Die Erfindung betrifft einen 90°-Phasenschieber aus einem
T-Flip-Flop und insbesondere einen Hochfrequenz-90°-Phasen
schieber, der für einen orthogonalen Modulator-Demodulator
bei digitaler Kommunikation geeignet ist.
Hinsichtlich der digitalen Kommunikation wird im allgemei
nen ein Modulation-Demodulation-System wie OPSK (orthogona
ler Phasenschiebeschlüssel; orthogonal phase shift keying)
usw. für die Umsetzung verwendet. Bei diesem Modulation-De
modulations-System wird ein orthogonaler Modulator verwen
det. Signale mit 90°-Phasendifferenz zueinander werden in
dem orthogonalen Modulator eingesetzt. Es ist erforderlich,
daß ein derartiges 90°-Phasendifferenzsignal ein Signal mit
hochpräziser Phasendifferenz ist.
Als erstes bekanntes Beispiel eines 90°-Phasenverschiebers
ist ein 90°-Phasenverschieber mit T-Flip-Flop in Fig. 1
dargestellt. Der 90° Phasenverschieber der Fig. 1 umfaßt
das T-Flip-Flop aus Signaleingabetransistoren Tr1 bis Tr4
und Bidifferentialtransistoren Tr5 bis Tr12. Sowohl ein
Eingangssignal IN als auch ein komplementäres Eingangssi
gnal (Inversionssignal von IN), deren Einschaltverhältnis
(duty ratio) auf 50% verbleibt, werden an Eingangsanschlüs
sen 21 bzw. 22 eingegeben. Dadurch werden Drehphasensignale
mit 0°, 180°, 90° und 270° an Ausgangsanschlüssen 23, 24,
25 und 26 ausgegeben, wobei jeweils Lasttransistoren R1 bis
R4 jeweils den bidifferenziellen Transistoren entsprechen.
Die japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. Hei 3-159305
beschreibt einen 90°-Phasenschieber. Dies ist das zweite
bekannte Beispiel. In diesem Beispiel kann eine Phasenab
weichung korrigiert werden. Fig. 2 ist ein Blockdiagramm,
das den 90°-Phasenschieber gemäß Hei 3-159305 darstellt.
Ein Näherungs-90°-Phasenschieber 40 erzeugt eine Ausgabe.
Die Ausgabe wird so erzeugt, daß einem Eingangssignal IN1
eine 90°-Phasenverschiebung vermittelt wird. Ein Synchron
detektor 42 übernimmt ein Ausgangssignal V01 eines Addie
rers 41 (wird später beschrieben) als Bezugssignal. Der
Synchrondetektor 42 führt eine Synchronerfassung des Ein
gangssignals IN1 durch. Ein Multiplizierer 43 multipliziert
die Detektorausgabe mit dem Eingangssignal IN1. Ein Addie
rer 41 addiert die Multiplikationsausgabe zu der Ausgabe
des Näherungs-90°-Phasenschiebers 40. Ein Ausgangssignal
Vol als Ausgabe des 90°-Phasenschiebers wird erzeugt.
Der wie oben beschrieben aufgebaute 90°-Phasenschieber ver
gleicht das Ausgangssignal V01 mit dem Eingangssignal IN1.
Eine Rückkopplung entsprechend der Phasenabweichung von der
90°-Phasendifferenz, die durch den Vergleich berechnet
wurde, wird dem Ausgangssignal ausgesetzt, so daß die Ab
weichung einer Ausgabephase automatisch korrigiert wird.
Entsprechend diesem Verfahren kann ein Ausgabesignal V01
mit präziser 90°-Phasendifferenz abgenommen werden.
Bei dem 90°-Phasenschieber gemäß dem ersten bekannten Bei
spiel ergibt sich die Schwierigkeit, daß der Wert des Ein
schaltverhältnisses sowohl des Eingangssignals IN als auch
des komplementären Eingangssignals präzise bei 50% liegen
muß. Wenn sich ein Offset im Einschaltverhältnis ergibt,
wird der Offset direkt als Phasenabweichung von der
90°-Phase ausgegeben.
