DE19837639A1 - Converter overload protection circuit - Google Patents
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Abstract
Description
Ein Wandler WR mit galvanischer Trennung kann wie in Fig. 1 gezeigt aus einem ersten und zweiten Umrichter UM1, UM2 gebil det werden.A converter WR with electrical isolation can be formed from a first and second converter UM1, UM2 as shown in FIG. 1.
Der erste Umrichter UM1, z. B. ein Tiefsetzer, gebildet aus einem ersten Schalttransistor T1, einer Freilaufdiode D1 sowie einem Filter F, bestehend aus einer Induktivität L1 im Längs zweig und einer Kapazität C0 im Querzweig, ist dem zweiten Umrichter UM2 zum Ausgleich von Schwankungen der Eingangsspan nung vorgeschaltet. Das erste Schaltelement T1 wird über eine erste Steuereinheit S1 gesteuert. Ausgewertet werden in der ersten Steuereinheit S1 der in die Primärseite des zweiten Umrichters UM2 fließende Strom und die Spannung am Ausgang des zweiten Umrichters UM2.The first converter UM1, e.g. B. a step-down converter, formed from a first switching transistor T1, a free-wheeling diode D1 and a filter F, consisting of an inductor L1 in the longitudinal branch and a capacitance C0 in the transverse branch, is the second UM2 converter to compensate for fluctuations in the input voltage upstream. The first switching element T1 is a controlled first control unit S1. Are evaluated in the first control unit S1 in the primary side of the second Converter UM2 flowing current and the voltage at the output of the second converter UM2.
Der zweite Umrichter UM2, z. B. ein Gegentaktumrichter mit gal vanischer Trennung, wird gebildet aus einem Primärteil mit zwei gleichen, aber gegensinnig angesteuerten Wicklungen W1 und W2 eines Transformators Tr. Das zweite und dritte Schaltelement T2, T3 auf der Primärseite des zweiten Umrichters UM2 wird von einem zweiten Steuerkreis S2 im Gegentakt mit einem Steuersig nal mit gleichbleibender Frequenz mit einem Puls/Pause Verhält nis von 1 : 1 betrieben. Die Sekundärwicklungen W3 und W4 des Transformators Tr liefern eine gegenphasig transformierte Rechteckspannung, die mit Hilfe von synchron im Gegentakt ange steuerter Schaltelemente G1, G2 gleichgerichtet werden, die auf der Sekundärseite des Umrichters UM2 in einer Gleichrichterein heit GR angeordnet sind.The second converter UM2, e.g. B. a push-pull converter with gal Vanic separation, is formed from a primary part with two same, but oppositely controlled windings W1 and W2 of a transformer Tr. The second and third switching element T2, T3 on the primary side of the second converter UM2 is from a second control circuit S2 in push-pull with a tax sig nal with constant frequency with a pulse / pause ratio operated from 1: 1. The secondary windings W3 and W4 des Transformers Tr deliver a phase-transformed Rectangular voltage, which with the help of synchronous push-pull controlled switching elements G1, G2 are rectified on the secondary side of the UM2 converter in a rectifier unit GR are arranged.
Der beschriebene Wandler WR bringt jedoch den Nachteil mit sich, daß hohe Verlustleistungen in den Schaltelementen G1 und G2 in der Gleichrichtereinheit GR während des Strombegren zungsbetriebs auftreten.However, the converter WR described has the disadvantage that high power losses in the switching elements G1 and G2 in the rectifier unit GR during the current limitation operation occur.
Der Wandler WR bringt weiter den Nachteil mit sich, daß zur Ableitung der Verlustleistung in der Gleichrichtereinheit GR große Halbleiterelemente und mit diesen verbunden eine große Leiterplattenfläche und/oder große Kühlelemente verwendet werden müssen.The converter WR also has the disadvantage that the Derivation of the power loss in the rectifier unit GR large semiconductor elements and connected to them a large one PCB area and / or large cooling elements used Need to become.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanord nung und ein Verfahren anzugeben, die die oben angeführten Nachteile überwindet.The invention has for its object a circuit arrangement tion and a procedure to specify the above Overcomes disadvantages.
Gemäß der Erfindung wird die gestellte Aufgabe durch die Pa tentansprüche 1 und 8 gelöst.According to the invention, the task set by the Pa Claims 1 and 8 solved.
Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß eine hohe Ver lustleistung an den synchron im Gegentakt angesteuerten Schalt elementen G1, G2 in der Gleichrichtereinheit GR vermieden wird.The invention has the advantage that a high Ver Pleasure power on the synchronously controlled switching elements G1, G2 in the rectifier unit GR is avoided.
Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß bei kurzer Überlast der Wandler voll betriebsbereit bleibt.The invention has the further advantage that short overload the converter remains fully operational.
Weitere vorteilhafte Ausbildungen der Schaltungsanordnung und des Verfahrens sind in den weiteren Patentansprüchen angegeben. Further advantageous designs of the circuit arrangement and of the method are specified in the further claims.
Weitere Besonderheiten der Erfindung werden aus den nachfolgen den näheren Erläuterungen eines Ausführungsbeispiels anhand von Zeichnungen ersichtlich.Further special features of the invention will follow from the the detailed explanations of an embodiment with reference to Drawings can be seen.
Es zeigen:Show it:
Fig. 1 einen Aufbau eines bekannten Wandlers gemäß dem Stand der Technik, Fig. 1 shows a structure of a known converter according to the prior art,
Fig. 2 einen Aufbau eines Wandlers mit Überlastschutz und Fig. 2 shows a structure of a converter with overload protection and
Fig. 3 eine Ausgestaltung eines Überlastschutzes. Fig. 3 shows an embodiment of an overload protection.
In Fig. 1 ist der eingangs genannte Umrichter WR dargestellt und nachfolgend weiterführend beschrieben.In Fig. 1 of the aforementioned inverter WR is shown and described BEYOND below.
Der erste Umrichter UM1 ist aus dem ersten Schaltelement T1, der Freilaufdiode D1 sowie dem Filter F, mit der Induktivität L1 im Längszweig und einer Kapazität C0 im Querzweig gebildet. Ein Steuereingang des ersten Schalttransistors T1 wird durch ein pulsweiten- oder frequenzmoduliertes PWM, FM Steuersignal der ersten Steuerschaltung S1 angesteuert.The first converter UM1 is composed of the first switching element T1, the freewheeling diode D1 and the filter F, with the inductance L1 formed in the longitudinal branch and a capacitance C0 in the transverse branch. A control input of the first switching transistor T1 is through a pulse width or frequency modulated PWM, FM control signal of the first control circuit S1.
Auf der Primärseite des Umrichters UM2 sind zwei gleiche, aber gegensinnig angesteuerte Wicklungen W1 und W2 des Transforma tors Tr angeordnet. Die beiden Wicklungen W1 und W2 werden jeweils über das zweite und dritte Schaltelement T2, T3 durch den zweiten Steuerkreis S2 im Gegentakt mit gleichbleibender Frequenz und einem Puls/Pause-Verhältnis von 1 : 1 angesteu ert. Die auf der Sekundärseite des Transformators Tr angeord neten jeweils gleich ausgebildeten Wicklungen W3 und W4 liefern gegenphasig transformierte Rechteckspannungen, die mittels der synchron im Gegentakt angesteuerten Schaltelemente, die nach folgend auch als vierte und fünfte Schaltelemente G1 und G2 bezeichnet sind, in der Gleichrichtereinheit GR gleichgerichtet werden. Die vierten und fünften Schaltelemente G1, G2 sind vorzugsweise als Power Metall Oxyd Semiconductor PMOS- Tran sistoren ausgebildet. In dieser Ausgestaltung sind die beiden Bodydioden B1, B2 der PMOS Transistoren explizit dargestellt. Die vierten und fünften Schaltelemente G1, G2 werden in dieser Ausführung über zwei weitere Hilfswicklungen W5 und W6, welche zur Aufstockung der Steuerspannung dienen, angesteuert. Das jeweils leitend gesteuerte vierte oder fünfte Schaltelement G1, G2 erhält am Steuereingang G die Summenspannung der an den drei Wicklungen W3, W4 und W5 oder W3, W4 und W6 anliegenden Span nungen. Die Spannung in der leitenden Phase am Steuereingang G des vierten Schaltelementes G1 setzt sich aus der Summenspan nung U(W4) + U(W3) + U(W5) in der leitenden Phase an den Wick lungen W4, W3 und W5 zusammen. Während