DE19714552A1 - Circuit arrangement for multiplying a current signal - Google Patents

Circuit arrangement for multiplying a current signal

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Abstract

The invention relates to a switch comprising a base plate (2) bearing fixed contacts (14) and an actuating element (6) displaceable between at least two positions approximately perpendicularly to said base plate. This actuating element (6) bears a conductor configuration, preferably made of a flat material, which actuating element (6) can be meshed with the fixed contacts, and, upon displacement of the actuating element, switches a first predetermined electric contact between the fixed contacts to a second predetermined electric contact. The switch is characterized in that the fixed contacts have the form of wire contacts (14), the one ends of which are fixed to the base plate (2) and the other ends of which end with a bow contact (12), and in that the electric conductor configuration is formed by a contact wafer (8) which, in both positions of the actuating element (6), electrically connects the bow contacts of the wire contacts to each other in predetermined manner, said bow contacts resisting against the contact wafer (8) in electric bias.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Vervielfachung eines Stromsignals und insbesondere eines Normstromsignals von 0 bzw. 4 bis 20 mA.The invention relates to a circuit arrangement for multiplying one Current signal and in particular a standard current signal from 0 or 4 to 20 mA.

Derartige Schaltungsanordnungen sind beispielsweise in sogenannten Trennverstärkern aus der Praxis bekannt. Derartige Trennverstärker dienen zur Vervielfachung eines sogenannten Dead- oder Life-Zero-Meßstromes von 0 bzw. 4 bis 20 mA vor der Weiterverarbeitung in nachfolgenden Meß- bzw. Anzeigesystemen. Jeder Ausgangsstrom ist dabei vom Eingangs­ stromsignal und von den anderen Ausgangskanälen galvanisch getrennt. Solche Geräte können beispielsweise dann eingesetzt werden, wenn mehre­ re von einander unabhängige Meßschleifen gebildet werden sollen, wenn eine Bürdenbelastung mit einem bestimmten Grenzwiderstand von z. B. 800 Ohm durch die Anzahl der anzusteuernden Geräte überschritten wird, oder wenn sowohl ein Dead-Zero-Signal (0 bis 20 mA) als auch ein Life-Zero-Signal (4 bis 20 mA) von einem Meßsignal benötigt werden.Such circuit arrangements are, for example, in so-called Isolation amplifiers known from practice. Such isolation amplifiers are used to multiply a so-called dead or life zero measuring current from 0 or 4 to 20 mA before further processing in subsequent measuring or Display systems. Each output stream is from the input current signal and galvanically isolated from the other output channels. Such devices can be used, for example, if more than one re independent measurement loops are to be formed if a burden with a certain limit resistance of z. B. 800 ohms is exceeded by the number of devices to be controlled or if both a dead zero signal (0 to 20 mA) and a Life zero signal (4 to 20 mA) from a measurement signal are required.

Aus dem Stand der Technik sind solche Trennverstärker bekannt, bei denen die Umformung des Eingangsstromsignals über einen Widerstand in eine Spannung erfolgt, die auf vier parallel geschaltete Spannungs/Strom-Wand­ ler gegeben wird. Dadurch erfolgt die Potentialtrennung zwischen dem Eingangsstrom- und den Ausgangsstromsignalen und bezüglich der Ausgangsstromsignale untereinander.Such isolation amplifiers are known from the prior art in which the conversion of the input current signal via a resistor into a Voltage occurs on the four voltage / current wall connected in parallel is given. This creates a potential separation between  the input current and output current signals and with respect to Output current signals among themselves.

Diese bekannten Trennverstärker sind dahingehend nachteilig, das jeder Spannungs/Strom-Wandler mindestens zwei genauigkeitsbestimmende Wi­ derstände zur Verstärkungseinstellung enthält. Bei einer Stromsignal-Ver­ vierfachung sind also in den Spannungs/Strom-Wandler mindestens acht Widerstände vorhanden. Zusammen mit dem Widerstand zur Umfor­ mung des Eingangsstromsignales wird also die Übertragungsgenauigkeit und der Gleichlauffehler der Ausgänge durch insgesamt mindestens neun Widerstände bestimmt. Die Schaltungsanordnung ist damit nur aufwendig abzugleichen. Als Nachteil kommt hinzu, daß die Alterung und der Tempe­ raturkoeffizient der Widerstände als weitere verschlechternde Faktoren hinzukommen.These known signal conditioners are disadvantageous in that everyone Voltage / current converter at least two accuracy-determining Wi which contains levels for gain adjustment. With a current signal Ver quadrupling are therefore at least in the voltage / current converter eight resistors present. Together with the resistance to reform measurement of the input current signal is the transmission accuracy and the synchronization error of the outputs by a total of at least nine Resistances determined. The circuit arrangement is therefore only complex adjust. Another disadvantage is that the aging and the tempe rature coefficient of the resistances as further deteriorating factors to come.

