsignal umgewandelt werden kann. Tatsächlich werden bei manchen CT-Scannern unter Verwendung von Gasdetekto ren ähnliche Transimpedanz-Verstärker aus den gleichen Gründen verwendet. Eine Analogfilterung des Ausganges jedes Transimpe danz-Vorverstärkers vor der A/D-Wandlung wird ausgeführt, um Außerband-Abschnitte des Breitbandrauschens zu unterdrücken, das in den Vorverstärkern und den diesen vorgeschalteten Photodioden auftritt. Die Durchführung dieser Filterung vor der A/D-Wandlung verhindert, daß das Rauschen während der A/D-Wand lung ein Alias-Signal in dem Frequenzband erzeugt, das die In formationsdaten enthält. Üblicherweise werden Abtast- und Halte schaltungen vor jedem A/D-Wandler vorgesehen, um jede aufeinan derfolgende Abtastprobe während der Zeitperiode zu halten, die zur Durchführung der A/D-Wandlung erforderlich ist.

Bei bestimmten CT-Scannern sind die Vorverstärker und Filter auf Teilgruppen von Detektoren und Filtern aufgeteilt, und die Ana logsignal-Ausgänge jeder Teilgruppe von Detektoren und Filtern werden einem Analog-Multiplexverfahren unterworfen, bevor sie in ein Digitalsignal umgewandelt werden. Eine Analog-Multiplexver schachtelung ergibt jedoch Schwierigkeiten bei der Anpassung der Umwandlungscharakteristiken der A/D-Wandler für die verschiede nen Teilgruppe aufgrund der Notwendigkeit einer sehr großen Anzahl von Auflösungsbits in den Wandler-Ausgangssignalen, damit das Bild rekonstruiert werden kann. Unterschiede hinsichtlich der Umwandlungscharakteristik können merkliche "Bildeinschnü rungs"-Bildfehler in dem endgültigen Bild hervorrufen. Die Bildeinschnürungs-Bildfehler erscheinen als Intensitätsänderun gen in dem rekonstruierten Bild mit beträchtlich niedrigerer räumlicher Frequenz, so daß sie üblicherweise bemerkbar sind. Die Auswahl von in Abstand voneinander angeordneten Photodioden für eine bestimmte Gruppe kann diese Bildfehler verringern. Hierdurch wird jedoch die Wahrscheinlichkeit vergrößert, daß eine hohe Raumfrequenz aufweisende Komponenten dieser Bildfehler in dem Bild auftreten. Diese eine hohe Raumfrequenz aufweisenden Komponenten können jedoch auch mit einem Tiefpaßfilter ausge filtert werden, wenn dies erwünscht ist, wobei lediglich einige eine hohe Raumfrequenz aufweisende Einzelheiten in dem endgülti gen Bild verlorengehen.

Weiterhin führen mit Abstand voneinander angeordnete Detektoren für jede Teilgruppe zu komplizierten Zwischenverbindungen, wodurch die Datenübertragung kompliziert wird. Zusätzlich vergrößern mit Abstand voneinander angeordnete Detektoren bei der Verwendung einer Zeitmultiplex-Architektur den mechanischen Abstand zwischen einigen der Detektoren und den jeweiligen Vorverstärkern, wodurch die Wahrscheinlichkeit des Auffangens äußerer elektrischer Signale als Störsignale vergrößert wird.

Ein Datenerfassungssystem mit einer hohen Auflösung, das für CT-Scanner entwickelt wurde und die Auswirkungen dieser Probleme beseitigt oder zumindestens verringert, ist ein Datenerfassungs system unter Verwendung von mit Überabtastung arbeitenden Delta- Sigma-A/D-Wandlern, wie sie in dem US-Patent 5 142 286 beschrie ben sind. Dieses Patent beschreibt einen eine hohe Auflösung aufweisenden A/D-Signalwandler, der üblicherweise zur Verarbei tung von Tonfrequenzsignalen verwendete Bauteile zur Verarbei tung von Daten in einem CT-Scanner verwendet. Die Umwandlung wird durch die Verwendung einer überabgetasteten interpolieren den (oder Delta-Sigma-) Modulation, gefolgt von einer digitalen Tiefpaßfilterung, erzielt, wobei typischerweise ein Filter mit finitem Impulsansprechverhalten (FIR-Filter), gefolgt von einer Dezimierung verwendet wird. Die Bezeichnung "Überabtastung" bezieht sich auf einen Betrieb des Modulators bei einer Abtast rate, die um ein Vielfaches oberhalb der Signal-Nyquist-Rate liegt, während der Begriff "Dezimierung" sich auf eine Unterab tastung bezieht, um auf diese Weise die Abtastrate auf die Nyquist-Rate zu verringern. Das Verhältnis R der Überabtastungs rate zur Nyquist-Signalrate wird als das "Überabtastverhältnis" bezeichnet. Wie dies in dem obengenannten Patent beschrieben ist, können Delta-Sigma-A/D-Wandler mit Einzelbitquantisierern in den Gesamtrückführungsschleifen ihrer Delta-Sigma-Modulatoren sehr lineare und vorhersagbare Wandlercharakteristiken aufwei sen, so daß eine Anpassung der Umwandlungscharakteristik einer Vielzahl von Delta-Sigma-A/D-Wandlern in einfacher Weise dadurch erreicht werden kann, daß sie in der gleichen Weise konstruiert werden. Dieses Ergebnis macht es möglich, einen derartigen Wandler mit jeder Photodioden- und Vorverstärkerkombination eines CT-Scanners ohne die Notwendigkeit einer Zeitmultiplex anordnung in dem Analogbereich zu verwenden.

Die in dem vorstehenden US-Patent vorgeschlagene Konstruktion erfordert notwendigerweise einen getrennten Transimpedanz-Vor verstärker zur Erzeugung eines Analog-Ausgangssignals in Abhän gigkeit von dem Photostrom der entsprechenden Photodiode des Festkörperdetektors. Das Analog-Ausgangssignal ist von Breit bandrauschen begleitet. Jedes Analog-Ausgangssignal wird einem analogen Antialiasing-Tiefpaßfilter zugeführt, dessen Ausgang dem Eingang eines entsprechenden Delta-Sigma-A/D-Modulators eines A/D-Wandlers zugeführt wird. Der Wandler schließt einen Datenraten-Dezimierer und ein Digitalfilter ein, das das Quanti sierungsrauschen von dem Delta-Sigma-Modulatorabschnitt des A/D-Wandlers sowie eine Komponente unterdrückt, die sich aus dem verbleibenden Breitbandrauschen von dem Vorverstärker ergibt.