Der 90°-Phasenverschieber gemäß dem zweiten bekannten Bei
spiel kann nur schwierig mit geringem Dissipationsstrom und
stabilem Betrieb bei Hochfrequenz betrieben werden, da bei
dem obigen Aufbau der 90°-Phasenschieber einen Vergleicher
oder einen Operationsverstärker aufweisen sollte. Im allge
meinen ist es hinsichtlich dieser Schaltungen schwierig,
sie mit geringer Dissipationsleistung und Hochgeschwindig
keitsbetrieb zu betreiben.
Hinsichtlich des Vorstehenden ist es eine Aufgabe der Er
findung, einen 90°-Phasenschieber zu schaffen, der mit ge
ringer Dissipationsleistung und mit Hochgeschwindigkeitsbe
trieb arbeitet, wobei ein Ausgangssignal mit einer präzisen
90°-Phasendifferenz stabil abgenommen werden kann.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird zur Lösung der
obengenannten Aufgabe ein 90°-Phasenschieber geschaffen mit
einem 1/2-Frequenzteiler, der ein T-Flip-Flop einsetzt, und
Phasenverschiebemittel zur Erzeugung eines Signals mit ei
ner 90°-Phasendifferenz basierend auf einem ersten Ein
gangssignal, das auf einem 50%igen Einschaltverhältnis ge
halten wird, und einem zweiten Eingangssignal, das ein Kom
plementärsignal des ersten Eingangssignals ist. Der
90°-Phasenschieber umfaßt Berechnungs- oder Detektormittel zum
Erfassen einer Gleichstromkomponente, die einem Offset zum
50%igen Einschaltverhältnis in Bezug auf jedes der ersten
und zweiten Eingangssignale entspricht, und Gleichstrom
rückkopplungsmittel, die eine Rückkopplung der Gleichstrom
komponente als eine Vorspannung an ein Eingangsanschlußende
des Phasenschiebemittels rückkoppelt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung weist das Detek
tormittel bei dem 90°-Phasenschieber einen ersten und einen
zweiten Transistor auf, denen das erste und das zweite Ein
gangssignal eingegeben werden, und eine erste und eine
zweite Last, die mit den Kollektoren des ersten und des
zweiten Transistors verbunden sind, zum Abnehmen einer
Gleichstromkomponente, die einem Offset zum 50%-Einschalt
verhältnis entspricht, vom Kollektorstrom.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist die Last des
90°-Phasenschiebers gemäß dem ersten Aspekt ein Wider
standselement oder ein Induktionselement.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfassen die
Rückkopplungsmittel bei dem 90°-Phasenschieber gemäß dem
ersten Aspekt ein Tiefpaßfilter zum Abnehmen der Gleich
stromkomponente von einer elektrischen Potentialdifferenz
zwischen der ersten und der zweiten Last, und Verstärkungs
mittel zum Verstärken der Gleichstromkomponente vor deren
Ausgabe an die Eingangsanschlußenden der Phasenschiebemit
tel.
Die obige und weitere Aufgaben und neue Merkmale der Erfin
dung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung in
Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen deutlich. Es
soll hier jedoch ausdrücklich deutlich gemacht werden, daß
die Zeichnungen lediglich zum Zweck der Erläuterung gedacht
sind und nicht eine Definition der Grenzen der Erfindung
darstellen.
Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm eines ersten bekannten
90°-Phasenschiebers,
Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm eines zweiten bekannten
90°-Phasenschiebers,
Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm eines 90°-Phasenschie
bers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfin
dung,
Fig. 4A ist ein Zeitablaufdiagramm zur Erläuterung des Be
triebs eines 90°-Phasenschiebers im Anfangszustand
sowie Signaldiagramme für Eingangsanschlüsse 8 und
9 der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2,
Fig. 4B ist ein Zeitablaufdiagramm zur Erläuterung des Be
triebs des 90°-Phasenschiebers in einem Anfangszu
stand und Signaldiagramme an Ausgangsanschlüssen
11 bis 14,
Fig. 5A ist ein Zeitablaufdiagramm zur Erläuterung des Be
triebs eines 90°-Phasenschiebers bis zum Erreichen
eines stabilen Zustandes sowie Signalverlaufsdia
gramme an den Eingangsanschlüssen 8 und 9 der Si
gnaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 bevor sie ei
ner Rückkopplung ausgesetzt sind,
Fig. 5B ist ein Zeitablaufsdiagramm zur Erläuterung des
Betriebs eines 90°-Phasenschiebers bis zum Errei
chen eines stabilen Zustandes und Signalverlaufs
diagramme an den Eingangsanschlüssen 8 und 9 der
Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2, die einer
Rückkopplung ausgesetzt sind,
Fig. 5C ist ein Zeitablaufsdiagramm zur Erläuterung des
Betriebs des 90°-Phasenschiebers bis zum Erreichen
eines stabilen Zustandes und Signalverlaufsdia
gramme an den Ausgangsanschlüssen 11 bis 14 in dem
stabilen Zustand, und
Fig. 6 ist ein Schaltungsdiagramm eines 90°-Phasenschie
bers gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der
Erfindung.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun
mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen erläutert.
[Schaltungsaufbau]
Fig. 3 ist ein Schaltungsdiagramm eines 90°-Phasenschiebers
gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Der 90°-Phasenschieber der Fig. 3 umfaßt einen 90°-Phasen
schiebe-Schaltungsabschnitt 1, eine Einschaltverhältnisse-
Überwachungslast 2, ein Tiefpaßfilter 3 und einen Gleich
stromkomponentenverstärker 4.
Der 90°-Phasenschiebeschaltungsabschnitt 1 umfaßt einen
1/2-Frequenzteiler mit einem T-Flip-Flop. Der 90°-Phasen
schiebeschaltungsabschnitt 1 ist aus Signaleingangstransi
storen Tr1 bis Tr2 und bidifferentiellen Transistoren Tr5
bis Tr12 und Lastwiderständen R1 bis R4 aufgebaut.
Ein Eingangssignal IN wird am Eingangsanschluß 5 eingege
ben. Der Eingangsanschluß 5 ist mit der Basis des Si
gnaleingangstransistors Tr1 über eine Kapazität C1 verbun
den, die die Gleichstromkomponente unterbricht. Das komple
mentäre Eingangssignal des Eingangssignals IN wird einem
Eingangsanschluß 6 eingegeben. Der Eingangsanschluß 6 ist
mit der Basis des Signaleingabetransistors Tr2 über eine
Kapazität C2 verbunden, die die Gleichstromkomponente un
terbricht. Eine Konstantstromquelle 7 ist zwischen Masse
und einen Knoten eingefügt, der gemeinsam mit beiden Emit
tern der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 verbunden
ist.
Der Kollektor des Signaleingangstransistors Tr1 ist mit den
Emittern der bidifferentiellen Transistoren Tr5, Tr8, Tr10
und Tr11 über einen Widerstand R5 verbunden, der eine Ein
schaltverhältnis-Überwachungslast 2 darstellt. Der Kol
lektor des Signaleingangstransistors Tr2 für das Komplemen
tärsignal ist mit den Emittern der bidifferentiellen Tran
sistoren Tr6, Tr7, Tr9, Tr12 über einen Widerstand R6 ver
bunden, der eine Einschaltverhältnis-Überwachungslast 2
darstellt. Hier sind diese Widerstände R5 und R6 Elemente
zur Wandlung von Kollektorströmen jeder der Signalein
gangstransistoren Tr1 und Tr2 in Spannungen.