Ausgehend von dieser Problematik liegt der Erfindung die Aufgabe zu­ grunde, eine Schaltungsanordnung zur Vervielfachung eines Stromsignals anzugeben, die ohne genauigkeitsbestimmende Widerstände auskommt und damit eine weitaus genauere Umsetzung des Eingangsstromsignals in meh­ rere dazu identische oder proportionale Ausgangsstromsignale ohne auf­ wendige Abgleicharbeiten erlaubt.Based on this problem, the invention has the object reasons, a circuit arrangement for multiplying a current signal to indicate that does not require resistance to determine accuracy and thus a far more precise conversion of the input current signal into meh rere identical or proportional output current signals without agile adjustment work allowed.

Die Lösung dieser Aufgabe ist durch die wie im Anspruch 1 angegebenen Merkmale gegeben. Kern der Erfindung ist dabei die prinzipiell vom Stand der Technik abweichende Grundkonstruktion des Schaltungsaufbaus, bei dem die dem Eingangsstromsignal entsprechende niedrige Eingangsbürden­ spannung in eine hohe Bürdenspannung unter Konstanthaltung des Ein­ gangsstromsignales umgesetzt wird. Diese Umsetzung ist mit Hilfe eines Eingangsverstärkers möglich, der keine genauigkeitsbestimmende Wider­ stände aufweist. Die hohe Bürdenspannung treibt eine Reihenschaltung von dem Eingangsverstärker nachgeschalteten, hilfsenergiefreien, potentialge­ trennten Gleichstrom-Wandlern, die ebenfalls ohne genauigkeitsbestim­ mende Widerstande auskommen. Für solche Gleichstrom-Wandler ohne genauigkeitsbestimmende Widerstände gibt es verschiedene Ausführungs­ varianten, sie entsprechen jedoch vorzugsweise den in der Patentschrift DE 35 26 997 C2 der Anmelderin angegebenen Gleichstrom-Meßwandlern, die versehen sind mit mindestens zwei durch Steuerspannungen an der Basis abwechselnd eingeschalteten, primärseitigen Transistoren zur Umformung des Eingangsstromes in einen Wechselstrom, mit einem Transformator zur potentialgetrennten Übertragung des Wechselstromes, mit einer Dioden-Gleich­ richterschaltung an der Sekundärseite des Transformators und mit jeweils einem Signalausgang, an dem ein dem Eingangsstromsignal identi­ sches oder dazu proportionales Ausgangsstromsignal ansteht.The solution to this problem is as specified in claim 1 Characteristics given. The essence of the invention is in principle from the prior art the basic construction of the circuit structure deviating from technology, at the low input burden corresponding to the input current signal tension in a high burden voltage while keeping the on constant current signal is implemented. This implementation is done with the help of a  Input amplifier possible, the no accuracy-determining cons stands. The high burden voltage drives a series connection downstream of the input amplifier, auxiliary energy-free, potential separated DC converters, which also have no accuracy resistance. For such DC converters without there are various types of resistances that determine accuracy variants, but they preferably correspond to those in the patent specification DE 35 26 997 C2 of the applicant specified DC transducers, the are provided with at least two by control voltages at the base alternately switched, primary-side transistors for forming of the input current into an alternating current, with a transformer for isolated transmission of the alternating current, with a diode-DC rectifier circuit on the secondary side of the transformer and with each have a signal output on which an identi the input current signal output current signal is present or proportional.

