DE19644125A1 - Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung - Google Patents
Kapazitive SensorschnittstellenschaltungInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine kapazitive
Sensorschnittstellenschaltung für den Einsatz in einem
Kapazitätdetektorsensor, beispielsweise einem
Beschleunigungssensor oder Drehgeschwindigkeitssensor zum
Messen einer Schwingung, zum Steuern eines Fahrzeugs oder zum
Steuern einer Bewegung.
In den zurückliegenden Jahren richtete sich bei einem
Massekraftsensor zum Detektieren beispielsweise einer
Beschleunigung oder eine Drehgeschwindigkeit, die auf ein
sich bewegendes Objekt einwirkt, eine besondere
Aufmerksamheit auf einen Beschleunigungssensor und einen
Drehgeschwindigkeitssensor zum Berechnen der Beschleunigung
durch Detektion einer Veränderung der Kapazität eines
Kondensators als Sensor unter Einsatz einer
Mikromechaniktechnik für Halbleiter. Diese Sensoren weisen
Vorteile im Hinblick auf kleinere Einrichtungen auf, sowie im
Hinblick auf die Fähigkeit einer Massenproduktion, einer
höheren Genauigkeit, einer höheren Zuverlässigkeit usw.
Die Fig. 5 zeigt ein Diagramm zum Darstellen einer Struktur
eines typischen kapazitiven Beschleunigungssensors, der unter
Einsatz des Mikromechanikprozesses für Halbleiter hergestellt
wurde. In dieser Struktur wird ein Siliziummassekörper von
einem Ankerabschnitt 2 über einen Träger 3 gehalten. Oberhalb
und unterhalb des Massekörpers 1 sind fixierte Elektroden 4
und 5 auf Glas oder Silizium 6 gebildet. Der Massekörper 1
und die fixierten Elektroden 4, 5 bilden, wie in Fig. 6
gezeigt, Kondensatoren 7 und 8. Die Kondensatoren 7 und 8
bilden ein Sensorelement 9.
Wird eine Massekraft durch Beschleunigung auf den Massekörper
1 entlang einer Richtung x ausgeübt, so wird der Massekörper
1 um u in Richtung x versetzt. Zwischen dem Massekörper 1 und
den fixierten Elektroden 4 und 5 erhöht die Verstellung u
einen Kapazitätwert (d. h., C + ΔC), und sie erniedrigt den
anderen Kapazitätwert (d. h., C - ΔC). Der
Beschleunigungssensor setzt die Veränderung des
Kapazitätswerts in ein Spannungsausgangssignal um.
Als ein Verfahren zum Umsetzen der Veränderung eines
Kapazitätwerts gemäß der Verstellung des Massekörpers 1 in
das Spannungsausgangssignal ist eine beispielhafte
Schnittstellenschaltung unter Einsatz einer SC-Schaltung
(Switched-Capacitor-Schaltung) beispielsweise in "Eine ASIC-
Schaltung für hochauflösende kapazitive
Mikrobeschleunigungsmeter", Rudlf et al. in Sensor- und
Aktoren, A21-A23, Seiten 278-281 (1990) beschrieben. Die Fig.
7 zeigt ein Schaltbild zum Darstellen einer beispielhaften
kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung unter Einsatz der
üblichen SC-Schaltung. Die Fig. 8 zeigt ein Zeitdiagramm zum
Darstellen des Zeitpunkts der Taktsignale Φ1 und Φ2 der
Schalter.