der Sperrphase liegt am Steuereingang des fünften Schaltelementes G2 nur die einfache negative Spannung -U(W5) der Wicklung W5 an. Dasselbe gilt sinngemäß für das vierte Schaltelement G1 und die Spannung an den Wicklungen W3, W4, und W6. Bei hinreichend hoher transfor mierter Spannung durch den Transformator Tr, können die Hilfs wicklungen W5 und W6 entfallen. Da die primäre Spannung UA0 am Ausgang des ersten Umrichters UM1 nur geringen Schwankungen unterliegt haben die sekundären Steuerpulse für das vierte und fünfte Schaltelement G1, G2 eine nahezu konstante Amplituden höhe.On the primary side of the UM2 converter there are two of the same, however oppositely controlled windings W1 and W2 of the Transforma tors Tr arranged. The two windings W1 and W2 are each through the second and third switching elements T2, T3 the second control circuit S2 in push-pull with constant Frequency and a pulse / pause ratio of 1: 1 controlled ert. The arranged on the secondary side of the transformer Tr neten each deliver identical windings W3 and W4 Rectangular voltages transformed in phase opposition using the Switching elements controlled synchronously in push-pull mode also as fourth and fifth switching elements G1 and G2 are rectified in the rectifier unit GR become. The fourth and fifth switching elements G1, G2 are preferably as Power Metal Oxide Semiconductor PMOS-Tran trained transistor. In this embodiment, the two are Body diodes B1, B2 of the PMOS transistors are shown explicitly. The fourth and fifth switching elements G1, G2 are in this Execution over two further auxiliary windings W5 and W6, which serve to increase the control voltage, controlled. The fourth or fifth switching element G1, each conductively controlled, G2 receives the sum voltage at the control input G that at the three Windings W3, W4 and W5 or W3, W4 and W6 adjacent chip mentions. The voltage in the conductive phase at control input G of the fourth switching element G1 consists of the sum span voltage U (W4) + U (W3) + U (W5) in the conductive phase to the wick lungs W4, W3 and W5 together. During the blocking phase is on Control input of the fifth switching element G2 only the simple one negative voltage -U (W5) of winding W5. The same applies analogously for the fourth switching element G1 and the voltage the windings W3, W4, and W6. With a sufficiently high transfor mated voltage through the transformer Tr, the auxiliary windings W5 and W6 are omitted. Since the primary voltage UA0 at Output of the first converter UM1 only slight fluctuations have been subject to the secondary control pulses for the fourth and fifth switching element G1, G2 an almost constant amplitude height.
Eine Spannungsregelung erfolgt in der gezeigten Schaltungsan ordnung aufgrund der am Ausgang des Wandlers WR gemessenen Spannung UA. Ein Regler R verstärkt die Regelabweichung zwischen der gemessenen Spannung und einer vorgegebenen Höhe einer Spannung und steuert galvanisch getrennt über einen Opto koppler OK einen in der ersten Steuereinheit S1 angeordneten Pulsbreitenmodulator PWM oder Frequenzmodulator FM. Die erste Steuereinheit S1 steuert über eine Treibereinheit den ersten Schalttransistor T1 des ersten Umrichters UM1. Mit Hilfe des ersten Schalttransistors T1 kann die Spannung UA0 am Kondensa tor C0 am Ausgang des ersten Umrichters UM1 geregelt werden.Voltage regulation takes place in the circuit shown order based on those measured at the output of the converter WR Voltage UA. A controller R amplifies the control deviation between the measured voltage and a given height voltage and controls galvanically isolated via an opto coupler OK one arranged in the first control unit S1 Pulse width modulator PWM or frequency modulator FM. The first Control unit S1 controls the first via a driver unit Switching transistor T1 of the first converter UM1. With the help of first switching transistor T1 can the voltage UA0 at the capacitor gate C0 at the output of the first converter UM1.
