DE19615199A1

DE19615199A1 - Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor

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Publication number: DE19615199A1
Application number: DE19615199A
Authority: DE
Inventors: Motozumi Yura
Original assignee: Okuma Corp; Okuma Machinery Works Ltd
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 1995-04-18
Filing date: 1996-04-17
Publication date: 1996-10-24
Anticipated expiration: 2016-04-18
Also published as: DE19615199C2; US5644206A; JPH08289600A

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerungseinheit zum Steuern des Abtriebsdrehmoments eines Induktionsmotors, der zum Antreiben einer Spindel einer Werkzeugmaschine verwendet wird.

Gleichstrommotoren werden gerne verwendet, da bei ihnen die Drehzahl und das Drehmoment leicht gesteuert werden können. Jedoch sind Gleichstrommotoren dahingehend von Nachteil, daß sie einen sehr komplizierten Aufbau aufweisen, da Wicklungen an Rotoren vorliegen, sie relativ teuer sind und da sie periodisch wegen abgenutzter Bürsten gewartet werden müssen. In jüngerer Zeit wurde ein Vektorsteuersystem vorgeschlagen, um Induktionsmotoren zu steuern, und dieses ist dahingehend von Wirkung, den Abtriebsvektor eines Induktionsmotors nach Wunsch zu steuern. Dieses Steuerungssystem hat es ermöglicht, daß Induktionsmotoren häufig zum Betreiben von Spindeln an Werkzeugmaschinen anstelle von Gleichstrommotoren verwendet werden. Sie verfügen über einen einfachen und beständigen Aufbau und erfordern keinen Austausch von Bürsten, weswegen sie weite Verbreitung gefunden haben.

Fig. 1 der beigefügten Zeichnungen zeigt den Aufbau eines Beispiels eines Steuerungssystems zur Vektorsteuerung eines herkömmlichen Induktionsmotors. Dieses Steuerungssystem empfängt einen Drehmoment-Vorgabewert T* und einen Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion als Eingangsvorgabewerte von einer externen Quelle. Der Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion ist im allgemeinen ein vorbestimmter, konstanter Wert. Wenn es jedoch erforderlich ist, die Anschlußspannung des Motors unter einen bestimmten Pegel zu drücken, um den Motor mit hoher Drehzahl zu drehen, oder wenn der Motor mit verringerter magnetischer Induktion betrieben werden soll, wird der Vorgabewert Φ* für die magnetisch Induktion entsprechend geändert. Gemäß Fig. 1 erzeugt ein Umsetzer 1 einen Vorgabewert i1d* für den Erregerstrom auf den Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion hin. Wie es später beschrieben wird, ist der Erregerstrom proportional zur magnetischen Induktion, mit einem Proportionalitätskoeffizienten, der der Kehrwert einer Erregerinduktanz M ist. Genauer gesagt, multipliziert der Umsetzer 1 den Kehrwert der Erregerinduktanz M mit dem Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion, um so den Vorgabewert i1d* für den Erregerstrom herzuleiten. Ein Dividierer 2 dividiert den Drehmoment-Vorgabewert T* mit dem Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion. Das Abtriebsdrehmoment des Induktionsmotors ist proportioanl zum Produkt aus der magnetischen Induktion und dem Drehmomentstrom. Demgemäß wird das Ausgangssignal des Dividierers 2 als Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* ausgegeben.

Diese Steuerungseinheit arbeitet so, wie es nachfolgend beschrieben wird. Primärstromvorgabewerte iu*, iv* und iw* werden wie folgt unter Verwendung der Winkelfrequenz ω des Motorstroms auf Grundlage des Erregerstrom-Vorgabewertes i1d* und des Drehmomentstrom-Vorgabewertes i1q* wiedergegeben. Dieser Vorgang wird in einem in Fig. 1 dargestellten 2-in-3- Phasenumsetzer 3 ausgeführt.

iu*i1d* · sinωt+i1q* · cosωt (1)

iv* = i1d · sin(ωt - 120°)+i1q* · cos(ω-120°)= (-i1d*/2+/2 · i1q*) sinωt+(-/2 · i1d*-i1q*/2) cosωt (2)

iw* = i1d · sin(ωt - 120°)+i1q* · cos(ωt - 120°)= (-i1d*/2+/2 · i1q*) sinωt+(√/2 · i1d* - i1q*/2) cosωt (3)

Der Motorstrom wird durch Stromabweichungsverstärker 4a, 4b und 4c, Subtrahierer 5a, 5b und 5c sowie Stromsensoren 6a, 6b und 6c geregelt. Anders gesagt, werden die Primärstromvorgabewerte iu*, iv* und iw* dem Motor zugeführt. Wenn angenommen wird, daß der Isterregerstrom i1d und die Istphase des Drehmomentstroms i1q im Motor dem vorstehend genannten Erregerstromvorgabewert i1d* bzw. der Phase des Drehmomentstrom- Vorgabewerts i1q* gleich sind, wird ein kombinierter Vektor I1 hinsichtlich der Primärströme wie folgt unter Verwendung von i1d und i1q ausgedrückt:

I1 = i1d · sinωt+i1q · cosωt (4)

I1 = (i1d²+i1q²)^1/2 · sin(ωt+Θ2) (5)

Θ2 = tan^-1(i1q/i1d) (6)

Fig. 2 zeigt eine allgemeine Ersatzschaltung im Induktionsmotor. Wenn der Primärstrom I1 durch den Motor fließt, tritt an entgegengesetzten Enden einer Primärleckinduktivität Lσ und eines Primärwiderstandes r1 ein Spannungsabfall auf. Demgemäß wird am Motoranschluß eine Anschlußspannung E1 erzeugt. Die Anschlußspannung E1 ist durch die Formel (7) wiedergegeben, in der "p" den Differentialoperator d/dt bezeichnet:

E1 = Em+(p · Lσ+r1) I1 (7)

Der zweite Term in der Gleichung (7) ist sehr klein im Vergleich zum ersten Term Em, und hier sogar vernachlässigbar, wodurch die Gleichung (8) hergeleitet werden kann:

E1 = Em (8)