Die Schalter SW1 und SW2 werden übereinstimmend mit dem
Zeitpunkt geschlossen, bei dem das Taktsignal Φ1 einen
Übergang von dem L-Pegel zu dem H-Pegel durchführt, wodurch
jeweils die Stromversorgungsspannung Vs und Erde (Gnd)
parallel zu dem Sensorelement 9 anliegen. In diesem Zeitpunkt
wird eine Fehlladung gemäß einer Differenz zwischen der
Kapazität eines Kondensators C1 und einer Kapazität eines
Kondensators C2 über eine nachfolgenden SC-Schaltung 10
abgeführt. Ferner wird ein Schalter SW22 gemäß dem Zeitpunkt
geschlossen, bei dem der Takt Φ1 den Übergang von dem L-Pegel
zu dem H-Pegel durchführt, wodurch eine Fehlerspannung Vm
(= Vout - Vr) entsprechend der Fehlerladung ΔQ generiert
wird. Wird ein Schalter SW 21 in Übereinstimmung mit dem
Zeitpunkt geschlossen, in dem das Taktsignal Φ2 einen
Übergang von einem L-Pegel zu einem H-Pegel durchführt, so
wird die erzeugte Fehlerspannung von einem Kondensator C5
über eine nachfolgende Spannungshalte/Rückkopplungs-Schaltung
11 gehalten, und die Fehlerspannung Vm wird zu einem
Kondensator C6 rückgekoppelt. Im Ergebnis schwankt bei einem
Operationsverstärker A1 einer ersten Stufe, der die SC-
Schaltung 10 bildet, ein Potential eines nicht invertierenden
Eingangsanschlusses im Hinblick auf die Referenzspannung Vr
gemäß dem Vorzeichen der Fehlerladung ΔQ. Die Fehlerspannung
Vm verändert sich allmählich bei jedem Schaltzyklus, und sie
nimmt einen konstanten Wert an, der durch die folgende
Gleichung (1) ausgedrückt ist, wenn die Fehlerspannung ΔQ
Null ist, d. h. wenn fortlaufend dieselbe Ladung in dem
Kondensator C1 und dem Kondensator C2 aufgenommen werden kann:
Vout = {C1/(C1+Ç2)} · Vs + {C3/(C1+C2)} · Vos= (C1 · Vs + Vos · C3)/(C1+C2) (1)
wobei Vos eine Quadratspannung darstellt, die aus Gründen der
Einfachheit von einem Operationsverstärker der ersten Stufe
und einem Operationsverstärker einer zweiten Stufe geteilt
wird, und Vr ist zu Vr = Vs/2 bestimmt.
Die obige Diskussion basiert auf der Annahme, daß die
Schaltung von einer einzigen Stromversorgung Vs versorgt
wird. Geht man jedoch von einer anderen Voraussetzung aus,
daß die Schaltung von zwei verschiedenen und jeweils
positiven und negativen Stromversorgungen mit ± Vs/2 versorgt
wird, so läßt sich der Ausdruck (1) umschreiben, mit Vr bei
einem Potential von Null, was zu dem folgenden Ausdruck (2)
führt:
Vout = {C1-C2)/(C1+C2)} · Vs/2 + {C3/(C1+C2)} · Vos (2)
Wie anhand des Ausdrucks (1) oder (2) gezeigt, läßt sich die
Ausgangsspannung Vout durch die Summe der Ausgangsspannung
gemäß der Kapazitätsdifferenz C1-C2 in Abhängigkeit der
Verstellung des Massekörpers durch die Beschleunigung und
einer Gleichspannungs-Versatzspannung gemäß der
Eingabeversatzspannung Vos bei dem Operationsverstärker
ausdrücken.
Andererseits ist für die Rückkopplung der Fehlerspannung Vm
die Einhaltung des folgenden Ausdrucks (3) aus
Stabilitätsgründen erforderlich:
wobei C₀ eine Anfangskapazität (C1 = C2 = C₀) der Kapazitäten
C1 und C2 dann darstellt, wenn die Differenz der Kapazitäten
C1 - C2 in Abhängigkeit der Verstellung des Massekörpers C1
gemäß der Beschleunigung Null ist.
Wie oben erwähnt, ist es gemäß dem Stand der Technik nötig,
gleichzeitig C3 kleiner und C₀ höher festzulegen, um die
Gleichspannungs-Versatzspannung zu reduzieren. Wird jedoch C3
niedriger festgelegt, so besteht ein Nachteil dahingehend,
daß beispielsweise die Stabilität (Konvergenz) reduziert ist,
da sich die anhand es Ausdrucks (3) ausgedrückte
Stabilitätsbedingung nicht einhalten läßt.
Ferner weisen die Operationsverstärker jeweils
unterschiedliche Eingangsversatzspannungen Vos auf, die im
Hinblick auf die Temperatur variieren. Deshalb können bei der
Gleichspannungs-Versatzspannung eine ähnlich Veränderung und
eine ähnliche Temperaturabhängigkeit, ausgedrückt durch den
zweiten Term des Ausdrucks (1), beobachtet werden.