Der zweite Steuerkreis S2 im zweiten Umrichter UM2 gibt den Takt für das zweite und dritte Schaltelement T2 und T3 vor. Der Tastgrad Tein/T von ca. 1/1 bleibt unberührt von einem Regelvorgang. Spannungsschwankungen der Spannung UA0 am Ausgang des ersten Umrichters UM1 über einen Lastbereich entsprechen etwa der über dem zweiten Umrichter UM2 anliegenden Längsspan nung.The second control circuit S2 in the second converter UM2 outputs the Clock for the second and third switching elements T2 and T3. The Duty cycle Tein / T of approx. 1/1 remains unaffected by one Control process. Voltage fluctuations in voltage UA0 at the output of the first converter UM1 over a load range such as the longitudinal chip lying above the second converter UM2 nung.
Eine Strommessung erfolgt auf der Primärseite des zweiten Um richters UM2. Der durch einen Meßwiderstand RM, der zwischen dem Ausgang des ersten Umrichters UM1 und den Eingang des zwei ten Umrichters UM2 angeordnet ist, fließende Strom IA0 ent spricht dem übersetzten Strom IA am Ausgang des zweiten Umrich ters UM2.A current measurement takes place on the primary side of the second Um richters UM2. The by a measuring resistor RM, the between the output of the first converter UM1 and the input of the two th converter UM2 is arranged, flowing current IA0 ent speaks the translated current IA at the output of the second converter ters UM2.
Kleine Stromlücken und eventuell vom Magnetisierungsstrom stam mende Stromanteile werden nicht durch ein am Ausgang des ersten Umrichters UM1 angeordnetes Filter F, gebildet aus der Indukti vität L1 im Längszweig und der Querkapazität C0 im Querzweig herausgefiltert. Der am Meßwiderstand RM abgegriffene Strom IA0 wird mit einem vorgegebenen Stromgrenzwert I verglichen und über einen Strommeßverstärker VI verstärkt. Der verstärkte Strommeßwert wird mit der am Ausgang des zweiten Umrichters UM2 anliegenden Spannung verknüpft und zur Regelung der Pulsbreite PWM oder der Frequenz FM der ersten Steuereinheit S1 verwendet.Small current gaps and possibly from the magnetizing current stam The current components are not replaced by one at the output of the first Converter UM1 arranged filter F, formed from the inductor vity L1 in the longitudinal branch and the transverse capacitance C0 in the transverse branch filtered out. The current IA0 tapped at the measuring resistor RM is compared with a predetermined current limit value I and amplified via a current measuring amplifier VI. The reinforced one Current measured value is the one at the output of the second converter UM2 connected voltage and to regulate the pulse width PWM or the frequency FM of the first control unit S1 used.
Im Überlastfall wird über eine Reduzierung des Tastgrades die Spannung am Ausgang des ersten Umrichters UM1 gesenkt. Bei einem Klemmenkurzschluß am Ausgang des Umrichters WR wird die Spannung UA0 am Ausgang des ersten Umrichters UM1 bis auf die Längsspannung über den Umrichter UM2 reduziert.In the event of an overload, the duty cycle is reduced The voltage at the output of the first converter UM1 is reduced. At a terminal short circuit at the output of the inverter WR Voltage UA0 at the output of the first converter UM1 except for the Longitudinal voltage reduced via the UM2 converter.
Wie bereits oben erläutert, liegt am Steuereingang G des vier
ten Schaltelementes G1 die Summenspannung der an den Wicklungen
W3, W4 und W5 des Transformators Tr anliegenden Spannungen. Die
Steuerspannung UGS für das vierte Schaltelement G1 ergibt sich
im angesteuerten Zustand:
As already explained above, the total voltage of the voltages applied to the windings W3, W4 and W5 of the transformer Tr is at the control input G of the fourth switching element G1. The control voltage UGS for the fourth switching element G1 results in the activated state:
UGS = ((NW4 + NW3 + NW5)/NW2).UA0.UGS = ((NW4 + NW3 + NW5) / NW2) .UA0.
Die Windungszahl N für die Wicklung W5 wird dabei so dimensio niert, daß die Steuerspannung UGS für das vierte Schaltelement G1 im Normalbetrieb ausreichend hoch ist.The number of turns N for the winding W5 thus becomes dimensio niert that the control voltage UGS for the fourth switching element G1 is sufficiently high in normal operation.