Beide Kollektoren der bidifferentiellen Transistoren Tr5,
Tr6, die Kollektoren der bidifferentiellen Transistoren Tr7,
Tr8, die Kollektoren der bidifferentiellen Transistoren
Tr9, Tr10 und die Kollektoren der bidifferentiellen Transi
storen Tr11, Tr12 sind mit einer Spannungsquelle Vcc
(Gleichstromversorgung) über gemeinsame Lastwiderstände R1,
R2, R3 und R4 verbunden. Die gemeinsam verbundenen Kollek
toren der Transistoren Tr5, Tr6 sind mit den beiden Basen
der bidifferentiellen Transistoren Tr7, Tr9 verbunden, die
gemeinsam verbundenen Kollektoren der beiden Transistoren
Tr7, Tr8 sind mit den Basen der bidifferentiellen Transi
storen Tr6, Tr12 verbunden, die gemeinsam verbundenen Kol
lektoren der Transistoren Tr9, Tr10 sind mit den Basen der
bidifferentiellen Transistoren Tr11, Tr8 verbunden und die
gemeinsam verbundenen Kollektoren der Transistoren Tr11,
Tr12 sind mit den Basen der bidifferentiellen Transistoren
Tr10, Tr5 verbunden.
4-Phasen-Ausgangsanschlüsse 11, 12, 13 und 14 erstrecken
sich von den Kollektoren, die gemeinsam miteinander verbun
den sind. Phasendifferenzsignale mit 0°, 180°, 90° und 270°
werden jeweils von den Ausgangsanschlüssen ausgegeben.
Desweiteren sind die Kollektoren der Signaleingangstransi
storen Tr1 und Tr2 mit dem Tiefpaßfilter 3 verbunden. Das
Tiefpaßfilter 3 gibt ein elektrisches Mittelwertpotential
(Gleichstromkomponente) aus, das dem Offset des Einschalt
verhältnisses zwischen den Basen (Eingangsanschlüsse 8 und
9) der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 entspricht.
Die Ausgangsspannung wird differentiell dem Gleichstromkom
ponentenverstärker 4 eingegeben, um verstärkt zu werden.
Die Ausgabeseite des Gleichstromkomponentenverstärkers 4
ist so geschaltet, daß die Basen der Signaleingangstransi
storen Tr1 und Tr2 einer Negativrückkopplung der Gleich
stromkomponente ausgesetzt sind. Wie in Fig. 3 dargestellt
ist, sind sowohl das Tiefpaßfilter 3 als auch der Gleich
stromkomponentenverstärker 4 so aufgebaut, daß sie eine
Eingabe/Ausgabe des differentiellen Signals bewirken.
[Schaltungsbetrieb]
Der Betrieb des 90° Phasenschiebers mit dem oben beschrie
benen Aufbau des Ausführungsbeispiels wird nun im Detail
mit Bezug auf die Zeitablaufdiagramme der Fig. 4A, 4B,
5A, 5B und 5C erläutert. Die Fig. 4A und 4B sind Zeitab
laufdiagramme des Anfangszustandes. Die Fig. 5A, 5B und
5C sind Zeitablaufdiagramme der Änderung der Bedingung bis
zum Erreichen des stabilen Zustandes. In diesem Zeichnungen
bezeichnen die Abszisse die Zeit t und die Ordinate eine
Spannung v.
Im Folgenden wird der Betrieb unter der Annahme erläutert,
daß eine Verzerrung der beiden Eingangssignalformen an den
Eingangsanschlüssen 5 und 6 des 90°-Phasenschiebeschal
tungsabschnitts 1 auftritt, und daß, wie in den Signalver
läufen A und B der Fig. 2A dargestellt ist, der Signalver
lauf (Frequenz = f₀), dessen Einschaltverhältnisse nicht
50% beträgt, eingegeben wird.