Da die übliche Kapazitätsdetektorschaltung die obige Struktur
aufweist, wird die Gleichspannungs-Versatzspannung bestimmt
durch die Eingangsversatzspannung Vos des
Operationsverstärkers generiert, sowie durch den
Kapazitätswert des Kondensators C3 und die Gesamtkapazität C1
+ C2 des Sensorelements. Die Gleichspannungs-Versatzspannung
variiert im Hinblick auf die Temperatur und bewirkt eine
Versatztemperaturdrift. Demnach besteht ein Problem
dahingehend, daß sich beispielsweise ein S/N-Verhältnis des
Sensors verschlechtert.
Ferner sind bei der Schaltungsstruktur die vier Kondensatoren
(C3 bis C6) als passive Elemente erforderlich, und die
mindestens zwei Operationsverstärker sind als aktive Elemente
erforderlich. Demnach besteht ein anderes Problem
dahingehend, daß eine Schaltungsfläche einer integrierten
Halbleiterschaltung unter Vergrößerung eines IC-Chips
zunimmt, was zu höheren Kosten für die integrierte Schaltung
führt.
Ferner ist typischerweise eine Selbstdiagnosefunktionalität
bei dem Beschleunigungssensor gewünscht, um zu überprüfen, ob
der als bewegliche Elektrode dienende Massekörper 1 normal
verstellt wird oder nicht. Jedoch ist zum Hinzufügen der
Selbstdiagnosefunktionalität die zusätzliche Befestigung
einer fixierten Elektrode für die Selbstdiagnose auf einer
Oberfläche gegenüber der beweglichen Elektrode erforderlich.
Im Ergebnis entstehen weitere Probleme dahingehend, daß
verschärfte Randbedingungen bei dem Entwurf des kapazitiven
Sensors einzuhalten sind, und der Sensor läßt sich nicht
einfach kleiner herstellen.
Zum Lösen der obigen Probleme besteht eine Aufgabe der
vorliegenden Erfindung in der Schaffung einer kapazitiven
Sensorschnittstellenschaltung mit einer einfachen Struktur
bei geringen Kosten.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in
der Schaffung einer kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung
bei geringen Kosten derart, daß sich die von einer
Kapazitätsdetektorspannung aus gegebene Gleichspannungs-
Versatzspannung und die bei dieser auftretende
Versatztemperaturdrift reduzieren lassen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in
der Schaffung einer kapazitiven
Sensorschnittstellenschaltung, bei der sich ein einer
Selbstdiagnoseelektrode zugeführtes Potential zwischen einem
Massekörper und einer fixierten Elektrode ohne einer
fixierten zusätzlichen Selbstdiagnoseelektrode zuführen läßt,
und bei der eine wirksame Selbstdiagnose mit einer einfachen
Struktur möglich ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird zum Lösen der oben
erwähnten Aufgaben eine kapazitive
Sensorschnittstellenschaltung geschaffen, die mit einem
kapazitiven Sensor mit einem ersten und zweiten Kondensator,
von denen zumindest irgendein beliebiger Wert variabel ist,
verbunden ist, enthaltend einen Operationsverstärker mit
einem Ausgangsanschluß und einem invertierenden
Eingangsanschluß, zwischen denen ein
Gegenkopplungs/Abtastkondensator angeschlossen ist, sowie
einen Haltekondensator, der zwischen dem Operationsverstärker
und einer Referenzspannungsquelle angeschlossen ist. Bei der
kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung ist ein Ende des
ersten und zweiten Kondensators und des
Gegenkopplungs/Abtastkondensator mit dem invertierenden
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden. In
Abhängigkeit eines festgelegten Zeitpunkts ist das andere
Ende des ersten und zweiten Kondensators mit einer
Stromversorgung verbunden, und gleichzeitig ist der
Gegenkopplungs/Abtastkondensator kurzgeschlossen. Ferner ist
nach dem Verstreichen einer festgelegten Zeit des
festgelegten Zeitpunkts das andere Ende des ersten und
zweiten Kondensators und der Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers jeweils mit einem nicht invertierenden
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden.