Obwohl die in dem obengenannten US-Patent beschriebene Verwen dung von Delta-Sigma-Modulatoren für die A/D-Wandlung in einem Datenerfassungssystem bestimmte Vorteile gegenüber den bekannten A/D-Wandlern unter Verwendung von Integratoren ergibt, weist die in diesem Patent vorgeschlagene Konstruktion bestimmte Nachteile auf. Beispielsweise besteht derzeit ein großes Interesse an der Verringerung von Gesamtkosten von CT-Scannern. Das Datenerfas sungssystem trägt in beträchtlichem Ausmaß zu diesen Kosten bei. Obwohl der überabtastende Delta-Sigma-Modulator, der Datenraten-De zimierer und das Digitalfilter als A/D-Wandler sich ohne weiteres für integrierte Herstellungstechniken eignen, gilt dies nicht für den Transimpedanz-Vorverstärker und das Antialias- Tiefpaßfilter. Derzeit könnten derartige Analogschaltungen nur mit hohem Aufwand als Teil eines integrierten Halbleiterplätt chen-Satzes hergestellt werden, das den Delta-Sigma-Modulator einschließt, und wahrscheinlich wäre dies aufwendiger, als wenn diskrete Bauteile auf der Grundlage heutiger Integrationstech niken verwendet würden. Die Verwendung eines getrennten Trans impedanz-Vorverstärkers und eines Analogfilters für jeden Detektor in diskreter Form am Eingangsabschnitt jedes Kanals eines Datenerfassungssystems ergibt jedoch beträchtliche zusätzliche Kosten für das Datenerfassungssystem, wenn beispielsweise die Anzahl der erforderlichen Kanäle in der Größenordnung von 350 bis 1000 Kanälen liegt. Es ist daher wünschenswert, den Eingangsabschnitt des Datenerfassungssystems so zu vereinfachen, daß er vollständig als integrierte Schaltung ausgebildet werden kann, um hierdurch die Kosten des Datener fassungssystems zu verringern.

Zusätzlich muß ein Konstruktionskompromiß zwischen einem Daten erfassungssystem mit einem Spektralverhalten, das für den Frequenzbereich optimiert ist, und einem Datenerfassungssystem, das für den Zeitbereich optimiert ist, geschlossen werden. Insbesondere ist es klar, daß beim aufeinanderfolgenden Ausle sen des Ausganges eines Kanals der Auslesemeßwert während jedes Abtastintervalls so unabhängig wie möglich von den vorhergehen den Auslesemeßwerten von diesem Kanal sowie von Auslesemeßwerten sein sollte, die von anderen Kanälen gewonnen werden. Dies be einflußt die Zeitbereichs-Eigenschafen des A/D-Wandlers. Irgend ein "Überstrahlen" oder "Übersprechen" ein Signals in dem Kanal von einem vorhergehenden Abtastintervall, das in manchen Fällen als "Ansicht-zu-Ansicht-Übersprechen" bezeichnet wird, hat damit eine negative Auswirkung auf die Zeitbereichs-Eigenschaften des Wandlers. Andererseits bestimmt der Frequenzgang des Wandlers in großem Umfang das Signal-/Störverhältnis (S/N) und damit die Qualität des durch den Kanal hindurch verarbeiteten Signals. Das Datenerfassungssystem, das ein Tiefpaß-Analogfilter verwendet, wie z. B. das eine beste Abschätzung ergebende Filter der in dem US-Patent 4 547 893 beschriebenen Art, um das spektrale An sprechverhalten des Ausganges des Transimpedanzverstärkers zu formen, ist hinsichtlich seiner Frequenzbereichs-Charakteristi ken auf Kosten einiger seiner Zeitbereichs-Eigenschaften opti miert, wobei ein Übersprechen von bis zu 25% nicht unüblich ist (d. h. 25% des Signals stammen von vorhergehenden Auslesemeß werten in dem Kanal). Andererseits ist ein Analogfilter vom Integratortyp hinsichtlich seiner Zeitbereichs-Charakteristiken optimiert, weil der Integrator nach jedem Abtastintervall und vor dem nächsten Abtastintervall gelöscht oder auf Null gesetzt wird. Dies stellt ein nur geringes oder kein Übersprechen sicher, jedoch auf Kosten eines negativen Einflusses auf die Frequenzbereichseigenschaften, wobei hochfrequentes Rauschen in beträchtlichem Umfang vorhanden ist.

Zusätzlich zu den vorstehenden Problemen kann elektronisches Rauschen ein sehr erhebliches Problem bei Datenerfassungssyste men sein, wie sie für CT-Scanner verwendet werden, insbesondere bei niedrigen Detektorsignalpegeln. Die in dem US-Patent 5 142 286 beschriebene Konstruktion verwendet einen Delta-Sigma-Modulator und ein digitales FIR-Filter. Die Rauschpegel dieser Konstruktion bleiben über den gesamten dynamischen Bereich des Eingangssignals im wesentlichen gleich. Weiterhin ist der Rauschpegel des Röntgenstrahl-Flusses nicht für alle Flußpegel konstant, sondern angenähert proportional zur Quadratwurzel zur Anzahl der vorhandenen Photonen. Wenn daher das elektronische Rauschen der Schaltung einen relativ festen Pegel aufweist, neigt der S/N-Pegel (der eine Funktion sowohl des Rauschpegels des Röntgenstrahlflusses als auch des elektronischen Rauschens ist) des Analogsignals, das in jedem Informationsübertragungs kanal vor der Digitalisierung geliefert wird, zu einer Verschlechterung, wenn das Signal kleiner wird.

Schließlich ist die Gleichspannungsstabilität von großer Bedeu tung bei Datenerfassungsanwendungen von CT-Scannern, weil eine Drift des erfaßten Signals in schwerwiegender Weise die Gleich förmigkeit des Betriebsverhaltens von Kanal zu Kanal und damit die Qualität des Bildes beeinträchtigen kann, das aus den von den erfaßten Signalen abgeleiteten Daten rekonstruiert wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Datenerfassungs system der eingangs genannten Art zu schaffen, das bei verrin gertem Kostenaufwand eine vergrößerte Auflösung sowie eine Verringerung der vorstehend genannten Probleme ergibt.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Das erfindungsgemäße Datenerfassungssystem verwendet eine Delta- Sigma-A/D-Wandlung bei erheblich verringerten Kosten und kann in sehr einfacher Weise in Form von integrierten Schaltungen aus gebildet werden, die auf eine niedrige Amplitude aufweisende Eingangsströme ansprechen, die von den Detektoren eines CT-Scanners empfangen werden.

Bei dem erfindungsgemäßen Datenerfassungssystem werden Delta- Sigma-A/D-Wandler verwendet, ohne daß eine Analogsignal-Zeit multiplexbearbeitung erforderlich ist, wobei sich ein verbes serter Frequenzgang mit minimalem Übersprechen ergibt.