Es werden jeweils die Schaltzeiten der Signaleingangstran
sistoren Tr1 und Tr2 für jeweils T1 und T2 genommen. Der
Bezug dieser Schaltzeiten am Anfangszeitpunkt wird zu T1 =
T2. Unter dieser Annahme gibt jeder der Ausgangsanschlüsse
11 bis 14 des 90°-Phasenschiebers das Signal mit Signalver
läufen a, b, c und d aus, deren Phasenbeziehungen 0°, 180°,
90° bzw. 270° betragen, wie in Fig. 4B dargestellt ist. Die
Frequenz dieser Signalverläufe a bis d wird mittels des
T-Flip-Flop in allen Fällen in (1/2) f₀ frequenzgeteilt. Die
Ausgabeverzögerung t1 des Signalverlaufs c, der auf der
Ausgabe des Signalverlaufs a beruht, wird zu t1 = (T1-T2),
mit dem Ergebnis, daß eine Abweichung von der 90°-Pha
sendifferenz auftritt.
In Fällen, bei denen Signale mit Verzerrungen an die Ein
gangsanschlüsse 5 und 6 angelegt werden, werden auf dem
elektrischen Kollektorpotential der Signaleingangstransi
storen Tr1 und Tr2 elektrische Potentialdifferenzen zwi
schen den Kollektoren auftreten, wie in Fig. 5A dargestellt
ist. Insbesondere wird der mittlere Spannungswert des Si
gnalverlaufs A zu einer Spannung V1, wie in derselben
Zeichnung dargestellt ist. Andererseits wird der mittlere
Spannungswert des Signalverlaufs B zur Spannung V2, wie in
derselben Zeichnung dargestellt ist. Wenn diese Spannungen
V1 und V2 durch das Tiefpaßfilter 3 gelangen, wird folglich
die elektrische Gleichspannungsdifferenz gegeben durch
Δv = V1-V2, die so erhalten wird, daß die Differenz zwischen
dem Signalverlauf A und dem Signalverlauf B der
Differenzberechnung ausgesetzt wird. Die elektrische
Gleichstrompotentialdifferenz Av wird durch den
Gleichstromkomponentenverstärker 4 verstärkt. Die verstärkt
elektrische Gleichstrompotentialdifferenz Av wird an die
Eingangsanschlüsse 8 und 9 der Signaleingangstransistoren
Tr1 und Tr2 gegeben. Als Ergebnis wird die Vorspannung des
Transistors einer Negativrückkopplung unterworfen.
Wenn die Beziehung zwischen T1 und T2 T1 < T2 ist, wie in
Fig. 4A dargestellt ist, fällt die Vorspannung des Ein
gangsanschlusses 8 relativ, während die Vorspannung des
Eingangsanschlusses 9 relative ansteigt. Die Signalverläufe
der Eingangsanschlüsse 8 und 9 werden zu den Signalverläu
fen A′ und B′, die jeweils in der Fig. 5B dargestellt sind.
Nach dieser Zeit wird die oben dargestellte Rückkopplungs
operation wiederholt. Die elektrische Gleichstrompotential
differenz Av sinkt allmählich mit dem Zeitablauf. Die elek
trischen Vorspannungspotentiale der Signaleingangstransi
storen Tr1 und Tr2 kovergieren.
Wenn die Schleifenverstärkung optimiert ist, nachdem die
elektrischen Vorspannpotentiale der Signaleingangstransi
storen Tr1 und Tr2 konvergiert sind, werden die Schaltzei
ten der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 gleich, was
zur Bedingung T1 = T2 führt. Folglich werden, wie in Fig. 5c
dargestellt ist, an den Ausgangsanschlüssen 11, 12, 13
und 14 vier Phasenausgaben a′, b′, c′ und d′ erhalten, die
auf einer präzisen 90°-Phasendifferenz verbleiben.