Ferner ist gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung das andere Ende eines
Gegenkopplungs/Abtastkondensators von einem Ausgangsanschluß
eines Operationsverstärkers abgetrennt und gleichzeitig mit
einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers in Abhängigkeit von einem festgelegten
Zeitpunkt verbunden, und es ist mit dem Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers nach dem Verstreichen einer
festgelegten Zeit des festgelegten Zeitpunkts verbunden.
Ferner wird gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Selbstdiagnosespannung
gezwungenermaßen einem ersten oder zweiten Kondensator eines
kapazitiven Sensors zugeführt.
Die obigen und weitere Aufgaben und neue Merkmale der
Erfindung ergeben sich deutlicher anhand der folgenden
detaillierten Beschreibung, wenn diese im Zusammenhang mit
der beiliegenden Zeichnung gelesen wird; es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild zum Darstellen einer kapazitiven
Sensorschnittstellenschaltung gemäß der ersten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Schaltbild zum Darstellen einer kapazitiven
Sensorschnittstellenschaltung gemäß der zweiten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein Schaltbild zum Darstellen einer kapazitiven
Sensorschnittstellenschaltung gemäß der dritten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 eine erläuternde Ansicht zum Darstellen eines
Taktzeitpunkts, wie er zum Treiben eines Schalters
für eine Selbstdiagnose der in Fig. 3 gezeigten
kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung benützt
wird, und eine synchron hierzu aus gegebene
Selbstdiagnosesignalform;
Fig. 5 ein Diagramm zum Darstellen einer Struktur eines
beispielhaften üblichen kapazitiven
Beschleunigungssensors;
Fig. 6 ein Schaltbild zum Darstellen einer zu dem üblichen
kapazitiven Beschleunigungssensor äquivalenten
Schaltung;
Fig. 7 ein Schaltbild zum Darstellen einer beispielhaften
üblichen kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung;
und
Fig. 8 eine erläuternde Ansicht zum Darstellen des
Zeittaktablaufs, wie er zum Treiben eines Schalters
der üblichen kapazitiven
Sensorschnittstellenschaltung eingesetzt wird.
Gemäß der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung wird nachfolgend eine kapazitive
Sensorschnittstellenschaltung beschrieben. In der
beiliegenden Zeichnung kennzeichnen gleiche Bezugszeichen
identische oder äquivalente Komponententeile.
Die Fig. 1 zeigt ein Schaltbild zum Darstellen einer
kapazitiven Detektorschaltung einschließlich einer
kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung gemäß der ersten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung
enthält ein Sensorelement 9, einen Operationsverstärker A1,
einen Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 und einen
Haltekondensator C4. Der Operationsverstärker A1, der
Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 und der Haltekondensator
C4 bilden eine SC- und Spannungshalte/Gegenkopplungsschaltung
12.
Bei der Schaltung beträgt die Referenzspannung wie beim Stand
der Technik Vr (= Vs/2), und die Fehlerspannung Vm nähert
sich allmählich der Ausgangsspannung Vout.
