DE19644125C2 - Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung - Google Patents

Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung

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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine kapazitive Sensorschnittstellenschaltung für den Einsatz in einem Kapazitätdetektorsensor, beispielsweise einem Beschleunigungssensor oder Drehgeschwindigkeitssensor, zum Messen einer Schwingung, zum Steuern eines Fahrzeugs oder zum Steuern einer Bewegung.
In den zurückliegenden Jahren richtete sich bei einem Massekraftsensor zum Detektieren beispielsweise einer Beschleunigung oder eine Drehgeschwindigkeit, die auf ein sich bewegendes Objekt einwirkt, eine besondere Aufmerksamheit auf einen Beschleunigungssensor und einen Drehgeschwindigkeitssensor zum Berechnen der Beschleunigung durch Detektion einer Veränderung der Kapazität eines Kondensators als Sensor unter Einsatz einer Mikromechaniktechnik für Halbleiter. Diese Sensoren weisen Vorteile im Hinblick auf kleinere Einrichtungen auf, sowie im Hinblick auf die Fähigkeit einer Massenproduktion, einer höheren Genauigkeit, einer höheren Zuverlässigkeit usw..
Die Fig. 5 zeigt ein Diagramm zum Darstellen einer Struktur eines typischen kapazitiven Beschleunigungssensors, der unter Einsatz des Mikromechanikprozesses für Halbleiter hergestellt wurde. In dieser Struktur wird ein Siliziummassekörper von einem Ankerabschnitt 2 über einen Träger 3 gehalten. Oberhalb und unterhalb des Massekörpers 1 sind fixierte Elektroden 4 und 5 auf Glas oder Silizium 6 gebildet. Der Massekörper 1 und die fixierten Elektroden 4, 5 bilden, wie in Fig. 6 gezeigt, Kondensatoren 7 und 8. Die Kondensatoren 7 und 8 bilden ein Sensorelement 9.
Wird eine Massekraft durch Beschleunigung auf den Massekörper 1 entlang einer Richtung x ausgeübt, so wird der Massekörper 1 um u in Richtung x versetzt. Zwischen dem Massekörper 1 und den fixierten Elektroden 4 und 5 erhöht die Verstellung u einen Kapazitätwert (d. h., C + ΔC), und sie erniedrigt den anderen Kapazitätwert (d. h., C - ΔC). Der Beschleunigungssensor setzt die Veränderung des Kapazitätswerts in ein Spannungsausgangssignal um.
Als ein Verfahren zum Umsetzen der Veränderung eines Kapazitätwerts gemäß der Verstellung des Massekörpers 1 in das Spannungsausgangssignal ist eine beispielhafte Schnittstellenschaltung unter Einsatz einer SC-Schaltung (Switched-Capacitor-Schaltung) beispielsweise in "Eine ASIC- Schaltung für hochauflösende kapazitive Mikrobeschleunigungsmeter", Rudolf et al. in Sensor- und Aktoren, A21-A23, Seiten 278-281 (1990) beschrieben. Die Fig. 7 zeigt ein Schaltbild zum Darstellen einer beispielhaften kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung unter Einsatz der üblichen SC-Schaltung. Die Fig. 8 zeigt ein Zeitdiagramm zum Darstellen des Zeitpunkts der Taktsignale ϕ1 und ϕ2 der Schalter.