Bei dem erfindungsgemäßen Datenerfassungssystem ergibt sich weiterhin eine neuartige Formung des Rauschverhaltens von Delta- Sigma-A/D-Wandlern über den gesamten dynamischen Bereich des Ausgangsstromes von Detektoren eines CT-Scanners, so daß das schlechtere Signal-/Rauschverhältnis bei niedrigen Röntgen strahl-Photonenpegeln kompensiert wird.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform weist das Datenerfas sungssystem unter Verwendung von Delta-Sigma-A/D-Wandlern weiterhin eine neuartige Digitalfilter-Übertragungsfunktion mit einer FIR-Filtercharakteristik auf, die für Datenerfassungs systeme bei CT-Anwendungen optimiert ist und ausgezeichnete Eigenschaften sowohl im Frequenzbereich als auch im Zeitbereich aufweist.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird wei terhin ein eine beste Abschätzung ergebendes und ein optimales Übertragungsverhalten aufweisendes Filter geschaffen, das eine Verbesserung gegenüber der Filterkonstruktion nach dem US-Patent 4 547 893 darstellt.

Der erfindungsgemäße Delta-Sigma-A/D-Wandler weist weiterhin eine verbesserte Gleichspannungsstabilität auf.

Der erfindungsgemäße Delta-Sigma-A/D-Wandler schließt einen Delta-Sigma-Modulator mit einem integrierenden Verstärker ein, der in der Schleife des Modulators angeordnet ist, so daß der Eingang des Modulators zum Empfang von Eingangsströmen mit rela tiv niedrigen Pegel angeschaltet werden kann, um auf diese Weise die Gleichspannungsstabilität zu verbessern. Der Modulator ist speziell für eine Ausführung in Form einer integrierten Schal tung in einem Datenerfassungssystem eines CT-Scanners ausgebil det, so daß der Stromausgang eines Detektors des Scanners direkt mit dem Eingang des Modulators des Wandlers verbunden werden kann. Die Rauschformungseigenschaften sind so ausgebildet, daß sich ein verbesserter Frequenzgang mit minimalem Übersprechen ergibt. Die Rauschformung des Wandlers wird über den gesamten dynamischen Bereich der Ausgangsströme der Detektoren des CT-Scanners so ausgebildet, daß das schlechtere Signal-/Rauschver hältnis für niedrige Eingangsströme teilweise kompensiert wird. Der bevorzugte Wandler schließt weiterhin eine neuartige digi tale Filterübertragungsfunktion mit einer FIR-Filtercharak teristik ein, die für Datenerfassungsanwendungen bei CT-Scannern optimiert ist und ausgezeichnete Charakteristiken sowohl im Frequenzbereich als auch im Zeitbereich aufweist.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in der Zeichnung dar gestellten Ausführungsbeispielen noch näher erläutert:

In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 eine teilweise schematische und teilweise in Blockschaltbildform dargestellte Ansicht eines Computertomographie-Scanners der dritten Genera tion, der so ausgelegt sein kann, daß er die vorliegende Erfindung einschließt,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Kanals eines bekannten Datenerfassungssystems, das eine Zeitmultiplex verarbeitung, ein Antialias-Tiefpaß-Analogfilter und eine A/D-Wandlertechnik mit automatischer Meßbereichswahl (oder mit einem einen schwimmen den Arbeitspunkt aufweisenden Verstärker) verwendet,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Kanals eines bekannten Datenerfassungssystems, das eine Zeitmultiplex verarbeitung, ein analoges Integrations- und Ausgabefilter und eine A/D-Wandlertechnik mit automatischer Meßbereichswahl (oder mit einem einen schwimmenden Arbeitspunkt aufweisenden Verstärker) verwendet,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Kanals eines bekannten Datenerfassungssystems, wie es in dem US-Patent 5 142 286 beschrieben ist,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Kanals eines Datener fassungssystems gemäß der vorliegenden Erfin dung,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausfüh rungsform des in Fig. 5 gezeigten Delta-Sigma-A/D-Wandlers,

Fig. 7 ein Blockschaltbild der bevorzugten gerätemäßi gen Ausführung des in Fig. 6 gezeigten Delta-Sigma-Modulators,

Fig. 8 eine graphische Darstellung eines Vergleichs von zwei Analog-Tiefpaßfiltern, einem Filter vom integrierenden Typ und dem Spektralverhalten des digitalen FIR-Filters, das bei der bevor zugten Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung gemäß Fig. 6 verwendet wird, und

Fig. 9 eine graphische Darstellung, die die Verringe rung des elektronischen Rauschens für einen Kanal der bevorzugten Ausführungsform des Daten erfassungssystems unter Verwendung des Delta-Sigma-A/D-Wandlers zeigt, wenn das Eingangssig nal kleiner wird.

Fig. 1 zeigt die wesentlichen Elemente eines Computertomogra phie- oder CT-Scanners der sogenannten dritten Generation. Der CT-Scanner 10 umfaßt ein Portal, das einen Portaltragrahmen 12 einschließt, um eine ringförmige Platte 14 um eine Drehachse zu lagern, die mit 16 bezeichnet ist. Die Platte 14 weist eine Öff nung 18 zur Aufnahme des abzutastenden Gegenstandes 20 auf, wo bei dieser Gegenstand typischerweise auf einem freitragend ge halterten Tisch 22 angeordnet ist. Die Platte 14 trägt eine Röntgenstrahlquelle und eine Detektoranordnung 26 auf diametral gegenüberliegenden Seiten der Öffnung 18. Wie dies zu erkennen ist, ist der von der Quelle 24 erzeugte Fächerstrahl 28 auf die Detektoranordnung 26 gerichtet. Die Detektoranordnung ist mit einem Datenerfassungssystem 30 zur Verarbeitung der von der Detektoranordnung 26 empfangenen Daten verbunden. Die Daten werden von dem Datenerfassungssystem 30 verarbeitet und in einem Speicher 32 gespeichert. Ein Rückprojektionscomputer 34 ist zur Verarbeitung der Daten in einer gut bekannten Weise unter Verwendung von Radon-Mathematikverfahren ausgebildet, so daß die Daten an einen Anzeigeprozessor 26 zur Archivierung, wie dies bei 38 gezeigt ist, zur Lieferung eines Ausdruckes, wie dies bei 40 gezeigt ist, oder zur Anzeige auf einer Konsole geliefert werden kann, wie dies bei 42 gezeigt ist.