Schalter SW1 und SW2 werden gemäß dem Zeitpunkt geschlossen,
bei dem ein in der Fig. 8 gezeigtes Taktsignal Φ1 einen
Übergang von einem L-Pegel zu einem H-Pegel durchführt,
wodurch in den Kondensatoren C1 und C2 des Sensorelements 9
Ladung aufgenommen wird. Ferner wird ein Schalter SW3
ebenfalls in Übereinstimmung mit dem Zeitpunkt geschlossen,
bei dem das Taktsignal W1 den Übergang vom L-Pegel zum H-
Pegel durchführt, und es tritt ein Kurzschluß parallel zu dem
Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 auf. Anschließend werden
Schalter SW4, SW5 und SW6 in Übereinstimmung mit dem
Zeitpunkt geschlossen, bei dem ein Taktsignal Φ2 einen
Übergang von einem L-Pegel zu einem H-Pegel durchführt,
wodurch die Anschlüsse der nicht mit dem Operationsverstärker
A1 verbundenen Kapazitäten C1 und C2 und ein Ausgangsanschluß
des Operationsverstärkers A1 mit einem nicht invertierenden
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 verbunden
werden. Demnach setzt die SC- und
Spannungshalte/Gegenkopplungsschaltung 12 eine Differenz ΔQ
um, und zwar über den Gegenkopplungskondensator C3 des
Operationsverstärkers und einen Kondensator, der die Summe
von C1 und C2 bildet. In diesem Zeitpunkt wird der
Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers mit dem nicht
invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers in
Abhängigkeit von demselben Zeitpunkt gemäß demjenigen des
Taktsignals Φ2 verbunden. Demnach wird die Potentialdifferenz
ΔV dem Operationsverstärker als Potentialdifferenz zwischen
einem invertierenden Eingangsanschluß und dem nicht
invertierenden Eingangsanschluß zugeführt. Im Ergebnis
schwankt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers in
Übereinstimmung mit dem Vorzeichen der Potentialdifferenz ΔV
(d. h., der Größe von V+ oder V-). Ferner fließt Ladung von
dem Operationsverstärkers in Übereinstimmung mit dem
Vorzeichen der Potentialdifferenz ΔV (d. h., der Größe von V+
oder V-). Ferner fließt Ladung von dem Operationsverstärker in
den Kondensator C4, oder es fließt Ladung aus dem Kondensator
C4 gemäß einem Potential von Vout. In Abhängigkeit von dem
Zeitpunkt, bei dem das Taktsignal Φ1 den Übergang von dem L-
Pegel zu dem H-Pegel zuführt, läßt sich die parallel zu dem
Kondensator C4 gebildete Spannung auf demselben Potential
halten, wie es unmittelbar vor dem Zeitpunkt vorliegt, bevor
das Taktsignal Φ2 zu dem L-Pegel umgeschaltet wird. Nach der
Wiederholung des obigen Betriebs nimmt die Spannung des
invertierenden Eingangsanschlusses und des nicht
invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers
V1 einen konstanten Spannungswert an, durch den sich dieselbe
Ladung in dem Kondensator C1 und dem Kondensator C2, wie im
Ausdruck (1), aufnehmen läßt.
Dies bedeutet, daß sich dieselbe Funktion wie im Stand der
Technik mit der einfachen Struktur realisieren läßt, die den
einen Operationsverstärker A1 enthält, sowie das
Sensorelement 9, den Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 und
den Haltekondensator C4. Jedoch wird dann, wenn eine
Eingangsversatzspannung Vos parallel zu den
Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers A1 entwickelt
wird, eine durch den Ausdruck (1) ausgedrückte
Ausgangsspannung generiert.
Die Fig. 2 zeigt eine kapazitive
Sensorschnittstellenschaltung gemäß der zweiten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die kapazitive
Sensorschnittstellenschaltung gemäß der zweiten
Ausführungsform weist eine Basisstruktur auf, die zu der in
Fig. 1 gezeigten Struktur gemäß der ersten Ausführungsform
identisch ist, mit der Ausnahme, daß die erstgenannte die
Funktion zum Kompensieren der Eingangsversatzspannung Vos
eines Operationsverstärkers aufweist.
Gemäß dem Zeitpunkt, bei dem ein Taktsignal Φ1 einen Übergang
vom L-pegel zum H-Pegel durchführt, werden Schalter SW1 und
SW2 geschlossen, und gleichzeitig werden Schalter SW3 und SW7
geschlossen. In einem Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 des
Operationsverstärkers A3 wird Ladung Q3 durch Vos
akkumuliert. Andererseits werden jeweils Ladungen Q1, Q2 in
Kondensatoren C1, C2 akkumuliert, die ein Sensorelement 9
bilden. Die Ladungen Q1, Q2 und Q3 können gemäß der folgenden
Ausdrücke dargestellt werden:
Q1 = [Vs - (Vos + Vm)] × C1
Q2 = [Vos + Vm] × C2
Q3 = Vos × C3 (4)
Q2 = [Vos + Vm] × C2
Q3 = Vos × C3 (4)
wobei Vm einem Potential an einem nicht invertierenden
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 bei einem
Zeitpunkt entspricht, in dem das Taktsignal Φ1 den Übergang
von dem L-Pegel zu dem H-Pegel durchführt, und Vs eine
Eingangsstromversorgungsspannung ist.