Aufgrund dieses Aufbaues ist die Schaltungsanordnung zwischen Eingang und Ausgang sowie zwischen den Ausgängen selbst potentialgetrennt und sie weist prinzipbedingt keine genauigkeitsbestimmenden Widerstandsele­ mente auf. Das Übertragungsverhältnis wird nur von den Windungszahlen der Transformatoren festgelegt. Damit ist zwingend gewährleistet, daß der Eingangsstrom in exakt gleiche Ausgangsströme umgewandelt wird.Because of this structure, the circuit arrangement is between the input and output as well as between the outputs themselves and due to its principle, it has no resistance elements that determine accuracy mentions. The transmission ratio is only dependent on the number of turns of the transformers. This ensures that the Input current is converted into exactly the same output currents.

Vorzugsweise ist der Eingangsverstärker ein Summenpunktverstärker, der aus einem Operationsverstärker mit basisseitig nachgeschaltetem Feldef­ fekttransistor gebildet sein kann. (Ansprüche 2 und 3). The input amplifier is preferably a sum point amplifier which from an operational amplifier with a field connected downstream effect transistor can be formed. (Claims 2 and 3).  

Anspruch 4 bezieht sich auf die Betriebsweise der einzelnen Gleichstrom­ wandler, die sich aus der nachfolgenden Beschreibung entsprechender Aus­ führungsbeispiele der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ergibt.Claim 4 relates to the operation of the individual direct current converter, resulting from the description below examples of the circuit arrangement according to the invention.

Bevorzugtermaßen weist die Schaltungsanordnung vier hintereinanderge­ schaltete Gleichstromwandler auf, wie sich aus Anspruch 5 ergibt.The circuit arrangement preferably has four successive ones switched on DC converter, as follows from claim 5.

Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung sind der nach­ folgenden Beschreibung entnehmbar, in der Ausführungsbeispiele des Er­ findungsgegenstandes anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert sind. Es zeigen:Further features, details and advantages of the invention are according to following description can be seen in the embodiments of the Er subject of the invention explained in more detail with reference to the accompanying drawings are. Show it:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Schaltungsanordnung zur Vervierfachung eines Stromsignals sowie Fig. 1 is a schematic diagram of the circuit arrangement for quadrupling a current signal and

Fig. 2 und Fig. 3 Schaltbilder der in der Schaltungsanordnung benutzten Gleichstrom-Wandlern in zwei unterschiedlichen Ausführungsfor­ men. Fig. 2 and Fig. 3 are circuit diagrams of circuitry used in the DC converters in two different Ausführungsfor men.

Wie aus Fig. 1 erkennbar ist, wird das Eingangsstromsignal von 0 oder 4 bis 20 mA über den Eingang E dem invertierenden Eingang (-) des Opera­ tionsverstärkers IC zugeführt, dessen nicht - invertierender Eingang (+) auf Masse liegt. Der Ausgang des Operationsverstärkers IC ist über einen Wi­ derstand R26 mit dem Gate eines Feldeffekttransistors T1 verbunden. Ope­ rationsverstärker IC und Feldeffekttransistor T1 bilden gemeinsam einen Summenpunktverstärker SPV, womit das Eingangsstromsignal IE die dem Summenpunktverstärker SPV in Reihe nachgeschalteten Eingänge der als Trennmodule fungierenden Gleichstrom-Wandler M4, M3, M2 und M1 steuert. Der Ausgangsstrom des Summenpunktverstärkers SPV fließt vom Eingangsanschluß (+) zum Eingangsanschluß (-) des ersten Wandlers M4. Letztgenannter Eingangsanschluß ist mit dem Eingangsanschluß (+) des nächsten in Reihe liegenden Wandlers M3 verbunden usw. Der Eingangs­ anschluß (-) des letzten Wandlers M1 liegt an der Versorgungsspannung - VB. Die Eingänge (+) und (-) der jeweiligen Wandler sind zur Aufrechter­ haltung der Gesamtfunktion bei Störung in einem Ausgangssignal (z. B. bei fehlender Bürdenbelastung) mit jeweils einer Zener-Diode Z4, Z5, Z2, Z3 überbrückt.As can be seen from Fig. 1, the input current signal from 0 or 4 to 20 mA is fed via input E to the inverting input (-) of the operational amplifier IC, the non-inverting input (+) of which is at ground. The output of the operational amplifier IC is connected via a resistor R26 to the gate of a field effect transistor T1. Operational amplifier IC and field effect transistor T1 together form a sum point amplifier SPV, with which the input current signal I E controls the sum point amplifier SPV connected in series to the inputs of the DC converters M4, M3, M2 and M1 acting as separation modules. The output current of the sum point amplifier SPV flows from the input connection (+) to the input connection (-) of the first converter M4. The latter input connection is connected to the input connection (+) of the next converter M3 in series etc. The input connection (-) of the last converter M1 is connected to the supply voltage - V B. The inputs (+) and (-) of the respective converter are bridged with a Zener diode Z4, Z5, Z2, Z3 to maintain the overall function in the event of a fault in an output signal (e.g. in the absence of a burden).