Eine Art eines bekannten Datenerfassungssystems, wie es übli cherweise in einem CT-Scanner unter Verwendung von Festkörper detektoren verwendet wird, ist in Fig. 2 gezeigt. Bei einem typischen CT-Scanner sind von ungefähr 350 bis 1000 Detektoren vorgesehen (von denen lediglich einer in Fig. 2 gezeigt ist), die die gleiche Anzahl von Signalen über die gleiche Anzahl von Kanälen erzeugen. Wie dies gezeigt ist, umfaßt ein Festkörper detektor 50 (1) einen Szintillator-Kristall oder ein Keramik material 52 zur Emission von eine niedrige Energie aufweisenden Photonen in Abhängigkeit von und als Funktion von den hochener getischen Photonen, die von der Röntgenstrahlquelle des CT-Scanners erzeugt und von dem Kristall erfaßt werden, und (2) eine Photodiode 54 zur Lieferung eines Ausgangsstromes als Funktion der und in Abhängigkeit von den eine niedrige Energie aufweisenden Photonen, die von dem Kristall oder dem Keramik material erfaßt werden. Damit liefert der Detektor 50 ein Strom ausgangssignal als Funktion von den erfaßten Röntgenstrahlpho tonen und in Abhängigkeit hiervon. Die Diode 54 ist mit einem Nullpunkt-Transimpedanz-Vorverstärker 56 verbunden, um den Ausgangsstrom der Diode in eine Spannung mit geeignetem Pegel umzuwandeln. Der Ausgang des Vorverstärkers 56 ist mit dem Anti aliasing-Tiefpaß-Analogfilter 58 verbunden. Die durch die jewei ligen Detektoren 50, Vorverstärker 56 und Filter 80 gebildeten Kanäle, über die die entsprechenden Analogsignale übertragen werden, sind in Gruppen unterteilt, wobei die Kanäle jeder Gruppe einen A/D-Wandler auf Zeitteilungsbasis verwenden, um auf diese Weise die Gesamtkosten des Datenerfassungssystems zu verringern. Die jeder Gruppe zugeordneten Analogsignale werden dem gemeinsamen A/D-Wandler 62 über einen Analogsignal-Zeit multiplexer 60 in aufeinanderfolgender Weise zugeführt, so daß alle über die Kanäle einer Gruppe übertragenen Analogsignale unabhängig voneinander von dem gemeinsamen A/D-Wandler 62 umge wandelt werden können. Der Wandler ist vorzugsweise von der Art, die als A/D-Wandler mit schwimmendem Arbeitspunkt (oder mit automatischer Meßbereichswahl) bezeichnet wird, wobei sowohl ein Verstärker mit schwimmendem Arbeitspunkt als auch ein A/D-Wandler mit schwimmendem Arbeitspunkt verwendet wird, und dieser Wandler arbeitet in gut bekannter Weise. Ein Beispiel für einen derartigen A/D-Wandler ist in dem US-Patent 5 053 770 beschrie ben. Nach der Umwandlung werden die Signale einem digitalen Datenmultiplexer 64 zugeführt.

Wie dies in Fig. 3 gezeigt ist, kann ein analoges Integrations- und Ausgabefilter 70 anstelle des Filters 58 eingesetzt werden. Auch hier ist eine Multiplexer-Anordnung vorgesehen, um die Anzahl der A/D-Wandler zu verringern, die zur Verarbeitung der Signale benötigt werden, die von allen Detektoren geliefert werden.

Bei der Verwendung der Analogsignal-Zeitmultiplexanordnung nach Fig. 2 oder 3 ist die Signalumwandlung für die durch die verschiedenen Gruppen verarbeiteten Signale häufig nicht in dem Ausmaß identisch, wie es erforderlich ist, um die gewünschte hohe Auflösung für einen relativ großen dynamischen Bereich zu erzielen. Die Unterschiede von üblicherweise verwendeten A/D-Wandlern können zu ungleichförmigen Auslese-Meßwerten führen. Wie dies weiter oben beschrieben wurde, können die Analog-Tiefpaßfilter 58 so ausgelegt werden, daß sie einen brauchbaren Frequenzgang aufweisen, doch weisen sie ein schlechtes Ansprech verhalten im Zeitbereich auf. Beispielsweise ist in Fig. 8 der Frequenzgang eines zweipoligen Analog-Tiefpaßfilters mit einem Flankenabfall von -12 dB/Oktave, beginnend bei der Grenzfrequenz von 260 Hz mit A bezeichnet, während der Frequenzgang eines dreipoligen Analog-Tiefpaßfilters mit einem Flankenabfall von -18 dB/Oktave, beginnend mit der Grenzfrequenz von 380 Hz bei B, gezeigt ist. Bei der Verwendung dieser Filter tritt jedoch ein Übersprechen von bis zu 25% auf. Die Verwendung des analo gen Integrations- und Ausgabe- oder "boxcar"-Filters 70 gemäß Fig. 3 ergibt ein besseres Ansprechverhalten im Zeitbereich, beispielsweise ein Übersprechen in der Größenordnung von weniger als 1%. Wie dies jedoch anhand der Kurve C in Fig. 8 zu erkennen ist, erfolgt die Verbesserung in dem Zeitbereich auf Kosten ei nes schlechteren Frequenzganges, wobei die effektive Abfallflan ke der Kurve C gemäß Fig. 8 eine wesentlich geringere Neigung aufweist, als sie mit den Analog-Tiefpaßfiltern erzielt wurde, die durch die Kurven A und B dargestellt sind.

Die Delta-Sigma-A/D-Wandlerkonstruktion, die in dem US-Patent 5 142 286 beschrieben ist, ergibt eine Verbesserung gegenüber den Datenerfassungssystemen der Art, wie sie in Verbindung mit Fig. 2 und 3 beschrieben wurden, und die Analog- und Tiefpaß filter und integrierende Filter verwenden. Ein vereinfachtes Blockschaltbild der Delta-Sigma-A/D-Wandlerkonstruktion ist in Form eines Blockschaltbildes in Fig. 4 gezeigt. Wie dies gezeigt ist, ist die Photodiode 54 jedes Detektors 50 mit einem Null punkt-Transimpedanz-Vorverstärker 56 verbunden, der seinerseits mit einem Antialiasing-Tiefpaß-Analogfilter 58 verbunden ist, so daß sich die gleiche Konstruktion wie in Fig. 2 ergibt. Der Aus gang des Filters 58 ist jedoch mit einem Delta-Sigma-A/D-Wandler 80 verbunden, der den mit Überabtastung arbeitenden interpolie renden Delta-Sigma-Modulator 82 und die Datenraten-Dezimierer- und Digitalfiltereinheit 84 aufweist. Jeder Kanal ist daher durch einen Detektor 50, den Transimpedanz-Verstärker 56, das Filter 58, den Modulator 82 und die Dezimierer- und Filterein heit 84 gebildet, wodurch die Notwendigkeit eines Analog-Mult iplexers entfällt, weil jeder Kanal seine eigene A/D-Wandlung aufweist. Zusätzlich ist der Delta-Sigma-Modulator 82 so ausge bildet, daß er einen großen Teil des Rauschens (das durch das Quantisierungsrauschen dominiert ist) zu höheren Frequenzen hin verschiebt, so daß es nachfolgend durch die Datenraten-Dezi mierer- und Digitalfiltereinheit 84 entfernt wird. Jeder Kanal ist mit einer digitalen Datenablaufsteuerung 86 zur Erzielung einer Ablaufsteuerung von Daten an die Schnittstelle mit dem Speicherbauteil und mit dem Rückprojektionscomputer nach Fig. 1 verbunden. Obwohl die Anordnung eine auf Zeitteilungsbasis betriebene digitale Datenablaufsteuerung 86 verwendet, ist zu erkennen, daß diese Zeitteilung im Digitalbereich, in dem Signale einen von zwei Werten aufweisen, mit wesentlich gerin gerer Wahrscheinlichkeit zu Fehlern führt, als bei einem Analog signal-Zeitmultiplexsystem, bei dem eine Übertragung auf einer Zeitteilungsbasis für Signale erforderlich ist, die in einem dynamischen Bereich von ungefähr 1 Million zu Eins gemessen werden, so daß eine Quantisierungsverschiebung des Analogsignals (gleich einem Millionstel des vollen Signalwertes) einen Fehler einführen kann. Weiterhin ergibt die Anordnung nach Fig. 4 eine Verbesserung gegenüber den anhand der Fig. 2 und 3 beschriebenen Anordnungen, weil jeder Delta-Sigma-Wandler 80, der den mit Überabtastung arbeitenden Delta-Sigma-Modulator 82 und die Datenraten-Dezimierer- und Digitalfiltereinheit 84 umfaßt, Einzelbit-Quantisierer in den Gesamt-Rückführungsschleifen seines Delta-Sigma-Modulators 82 aufweist und daher eine sehr lineare Umwandlungscharakteristik hat. Eine Anpassung der Um wandlungscharakteristik einer Vielzahl von Delta-Sigma-A/D-Wand lern kann in sehr einfacher Weise dadurch erreicht werden, daß sie so konstruiert werden, daß sie die gleichen Einzelbit-Quan tisierer in den Gesamt-Rückführungsschleifen ihrer Delta-Sigma-Modulatoren aufweisen. Dieses Ergebnis macht es möglich, einen derartigen Wandler mit jeder Photodioden- und Vorverstärker-Kom bination 54, 56 zu verwenden, ohne daß es erforderlich ist, eine Zeitmultiplex-Verknüpfung im Analogbereich durchzuführen.