Gemäß dem Zeitpunkt, bei dem ein Taktsignal Φ2 einen Übergang
von L-Pegel zu dem H-Pegel durchführt, werden die Schalter
SW4, SW5, SW6 und SW8 geschlossen, und der Kondensator c3 ist
mit den Kondensatoren C1 und C2 verbunden, was zu einer
Gesamtkapazität von C1 + C2 + C3 führt. Erreicht eine in den
Kondensatoren C1 bis C3 akkumulierte Ladungsmenge Vos als
parallel zum invertierenden Eingangsanschluß und nicht
invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1
entwickelte Spannung, so nimmt das Ausgangssignal des
Operationsverstärkers einen konstanten Wert Vout an. Demnach
läßt sich die folgende Gleichung erfüllen:
Vos = (Q1 - Q2 + Q3)/(C1 + C2 + C3) (5)
Durch Umformung nach dem Einsetzen der Gleichung (4) in die
Gleichung (5) ergibt sich
Vout = [C2/(C1 + C2)] × Vs (6)
Im Ergebnis wird in der Theorie die Ausgangsspannung Vout des
Operationsverstärkers nicht durch Vos beeinflußt.
Wie oben angegeben, enthält bei der Ausführungsform die
Ausgangsspannung nicht den Term, der von der
Eingangsversatzspannung Vos des Operationsverstärkers A1
abhängt. Demnach ist es möglich, zu vermeiden, daß das
Ausgangssignal in Übereinstimmung mit einer Veränderung von
Vos aufgrund einer Temperaturschwankung variiert, und es wird
eine Schnittstellenschaltung für den kapazitiven
Detektorsensor mit einer extrem stabilen Gleichspannungs-
Versatzausgangsgröße geschaffen.
Dies bedeutet, daß lediglich die gewünschte Fehlerladung in
dem Abtastkondensator akkumuliert wird, und die Spannung an
dem nicht invertierenden Eingangsanschluß kann in Ansprechen
auf das Ergebnis bestimmt werden. Im Ergebnis ist es möglich,
zu vermeiden, daß das Ausgangssignal durch die
Eingangsversatzspannung Vos parallel zu dem nicht
invertierenden Eingangsanschluß und zu dem invertierenden
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers beeinflußt wird.
Die Fig. 3 zeigt die dritte Ausführungsform einer
Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Detektorsensor
der vorliegenden Erfindung, in dem ein Massekörper durch eine
elektrostatische Kraft angetrieben wird, und bei der eine
Selbstdiagnosefunktion zusätzlich für die Überprüfung der
Verstellung des Massekörpers vorgesehen ist. Die Fig. 4 zeigt
ein Zeitdiagramm der für eine Selbstdiagnose eingesetzten
Impulse. Führt ein Impuls Φt für die Selbstdiagnose einen
Übergang von einem L-Pegel zu einem H-(Anschalt)-Pegel durch,
so werden Schalter SW11 und SW12 geschlossen, wodurch eine
Treiberspannung Vt zwischen einer fixierten Elektrode und dem
Massekörper, die einen Kondensator C1 bilden, zugeführt wird.
Demnach wird durch die elektrostatische Kraft der Massekörper
angezogen und zu der fixierten Elektrode hin verstellt.
Gleichzeitig sind die Schalter SW13, SW14, SW15 und SW16
abgeschaltet, da die Schalter so ausgelegt sind, daß sie
geschlossen sind, wenn ein Impuls Φt* H-Pegel liegt.
Demnach wird eine SC-/Gegenkopplungsschaltung 13 von einem
Sensorelement 9 abgetrennt, und das Ausgangssignal der
Detektorschaltung wir gleich der Referenzspannung Vr.