Die Schalter SW1 und SW2 werden übereinstimmend mit dem Zeitpunkt geschlossen, bei dem das Taktsignal ϕ1 einen Übergang von dem L-Pegel zu dem H-Pegel durchführt, wodurch jeweils die Stromversorgungsspannung Vs und Erde (Gnd) parallel zu dem Sensorelement 9 anliegen. In diesem Zeitpunkt wird eine Fehlladung gemäß einer Differenz zwischen der Kapazität eines Kondensators C1 und einer Kapazität eines Kondensators C2 über eine nachfolgenden SC-Schaltung 10 abgeführt. Ferner wird ein Schalter SW22 gemäß dem Zeitpunkt geschlossen, bei dem der Takt ϕ1 den Übergang von dem L-Pegel zu dem H-Pegel durchführt, wodurch eine Fehlerspannung Vm (=Vout - Vr) entsprechend der Fehlerladung ΔQ generiert wird. Wird ein Schalter SW21 in Übereinstimmung mit dem Zeitpunkt geschlossen, in dem das Taktsignal ϕ2 einen Übergang von einem L-Pegel zu einem H-Pegel durchführt, so wird die erzeugte Fehlerspannung von einem Kondensator C5 über eine nachfolgende Spannungshalte/Rückkopplungs-Schaltung 11 gehalten, und die Fehlerspannung Vm wird zu einem Kondensator C6 rückgekoppelt. Im Ergebnis schwankt bei einem Operationsverstärker A1 einer ersten Stufe, der die SC- Schaltung 10 bildet, ein Potential eines nicht invertierenden Eingangsanschlusses im Hinblick auf die Referenzspannung Vr gemäß dem Vorzeichen der Fehlerladung ΔQ. Die Fehlerspannung Vm verändert sich allmählich bei jedem Schaltzyklus, und sie nimmt einen konstanten Wert an, der durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt ist, wenn die Fehlerspannung ΔQ Null ist, d. h. wenn fortlaufend dieselbe Ladung in dem Kondensator C1 und dem Kondensator C2 aufgenommen werden kann:
Vout = {C1/(C1 + C2)} . Vs + {C3/(C1 + C2)} . Vos
= (C1 . Vs + Vos . C3)/(C1 + C2) (1)
wobei Vos eine Quadratspannung darstellt, die aus Gründen der Einfachheit von einem Operationsverstärker der ersten Stufe und einem Operationsverstärker einer zweiten Stufe geteilt wird, und Vr ist zu Vr = Vs/2 bestimmt.
Die obige Diskussion basiert auf der Annahme, daß die Schaltung von einer einzigen Stromversorgung Vs versorgt wird. Geht man jedoch von einer anderen Voraussetzung aus, daß die Schaltung von zwei verschiedenen und jeweils positiven und negativen Stromversorgungen mit ± Vs/2 versorgt wird, so läßt sich der Ausdruck (1) umschreiben, mit Vr bei einem Potential von Null, was zu dem folgenden Ausdruck (2) führt:
Vout = {C1 - C2)/(C1 + C2)} . Vs/2 + {C3/(C1 + C2)} . Vos (2)
Wie anhand des Ausdrucks (1) oder (2) gezeigt, läßt sich die Ausgangsspannung Vout durch die Summe der Ausgangsspannung gemäß der Kapazitätsdifferenz C1 - C2 in Abhängigkeit der Verstellung des Massekörpers durch die Beschleunigung und einer Gleichspannungs-Versatzspannung gemäß der Eingabeversatzspannung Vos bei dem Operationsverstärker ausdrücken.
Andererseits ist für die Rückkopplung der Fehlerspannung Vm die Einhaltung des folgenden Ausdrucks (3) aus Stabilitätsgründen erforderlich:
wobei C0 eine Anfangskapazität (C1 = C2 = C0) der Kapazitäten C1 und C2 dann darstellt, wenn die Differenz der Kapazitäten C1 - C2 in Abhängigkeit der Verstellung des Massekörpers C1 gemäß der Beschleunigung Null ist.
Wie oben erwähnt, ist es gemäß dem Stand der Technik nötig, gleichzeitig C3 kleiner und C0 höher festzulegen, um die Gleichspannungs-Versatzspannung zu reduzieren. Wird jedoch C3 niedriger festgelegt, so besteht ein Nachteil dahingehend, daß beispielsweise die Stabilität (Konvergenz) reduziert ist, da sich die anhand des Ausdrucks (3) ausgedrückte Stabilitätsbedingung nicht einhalten läßt.
Ferner weisen die Operationsverstärker jeweils unterschiedliche Eingangsversatzspannungen Vos auf, die im Hinblick auf die Temperatur variieren. Deshalb können bei der Gleichspannungs-Versatzspannung eine ähnlich Veränderung und eine ähnliche Temperaturabhängigkeit, ausgedrückt durch den zweiten Term des Ausdrucks (1), beobachtet werden.