Em bezeichnet allgemein eine elektromotorische Bewegungsspannung, und diese hat die folgende Beziehung zum Erregerstrom i1d des Motors:

Em = ω · M · i1d · cosωt (9)

Gemäß der Ersatzschaltung in Fig. 2 verfügen die elektromotorische Bewegungsspannung Em und der Drehmomentstrom i1q über die durch die folgende Gleichung (10) wiedergegebene Beziehung:

Em = r2 · i1q/s (but s = ωs/ω) (10)

In der Gleichung 10 bezeichnet ωs eine Schlupffrequenz, die durch die Gleichung (11) wiedergegeben ist, in der ωm die Winkelfrequenz des Motors bezeichnet:

ωs + ω - ωm (11)

Um den Drehmomentstrom i1q des Motors auf einen gewünschten Wert einzustellen, sollte für den Motor eine Schlupffrequenz ωm gelten, die den Gleichungen (10) und (11) genügt. Gemäß Fig. 1 sorgt ein Dividierer 7 und ein Umsetzer 8 für die Schlupffrequenz ωs entsprechend dem Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q*.

Das vorstehend Angegebene kann wie folgt umschrieben werden. Der Primärstrom des Motors wird entsprechend den Gleichungen (1), (2) und (3) geregelt. Dann wird der durch die Gleichung (4) ausgedrückte Primärstrom I1 auf den gewünschten Wert eingestellt. Gleichzeitig wird die durch die Gleichung (10) ausgedrückte Schlupffrequenz für den Motor verwendet, und der Istdrehmomentstrom i1q des Motors wird auf den gewünschten Wert, d. h. i1q*, eingestellt. Wie es durch die Gleichung (4) ausgedrückt ist, kann der Erregerstrom i1d auf den optimalen Wert eingestellt werden.

Nun wird das vom Motor ausgegebene Drehmoment betrachtet. Die Ausgangsleistung P des Motors kann dadurch hergeleitet werden, daß der in einem Sekundärwiderstand r2 hervorgerufene Verlust von der einer Sekundärschaltung des Motors zugeführten Leistung abgezogen wird, wie es aus der Ersatzschaltung von Fig. 2 erkennbar ist. Die Leistung Pu für eine bestimmte Phase ist wie folgt gegeben:

Pu = Em · i1q · cos ωt - r2/s · i1q² (12)

Wenn der Verlust im Sekundärwiderstand r2 näherungsweise vernachlässigbar ist und die Gleichung (9) in die Gleichung (12) eingesetzt wird, kann die folgende Gleichung (13) hergeleitet werden:

Pu = ω · M · i1d · i1q (cos ωt)² (13)

Wenn nun die Leistungen Pv und Pw für zwei Phasen für einen Dreiphasenmotor betrachtet werden, werden Pv und Pw durch die folgenden Gleichungen (14) bzw. (15) wiedergegeben:

Pv = ω · M · i1d · i1q {cos(ωt - 12°)}² (14)

Pw = ω · M · i1d · i1q {cos(ωt - 12°)}² (15)

Die endgültige Abtriebsleistung P wird dadurch hergeleitet, daß die Leistungen für diese drei Phasen aufsummiert werden:

P = pu+Pv+Pw
= ω · M · i1d · i1q {cosωt)²+{cos(ωt - 120°)}² +{cos(ωt+120°)}² (16)

Die Gleichung (16) kann wie folgt modifiziert werden:

P=(3/2) · ω · M · i1d · i1q (17)

Wenn ω so angenähert wird, daß es im wesentlichen der Motorwinkelfrequenz ωm entspricht, kann das Abtriebsdrehmoment T des Motors wie folgt wiedergegeben werden:

T = P/ωm = (3/2) · M · i1d · i1q (18)

Aus dem Vorstehenden ergibt sich, daß dann, wenn der Erregerstrom i1d und der Drehmomentstrom i1q auf die gewünschten Werte eingestellt werden, das Drehmoment T des Motors wahlfrei eingestellt werden kann.

Die vorstehend angegebene Steuerungseinheit ist für die folgenden zwei Probleme anfällig. Als erstes weisen jeweilige Motoren, obwohl für die Erregerinduktanz M angenommen wird, daß sie einen bestimmten Wert aufweist, ihre eigenen Erregerinduktanzen und verschiedene elektromotorische Bewegungsspannungen Em auf. Die Erregerinduktanz M schwankt im allgemeinen mit Faktoren wie der magnetischen Sättigung des Eisenkerns und der Genauigkeit der Abmessungen des Motors während der Herstellung. In der Gleichung (9) zum Berechnen der die Drehzahl beeinflussenden Spannung Em wird die Erregerinduktanz M als Koeffizient verwendet. Daher weist, wenn sich der tatsächliche Wert der Erregerinduktanz M von dem für die Berechnung verwendeten Wert unterscheidet, die hergeleitete, die Drehzahl verursachende Induktanz Em in unvermeidlicher Weise einen Fehler auf. Ferner enthält auch das Abtriebsdrehmoment einen Fehler, was bedeutet, daß der Motor nicht genau eingestellt werden kann.

Zweitens, ändert sich der als konstant behandelte Sekundärwiderstand r2 abhängig von der Temperatur, so daß der berechnete Schlupf s nicht immer der optimale Wert ist. Wenn die Betriebstemperatur des Motors nahe an ihrer Obergrenze liegt, wird der Sekundärwiderstand r2 doppelt so groß, wie er bei normaler Temperatur ist. In der Gleichung (10) ist der Sekundärwiderstand r2 als Koeffizient behandelt. Wenn sich der Sekundärwiderstand r2 mit der Temperatur ändert, kann sich der berechnete Schlupf vom tatsächlich einzustellenden Schlupf s unterscheiden. Demgemäß kann der Motor nicht zuverlässig und genau eingestellt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor zu schaffen, die das Abtriebsdrehmoment des Motors selbst dann zuverlässig einstellen kann, wenn eine Erregerinduktanz M und ein Sekundärwiderstand r2 hinsichtlich ihrer Werte nicht genau erfaßt sind.