Führt andererseits der Impuls Φt einen Übergang von einem H-
Pegel zu einem L-Pegel durch und führt der Impuls Φt* einen
Übergang von einen L-Pegel zu einem H-Pegel durch, so sind
die Schalter SW13, SW14, SW15 und SW16 angeschaltet, und die
Schalter SW11 und SW12 sind abgeschaltet. Dies bedeutet, daß
die Detektorschaltung in eine normale Detektorphase
(verstellter Detektormodus) umgeschaltet werden, damit die
Ausgangsspannung Vout gemäß der aufgeladenen Zustände der
Kondensatoren C1 und C2 ausgegeben wird. In diesem Fall ist
ein Zyklus Ts eines Abtasttaktes der Detektorschaltung extrem
niedriger als die Antwortzeitkonstanten des Massekörper und
der SC-Schaltung festgelegt. Demnach ist es möglich, die
Verstellung des Massekörpers während einer Zeitperiodendauer
zwischen einer Freigabe von der elektrostatischen Kraft durch
die Treiberspannung und einer Rückkehr zu einem Neutralpunkt
als Übergangssignal von der Ausgangsspannung der
Detektorschaltung zu überwachen. Im Ergebnis ist es möglich,
zu überprüfen, ob der Betrieb des Massekörpers normal ist
oder nicht, indem die Ausgangssignalform als
Selbstdiagnoseausgangsgröße benützt wird.
Dies bedeutet, daß die fixierte Elektrode als
Selbstdiagnoseelektrode benützt werden kann, und ein
Treiberpotential selbst kann als Potentialdifferenz zwischen
der fixierten Elektrode und dem Massekörper zugeführt werden.
Es ist zu erwähnen, daß die vorliegende Erfindung nicht auf
die obige Ausführungsform begrenzt werden sollte.
Beispielsweise ist es möglich, ein stabileres Potential des
invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers
als Ausgangssignal der Detektorschaltung zu benützen.
Ferner kann ein Tiefpaßfilter oder ein Verstärker als
nachfolgende Stufe angeschlossen werden, um einen aufgrund
des Schaltens und des Anpassens einer Verstärkung erzeugten
Rauschanteil zu entfernen.
Ferner kann ein Hochpaßfilter angeschlossen werden, um ein
niederfrequentes Signal abzutrennen. Alternativ kann ein SC-
Filter für die Filter eingesetzt werden.
Wie oben erwähnt, lassen sich gemäß der vorliegenden
Erfindung die folgenden Wirkungen erzielen.
Gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung wird eine Schnittstellenschaltung vom SC-Typ
geschaffen, enthaltend den Operationsverstärker A1 mit dem
Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß,
zwischen denen der Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3
angeschlossen ist, und den Haltekondensator C4, der zwischen
dem Operationsverstärker A1 und der Referenzspannungsquelle
angeschlossen ist. Ein Ende der Kondensatoren C1, C2 zum
Bilden des kapazitiven Sensors und des
Gegenkopplungs/Abtastkondensators C3 ist mit dem
invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1
verbunden. Führt das Taktsignal Φ1 den Übergang von dem H-
Pegel zu dem L-Pegel durch, so ist das andere Ende der
Kondensatoren C1 und C2 mit der Stromversorgung verbunden,
und gleichzeitig ist der Kondensator C3 kurzgeschlossen.
Führt das Taktsignal Φ2 den Übergang von dem H-Pegel zu dem
L-Pegel durch, nachdem die festgelegte Zeit ausgehend von dem
Übergang des Taktsignals Φ1 verstrichen ist, so ist das
andere Ende des Kondensators C1 und C2 und der
Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers A1 jeweils mit dem
nicht invertierenden Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers A1 verbunden. Demnach ist in der
Schnittstellenschaltung lediglich ein Operationsverstärker
als aktives Element erforderlich, und die beiden
Kondensatoren C3 und C4 sind als passive Elemente
erforderlich, zusätzlich zu den Kondensatoren C1 und C2, die
das Sensorelement bilden. Demnach ist es möglich, die
Schnittstellenschaltung mit der extrem einfachen Struktur zu
schaffen. Im Ergebnis ergibt sich ein Vorteil dahingehend,
daß sich die kapazitive Sensorschnittstellenschaltung mit
niedrigeren Kosten selbst dann bereitstellen läßt, wenn die
Schaltung als anwendungsspezifische integrierte Schaltung
(ASIC-Schaltung) eingesetzt wird.