Da die übliche Kapazitätsdetektorschaltung die obige Struktur aufweist, wird die Gleichspannungs-Versatzspannung bestimmt durch die Eingangsversatzspannung Vos des Operationsverstärkers generiert, sowie durch den Kapazitätswert des Kondensators C3 und die Gesamtkapazität C1 + C2 des Sensorelements. Die Gleichspannungs-Versatzspannung variiert im Hinblick auf die Temperatur und bewirkt eine Versatztemperaturdrift. Demnach besteht ein Problem dahingehend, daß sich beispielsweise ein S/N-Verhältnis des Sensors verschlechtert.
Ferner sind bei der Schaltungsstruktur die vier Kondensatoren (C3 bis C6) als passive Elemente erforderlich, und die mindestens zwei Operationsverstärker sind als aktive Elemente erforderlich. Demnach besteht ein anderes Problem dahingehend, daß eine Schaltungsfläche einer integrierten Halbleiterschaltung unter Vergrößerung eines IC-Chips zunimmt, was zu höheren Kosten für die integrierte Schaltung führt.
Ferner ist typischerweise eine Selbstdiagnosefunktionalität bei dem Beschleunigungssensor gewünscht, um zu überprüfen, ob der als bewegliche Elektrode dienende Massekörper 1 normal verstellt wird oder nicht. Jedoch ist zum Hinzufügen der Selbstdiagnosefunktionalität die zusätzliche Befestigung einer fixierten Elektrode für die Selbstdiagnose auf einer Oberfläche gegenüber der beweglichen Elektrode erforderlich. Im Ergebnis entstehen weitere Probleme dahingehend, daß verschärfte Randbedingungen bei dem Entwurf des kapazitiven Sensors einzuhalten sind, und der Sensor läßt sich nicht einfach kleiner herstellen.
DE 41 42 101 A1 zeigt eine Druckmeßanordnung, die eine Drucksensorstruktur mit einer druckabhängigen Meßkapazität, einer druckunabhängigen Referenzkapazität und einer Auswertungsschaltung hat. Die Auswertungsschaltung leitet den Druck durch Kapazitätsmessung ab. Eine Gleichspannungsquelle ist mittels eines ersten bzw. zweiten Schalters in alternierender Polung an einen ersten bzw. zweiten Knoten legbar. Zwischen den Knoten liegt die Reihenschaltung der ersten Meßkapazität mit der zweiten Referenzkapazität einerseits und die Reihenschaltung der ersten Referenzkapazität und der zweiten Meßkapazität. Die gemeinsamen Knoten von jeweils der Meßkapazität und der Referenzkapazität sind mit den Eingängen eines Differenzpfadverstärkers verbunden. Zwischen dem invertierenden Eingang und dem nicht invertierenden Ausgang des Differenzpfadverstärkers liegt eine erste druckabhängige weitere Kapazität. Zwischen dem nicht invertierenden Eingang und dem invertierenden Ausgang des Differenzpfadverstärkers liegt eine zweite erste druckabhängige weitere Kapazität. Parallel zu diesen weiteren druckabhängigen Kapazitäten liegt ein dritter und ein vierter Schalter, die gleichzeitig zum Entladen dieser Kapazitäten synchron zur Betätigung des ersten und des zweiten Schalters angesteuert werden.
Die DE 33 24 578 A1 zeigt eine Vorrichtung zur kapazitiven Messung einer Verschiebung mit einem Maßstab und einem Schieber, die zur Ausbildung von zwei Paaren von Meßkapazitäten zur Messung der Verschiebung der Schiebers auf dem Maßstab mit Elektroden versehen sind. Die Meßkapazitäten sind an eine elektronische Versorgungs- und Verarbeitungsschaltung angeschlossen. In der Verarbeitungsschaltung werden die Meßkapazitäten mit in Brücke geschalteten Referenzkapazitäten verglichen. Ein Meßergebnis wird durch Zählung der Perioden eines von den Meßkapazitäten abgeleiteten Signals und durch digitale Interpolation innerhalb jeder dieser Perioden erzeugt. Die Interpolation erfolgt durch einen Abgleich der kapazitiven Brücken unter Anwendung eines digitalen Algorithmus.