Weiterhin bestimmen, wie dies in dem US-Patent 5 142 286 be schrieben ist, zwei Hauptfaktoren die Auflösung der Delta-Sigma-A/D-Wandler. Ein Faktor ist das Überabtastungsverhältnis R und der andere Faktor ist die "Ordnung" des Modulators. Es ist vor zuziehen, einen eine höhere Ordnung aufweisenden Modulator in einem CT-Scanner zu verwenden, weil das Überabtastungsverhältnis R nicht ganz so groß sein muß, wobei zu berücksichtigen ist, daß es Hardware-Begrenzungen dafür gibt, wie kurz die Dauer eines Abtastintervalls gemacht werden kann. Die Verringerung der Anzahl der Abtastproben, die zur Erzielung einer bestimmten Bit-Auflösung bei der Delta-Sigma-A/D-Wandlung erforderlich sind, verringert die Zeit, die erforderlich ist, um die Daten für jede Projektionsansicht zu erfassen. Der Begriff "Ordnung" zeigt jedoch den relativen Grad der Spektralformung an, den der Delta- Sigma-Modulator ergibt. Eine höhere Frequenzselektivität ist mit einem Modulator höherer Ordnung unter Inkaufnahme einer vergrößer ten Hardware-Kompliziertheit erzielbar, insbesondere in der Dezimierer- und Filtereinheit, die zur Unterdrückung des Quanti sierungsrauschen von dem Modulator erforderlich ist. Wie dies in dem obengenannten US-Patent beschrieben ist, weist eine digitale FIR-Filterkonstruktion, die zur Verwendung als Dezi mierer- und Filtereinheit eines Delta-Sigma-Modulators zur Erzielung einer Frequenzselektivität gegen Quantisierungs rauschen geeignet ist, den folgenden Frequenzgang auf:

(1) sinc^(L+1)(οT), worin

L die Ordnung des Delta-Sigma-Modulators,
ο die Winkelfrequenz und
T die Modulatorperiode ist.

Es ist jedoch festzustellen, daß die in dem vorstehend genannten US-Patent beschriebene Konstruktion Einschränkungen aufweist. Zunächst macht es die Verwendung des Nullpunkt-Transimpedanz-Ver stärkers 56 und des Analogfilters 58 schwierig, diese Kon struktion vollständig in Form einer integrierten Schaltung aus zubilden. Obwohl der Wandler 80 und die Folgeschaltung in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt werden können, gilt dies nicht für den Eingangsteil, der den Vorverstärker 56 und das Filter 58 umfaßt, und zwar aufgrund der Art dieser Bauteile. Daher benötigt ein Datenerfassungssystem mit 350 bis 1000 Kanä len 350 bis 1000 diskrete analoge Eingangsbauteile zur Bildung der Vorverstärker und Filter. Dies trägt zu beträchtlichen Kosten für das Datenerfassungssystem bei. Weiterhin wurden typische Delta-Sigma-Modulatoren und Dezimatoren und Filter ur sprünglich zur Verarbeitung von Tonfrequenzsignalen entwickelt, bei denen die Gleichspannungsstabilität von geringer Bedeutung ist und das Signal-/Rauschverhältnis des Signals über den dyna mischen Bereich des Tonfrequenzsignals im wesentlichen gleich bleibt. Wie dies weiter oben erläutert wurde, ist jedoch die Gleichspannungsstabilität bei der Verarbeitung von Datensignalen in einem CT-Scanner von großer Bedeutung, weil eine Gleichspan nungsdrift Ungenauigkeiten in dem rekonstruierten Bild hervor rufen kann, das aus den Daten erzeugt wird. Weiterhin ist das Signal-/Rauschverhältnis von Tonfrequenzsignalen zumeist über den dynamischen Bereich des Signals gleich, während der Rausch pegel des Röntgenstrahlflusses für alle Flußpegel im wesent lichen nicht konstant, sondern angenähert proportional zur Qua dratwurzel der Anzahl von vorhandenen Photonen ist. Wenn daher das elektronische Rauschen der Schaltung im wesentlichen einen relativ festen Pegel aufweist, so verschlechtert sich der Signal-/Rauschpegel des in jedem Informationsübertragungskanal gelieferten Analogsignals vor der Digitalisierung um so mehr, je kleiner das Signal wird.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Delta-Sigma-A/D-Wandler speziell zur Verwendung in einem Datenerfassungssystem eines CT-Scanners ausgebildet, so daß er eine größere Gleichspannungs stabilität und ein verbessertes Betriebsverhalten sowohl im Frequenz- als auch im Zeitbereich aufweist und in Form einer integrierten Schaltung ausgebildet werden kann, damit die Kosten des Datenerfassungssystems verringert werden. Wie dies in Fig. 5 gezeigt ist, wird der Ausgangsstrom der Diode 54 direkt dem Eingang des einen Stromeingang aufweisenden, mit Überabtastung arbeitenden Delta-Sigma-Modulators 90 des Delta-Sigma-A/D-Wand lers 94 zugeführt. Der Ausgang des Modulators wird der Daten raten-Dezimierer- und Digitalfiltereinheit 92 zugeführt, um die Datenrate auf die interessierende Bandbreite zu reduzieren und um Hochfrequenzrauschen auszufiltern. Der Ausgang des Filters 92 wird der digitalen Datenablaufsteuerung 96 zugeführt. Wie dies im folgenden weiter erkennbar wird, ist es durch Ausbildung des Modulators 20 als Stromeingangsbauteil möglich, den sonst am Eingang angeordneten Transimpedanz-Vorverstärker fortzulassen, der in Fig. 4 mit 56 bezeichnet ist. Zusätzlich kann das Anti alias-Filter 58 nach Fig. 4 ebenso fortgelassen werden, indem die Rauschformungscharakteristik des Modulators 20 und der Datenraten-Dezimierer- und Digitalfiltereinheit 92 so ausgelegt wird, daß sich verbesserte Ergebnisse ergeben. Daher können die Bauteile, die bisher in Form von diskreten Bauteilen hergestellt werden mußten, entfallen.