Es ist eine Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor geschaffen, der durch einen aus einem Gleichstrom umgesetzten 3-Phasen-Strom betätigt wird. Die Steuerungseinheit setzt einen 2-Phasen-Befehl, einschließlich eines Drehmomentbefehls und eines Befehls für die magnetische Induktion, in einen 3-Phasen-Befehl zum Steuern eines Primärstroms des Induktionsmotors um, sie setzt einen Primärstrom in einem 3-Phasen-Iststrom des Induktionsmotors in einen 2-Phasen- Strom einschließlich einer Drehmomentstromstärke und einer Erregerstromstärke um, und sie führt eine Regelung des Induktionsmotors aus.

Der Vorgabewert für die magnetische Induktion und der Drehmomentvorgabewert werden so umgesetzt, wie es nachfolgend beschrieben wird, und sie werden an den 2-in-3-Phasen-Umsetzer übertragen.

In einer Erregerstrom-Vorgabewertausgabeschaltung wird der Vorgabewert für die magnetische Induktion mit dem Kehrwert einer Erregerinduktanz multipliziert und in einen Erregerstrom- Vorgabewert umgesetzt. Die Erregerstromstärke wird in einer Erregerstrom-Abweichungsberechnungsschaltung vom Erregerstrom- Vorgabewert abgezogen, um dadurch die Abweichung hinsichtlich des Erregerstroms herzuleiten. Diese Abweichung wird durch eine Erregerstrom-Vorgabewertberechnungsschaltung verstärkt, und sie dient als Erregerspannung-Vorgabewert.

In einer Drehmomentstrom-Vorgabewertausgabeschaltung wird der Drehmomentvorgabewert durch den Vorgabewert durch die magnetische Induktion geteilt und dadurch in einen Drehmomentstrom- Vorgabewert umgesetzt. Eine Drehmomentstrom-Abweichungsberechnungsschaltung subtrahiert die Drehmomentstromstärke vom Drehmomentstrom-Vorgabewert, um dadurch eine Drehmomentstrom-Abweichung herzuleiten. Die Drehmomentstrom- Abweichung wird durch einen Drehmomentspannung-Vorgabeberechnungswert verstärkt, wodurch ein Drehmomentspannungs- Vorgabewert erhalten wird.

Der Erregerspannungs-Vorgabewert und der Drehmomentspannungs- Vorgabewert werden wie nachfolgend beschrieben auf Grundlage eines Winkelfrequenz-Vorgabewerts und einer Primärleckinduktanz korrigiert. Der Winkelfrequenz-Vorgabewert wird später beschrieben. Der korrigierte Erregerspannungs- Vorgabewert eid* wird dadurch hergeleitet, daß ein Produkt (aus dem Drehmomentstrom-Vorgabewert, der Primärleckinduktanz und dem Winkelfrequenz-Vorgabewert) vom Erregerspannungs- Vorgabewert abgezogen wird, d. h. eid* = (Erregerspannungs- Vorgabewert) - ω · Lσ · i1q*.

Der korrigierte Drehmomentspannungs-Vorgabewert e1q* wird dadurch hergeleitet, daß ein Produkt (aus dem Erregerstrom- Vorgabewert, der Primärleckinduktivität und der Winkelfrequenz), ein Produkt (aus dem Vorgabewert für die magnetische Induktanz, einer Iinduktionsspannungskonstante und der Winkelfrequenz) und ein Produkt (aus dem Drehmomentstrom-Vorgabewert und einem Primärwiderstand) zum Drehmomentspannungs- Vorgabewert addiert werden, d. h. e1q* = (Drehmomentspannungs- Vorgabewert)+ω · Lσ · i1d*+Kem · Φ* · ω+r1 · i1q*.

Sowohl der korrigierte Erregerspannungs-Vorgabewert als auch der korrigierte Drehmomentspannungs-Vorgabewert werden an den 2-in-3-Phasen-Umsetzer übertragen.

Der Winkelfrequenz-Vorgabewert wird wie folgt berechnet.

Eine Schlupfwinkelfrequenz-Berechnungsschaltung dividiert den Drehmomentstrom-Vorgabewert durch den Vorgabewert für die magnetische Induktion, sie multipliziert den Quotienten mit dem Sekundärwiderstand des Motors, und sie leitet eine Schlupfwinkelfrequenz her. Eine Winkelfrequenz-Vorgabewertberechnungsschaltung addiert die Schlupfwinkelfrequenz und die Istwinkelfrequenz des Motors, um dadurch einen Winkelfrequenz- Vorgabewert zu erhalten.

Der Sekundärwiderstand des Motors wird so korrigiert, wie es nachfolgend beschrieben ist.

Eine Sekundärwiderstand-Korrekturwertberechnungsschaltung multipliziert den Drehmomentspannungs-Vorgabewert mit einem vorgegebenen Koeffizienten, um dadurch einen Sekundärwiderstands- Korrekturwert herzuleiten. Dann wird der von der Schlupfwinkelfrequenz-Berechnungsschaltung verwendete Sekundärwiderstand unter Verwendung des Korrekturwertes korrigiert.

Die Erregerinduktanz wird wie folgt korrigiert. Eine Erregerinduktanz- Korrekturwertberechnungsschaltung berechnet einen Erregerinduktanz-Korrekturwert auf Grundlage des Produkts aus dem Drehmomentspannungs-Vorgabewert und einem vorgegebenen Koeffizienten und dem Vorgabewert für die magnetische Induktanz. Demgemäß wird die Erregerinduktanz unter Verwendung des Korrekturwerts in der Erregerstrom-Vorgabewertausgabeschaltung korrigiert.

Eine Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor gemäß einer zweiten Erscheinungsform der Erfindung ist durch die Lehre des beigefügten Anspruchs 3 gegeben.