Zum Lösen der obigen Probleme besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung in der Schaffung einer kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung mit einer einfachen Struktur bei geringen Kosten.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung einer kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung bei geringen Kosten derart, daß sich die von einer Kapazitätsdetektorspannung ausgegebene Gleichspannungs- Versatzspannung und die bei dieser auftretende Versatztemperaturdrift reduzieren lassen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung einer kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung, bei der sich ein einer Selbstdiagnoseelektrode zugeführtes Potential zwischen einem Massekörper und einer fixierten Elektrode ohne einer fixierten zusätzlichen Selbstdiagnoseelektrode zuführen läßt, und bei der eine wirksame Selbstdiagnose mit einer einfachen Struktur möglich ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird zum Lösen der oben erwähnten Aufgaben eine kapazitive Sensorschnittstellenschaltung geschaffen, die mit einem kapazitiven Sensor mit einem ersten und zweiten Kondensator, von denen zumindest irgendein beliebiger Wert variabel ist, verbunden ist, enthaltend einen Operationsverstärker mit einem Ausgangsanschluß und einem invertierenden Eingangsanschluß, zwischen denen ein Gegenkopplungs/Abtastkondensator angeschlossen ist, sowie einen Haltekondensator, der zwischen dem Operationsverstärker und einer Referenzspannungsquelle angeschlossen ist. Bei der kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung ist ein Ende des ersten und zweiten Kondensators und des Gegenkopplungs/Abtastkondensator mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden. In Abhängigkeit von einem festgelegten Zeitpunkt ist das andere Ende des ersten und zweiten Kondensators mit einer Stromversorgung verbunden, und gleichzeitig ist der Gegenkopplungs/Abtastkondensator kurzgeschlossen. Ferner ist nach dem Verstreichen einer festgelegten Zeit des festgelegten Zeitpunkts das andere Ende des ersten und zweiten Kondensators und der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers jeweils mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers verbunden.
Ferner ist gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das andere Ende eines Gegenkopplungs/Abtastkondensators von einem Ausgangsanschluß eines Operationsverstärkers abgetrennt und gleichzeitig mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers in Abhängigkeit von einem festgelegten Zeitpunkt verbunden, und es ist mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers nach dem Verstreichen einer festgelegten Zeit des festgelegten Zeitpunkts verbunden.
Ferner wird gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Selbstdiagnosespannung gezwungenermaßen einem ersten oder zweiten Kondensator eines kapazitiven Sensors zugeführt.
Die obigen und weitere Aufgaben und neue Merkmale der Erfindung ergeben sich deutlicher anhand der folgenden detaillierten Beschreibung, wenn diese im Zusammenhang mit der beiliegenden Zeichnung gelesen wird; es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild zum Darstellen einer kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Schaltbild zum Darstellen einer kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung gemäß der zweiten Ausführunsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein Schaltbild zum Darstellen einer kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung gemäß der dritten Ausführunsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 eine erläuternde Ansicht zum Darstellen eines Taktzeitpunkts, wie er zum Treiben eines Schalters für eine Selbstdiagnose der in Fig. 3 gezeigten kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung benützt wird, und eine synchron hierzu ausgegebene Selbstdiagnosesignalform;
Fig. 5 ein Diagramm zum Darstellen einer Struktur eines beispielhaften üblichen kapazitiven Beschleunigungssensors;
Fig. 6 ein Schaltbild zum Darstellen einer zu dem üblichen kapazitiven Beschleunigungssensor äquivalenten Schaltung;
Fig. 7 ein Schaltbild zum Darstellen einer beispielhaften üblichen kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung; und
Fig. 8 eine erläuternde Ansicht zum Darstellen des Zeittaktablaufs, wie er zum Treiben eines Schalters der üblichen kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung eingesetzt wird.
Gemäß der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend eine kapazitive Sensorschnittstellenschaltung beschrieben. In der beiliegenden Zeichnung kennzeichnen gleiche Bezugszeichen identische oder äquivalente Komponententeile.