Wie dies insbesondere unter Bezugnahme auf Fig. 6 zu erkennen ist, wird der Eingangsstrom von dem Detektor, der als Strom quelle 100 dargestellt ist, direkt dem Eingang des Modulators 94 zugeführt. Genauer gesagt heißt dies, daß der Strom dem in vertierenden Eingang eines integrierenden Eingangsverstärkers 102 zugeführt wird, dessen nichtinvertierender Eingang mit Erde verbunden ist, wobei eine Impedanz 104 in den Rückführungspfad zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang eingeschal tet ist. Die Impedanz weist vorzugsweise die Form eines Schal ter-Kondensators auf, der eine Impedanz als Funktion des Kapazi tätswertes des Kondensators und der Frequenz ergibt, mit der dieser geschaltet wird. Der Ausgang des integrierenden Verstär kers 102 wird einer Rauschformungsschaltung 106 zugeführt, die vorzugsweise eine Vielzahl von Integratoren umfaßt, wie dies in Verbindung mit Fig. 7 beschrieben wird, und die eine Übertra gungsfunktion H(z) aufweist. Der Ausgang der Rauschformungs schaltung 106 ist mit einem Eingang eines A/D-Wandlers 108 verbunden, der den Analogeingang mit einer Abtastrate digitali siert, die mit f₁ bezeichnet ist. Der Ausgang des Wandlers 108 wird dem Eingang eines Quantisierers in Form eines Digital-/Ana log- (D/A) Wandlers 110 zugeführt, der seinerseits sein Aus gangssignal dem nichtinvertierenden Eingang des integrierenden Verstärkers 102 zuführt, so daß eine Rückführungsschleife gebil det wird, wie dies bei einem Delta-Sigma-Modulator erforderlich ist. Der Ausgang des A/D-Wandlers 108 wird weiterhin dem Eingang der Datenraten-Dezimierer- und Digitalfiltereinheit 112 zuge führt, die die Abtastrate auf f₂ reduziert. Das Digitalfilter ist vorzugsweise ein FIR-Filter, d. h. ein Filter mit finitem Impulsansprechverhalten, das vorgegebene Koeffizienten aufweist, die in einem Festwertspeicher (ROM) 114 gespeichert sind, um die Anzapfungen des Filters einzustellen.

Bei CT-Scannern der dritten Generation liegt die interessierende Bandbreite typischerweise zwischen Gleichspannung (0 Hz) und f_INF, wobei f_INF typischerweise zwischen ungefähr 100 Hz und 500 Hz liegt. Das bevorzugte Abtastverhältnis R wird auf 128 eingestellt, wobei die Nyquist-Rate so eingestellt wird, daß sie gleich dem doppelten der höchsten interessierenden Frequenz (beispielsweise 500 Hz) ist. Daher wird f₁ vorzugsweise auf ungefähr 128 kHz eingestellt, während die Dezimierungs-Rate so eingestellt ist, daß der Datenraten-Ausgang des A/D-Wandlers 108 auf ungefähr 1 kHz (f₂) reduziert wird. Es ist zu erkennen, daß, wenn f_INF höher ist, wie dies bei manchen CT-Scannern der sogenannten vierten Generation der Fall ist (bei denen f_INF bis zu 10 kHz groß sein kann), die Frequenzen entsprechend geändert werden können, um das gewünschte Ergebnis zu erzielen.

Wie dies in Fig. 7 gezeigt ist, wird ein Eingangsstromsignal dem positiven Eingang eines Summiergliedes 120 zugeführt, dessen Ausgang dem Eingang der ersten Integratorstufe 122 zugeführt wird. Die erste Integratorstufe 122 ist mit dem integrierenden Verstärker 102 nach Fig. 6 vergleichbar. Die Integratorstufe hat vorzugsweise einen Verstärkungskoeffizienten von Eins. Der Ausgang der Integratorstufe 122 wird dem positiven Eingang eines zweiten Summiergliedes 124 zugeführt, dessen Ausgang mit einer zweiten Integratorstufe 126 verbunden ist. Diese zweite Integra torstufe 126 weist vorzugsweise ebenfalls einen Verstärkungsko effizienten von Eins auf. Der Ausgang der zweiten Integrator stufe 126 wird dem Eingang einer dritten Integratorstufe 128 zugeführt, wobei die Letztere vorzugsweise einen Verstärkungs koeffizienten von 0,2 aufweist. Der Ausgang der dritten Inte gratorstufe 128 wird dem Eingang eines Summiergliedes 130 zugeführt. Der Ausgang dieses Summiergliedes wird dem Eingang einer vierten Integratorstufe 132 mit einem Verstärkungskoeffi zienten zugeführt, der vorzugsweise auf 0,2 eingestellt ist, wobei der Ausgang der Stufe 132 dem Eingang einer fünften Integratorstufe 134 zugeführt wird. Der Verstärkungskoeffizient der Stufe 134 ist vorzugsweise auf 0,2 eingestellt. Ein Rück führungspfad, der mit 136 bezeichnet ist, ist zwischen dem Ausgang der Stufe 128 und dem Summierglied 124 vorgesehen. Ein ähnlicher Rückführungspfad, der mit 138 bezeichnet ist, ist zwischen dem Ausgang der Stufe 134 und dem Summierglied 130 vorgesehen. Wie dies angegeben ist, ist der Rückführungskoeffi zient des Pfades 136 vorzugsweise auf 0,0115 eingestellt, während der Rückführungskoeffizient des Pfades 138 vorzugsweise auf 0,020 eingestellt ist. Die Ausgänge der einzelnen Integra torstufen 122, 126, 128, 132 und 134 sind jeweils den positiven Eingängen eines Summiergliedes 140 zugeführt, das einen Teil des Rückführungspfades des Modulators bildet. Der Ausgang jeder Integratorstufe 122, 126, 128, 132 und 134 wird durch einen Dämpfungskoeffizienten von 0,95, 0,45, 0,60, 0,45 bzw. 0,15 modifiziert, bevor er dem Summierglied zugeführt wird, wie dies bei 142, 144, 146, 148 bzw. 150 angegeben ist. Es ist zu erken nen, daß die dargestellte Konfiguration, die durch die Stufen 126, 128, 132 und 134 und deren Zwischenverbindungen und Verbin dungen zu dem Summierglied 140 gebildet ist, die Rauschformungs-Über tragungsfunktion H(z) bildet, die mit 106 in Fig. 6 bezeich net ist. Obwohl fünf Verstärker verwendet werden, um einen Modulator fünfter Ordnung zu schaffen, können auch andere Anord nungen vorgesehen sein, um andere Auflösungsgrade zu erzielen. Je größer die Ordnung des Modulators ist, desto besser ist die Auflösung, doch ist die Kompliziertheit entsprechend größer. Es wird angenommen, daß für befriedigende Ergebnisse zumindest ein Modulator zweiter Ordnung verwendet werden muß, wobei ein Modulator fünfter Ordnung bevorzugt wird.