An den jeweiligen Ausgängen A4, A3, A2 und A1 der Wandler M4, M3, M2 und M1 sind jeweils dem Eingangsstromsignal entsprechende, potenti­ algetrennte, Ausgangsstromsignale abzunehmen.At the respective outputs A4, A3, A2 and A1 of the converters M4, M3, M2 and M1 are potenti corresponding to the input current signal separate output current signals.

Um eine wechselseitige Umsetzung von einem eingangsseitigen Dead- oder Life-Zero-Signal in ein ausgangsseitiges Dead- oder Life-Zero-Signal zu ermöglichen kann dem Summenpunktverstärker SPV ein Korrekturstrom zugeführt werden, der in einer auf den invertierenden Eingang des Operati­ onsverstärkers IC zugreifenden Differenzschaltung gewonnen wird. Dies ist üblicher Stand der Technik und ist daher in dem Prinzipschaltbild gemäß Fig. 1 nicht eigens dargestellt.In order to enable a mutual conversion of a dead or life zero signal on the input side into a dead or life zero signal on the output side, the sum point amplifier SPV can be supplied with a correction current which is used in a differential circuit which accesses the inverting input of the operational amplifier IC is won. This is the usual state of the art and is therefore not specifically shown in the basic circuit diagram according to FIG. 1.

Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, werden in der äußeren Beschaltung der Gleichstrom-Wandler M1 bis M4 keine genauigkeitsbe­ stimmenden Widerstände eingesetzt, so daß bereits hier ein Teil der erfin­ dungsgemäßen Aufgabe erfüllt wird. As is apparent from the above description, in the outer Wiring the DC converters M1 to M4 no accuracy tuning resistors used, so that part of the inventions according task is fulfilled.  

Der Aufbau der Wandler selbst kommt ebenfalls ohne genauigkeitsbestim­ mende Widerstände aus, wie sich aus der folgenden Beschreibung der bei­ den Ausführungsbeispiele für die Wandler M1 bis M4 ergibt.The construction of the transducer itself also comes without any accuracy resisting resistors, as can be seen from the following description of the the embodiments for the converters M1 to M4 results.

Wie aus Fig. 2 hervorgeht, wird das Eingangsstromsignal IE an die ein­ gangsseitigen Anschlüsse 1 und 2 der Wandler M1 bis M4 (in Fig. 2 ist der Wandler M1 gezeigt) angeschlossen, von diesen jeweils in einen Wechsel­ strom umgesetzt und über einen ersten im Gegentakt arbeitenden Trans­ formator 3 mit Sekundärwicklung 24 und 25 nach Gleichrichtung mittels Dioden 4 und 5 und Glättung mittels eines Kondensators 6 an Ausgangsan­ schlüssen 7 und 8 abgenommen. Hierbei liegen an den Anschlüssen 1 und 2 zwei parallele Schaltkreise, die jeweils einen Schalttransistor 9 und 10 aufweisen, wobei der Kollektor des Schalttransistors 9 über eine erste Pri­ märwicklung 11 und der Kollektor des Schalttransistors 10 über eine zweite Primärwicklung 12 des Transformators 3 mit dem Anschuß 1 und der Emitter des Schalttransistors 9 über eine erste Primärwicklung 13 und der Emitter des Schalttransistors 10 über eine zweite Primärwicklung 14 eines zweiten im Gegentakt arbeitenden Transformators 15 mit Anschluß 2 ver­ bunden ist. Zwischen der Basis und dem Emitter des Schalttransistors 9 liegt eine erste Sekundärwicklung 16 und zwischen der Basis und dem Emitter des Schalttransistors 10 eine zweite Sekundärwicklung 17 des Transformators 15, wobei alle Wicklungen 13, 14, 16 und 17 des Trans­ formators 17 auf dem (nicht dargestellten) gleichen Kern sitzen.As can be seen from FIG. 2, the input current signal I E is connected to the inputs 1 and 2 of the converters M1 to M4 (in FIG. 2, the converter M1 is shown), each of which is converted into an alternating current and via a first one in push-pull Trans transformer 3 with secondary winding 24 and 25 after rectification by means of diodes 4 and 5 and smoothing by means of a capacitor 6 to 7 and 8 output terminals removed. Here are at the connections 1 and 2, two parallel circuits, each having a switching transistor 9 and 10 , the collector of the switching transistor 9 via a first primary winding 11 and the collector of the switching transistor 10 via a second primary winding 12 of the transformer 3 with the connection 1 and the emitter of the switching transistor 9 via a first primary winding 13 and the emitter of the switching transistor 10 via a second primary winding 14 of a second push-pull transformer 15 connected to terminal 2 is connected. Between the base and the emitter of the switching transistor 9 is a first secondary winding 16 and between the base and the emitter of the switching transistor 10 is a second secondary winding 17 of the transformer 15 , with all windings 13 , 14 , 16 and 17 of the transformer 17 on the (not shown) sit the same core.

Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors 9 liegt die Kollektor-Emitter-Strecke eines Hilfstransistors 18, dessen Basis durch einen Koppelkondensator 19 mit der Basis des Schalttransistors 9 verbun­ den ist. Außerdem ist die Basis des Hilfstransistors 18 über einen Strombe­ grenzer 20 geringer Leistung mit dem Anschluß 1 verbunden. Der Strom­ begrenzer 20 besteht aus einem Feldeffekttransistor 21 mit einem zwischen Gate und Source liegenden Widerstand 22.Parallel to the collector-emitter path of the switching transistor 9 is the collector-emitter path of an auxiliary transistor 18 , the base of which is connected to the base of the switching transistor 9 by a coupling capacitor 19 . In addition, the base of the auxiliary transistor 18 is connected via a Strombe limiter 20 low power to the terminal 1 . The current limiter 20 consists of a field effect transistor 21 with a resistor 22 located between the gate and source.

Ein zwischen den Anschlüssen 1 und 2 liegender Pufferkondensator 23 nimmt während der Umschaltpausen der Schalttransistoren 9 und 10 den Eingangsstrom auf, um eingansseitige Spannungsspitzen zu dämpfen.A buffer capacitor 23 located between the connections 1 and 2 receives the input current during the switching pauses of the switching transistors 9 and 10 in order to dampen voltage peaks on the input side.

Die Primärwicklungen 13 und 14 haben gleiche Winklungszahlen, ebenso die Sekundärwicklungen 16 und 17. Die Windungszahlen der Sekundär­ wicklungen 16 und 17 sind jedoch höher als die der Primärwicklungen 13 und 14, vorzugsweise etwa gleich dem Stromverstärkungsfaktor der Schalttransistoren 9 und 10 d. h. etwa 15mal so hoch.The primary windings 13 and 14 have the same number of angles, as do the secondary windings 16 and 17 . However, the number of turns of the secondary windings 16 and 17 are higher than that of the primary windings 13 and 14 , preferably approximately equal to the current amplification factor of the switching transistors 9 and 10, ie approximately 15 times as high.

Wenn ein sehr kleiner Eingangsstrom IE zugeführt wird, wird der Hilfstran­ sistor 18 über den Strombegrenzer 20 durch einen kleinen Teil des Ein­ gangsstroms aufgesteuert, so daß ein Strom über die Primärwicklung 11, die Kollektor-Emitter-Strecke des Hilfstransistors 18 und die Primärwick­ lung 13 zum Anschluß 2 fließt.If a very small input current I E is supplied, the auxiliary transistor 18 is controlled via the current limiter 20 by a small part of the input current, so that a current through the primary winding 11 , the collector-emitter path of the auxiliary transistor 18 and the primary winding 13 flows to port 2 .