Die Fig. 1 zeigt ein Schaltbild zum Darstellen einer kapazitiven Detektorschaltung einschließlich einer kapazitiven Sensorschnittstellenschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung enthält ein Sensorelement 9, einen Operationsverstärker A1, einen Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 und einen Haltekondensator C4. Der Operationsverstärker A1, der Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 und der Haltekondensator C4 bilden eine SC- und Spannungshalte/Gegenkopplungsschaltung 12.
Bei der Schaltung beträgt die Referenzspannung wie beim Stand der Technik Vr (= Vs/2), und die Fehlerspannung Vm nähert sich allmählich der Ausgangsspannung Vout.
Schalter SW1 und SW2 werden gemäß dem Zeitpunkt geschlossen, bei dem ein in der Fig. 8 gezeigtes Taktsignal ϕ1 einen Übergang von einem L-Pegel zu einem H-Pegel durchführt, wodurch in den Kondensatoren C1 und C2 des Sensorelements 9 Ladung aufgenommen wird. Ferner wird ein Schalter SW3 ebenfalls in Übereinstimmung mit dem Zeitpunkt geschlossen, bei dem das Taktsignal W1 den Übergang vom L-Pegel zum H- Pegel durchführt, und es tritt ein Kurzschluß parallel zu dem Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 auf. Anschließend werden Schalter SW4, SW5 und SW6 in Übereinstimmung mit dem Zeitpunkt geschlossen, bei dem ein Taktsignal ϕ2 einen Übergang von einem L-Pegel zu einem H-Pegel durchführt, wodurch die Anschlüsse der nicht mit dem Operationsverstärker A1 verbundenen Kapazitäten C1 und C2 und ein Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers A1 mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 verbunden werden. Demnach setzt die SC- und Spannungshalte/Gegenkopplungsschaltung 12 eine Differenz ΔQ um, und zwar über den Gegenkopplungskondensator C3 des Operationsverstärkers und einen Kondensator, der die Summe von C1 und C2 bildet. In diesem Zeitpunkt wird der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers in Abhängigkeit von demselben Zeitpunkt gemäß demjenigen des Taktsignals ϕ2 verbunden. Demnach wird die Potentialdifferenz ΔV dem Operationsverstärker als Potentialdifferenz zwischen einem invertierenden Eingangsanschluß und dem nicht invertierenden Eingangsanschluß zugeführt. Im Ergebnis schwankt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers in Übereinstimmung mit dem Vorzeichen der Potentialdifferenz ΔV (d. h., der Größe von V+ oder V-). Ferner fließt Ladung von dem Operationsverstärkers in Übereinstimmung mit dem Vorzeichen der Potentialdifferenz ΔV (d. h., der Größe von V+ oder V-). Ferner fließt Ladung von dem Opeationsverstärker in den Kondensator C4, oder es fließt Ladung aus dem Kondensator C4 gemäß einem Potential von Vout. In Abhängigkeit von dem Zeitpunkt, bei dem das Taktsignal ϕ1 den Übergang von dem L- Pegel zu dem H-Pegel zuführt, läßt sich die parallel zu dem Kondensator C4 gebildete Spannung auf demselben Potential halten, wie es unmittelbar vor dem Zeitpunkt vorliegt, bevor das Taktsignal ϕ2 zu dem L-Pegel umgeschaltet wird. Nach der Wiederholung des obigen Betriebs nimmt die Spannung des invertierenden Eingangsanschlusses und des nicht invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers V1 einen konstanten Spannungswert an, durch den sich dieselbe Ladung in dem Kondensator C1 und dem Kondensator C2, wie im Ausdruck (1), aufnehmen läßt.
Dies bedeutet, daß sich dieselbe Funktion wie im Stand der Technik mit der einfachen Struktur realisieren läßt, die den einen Operationsverstärker A1 enthält, sowie das Sensorelement 9, den Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 und den Haltekondensator C4. Jedoch wird dann, wenn eine Eingangsversatzspannung Vos parallel zu den Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers A1 entwickelt wird, eine durch den Ausdruck (1) ausgedrückte Ausgangsspannung generiert.
Die Fig. 2 zeigt eine kapazitive Sensorschnittstellenschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die kapazitive Sensorschnittstellenschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform weist eine Basisstruktur auf, die zu der in Fig. 1 gezeigten Struktur gemäß der ersten Ausführungsform identisch ist, mit der Ausnahme, daß die erstgenannte die Funktion zum Kompensieren der Eingangsversatzspannung Vos eines Operationsverstärkers aufweist.