In Fig. 7 wird der Ausgang des Summiergliedes 140 dem Eingang eines Dreipegel-Quantisierers 152 zugeführt, der zwei Verglei cher 154 und 156 aufweist, deren Ausgänge mit dem Filter 112 (gemäß Fig. 6) und einem Dreipegel-D/A-Wandler (DAC) 158 verbun den sind. Dieser Dreipegel-D/A-Wandler wird mit normalisierten DAC-Rückführungspegeln von -1 und +1 zusätzlich zu dem dritten "Tue nichts"-Pegel betrieben. Der analoge Skalenendwert-Ein gangsbereich an den Delta-Sigma-Modulator wird dann zwischen +1 und -1 normalisiert. Diese normalisierten Eingangs- und Rückführungspegel werden in den Simulationen verwendet, die in dem US-Patent 5 274 375 beschrieben sind.

In Fig. 9 ist eine graphische Darstellung des elektronischen Rauschens des Modulators 94 als Funktion des Eingangssignal pegels gezeigt, wobei der Letztere von einem vollen positiven Skalenendwert zu einem vollen negativen Skalenendwert reicht, wobei das relative Rauschverhalten auf der vertikalen Achse dargestellt ist. Diese graphische Darstellung zeigt den Zustand, wenn die Quantisierer-Schwellenwerte für die Vergleicher hinsichtlich des elektronischen Rauschens optimiert sind. Wie dies gezeigt ist, steht das elektronische Rauschen in inverser Beziehung zum Pegel des Eingangssignals. Als Ergebnis wird aufgrund des 4 dB-Abfalls des elektronischen Rauschens bei einem Eingang von 0.0 verglichen mit dem Skalenendwert, das Gesamt-S/N-Verhältnis des Datensignals bei niedrigen Eingangspegeln ver bessert, was zur Kompensation des schlechteren S/N-Verhältnisses beiträgt, das sich bei der relativ kleinen Anzahl von Photonen und deren Rauschen bei einen niedrigen Pegel aufweisenden Rönt genstrahlen ergibt, das in der vorstehend beschriebenen Weise angenähert proportional zur Quadratwurzel der vorhandenen Photo nen ist.

Zusätzlich weist die Datenraten-Dezimierer- und Digitalfilter einheit 112 des Delta-Sigma-A/D-Wandlers nach Fig. 6 ein verbes sertes FIR-Filter auf, das so ausgelegt ist, daß sich ein stärkerer Flankenabfall ergibt, als er bei den bekannten Anti alias-Tiefpaßfiltern und dem Digitalfilter erreicht wurde, wie es bei dem US-Patent 5 142 286 verwendet wurde, so daß sich eine verbesserte Frequenzgangcharakteristik aufweist. Im einzelnen wird ein übliches FIR-Filter verwendet und mit 384 Anzapfungen versehen. Der ROM 114 ist mit 384 Koeffizienten programmiert, die so vorherbestimmt sind, daß sich der gewünschte Frequenzgang ergibt. Die Koeffizienten sind in der Anlage A angegeben, die einen Teil der Offenbarung bildet. Das FIR-Filter sollte so ausgelegt werden, daß sich ein sanfter Flankenabfall bei niedri gen Frequenzen von Gleichspannung bis zur maximal interessieren den Informationsfrequenz I_INF ergibt (die bei CT-Scannern der dritten Generation von 100 Hz bis 500 Hz reichen kann), so daß die interessierende Bandbreite eingeschlossen ist und sich eine gewisse erhebliche Dämpfung (beispielsweise -20 dB) bei der Scanner-Bildrate (d. h. der Delta-Sigma-Ausgangs-Abtastrate f₂) und eine kontinuierlich ansteigende Flankenabfallrate bis zu ungefähr dem Doppelten der Bildrate (2x·f_VR) ergibt, wo der Flankenabfall -100 dB/Oktave übersteigt und das nominelle Amplitudenansprechverhalten maximal -126 dB erreicht. Jenseits dieser Frequenz muß das Amplitudenansprechverhalten unterhalb von -126 dB bleiben. Die Verbesserung des Frequenzganges wird jedoch selbst bei einem ausgezeichneten Zeitbereichs-Betriebs verhalten erreicht (maximales Übersprechen von ungefähr 4%, wie es durch die FIR-Filterkoeffizienten festgelegt ist).

Der vorstehend beschriebene Delta-Sigma-A/D-Wandler stellt somit eine Verbesserung gegenüber den beschriebenen bekannten Wandlern dar. Der einen Stromeingang aufweisende überabgetastete Delta- Sigma-A/D-Wandler spricht auf die einen niedrigen Pegel aufwei senden Eingangsströme an, die von den Detektoren eines CT-Scanners empfangen werden, und er kann vollständig in Form einer integrierten Schaltung ausgebildet sein, wodurch die Gesamt kosten des Datenerfassungssystems eines CT-Scanners verringert werden. Es kann eine Vielzahl von Delta-Sigma-A/D-Wandlern verwendet werden, um eine entsprechende Anzahl von Signalen zu verarbeiten, die von der Detektoranordnung eines CT-Scanners empfangen werden, ohne daß eine Analogsignal-Multiplexierung verwendet werden muß. Das Datenerfassungssystem unter Verwendung der erfindungsgemäß ausgebildeten Delta-Sigma-A/D-Wandler weist einen verbesserten Frequenzgang mit einem nur nominalen Über sprechen auf. Die neuartige Rauschformung der Delta-Sigma-A/D-Wandler über den gesamten dynamischen Bereich der Ausgangsströme der Detektoren des CT-Scanners kompensiert das schlechtere Signal-/Rauschverhältnis, das sich bei der Photonendetektion ergibt. Der Delta-Sigma-A/D-Wandler ist mit einer neuartigen digitalen Filterübertragungsfunktion mit einer FIR-Filtercharak teristik versehen, die für Datenerfassungssystem-Anwendungen von CT-Scannern optimiert ist und ausgezeichnete Charakteristiken im Frequenzbereich und im Zeitbereich aufweist. Der Delta-Sigma-A/D-Wandler der vorliegenden Erfindung ergibt ein einen besten Abschätzwert bildendes und ein optimales Übergangsverhalten auf weisendes Filter, das eine Verbesserung gegenüber der Filter konstruktion ergibt, die in dem US-Patent 4 547 893 beschrieben ist. Weil schließlich der Eingangsteil jedes Kanals in einer Regelschleife angeordnet ist, ergibt der verbesserte Delta- Sigma-A/D-Wandler eine verbesserte Gleichspannungsstabilität zur Verwendung in dem Datenerfassungssystem eines CT-Scanners.