Ferner ist gemäß der anderen bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung das andere Ende des
Gegenkopplungs/Abtastkondensators C3 von dem Ausgangsanschluß
des Operationsverstärkers A1 abgetrennt und gleichzeitig mit
dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers A1 in Abhängigkeit von dem Zeitpunkt
des Taktsignals Φ1 verbunden, und es ist mit dem
Ausgangsanschluß der Operationsverstärkers A1 in Abhängigkeit
von dem Zeitverlauf des Taktsignals Φ2 verbunden. Demnach ist
es möglich, die Ausgangsspannung gemäß der Verstellung der
beweglichen Elektrode ohne die Einwirkung der
Eingangsversatzspannung des Operationsverstärkers zu
bestimmen. Im Ergebnis ergibt sich ein Vorteil dahingehend,
daß es möglich ist, die hochgenaue und hochstabile kapazitive
Sensorschnittstellenschaltung ohne eine Einwirkung der
Schwankung bei der Eingangsversatzspannung des
Operationsverstärkers aufgrund der Temperaturschwankung zu
schaffen.
Ferner wird gemäß der anderen bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung die Selbstdiagnosespannung
erzwungendermaßen dem Kondensator C1 und C2 des kapazitiven
Sensors zugeführt. Ohne zusätzliche fixierte Elektroden für
die Selbstdiagnose läßt sich die
Selbstdiagnosetreiberspannung direkt als elektrostatische
Kraft für den Massekörper einsetzen. Im Ergebnis ergibt sich
ein Vorteil dahingehend, daß es möglich ist, die kapazitive
Sensorschnittstellenschaltung zu schaffen, in der sich eine
wirksame Selbstdiagnose durchführen läßt.
Claims (3)
1. Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung, die mit einem
kapazitiven Sensor (9) enthaltend einen ersten und
zweiten Kondensator (C1, C2) verbunden ist, von denen
zumindest ein Wert variabel ist, derart, daß die
kapazitive Sensorschnittstellenschaltung enthält:
einen Operationsverstärker (A1);
einen Gegenkopplungs-Abtastkondensator (C3), der mit einem Ausgangsanschluß und einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (A1) verbunden ist; und
einen Haltekondensator (C4), der zwischen dem Operationsverstärker und einer Referenzspannungsquelle verbunden ist, wobei
in Übereinstimmung mit einem festgelegten Zeitpunkt ein Ende des ersten und zweiten Kondensators und des Gegenkopplungs/Abtastkondensators mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden ist und das andere Ende des ersten und zweiten Kondensators mit einer Stromversorgung verbunden ist und gleichzeitig der Gegenkopplungs/Abtastkondensator kurzgeschlossen ist, und nach dem Verstreichen einer festgelegten Zeit bezogen auf den festgelegten Zeitpunkt das andere Ende des ersten und zweiten Kondensators und der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers ist.
einen Operationsverstärker (A1);
einen Gegenkopplungs-Abtastkondensator (C3), der mit einem Ausgangsanschluß und einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (A1) verbunden ist; und
einen Haltekondensator (C4), der zwischen dem Operationsverstärker und einer Referenzspannungsquelle verbunden ist, wobei
in Übereinstimmung mit einem festgelegten Zeitpunkt ein Ende des ersten und zweiten Kondensators und des Gegenkopplungs/Abtastkondensators mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden ist und das andere Ende des ersten und zweiten Kondensators mit einer Stromversorgung verbunden ist und gleichzeitig der Gegenkopplungs/Abtastkondensator kurzgeschlossen ist, und nach dem Verstreichen einer festgelegten Zeit bezogen auf den festgelegten Zeitpunkt das andere Ende des ersten und zweiten Kondensators und der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers ist.
2. Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung nach Anspruch
1, dadurch gekennzeichnet, daß das andere Ende des
Gegenkopplungs/Abtastkondensators von dem
Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers abgetrennt
und gleichzeitig mit dem nicht invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers in Abhängigkeit von dem
festgelegten Zeitpunkt verbunden ist, und daß es mit dem
Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers nach dem
Verstreichen der festgelegten Zeit bezogen auf den
festgelegten Zeitpunkt verbunden ist.
3. Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung nach Anspruch 1
oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die
Selbstdiagnosespannung erzwungenermaßen dem ersten oder
zweiten Kondensator des kapazitiven Sensors zugeführt
wird.
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