Gemäß dem Zeitpunkt, bei dem ein Taktsignal ϕ1 einen Übergang vom L-Pegel zum H-Pegel durchführt, werden Schalter SW1 und SW2 geschlossen, und gleichzeitig werden Schalter SW3 und SW7 geschlossen. In einem Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 des Operationsverstärkers A3 wird Ladung Q3 durch Vos akkumuliert. Andererseits werden jeweils Ladungen Q1, Q2 in Kondensatoren C1, C2 akkumuliert, die ein Sensorelement 9 bilden. Die Ladungen Q1, Q2 und Q3 können gemäß der folgenden Ausdrücke dargestellt werden:
Q1 = [Vs - (Vos + Vm)] × C1
Q2 = [Vos + Vm] × C2 (4)
Q3 = Vos × C3
wobei Vm einem Potential an einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 bei einem Zeitpunkt entspricht, in dem das Taktsignal ϕ1 den Übergang von dem L-Pegel zu dem H-Pegel durchführt, und Vs eine Eingangsstromversorgungsspannung ist.
Gemäß dem Zeitpunkt, bei dem ein Taktsignal ϕ2 einen Übergang von L-Pegel zu dem H-Pegel durchführt, werden die Schalter SW4, SW5, SW6 und SW8 geschlossen, und der Kondensator c3 ist mit den Kondensatoren C1 und C2 verbunden, was zu einer Gesamtkapazität von C1 + C2 + C3 führt. Erreicht eine in den Kondensatoren C1 bis C3 akkumulierte Ladungsmenge Vos als parallel zum invertierenden Eingangsanschluß und nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 entwickelte Spannung, so nimmt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers einen konstanten Wert Vout an. Demnach läßt sich die folgende Gleichung erfüllen:
Vos = (Q1 - Q2 + Q3)/(C1 + C2 + C3) (5)
Durch Umformung nach dem Einsetzen der Gleichung (4) in die Gleichung (5) ergibt sich
Vout = [C2/(C1 + C2)] × Vs (6)
Im Ergebnis wird in der Theorie die Ausgangsspannung Vout des Operationsverstärkers nicht durch Vos beeinflußt.
Wie oben angegeben, enthält bei der Ausführungsform die Ausgangsspannung nicht den Term, der von der Eingangsversatzspannung Vos des Operationsverstärkers A1 abhängt. Demnach ist es möglich, zu vermeiden, daß das Ausgangssignal in Übereinstimmung mit einer Veränderung von Vos aufgrund einer Temperaturschwankung variiert, und es wird eine Schnittstellenschaltung für den kapazitiven Detektorsensor mit einer extrem stabilen Gleichspannungs- Versatzausgangsgröße geschaffen.
Dies bedeutet, daß lediglich die gewünschte Fehlerladung in dem Abtastkondensator akkumuliert wird, und die Spannung an dem nicht invertierenden Eingangsanschluß kann in Ansprechen auf das Ergebnis bestimmt werden. Im Ergebnis ist es möglich, zu vermeiden, daß das Ausgangssignal durch die Eingangsversatzspannung Vos parallel zu dem nicht invertierenden Eingangsanschluß und zu dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers beeinflußt wird.
Die Fig. 3 zeigt die dritte Ausführungsform einer Schnittstellenschaltung für einen kapazitiven Detektorsensor der vorliegenden Erfindung, in dem ein Massekörper durch eine elektrostatische Kraft angetrieben wird, und bei der eine Selbstdiagnosefunktion zusätzlich für die Überprüfung der Verstellung des Massekörpers vorgesehen ist. Die Fig. 4 zeigt ein Zeitdiagramm der für eine Selbstdiagnose eingesetzten Impulse. Führt ein Impuls ϕt für die Selbstdiagnose einen Übergang von einem L-Pegel zu einem H-(Anschalt)-Pegel durch, so werden Schalter SW11 und SW12 geschlossen, wodurch eine Treiberspannung Vt zwischen einer fixierten Elektrode und dem Massekörper, die einen Kondensator C1 bilden, zugeführt wird. Demnach wird durch die elektrostatische Kraft der Massekörper angezogen und zu der fixierten Elektrode hin verstellt.