Claims

1. Datenerfassungssystem mit einem Delta-Sigma-A/D-Wandler mit Überabtastung, dadurch gekennzeichnet, daß der Delta-Sigma-A/D-Wandler (94) Wandler-Eingangsanschlußeinrichtungen zum Empfang eines Informations-Analog-Eingangsstromes und Wandler-Ausgangsan schlußeinrichtungen zur Lieferung eines digitalen Ausgangs signals mit einer vorgegebenen Wortrate und einen Delta-Sigma-Modulator (90) zum Empfang eines Informations-Analogsignals als Funktion des Informations-Analog-Eingangsstromes aufweist, und daß der Modulator (90) folgende Teile umfaßt:

(a) Modulator-Eingangsanschlußeinrichtungen (120), die mit den Wandler-Eingangsanschlußeinrichtungen gekoppelt sind,
(b) Modulator-Ausgangsanschlußeinrichtungen zur Lieferung eines digitalen Zwischensignals, das den Informations- Analog-Eingangsstrom darstellt,
(c) einen integrierenden Eingangsverstärker (122) zur Erzeugung eines integrierten Ausgangssignals als Funktion des Eingangsstromes
(d) Einrichtungen zur Rauschformung des integrierten Ausgangssignals derart, daß ein rauschgeformtes Analogsignal beliefert wird,
(e) Einrichtungen zur Umwandlung des rauschgeformten Analogsignals in das digitale Zwischensignal als Funktion des gefilterten Analogsignals mit einer Abtastrate von f₁, und
(f) Rückführungs-Digital-/Analog-Signalwandlereinrich tungen (158) zur Erzeugung eines Analog-Rückführungssignals als Funktion des digitalen Zwischensignals und zur Zuführung des Analog-Rückführungssignals an die Modulator-Eingangsanschlußein richtungen (120), und Einrichtungen (92) zur Dezimation der Datenrate des digitalen Zwischensignals und zu dessen Filterung, um das digitale Ausgangssignal mit einer Wortrate von f₂ zu erzeugen.

2. Datenerfassungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Rauschformung des integrierten Ausgangssignals folgende Teile einschließt:

(i) zumindestens einen zusätzlichen integrierenden Verstärker (126, 128, 132, 134), der zwischen dem Ausgang des integrierenden Eingangsverstärkers (122) und den Modulator-Ausgangsanschluß einrichtungen eingeschaltet ist, um ein zweites integriertes Ausgangssignal zu liefern,
(ii) Einrichtungen zum Bewerten der integrierten Ausgangssignale der integrierenden Verstärker, um entsprechend bewertete integrierte Ausgangssignale zu erzeugen,
(iii) Einrichtungen (140) zum Summieren der bewerteten inte grierten Ausgangssignale zur Erzeugung eines summierten Signals, und
(iv) Einrichtungen (152) zur Erzeugung des digitalen Zwischensignals als eine Funktion des summierten Signals.

3. Datenerfassungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (90) ein Modulator fünfter Ordnung ist.

4. Datenerfassungssystem mit einem Delta-Sigma-A/D-Wandler mit Überabtastung zur Erzeugung eines digitalen Ausgangssignals als Funktion eines Analog-Eingangssignals, dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler einen Delta-Sigma-Mo dulator (90) zur Lieferung eines digitalen Zwischen-Ausgangs signals als Funktion des Analog-Eingangssignals, wobei der Modulator Einrichtungen (126, 128, 132, 134) zur Reduzierung des elektronischen Rauschens als eine inverse Funktion des Pegels des Analog-Eingangssignals einschließt, und Einrichtungen (92) zur Dezimierung der Datenrate des digitalen Zwischensignals und zur Filterung dieses digitalen Zwischensignals zur Erzeugung eines digitalen Ausgangssignals umfaßt.

5. Datenerfassungssystem für einen Computertomographie-Scanner mit einer Röntgenstrahlquelle, einer Anordnung von Detektoren zur Erfassung der von der Quelle emittierten und von den Detek toren empfangenen Röntgenstrahlen, wobei die von den Detektoren erzeugten Signale dem Datenerfassungssystem zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß das Datenerfassungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4 ausgebildet ist und eine Vielzahl von Delta-Sigma-A/D-Wandlern mit Überabtastung aufweist.

6. Datenerfassungssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Delta-Sigma-A/D-Wandler einen Delta-Sigma-Modulator zur Lieferung eines digitalen Zwischen-Aus gangssignals als Funktion des Analog-Eingangssignals, wobei der Modulator Einrichtungen zur Reduzierung des elektronischen Rauschens als inverse Funktion des Pegels des Analog-Eingangs signals einschließt, und Einrichtungen zur Dezimierung der Datenrate des digitalen Zwischensignals und zur Filterung des digitalen Zwischensignals zur Erzeugung eines digitalen Aus gangssignals umfaßt.

7. Datenerfassungssystem nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Delta-Sigma-A/D-Wandler einen Delta-Sigma-Modulator zur Lieferung eines digitalen Zwischen-Aus gangssignals als Funktion des Analog-Eingangssignals und Filtereinrichtungen zur Dezimierung der Datenrate des digitalen Zwischensignals und zur Filterung des digitalen Zwischensignals umfaßt, um ein digitales Ausgangssignal mit einer Betrachtungs rate f_VR zu erzeugen, wobei die Filtereinrichtungen ein Filter einschließen, das einen sanften Flankenabfall in einem interessierenden Frequenzband zwischen Gleichspannung und f_INF und einen Flankenabfall bei 2_*f_VR aufweist, der -100 dB/Oktave übersteigt, worin f_VR zumindestens gleich dem doppelten von f_INF ist.

8. Datenerfassungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Computertomographie-Scanner eine Maschine der dritten Generation ist und daß f_INF zwischen ungefähr 100 Hz und ungefähr 500 Hz liegt.

9. Datenerfassungssystem nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter eine gewisse Dämpfung bei F_VR in der Größenordnung von -20 dB und einen nominellen maximalen Amplitudengang bei 2_*f_VR bei ungefähr -126 dB ergibt.

10. Datenerfassungssystem nach einem Ansprüche 7-10, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung durch ein FIR-Filter gebildet ist.

11. Datenerfassungssystem nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß das maximale Übersprechen des Filters gleich oder kleiner als 4% ist.