Dieser Strom ist durch die Wicklung 16 auf die Basis des Hilfstransistors 18 rückgekoppelt, so daß sinusförmige Schwingungen entstehen. Die Fre­ quenz dieser Schwingungen ist durch die Induktivität des Transformators 15 und die Kapazität des parallelliegenden Kondensators 26 bestimmt. Die­ ser Kondensator 26 ist so gewählt, daß diese Frequenz ungefähr gleich der Eigenfrequenz des Transformators 3 ist, die durch dessen Induktivität und die parallelliegenden Wicklungs- und Schaltungskapazitäten bestimmt ist. Durch diese Schwingungen wird der Hilfstransistor 18 abwechselnd ein- und ausgeschaltet, wodurch der durch die Wicklung 11 fließende Strom in einen Wechselstrom gewandelt und auf der Sekundärseite des Transfor­ mators 3 wieder gleichgerichtet wird.This current is fed back through the winding 16 to the base of the auxiliary transistor 18 , so that sinusoidal oscillations occur. The frequency of these vibrations is determined by the inductance of the transformer 15 and the capacitance of the parallel capacitor 26 . The water capacitor 26 is selected so that this frequency is approximately equal to the natural frequency of the transformer 3 , which is determined by its inductance and the parallel winding and circuit capacitances. By these vibrations, the auxiliary transistor 18 is alternately turned on and off, whereby the current flowing through the winding 11 is converted into an alternating current and rectified on the secondary side of the transformer 3 again.