In dieser Steuerungseinheit erfaßt die 3-Phasen-in-2-Phasen- Umsetzschaltung den Erregerstrom i1d und den Drehmomentstrom i1q als Gleichstromgrößen des Motors auf Grundlage der Istwerte iu, iv und iw des Motorstroms. Auf den Erregerstrom- Vorgabewert i1d* (Vorgabewert für die umgesetzte magnetische Induktion) und den Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* (Vorgabewert für das umgesetzte Drehmoment) hin wird Regelung ausgeführt. Der Drehmomentspannungs-Vorgabewert, wie er durch die Differenz zwischen dem Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* und dem Drehmomentstrom i1q hergeleitet wurde, entspricht der elektromotorischen Bewegungsspannung, wenn der Drehmomentvorgabewert sehr klein ist. Demgemäß kann der Istwert der Erregerinduktanz M unter Verwendung des Drehmomentstroms und der Spannungsvorgabewerte erkannt werden. Ferner zeigen, wenn die Erregerinduktanz M erkannt wurde, Schwankungen des Drehmomentstroms und der Spannungsvorgabewerte in bezug auf den Drehmomentstrom-Vorgabewert an, ob die Schlupffrequenz angemessen ist oder nicht. Daher ist es möglich, eine Änderung des Sekundärwiderstands r2 zu erkennen. Hinsichtlich der Erregerinduktanz M und des Sekundärwiderstands r2 können von der Steuerungseinheit verwendete Steuerungsparameter immer genau so angepaßt werden, daß sie mit dem tatsächlichen Wert für den Motor übereinstimmen.

Die Erfindung wird aus der folgenden detaillierten Beschreibung eines derzeit bevorzugten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen deutlich.

In den gesamten Figuren sind gleiche Teile mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor;

Fig. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Induktionsmotors,

Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung; und

Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Induktionsmotors.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist eine Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor so aufgebaut, wie es in Fig. 3 dargestellt ist. Teile, die mit solchen identisch sind, die in Fig. 1 dargestellt und in Zusammenhang mit dieser Figur beschrieben wurden, werden hier nicht erneut beschrieben.

Ein 3-in-2-Phasen-Umsetzer 9 berechnet eine erfaßte Erregerstromstärke i1d und eine erfaßte Drehmomentstromstärke i1q unter Verwendung der folgenden Gleichung auf Grundlage der Istwert iu, iv und iw des Motorstroms sowie eines Signals sin ωt und Signale cos ωt, wie sie von einem 2-Phasen-Sinuswellengenerator 10 ausgegeben werden:

i1d = iu · sinωt+iv · sin(ωt+120°)+iw · sin(ωt+120°) (19)

i1q = iu · cosωt+iv · sin(ωt+120°)+iw · cos(ωt+120°) (20)

Diese Gleichungen (19) und (20) werden nachfolgend beschrieben. Die Signale sinωt und cosωt werden dazu verwendet, einen 3-Phasen-Motorstrom unter Verwendung der Phase des Signals sinωt als Phasenbezugssignal auf ein doppelachsiges Koordinatensystem zu projizieren. Diese Transformation wird allgemein als "dq-Achsentransformation" bezeichnet. Die Beziehung zwischen der Spannung und dem Strom des Motors wird unter Verwendung des berechneten Erregerstroms i1d und des Drehmomentstroms i1q beschrieben.

Fig. 2 zeigt eine Ersatzschaltung. In Fig. 2 repräsentieren E1, I1 und I2 eine Spannung an einem Primäranschluß, einen Strom durch eine Primärwicklung bzw. einen Strom durch eine Sekundärwicklung, wobei es sich jeweils um eine Wechselstromgröße handelt. Die vorstehend genannten Ströme und die Spannung werden wie folgt unter Verwendung des Erregerstroms i1d und des Drehmomentstroms i1q, wie durch die Gleichungen (19) und (20) berechnet, ausgedrückt:

I1 = i1d · sinωt+i1q · cosωt (21)

I2 = i2d · sinωt+i2q · cosωt (22)

E1 = e1d · sinωt+e1q · cosωt (23)

Da "ω" die Winkelfrequenz der Versorgungsspannung ist, sind der Erregerstrom i1d, der Drehmomentstrom i1q, der Sekundärerregerstrom i2d, der Primärdrehmomentstrom i2q, die Erregerspannung e1d und der Erregerstrom e1q Gleichstromgrößen, d. h. skalare Größen. Die zueinander rechtwinkligen Koordinatenachsen werden als "d-Achse" bzw. "q-Achse" bezeichnet.

Die Spannung und die Ströme in der Ersatzschaltung (Fig. 2) können unter Verwendung der vorstehenden Werte i1d bis e1q durch Gleichungen (24) und (25) wiedergegeben werden. In diesen Gleichungen ist "p" der Differentialoperator (d/dt):

e1d = r1 · i1d+p(Lσ+M)i1d - ω(Lσ+M)i1q - p · M · i2d+ω · M · i2q (24)

e1m = ω(Lσ+M)i1d+r1 · i1q+p(Lσ+M)i1q - ω · M · i2d+p · M · i2q (25)

Diese Gleichungen repräsentieren die Beziehung zwischen der Primärspannung und dem Primärstrom (d. h. dem Strom durch den Stator) und dem Sekundärstrom (d. h. dem Strom durch den Rotor). In diesem Zustand werden die Primärspannungen e1d und e1q sowohl durch den Primär- als auch den Sekundärstrom beeinflußt, was bedeutet, daß weder der Primär- noch der Sekundärstrom einfach unter Verwendung der Primärspannung als zu behandelnder Größe eingestellt werden kann.

Nun wird ein Sekundärschaltkreis betrachtet. Die Ersatzschaltung von Fig. 2 ist dann nicht geeignet, wenn die Spannung und der Strom im Sekundärschaltkreis betrachtet werden, so daß eine Ersatzschaltung vorzugsweise so konfiguriert ist, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Der Induktionsmotor kann als Transformator angesehen werden, der elektromotorische Bewegungsenergie nur dann mit dem Verhältnis 1 : s überträgt, wenn sich der Rotor mit der Schlupffrequenz ωs (= s · ω) in bezug auf die Winkelfrequenz ω der Primärspannung dreht. Demgemäß kann die Spannungsgleichung für den Sekundärschaltkreis wie folgt wiedergegeben werden:

r2 · i2d+p · M · i2d+s · ω · M(i1q-i2q) - p · M · i1d = 0 (26)

r2 · i2q+p · M · i2q-s · ω · M(i1d-i2d) - p · M · i1q = 0 (27)

Wenn angenommen wird, daß die Richtung des Magnetflußvektors Φ im Motor in Übereinstimmung mit der Richtung der d-Achse steht, kann dieser Magnetflußvektor Φ wie folgt wiedergegeben werden.