Wie oben beschrieben wurde treten in Fällen, in denen
Gleichstromoffsets zwischen den Eingangssignalen existie
ren, die dem 90°-Phasenschiebeschaltungsabschnitt 1 zuge
führt werden, oder wenn das Einschaltverhältnis nicht auf
50% gehalten wird, was durch Signalformverzerrung verur
sacht wird, Differenzen zwischen Mittelwertströmen auf, die
durch die Kollektoren der Signaleingangstransistoren Tr1
und Tr2 fließen. Die Differenz zwischen den mittleren
Stromflüssen wird durch die Lasten (Widerstände R5, R6),
die mit den jeweiligen Kollektoren der Signaleingangstran
sistoren Tr1 und Tr2 verbunden sind, in Spannungen gewan
delt. Anschließend wird ihre Gleichstromkomponente, die dem
Offset des Einschaltverhältnisses entspricht, durch das
Tiefpaßfilter 3 abgenommen. Die Gleichstromkomponente wird
durch den Gleichstromkomponentenverstärker 4 verstärkt. Die
Eingangsanschlüsse 8 und 9 des 90°-Phasenschiebeschaltungs
abschnittes 1 werden einer Rückkopplung der Gleichstromkom
ponente als Eingangsvorspannung so ausgesetzt, daß das Ein
schaltverhältnis korrigiert wird. Aus diesen Gründen wird
der Wert des Einschaltverhältnisses des Eingangssignals,
das den Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 entspricht,
zu exakt 50%. Als Ergebnis wird ein Ausgabesignal mit exakt
90°- Phasendifferenz erhalten.
Wenn der 90°-Phasenschieber gemäß der Erfindung eingesetzt
wird, wird festgestellt, daß der Phasenfehler wegen Gleich
stromoffset oder Offest im Einschaltverhältnis des Ein
gangssignals verbessert ist. Insbesondere ist in einem er
sten Experiment, bei dem ein Offset von 20 mV zwischen den
Eingangssignalen des 90°-Phasenschiebers existiert und wenn
das Einschaltverhältnis zwischen den Eingangssignalen sich
nur um 5% verschiebt, in beiden Fällen der Phasenfehler von
1,5° auf weniger als 0,1° verbessert. Gemäß einem zweiten
Experiment, bei dem Einschaltverhältnis zwischen den Ein
gangssignalen um nur 2% verschoben ist, ist in solch einem
Fall der Phasenfehler von 1,5° auf weniger als 0,2° verbes
sert.
[Modifiziertes Ausführungsbeispiel]
Wie in Fig. 6 dargestellt ist, ist, wenn eine Einschaltver
hältnis-Überwachungslast 2 gebildet ist, es geeignet, eine
Induktivität als Ersatz für einen Widerstand verwendet
wird. Derselbe Betrieb und Effekt wie beim obigen Ausfüh
rungsbeispiel wird bei einem solchen Aufbau erhalten.
Wie oben beschrieben wurde, wird erfindungsgemäß die
Gleichstromkomponente entsprechend dem Offset vom 50%-Ein
schaltverhältnis sowohl des ersten als auch des zweiten
Eingangssignals ermittelt. Das Eingangsanschlußende der
Phasenschiebemittel, die Signale mit 90°-Phasendifferenz
erzeugen, wird der Rückkopplung der Gleichstromkomponente
ausgesetzt. Wenn beispielsweise diese Maßnahmen für den
90°-Phasenschieber mit T-Flip-Flop eingesetzt werden, wird
der Effekt erzielt, daß ein Ausgangssignal mit präziser
90°-Phasendifferenz erhalten wird, selbst wenn das Ein
schaltverhältnis des ersten oder des zweiten Eingangssi
gnals von dem 50%-Wert verschoben wird. Da gemäß diesem
Aufbau der Komparator oder der Operationsverstärker wie bei
der konventionellen Ausstattung nicht erforderlich ist,
wird weiterhin der Effekt erzielt, daß ein stabiler
90°-Phasenschieber mit geringer Leistungsdissipation im Hoch
frequenzband realisiert wird.