Gleichzeitig sind die Schalter SW13, SW14, SW15 und SW16 abgeschaltet, da die Schalter so ausgelegt sind, daß sie geschlossen sind, wenn ein Impuls ϕt* auf H-Pegel liegt. Demnach wird eine SC-/Gegenkopplungsschaltung 13 von einem Sensorelement 9 abgetrennt, und das Ausgangssignal der Detektorschaltung wird gleich der Referenzspannung Vr.
Führt andererseits der Impuls ϕt einen Übergang von einem H- Pegel zu einem L-Pegel durch und führt der Impuls ϕt* einen Übergang von einen L-Pegel zu einem H-Pegel durch, so sind die Schalter SW13, SW14, SW15 und SW16 angeschaltet, und die Schalter SW11 und SW12 sind abgeschaltet. Dies bedeutet, daß die Detektorschaltung in eine normale Detektorphase (verstellter Detektormodus) umgeschaltet werden, damit die Ausgangsspannung Vout gemäß der aufgeladenen Zustände der Kondensatoren C1 und C2 ausgegeben wird. In diesem Fall ist ein Zyklus Ts eines Abtasttaktes der Detektorschaltung extrem niedriger als die Antwortzeitkonstanten des Massekörper und der SC-Schaltung festgelegt. Demnach ist es möglich, die Verstellung des Massekörpers während einer Zeitperiodendauer zwischen einer Freigabe von der elektrostatischen Kraft durch die Treiberspannung und einer Rückkehr zu einem Neutralpunkt als Übergangssignal von der Ausgangsspannung der Detektorschaltung zu überwachen. Im Ergebnis ist es möglich, zu überprüfen, ob der Betrieb des Massekörpers normal ist oder nicht, indem die Ausgangssignalform als Selbstdiagnoseausgangsgröße benützt wird.
Dies bedeutet, daß die fixierte Elektrode als Selbstdiagnoseelektrode benützt werden kann, und ein Treiberpotential selbst kann als Potentialdifferenz zwischen der fixierten Elektrode und dem Massekörper zugeführt werden.
Es ist zu erwähnen, daß die vorliegende Erfindung nicht auf die obige Ausführungsform begrenzt werden sollte. Beispielsweise ist es möglich, ein stabileres Potential des invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers als Ausgangssignal der Detektorschaltung zu benützen.
Ferner kann ein Tiefpaßfilter oder ein Verstärker als nachfolgende Stufe angeschlossen werden, um einen aufgrund des Schaltens und des Anpassens einer Verstärkung erzeugten Rauschanteil zu entfernen.
Ferner kann ein Hochpaßfilger angeschlossen werden, um ein niederfrequentes Signal abzutrennen. Alternativ kann ein SC- Filter für die Filter eingesetzt werden.
Wie oben erwähnt, lassen sich gemäß der vorliegenden Erfindung die folgenden Wirkungen erzielen.
Gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Schnittstellenschaltung vom SC-Typ geschaffen, enthaltend den Operationsverstärker A1 mit dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß, zwischen denen der Gegenkopplungs/Abtastkondensator C3 angeschlossen ist, und den Haltekondensator C4, der zwischen dem Operationsverstärker A1 und der Referenzspannungsquelle angeschlossen ist. Ein Ende der Kondensatoren C1, C2 zum Bilden des kapazitiven Sensors und des Gegenkopplungs/Abtastkondensators C3 ist mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 verbunden. Führt das Taktsignal ϕ1 den Übergang von dem H- Pegel zu dem L-Pegel durch, so ist das andere Ende der Kondensatoren C1 und C2 mit der Stromversorgung verbunden, und gleichzeitig ist der Kondensator C3 kurzgeschlossen. Führt das Taktsignal ϕ2 den Übergang von dem H-Pegel zu dem L-Pegel durch, nachdem die festgelegte Zeit ausgehend von dem Übergang des Taktsignals ϕ1 verstrichen ist, so ist das andere Ende des Kondensators C1 und C2 und der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers A1 jeweils mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 verbunden. Demnach ist in der Schnittstellenschaltung lediglich ein Operationsverstärker als aktives Element erforderlich, und die beiden Kondensatoren C3 und C4 sind als passive Elemente erforderlich, zusätzlich zu den Kondensatoren C1 und C2, die das Sensorelement bilden. Demnach ist es möglich, die Schnittstellenschaltung mit der extrem einfachen Struktur zu schaffen. Im Ergebnis ergibt sich ein Vorteil dahingehend, daß sich die kapazitive Sensorschnittstellenschaltung mit niedrigeren Kosten selbst dann bereitstellen läßt, wenn die Schaltung als anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC-Schaltung) eingesetzt wird.