Φ = Φ · sinωt (28)

wobei Φ eine skalare Größe ist.

Φ = M · i1d - M · i2d (29)

In der Ersatzschaltung von Fig. 2 ist der Erregerstrom im, wie er durch die Erregerinduktanz M fließt, durch die Gleichung (30) gegeben. Da die q-Achsenkomponente des Stroms für den Erregerstrom im unerheblich ist, ist die q-Achsenkomponente durch die Gleichung (31) wiedergegeben:

im = i1d - i2d (30)

i1d = i2q (31)

Diese Gleichungen (30) und (31) werden in die Gleichungen (26) eingesetzt, um dadurch die folgende Gleichung (32) herzuleiten:

r2 · i1d = (r2+p · M) im (32)

Das Ansprechverhalten des Erregerstroms im auf den Erregerstrom i1d wird auf Grundlage der Gleichung (32) durch die folgende Gleichung (33) wiedergegeben:

im/i1d = r2 · /(r2+p · M) = 1/(1+p · M/r2) (33)

Der Erregerstrom im entspricht dem Erregerstrom i1d mit einer Verzögerung erster Ordnung und weist eine Zeitkonstante M/r2 auf. In einem typischen Induktionsmotor beträgt eine derartige Zeitkonstante M/r2 einige hundert Millisekunden. Es ist nicht unpraktisch, den Erregerstrom im als konstant anzunehmen, da sich der Erregerstrom i1d mit ausreichend schneller Zeitkonstante ändert. Ferner werden, wenn der Erregerstrom i1d konstant ist, die Erregerströme im und i1d als gleich angesehen.

Wenn die Gleichungen (30) und (31) in die Gleichung (27) eingesetzt werden, wird die folgende Gleichung (34) erhalten:

r2 · i1q = s · ω · M · im (34)

Diese Gleichung (34) kann in die Gleichung (35) modifiziert werden:

ωs = r2 · i1q/(M · im) (35)

Wenn der Erregerstrom im hinsichtlich einer Änderung des Drehmomentstroms i1q als konstant angenommen wird, kann der Drehmomentstrom i1q, d. h. der Sekundärdrehmomentstrom i2q, wunschgemäß dadurch eingestellt werden, daß die Schlupffrequenz ωs auf solche Weise auf den Induktionsmotor angewandt wird, daß die Gleichung (35) erfüllt ist.

Der Primärschaltkreis wird erneut betrachtet, wobei das Ergebnis für den Sekundärschaltkreis berücksichtigt wird. Wenn die Gleichungen (30) und (31) in die Gleichung (24) eingesetzt werden, ergibt sich die folgende Gleichung (36):

e1d = (r1+p) ×· Lσ · Lσ)i1d - ω · i1q+p · M · im (36)

Der dritte Term ist vernachlässigbar, da die Änderung des Erregerstroms im ausreichend mäßig ist, wie in der Gleichung (33) angegeben. Demgemäß wird die Gleichung (37) erhalten:

e1d = (r1+p · Lσ)i1d - ω · Lσi1q (37)

Um den Erregerstrom i1d mit dem Vorgabewert i1d* gleichzumachen, ist es denkbar, ein Regelungssystem zu konzipieren, das den Spannungsvorgabewert e1d* für die d-Achse, wie durch Gleichung (38) ausgedrückt, auf Grundlage der Differenz Δi1d = (i1d*-i1d) zwischen dem Vorgabewert i1d* und dem Erregerstrom i1d ausgibt:

e1d* = Gd · Δi1d - ω · Lσ · i1q* (38)

wobei Gd ein durch einen Proportional-Integral-Verstärker erzeugten Verstärkungsfaktor bezeichnet, der ausreichend groß ist. Ferner wird, da der Drehmomentstrom i1q und der Erregerstrom i1d gesondert eingestellt werden, der zweite Term mitgekoppelt und als Störungsterm über die q-Achse addiert. Beim in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel wird durch den Subtrahierter 11 auf Grundlage der Gleichung (38) Δi1d (= i1d*-i1d) hergeleitet, wodurch der erste Term der Gleichung (38) erhalten wird. Der Umsetzer 13 multipliziert den Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* mit Lσ, und der Multiplizierer 14 multipliziert ω mit Lσ · i1q*, um dadurch den zweiten Term herzuleiten.

Die Gleichungen (30) und (31) werden in die Gleichung (25) eingesetzt, um die Gleichung (39) zu erhalten:

e1q = ω · Lσ · i1d+(r1+p · Lσ)i1q+ω · M · im (39)

Wenn ein Regelungssystem betrachtet wird, das den Drehmomentstrom i1q mit dem Vorgabewert i1q* zur Übereinstimmung bringen soll, ähnlich wie im obigen Fall, kann dieses Rege lungssystem auf Grundlage der Gleichung (39) durch die folgende Gleichung (40) ausgedrückt werden. In dieser Gleichung (40) ist Gq ausreichend groß. Ferner ist der Erregerstrom im durch den Erregerstrom-Vorgabewert i1d* unter der Voraussetzung ersetzt, daß der Erregerstrom-Vorgabewert i1d* konstant ist:

e1q* = Gq · Δi1q+ω(Lσ+M)i1d*+r1 · i1q+ (40)

Beim Ausführungsbeispiel von Fig. 1 leitet der Subtrahierer 15 den Wert Δi1q (= i1q*-i1q) her. Der Verstärker 16 führt eine Verstärkung unter Verwendung des Verstärkungsfaktors Gq aus, um dadurch den ersten Term der Gleichung (40) herzuleiten. ω · M · i1d* im zweiten Term bezeichnet die elektromotorische Bewegungsspannung Em. M · i1d* bezeichnet den Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion. Demgemäß multipliziert der Umsetzer 17 den Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion mit einer konstanten Kem für die elektromotorische Bewegungsspannung. Der Umsetzer 18 multipliziert i1d* mit Lσ. Die Ausgangssignale der Umsetzer 17 und 18 werden addiert. Der Multiplizierer 19 multipliziert die Summe mit ω, um dadurch den zweiten Term herzuleiten. Der dritte Term wird dadurch hergeleitet, daß der Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* im Umsetzer 20 mit dem Primärwiderstand r1 multipliziert wird.