Die Schalttransistoren 9 und 10 sind noch gesperrt, weil bei kleinerem Ein­ gangsstrom die an dem Transformator 15 entstehende Wechselspannung nicht ausreicht, um diese Transistoren an ihre Basen einzuschalten. Bei größeren Eingangströmen IE werden auch die Transistoren 9 und 10 ab­ wechselnd eingeschaltet, wobei die beiden Wicklungen 16 und 17 als Rückkopplung wirken. Hierdurch wird der Eingangsstrom abwechselnd Über die Wicklung 11 und 12 des Transformators 3 geführt und dadurch in einen Wechselstrom umgewandelt. Die Amplitude der am Transformator 15 entstehenden Spannung ist durch die Basis-Emitter-Strecken der Transi­ storen 9 und 10 begrenzt. Dadurch nimmt die zunächst sinusförmige Span­ nungskurve die Form einer gekappten Sinuskurve bzw. bei großen Strömen die Form eines Trapezes an.The switching transistors 9 and 10 are still blocked, because with a smaller input current, the AC voltage generated at the transformer 15 is not sufficient to switch these transistors on at their bases. With larger input currents I E , transistors 9 and 10 are also switched on alternately, with the two windings 16 and 17 acting as feedback. As a result, the input current is alternately passed through the windings 11 and 12 of the transformer 3 and thereby converted into an alternating current. The amplitude of the voltage arising on the transformer 15 is limited by the base-emitter paths of the transistors 9 and 10 . As a result, the initially sinusoidal voltage curve takes the form of a truncated sine curve or, for large currents, the shape of a trapezoid.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 unterscheidet sich von dem nach Fig. 2 im wesentlichen nur dadurch, daß die Dioden 4 und 5 entgegengesetzt gepolt und die Schalttransistoren 9 und 10' komplementär, d. h. vom entge­ gengesetzten Leitfähigkeitstyp, sind. Anstelle des npn-Schalttransistors 10 ist ein pnp-Schalttransistor 10' vorgesehen. Sodann sind die gegensinnig gewickelten Transformatoren 3 und 15 durch gleichsinnig gewickelte Transformatoren 3' und 15' ersetzt. Die Wirkungsweise beider Ausfüh­ rungsbeispiele ist grundsätzlich gleich.The embodiment of FIG. 3 differs from that of FIG. 2 essentially only in that the diodes 4 and 5 have opposite poles and the switching transistors 9 and 10 'are complementary, ie of the opposite conductivity type. Instead of the npn switching transistor 10 , a pnp switching transistor 10 'is provided. The oppositely wound transformers 3 and 15 are then replaced by transformers 3 'and 15 ' wound in the same direction. The mode of operation of both examples is basically the same.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung zur Vervielfachung eines Stromsignals, insbeson­ dere eines Normstromsignals von 0 bzw. 4 bis 20 mA, mit
  • - einem Signaleingang (E),
  • - einem keine genauigkeitsbestimmenden Widerstände aufweisenden Ein­ gangsverstärker (SPV) zur Umsetzung einer niedrigen Eingangsbürden­ spannung in eine hohe Bürdenspannung bei Übertragung des Ein­ gangsstromsignals (IE) im Verhältnis 1 : 1,
  • - einer Reihenschaltung von dem Eingangsverstärker (SPV) nachgeschal­ teten, hilfsenergiefreien, potentialgetrennten, ebenfalls keine genauig­ keitsbestimmenden Widerstände aufweisenden Gleichstrom-Wandlern (M1, M2, M3, M4), die vorzugsweise versehen sind mit
    • - mindestens zwei durch Steuerspannungen an der Basis abwechselnd eingeschalteten, primärseitigen Schalttransistoren (9, 10, 10') zur Um­ formung des Eingangsstromes in einen Wechselstrom,
    • - einem Transformator (3, 3') zur potentialgetrennten Übertragung des Wechselstromes,
    • - einer Dioden-Gleichrichterschaltung (4, 5) an der Sekundärseite des Transformators, und
    • - jeweils einem Signalausgang (A1, A2, A3, A4), an dem ein dem Ein­ gangsstromsignal (IE) identisches oder dazu proportionales Aus­ gangsstromsignal ansteht.
1. Circuit arrangement for multiplying a current signal, in particular a standard current signal of 0 or 4 to 20 mA, with
  • - a signal input (E),
  • - An input amplifier (SPV) with no accuracy-determining resistors for converting a low input burden voltage into a high burden voltage when transmitting the input current signal (I E ) in a ratio of 1: 1,
  • - A series connection of the input amplifier (SPV) downstream, auxiliary power-free, potential-isolated, also with no precision-determining resistances, DC converters (M1, M2, M3, M4), which are preferably provided with
    • at least two primary-side switching transistors ( 9 , 10 , 10 ') which are alternately switched on by control voltages at the base for converting the input current into an alternating current,
    • - a transformer ( 3 , 3 ') for electrically isolated transmission of the alternating current,
    • - A diode rectifier circuit ( 4 , 5 ) on the secondary side of the transformer, and
    • - Each has a signal output (A1, A2, A3, A4) at which an input current signal (I E ) identical or proportional to the output current signal is present.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsverstärker ein Summenpunktverstärker (SPV) ist. 2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the input amplifier is a sum point amplifier (SPV).   3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Summenpunktverstärker (SPV) aus einem Operationsverstärker (IC) mit nachgeschaltetem Feldeffekttransistor (T1) gebildet ist.3. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that the sum point amplifier (SPV) with an operational amplifier (IC) downstream field effect transistor (T1) is formed. 4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ge­ kennzeichnet, daß bei jedem Gleichstromwandler die Steuerspannungen bei kleinen Stromsignalen im vorgegebenen Signalbereich im wesentlichen sinusförmig sind und die Schalttransistoren (9, 10, 10') mit Bezug auf die Schaltperiode nur kurzzeitig einschalten und die Schaltfrequenz der Schalttransistoren (9, 10, 10') an die Eigenfrequenz des Transformators (3, 3') angeglichen ist, so daß sich am Transformator (3, 3') eine sinusförmige Spannung ergibt, und daß sie bei steigendem Stromsignal trapezförmig ge­ staltet sind und die Einschaltdauer verlängern, so daß sich ein kontinuierli­ cher Übergang der Spannung am Transformator (3, 3') von der Sinus- in eine weitgehend rechteckige Form ergibt.4. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 3, characterized in that in each DC converter, the control voltages for small current signals in the predetermined signal range are substantially sinusoidal and the switching transistors ( 9 , 10 , 10 ') switch on only briefly with respect to the switching period and the switching frequency of the switching transistors ( 9 , 10 , 10 ') is matched to the natural frequency of the transformer ( 3 , 3 '), so that there is a sinusoidal voltage on the transformer ( 3 , 3 ') and that it trapezoidally with increasing current signal are designed and extend the duty cycle so that there is a continuous transition of the voltage across the transformer ( 3 , 3 ') from the sine wave to a largely rectangular shape. 5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge­ kennzeichnet, daß vier hintereinandergeschaltete Gleichstromwandler (M1, M2, M3, M4) vorgesehen sind.5. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 4, characterized ge indicates that four series-connected DC converters (M1, M2, M3, M4) are provided.
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