Ferner ist gemäß der anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das andere Ende des Gegenkopplungs/Abtastkondensators C3 von dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers A1 abgetrennt und gleichzeitig mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers A1 in Abhängigkeit von dem Zeitpunkt des Taktsignals ϕ1 verbunden, und es ist mit dem Ausgangsanschluß der Operationsverstärkers A1 in Abhängigkeit von dem Zeitverlauf des Taktsignals ϕ2 verbunden. Demnach ist es möglich, die Ausgangsspannung gemäß der Verstellung der beweglichen Elektrode ohne die Einwirkung der Eingangsversatzspannung des Operationsverstärkers zu bestimmen. Im Ergebnis ergibt sich ein Vorteil dahingehend, daß es möglich ist, die hochgenaue und hochstabile kapazitive Sensorschnittstellenschaltung ohne eine Einwirkung der Schwankung bei der Eingangsversatzspannung des Operationsverstärkers aufgrund der Temperaturschwankung zu schaffen.
Ferner wird gemäß der anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Selbstdiagnosespannung erzwungendermaßen dem Kondensator C1 und C2 des kapazitiven Sensors zugeführt. Ohne zusätzliche fixierte Elektroden für die Selbstdiagnose läßt sich die Selbstdiagnosetreiberspannung direkt als elektrostatische Kraft für den Massekörper einsetzen. Im Ergebnis ergibt sich ein Vorteil dahingehend, daß es möglich ist, die kapazitive Sensorschnittstellenschaltung zu schaffen, in der sich eine wirksame Selbstdiagnose durchführen läßt.

Claims (3)

1. Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung, die mit einem kapazitiven Sensor (9) enthaltend einen ersten und zweiten Kondensator (C1, C2) verbunden ist, von denen zumindest ein Wert variabel ist, derart, daß die kapazitive Sensorschnittstellenschaltung enthält:
einen Operationsverstärker (A1);
einen Gegenkopplungs-Abtastkondensator (C3), der mit einem Ausgangsanschluß und einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (A1) verbunden ist; und
einen Haltekondensator (C4), der zwischen dem Operationsverstärker (A1) und einer Referenzspannungsquelle Vr verbunden ist, wobei
in Übereinstimmung mit einem festgelegten Zeitpunkt ein Ende des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) und des Gegenkopplungs/Abtastkondensators (C3) mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (A1) verbunden ist und das andere Ende des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) mit einer Stromversorgung (Vs, Gnd) verbunden ist und gleichzeitig der Gegenkopplungs/Abtastkondensator (C3) kurzgeschlossen ist, und nach dem Verstreichen einer festgelegten Zeit bezogen auf den festgelegten Zeitpunkt das andere Ende des ersten und zweiten Kondensators (C1, C2) und der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (A1) mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (A1) verbunden ist.
2. Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das andere Ende des Gegenkopplungs/Abtastkondensators (C3) von dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (A1) abgetrennt und gleichzeitig mit dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (A1) in Abhängigkeit von dem festgelegten Zeitpunkt verbunden ist, und daß es mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers (A1) nach dem Verstreichen der festgelegten Zeit bezogen auf den festgelegten Zeitpunkt verbunden ist.
3. Kapazitive Sensorschnittstellenschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Selbstdiagnosespannung erzwungenermaßen dem ersten oder zweiten Kondensator (C1, C2) des kapazitiven Sensors zugeführt wird.
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