Die Primärströme i1d und i1q des Induktionsmotors können unter Verwendung der Gleichungen (38) und (40) unabhängig und wahlfrei eingestellt werden.

Die vorstehend angegebenen Gleichungen (38) und (40) werden dazu verwendet, zu beschreiben, daß die Primärströme i1d und i1q wahlfrei durch Handhaben der Primärspannung einstellbar sind. Zu diesem Zweck ist es eine Grundvoraussetzung, daß die Bedingungen für den Sekundärschaltkreis, wie durch die Gleichungen (30) und (31) wiedergegeben, erfüllt sind. Ferner muß auch das Erfordernis für die Schlupffrequenz ωs in der Gleichung (35) erfüllt sein. Jedoch sind der Sekundärwiderstand r2 und die Erregerinduktanz in der Gleichung (35) wegen Temperaturschwankungen im Rotor und der magnetischen Sättigung des Eisenkerns nicht immer konstant. Daher ist es schwierig, den Motor mit einer Schlupffrequenz ωs zu versehen, die die Gleichung (35) hinsichtlich des erwünschten Erregerstroms i1d erfüllt, wodurch eine genaue Einstellung des Isterregerstroms i1d und des Istdrehmomentstroms i1q verhindert ist. Im folgenden wird beschrieben, wie die Konstanten M und r2 hinsichtlich der wahren Werte erkannt werden, die den aktuellen Zustand des Motors angeben.

Es sei angenommen, daß zwischen einem in der Steuerung angenommenen Nennwert Mn hinsichtlich des Erregerinduktanzwerts und dem wahren Wert M im Motor eine bestimmte Abweichung ΔM (= Mn-M) besteht. In diesem Zustand ist die tatsächlich im Motor erzeugte, über die q-Achse gemessene Spannung durch die Gleichung (39) wiedergegeben. Die von der Steuerung ausgegebene Spannung ist durch die folgende Gleichung (41) wiedergegeben:

e1q* = Gq Δi1q+ω · Lσ · i1d*+r1 · i1q*+ω · Mn · im* (41)

Die Gleichungen (39) und (41) können wie folgt modifiziert werden, wenn der Motor lastfrei läuft und i1q≈i1q*≈0 gilt:

e1q = ω · Lσ · i1d+ω · Mn · im (42)

e1q = Gq · Δi1q+ω · Lσ · i1d*+ω · Mn · im* (43)

Der Erregerstromvorgabewert i1d* und der Erregerstrom i1d werden auf Grundlage dieser Gleichungen genau eingestellt. Ferner ändert sich der Erregerstrom sehr mäßig, wie es durch die Gleichung (33) ausgedrückt ist. Demgemäß entspricht der Wert i1d* dem Wert i1d, und i1d* entspricht im:

i1d* = i1d (44)

im* = im (45)

Die Differenz zwischen den Gleichungen (42) und (43) wird unter der Bedingung der Gleichungen (44) und (45) durch die folgende Gleichung (46) ausgedrückt:

e1q - e1q* = ω(M-Mn) im - Gq · Δi1q = 0 (46)

Diese Gleichung (46) wird in die Gleichung (47) modifiziert:

Gq · Δi1q = ω(M-Mn) im = ω · ΔM · im (47)

In der Gleichung (47) bezeichnet Gq · Δi1q, wenn i1q*≈0 gilt, die vorgegebene Differenz für die Erregerinduktanz M. Daher ist es möglich, den auf der Steuerungsseite angenommenen Nennwert Mn unter Verwendung von Gq · Δi1q auf den wahren Wert zu korrigieren. Gemäß Fig. 3 wird das Ausgangssignal des Verstärkers 16, d. h. Gq · Δi1q, durch den Verstärker 21 verstärkt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 21 wird über einen Schalter 23 nur dann in eine Datentabelle 24 eingegeben, wenn ein Komparator 22 erkennt, daß der Drehmomentvorgabewert T* kleiner als der vorgegebene Wert Trf ist. Die Datentabelle 24 zeigt die Beziehung zwischen dem integrierten Wert des Ausgangssignals des Verstärkers 21 und dem Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion. Der integrierte Wert ist die Abweichung ΔM der Erregerinduktanz M. Selbst wenn der Drehmomentvorgabewert nicht 0 ist, wird der Koeffizient 1/M des Umsetzers 1 kontinuierlich dadurch kompensiert, daß die entsprechend dem Erregerinduktions-Vorgabewert Φ* abgespeicherte Abweichung ΔM gelesen wird. Demgemäß ist es immer möglich, die Erregerinduktanz M auf den wahren Wert zu korrigieren. Der Verstärkungsfaktor Gm des Verstärkers 21 ist eine vorgegebene Verstärkung. Je größer der Verstärkungsfaktor ist, desto kürzer ist die Erkennungszeit für die Erregerinduktanz M.

Hinsichtlich des Sekundärwiderstands r2 wird angenommen, daß zwischen dem (auf der Steuerungsseite angenommenen) Nennwert r2n und dem Istwert r2 eine Abweichung Δr2 besteht. Als erstes wird die Gleichung (35) in die folgende Gleichung (48) modifiziert:

ω · M · im = (ω/ωs) r2 · i1q (48)

Die entlang der q-Achse geltende Spannung, wie sie tatsächlich im Motor erzeugt wird, wird durch Einsetzen der Gleichung (39) in die Gleichung (48) durch die folgende Gleichung (49) wiedergegeben:

e1q = ω · Lσ · i1d+(r1+p · Lσ)i1q+(ω/ωs)r2 · i1q (49)

Die von der Steuerung ausgegebene Spannung e1q* wird auf Grundlage der Gleichungen (40) und (48) durch die folgende Gleichung (50) ausgedrückt:

e1q* = Gq Δi1q+ω · Lσ · i1d*+r1 · i1q*+(ω/ωs)r2n · i1q (50)

Der Erregerstrom i1d und der Erregerstromvorgabewert i1d* werden als einander gleich angesehen, wie durch die Gleichung (44) ausgedrückt. Ferner werden auch der Drehmomentstrom i1q und der Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* als miteinander gleich angesehen, wie es durch die folgende Gleichung (51) wiedergegeben ist:

i1q* = i1q (51)

Unter der vorstehend angegebenen Voraussetzung wird die folgende Gleichung (52) hergeleitet, um die Differenz zwischen den Gleichungen (49) und (50) wiederzugeben:

e1q-e1q* = p · Lσ · i1q-Gq · Δi1q+(ω/ωs) · (r2-r2n) · i1q = 0 (52)

Der erste Term ist relativ klein und vernachlässigbar, wodurch die folgende Gleichung (53) herleitbar ist:

Gq · Δi1q = Δr2 (ω/ωs)i1q (53)

In der Gleichung (53) bezeichnet Gq · Δi1q die Abweichung Δr2 des Sekundärwiderstands r2. Die Abweichung Δr2 wird unter Verwendung von Gq · Δi1q korrigiert. Beim in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel multipliziert der Verstärker 25 das Ausgangssignal des Verstärkers 16, d. h. Gq · Δi1q, mit der erkannten Verstärkung Gr, so daß der Koeffizient r2 des Umsetzers 8 abhängig vom Ausgangssignal des Verstärkers 16 korrigiert wird.

Das auf Grundlage der Gleichungen (38) und (40) aufgebaute Steuerungssystem kann die Erregerinduktanz M und den Sekundärwiderstand r2 hinsichtlich der wahren Werte auf Grundlage der Gleichungen (47) und (53) erkennen. Auf Grundlage der erkannten wahren Werte kann eine die Gleichung (35) erfüllende Schlupffrequenz ωs für den Motor verwendet werden. Demgemäß können die Istprimärströme i1d und i1q des Motors auf die Primärstrom-Vorgabewerte i1d* und i1q* eingestellt werden.

Wie vorstehend beschrieben, wird die Regelung für den Erregerstrom i1d und den Drehmomentstrom i1q in bezug auf den Erregerstromvorgabewert i1d* und den Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* unabhängig ausgeführt. Die Steuerungsparameter, wie die Erregerinduktanz M und der Sekundärwiderstand r2, werden entsprechend den wahren Werten eines tatsächlichen Motors erkannt, so daß Übereinstimmung mit den Charakteristiken besteht. Demgemäß kann der Motor kontinuierlich und genau für den erwünschten Abtrieb sorgen, ohne daß er nachteilig durch Änderungen der Erregerinduktanz M und des Sekundärwiderstands r2 beeinflußt wird, wie sie durch magnetische Sättigung im Eisenkern oder durch Abweichungen der genauen Größen des Motors oder durch Temperaturschwankungen des Motors hervorgerufen werden. Demgemäß ist es nicht erforderlich, die Steuerungsparameter abhängig vom jeweils verwendeten Motor einzustellen.

Claims

1. Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor, der durch einen aus einem Gleichstrom umgesetzten dreiphasigen Strom betrieben wird, wobei diese Steuerungseinheit einen Vorgabewert für zwei Phasen, einschließlich eines Drehmomentvorgabewerts und eines Vorgabewerts für die magnetische Induktion, in einen Vorgabewert für drei Phasen zum Einstellen des Primärstroms des Induktionsmotors umsetzt und den Primärstrom eines tatsächlichen 3-Phasen-Stroms des Induktionsmotors in einen 2-Phasen-Strom einschließlich einer Drehmomentstromstärke und einer Erregerstromstärke umsetzt und eine Regelung für den Induktionsmotor ausführt, gekennzeichnet durch:

(a) eine Erregerstrom-Vorgabewertausgabeschaltung zum Berechnen eines Erregerstromvorgabewerts auf Grundlage des Vorgabewerts für die magnetische Induktion und einer Erregerinduktanz;
(b) eine Erregerstrom-Abweichungsberechnungsschaltung zum Berechnen der Abweichung des Erregerstroms auf Grundlage des Erregerstrom-Vorgabewerts und der Erregerstromstärke;
(c) eine Erregerspannungs-Vorgabewertberechnungsschaltung zum Berechnen, auf Grundlage der Erregerstromabweichung, eines Erregerspannungs-Vorgabewerts mit derselben Phase wie derjenigen des Erregerstroms;
(d) eine Drehmomentstrom-Vorgabewertausgabeschaltung zum Berechnen eines Drehmomentstrom-Vorgabewerts auf Grundlage des Drehmomentvorgabewerts und des Vorgabewerts für die magnetische Induktion;
(e) eine Drehmomentstrom-Abweichungsberechnungsschaltung zum Berechnen einer Drehmomentstromabweichung auf Grundlage des Drehmomentstrom-Vorgabewerts und der Drehmomentstromstärke;
(f) eine Drehmomentspannungs-Vorgabewertberechnungsschaltung zum Berechnen eines Drehmomentspannunggs-Vorgabewerts auf Grundlage der Drehmomentstromabweichung, mit derselben Phase wie der des Drehmomentstroms;
(g) eine Sekundärwiderstand-Korrekturwertberechnungsschaltung zum Berechnen eines Werts zum Korrigieren eines Sekundärwiderstands auf Grundlage des Drehmomentspannungs-Vorgabewerts;
(h) eine Schlupfwinkelfrequenz-Berechnungsschaltung zum Berechnen eines Schlupfwinkels auf Grundlage des Drehmomentstrom- Vorgabewerts, des Vorgabewerts für die magnetische Induktion und des durch den Sekundärwiderstandkorrekturwert korrigierten Sekundärwiderstands;
(i) eine Winkelfrequenz-Vorgabewertberechnungsschaltung zum Berechnen eines Winkelfrequenzvorgabewerts auf Grundlage der Schlupfwinkelfrequenz und eines Istschlupfwinkels des Induktionsmotors;
(j) eine Berechnungsschaltung für einen korrigierten Erregungsspannungsvorgabewert zum Korrigieren des Erregungsspannungsvorgabewerts auf Grundlage des Drehmomentstrom-Vorgabewerts, einer Primärleckinduktanz und des Winkelfrequenzvorgabewerts, und zum Berechnen eines korrigierten Erregerspannungsvorgabewerts;
(k) eine Berechnungsschaltung für einen korrigierten Drehmomentspannungs- Vorgabewert zum Korrigieren des Drehmomentspannungs- Vorgabewerts auf Grundlage des Erregerstromvorgabewerts, der Primärleckinduktanz und des Winkelfrequenzvorgabewerts, und ferner zum Korrigieren des Drehmomentspannungs- Vorgabewerts auf Grundlage des Drehmomentstrom-Vorgabewerts und des Primärwiderstands des Induktionsmotors, und zum Berechnen eines korrigierten Drehmomentspannungs-Vorgabewerts;
(l) eine Erregerinduktanz-Korrekturschaltung zum Berechnen eines Werts zum Korrigieren der Erregerinduktanz auf Grundlage des Drehmomentspannungs-Vorgabewerts und zum Berechnen eines Erregerinduktanzkorrekturwerts zur Verwendung durch die Erregerstrom-Vorgabewertberechnungsschaltung auf Grundlage der korrigierten Erregerinduktanz; und
(m) eine Vorgabewertberechnungsschaltung für eine dreiphasige Spannung zum Berechnen eines für den Motor verwendbaren Vorgabewerts für die dreiphasige Spannung auf Grundlage des korrigierten Erregerspannungsvorgabewerts, des korrigierten Drehmomentspannungs-Vorgabewerts und des Winkelfrequenzvorgabewerts.

2. Steuerungseinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Erregerinduktanzkorrekturschaltung den Erregerinduktanzkorrekturwert berechnet und einen korrigierenden Vorgabewert nur dann ausgibt, wenn der Drehmomentvorgabewert kleiner als ein vorgegebener Schwellenwert ist.

3. Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor, in die ein Drehmomentvorgabewert und ein Vorgabewert für die magnetische Induktion eingegeben werden, gekennzeichnet durch:

(a) eine 2-Phasen-Sinuswellengeneratorschaltung zum Erzeugen eines Signals sinωt und eines Signals cosωt unter Verwendung der Motorstromwinkelfrequenz ω als Eingangssignal;
(b) eine 3-in-2-Phasen-Umsetzschaltung zum Ausgeben einer Erregerstromstärke und einer Drehmomentstromstärke unter Verwendung der Signale sinωt und cosωt und der Istwerte iu, iv und iw des Motorstroms als Eingangssignale;
(c) eine 2-in-3-Phasen-Umsetzschaltung zum Ausgeben von an den Motor angelegten Phasenspannungsvorgabewerten eu, ev und ew unter Verwendung eines Erregerspannungsvorgabewerts, eines Drehmomentspannungs-Vorgabewerts, des Signals sinωt und des Signals cosωt als Eingangssignale;
(d) eine Erregerstrom-Vorgabewertausgabeschaltung zum Ausgeben eines Erregerstromvorgabewerts durch Teilen des Vorgabewerts für die magnetische Induktion durch einen der Erregerinduktanz M entsprechenden Koeffizienten;
(e) eine erste Subtrahierschaltung zum Ausgeben einer Erregerstromabweichung durch Subtrahieren der Erregerstromstärke vom Erregerstromvorgabewert;
(f) eine erste Verstärkungsschaltung zum Ausgeben eines Erregerspannungs- Vorgabewerts zur Verwendung durch den Motor unter Nutzung der Erregerstromabweichung als Eingangssignal;
(g) eine zweite Subtrahierschaltung zum Ausgeben einer Drehmomentstromabweichung durch Subtrahieren der Drehmomentstromstärke von einem Drehmomentstrom-Vorgabewert, der dadurch erhalten wird, daß der Drehmomentvorgabewert durch den Vorgabewert für die magnetische Induktion geteilt wird;
(h) eine zweite Verstärkerschaltung zum Ausgeben des Drehmoment- Strom/Spannung-Vorgabewerts zur Verwendung durch den Motor und zur Nutzung der Drehmomentstromabweichung als Eingangssignal;
(i) eine dritte Verstärkerschaltung zum Ausgeben einer Schlupfwinkelfrequenz durch Teilen des Drehmomentstrom-Vorgabewerts durch den Vorgabewert für die magnetische Induktion und durch Multiplizieren des Quotienten mit einem Koeffizienten, der einem Sekundärwiderstandswert r₂ des Induktionsmotors entspricht;
(j) eine vierte Verstärkerschaltung zum Ausgeben eines korrigierten Koeffizienten, der dem Sekundärwiderstandswert r₂ des Induktionsmotors entspricht, unter Verwendung des Ausgangssignals der zweiten Verstärkerschaltung als Eingangssignal;
(k) eine fünfte Verstärkerschaltung zum Ausgeben eines korrigierten Werts der Erregerinduktanz M unter Verwendung des Ausgangssignals der zweiten Verstärkerschaltung als Eingangssignal nur dann, wenn der Drehmomentvorgabewert kleiner als ein vorgegebener Wert ist; und
(l) eine Halteschaltung zum Halten des Ausgangswerts der fünften Verstärkerschaltungm, wenn der Drehmomentvorgabewert größer als der vorgegebene Wert ist;
- wobei die dritte Verstärkerschaltung den korrigierten, dem Sekundärwiderstand r₂ des Induktionsmotors entsprechenden Koeffizienten unter Verwendung des Ausgangswerts der vierten Verstärkerschaltung als Eingangssignal korrigiert, und die erste Verstärkerschaltung den korrigierten Wert des der Erregerinduktanz M entsprechenden Koeffizienten unter Verwendung des Ausgangssignals der fünften Verstärkerschaltung als Eingangssignal korrigiert.

4. Steuerungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Halteschaltung über eine Datentabelle verfügt, die die Entsprechung zwischen den integrierten Werten der Signale von der fünften Verstärkungsschaltung und Werten des Vorgabewerts für die magnetische Induktion speichert und einen Korrekturwert entsprechend einem Signal von der fünften Verstärkungsschaltung abruft und ausgibt.