Beim beschriebenen Wandler WR wird im Strombegrenzungsbetrieb die Spannung UA0 am Ausgang des ersten Umrichters abgesenkt. Damit wird aber auch die Ansteuerspannung UGS abgesenkt, so daß das vierte Schaltelement G1 nicht mehr richtig angesteuert werden kann, wodurch die Spannung zwischen dem Drainanschluß und Sourceanschluß DS des vierten Schaltelementes G1 ansteigt. Bei weiterer Reduzierung der Spannung UA0 am Ausgang des ersten Umrichters UM1 wird das vierte Schaltelement G1 nicht mehr durchgesteuert.The converter WR described is in current limiting mode the voltage UA0 at the output of the first converter is reduced. However, this also lowers the control voltage UGS, so that the fourth switching element G1 is no longer controlled correctly can be, causing the voltage between the drain and source terminal DS of the fourth switching element G1 rises. If the voltage UA0 at the output of the first is further reduced The fourth switching element G1 no longer becomes the converter UM1 controlled.
Die Bodydiode B1 des vierten Schaltelementes G1 übernimmt den Stromfluß. Damit entstehen zwischen Drainanschluß und Sourcean schluß DS des vierten Schaltelementes G1 bei maximalem Strom eine Spannung von 0,7 . . . 1 V. In dem vierten Schaltelement G1 entsteht bei Kurzschluß ein Vielfaches der Verlustleistung gegenüber der Verlustleistung im Normalbetrieb bei Vollast. The body diode B1 of the fourth switching element G1 takes over Current flow. This creates between drain connection and source conclusion DS of the fourth switching element G1 at maximum current a tension of 0.7. . . 1 V. In the fourth switching element G1 in the event of a short circuit, a multiple of the power loss arises compared to the power loss in normal operation at full load.
Eine Verlustleistung in der beschriebenen Art entsteht auch während der folgenden Taktperiode in der fünften Schalteinheit G2.A power loss in the manner described also arises during the following clock period in the fifth switching unit G2.
Fig. 2 zeigt einen Aufbau des Umrichters WR mit einer Ent scheidereinheit SE zur Vermeidung einer hohen Verlustleistung an dem vierten und fünften Schaltelement G1, G2. Fig. 2 shows a structure of the converter WR with a Ent decision unit SE to avoid high power loss on the fourth and fifth switching elements G1, G2.
Diese Entscheidereinheit SE ist mit einer Logikeinheit UD, einer Verzögerungseinheit ZV und einer Abschalteeinheit AB oder/und Aufprüfeinheit PR ausgebildet.This decision unit SE is equipped with a logic unit UD, a delay unit ZV and a shutdown unit AB or / and PR inspection unit.
Ein erster Eingang der Logikeinheit UD ist mit einem Anschluß des Ausgangs des ersten Umrichters UM1 und ein zweiter Eingang der Logikeinheit UD mit einem Ausgang der Verstärkerschaltung VI verbunden. Das Ausgangssignal der Logikeinheit UD wird über die Verzögerungseinheit ZV einer Abschalteeinheit AB oder einer Aufprüfeinheit PR zugeführt. Das von der Abschalteeinheit AB oder der Aufprüfeinheit PR abgegebene Signal wird der ersten Steuereinheit S1 zugeführt, wobei die Steuereinheit S1 das ersten Schaltelement T1 bei einer zu geringen Spannung UA0 am Ausgang des ersten Umsetzers UM1 und einem zu hohen Strom IA0 derart ansteuert, daß dieser gesperrt wird.A first input of the logic unit UD has one connection the output of the first converter UM1 and a second input the logic unit UD with an output of the amplifier circuit VI connected. The output signal of the logic unit UD is over the delay unit ZV a shutdown unit AB or PR inspection unit supplied. That from the shutdown unit AB or the signal emitted by the test unit PR becomes the first Control unit S1 supplied, the control unit S1 the first switching element T1 at too low a voltage UA0 am Output of the first converter UM1 and an excessively high current IA0 controlled in such a way that it is blocked.
Eine Strombegrenzung für eine dem Wandler WR nachgeordneten, jedoch hier nicht dargestellten Schaltungseinheit erfolgt durch Absenken der Ausgangsspannung UA am zweiten Umrichter UM2.A current limitation for a downstream of the converter WR, however, circuit unit not shown here by lowering the output voltage UA on the second converter AT 2 O'CLOCK.
Muß über einen längeren Zeitraum der Ausgangsstrom IA begrenzt werden, so wird der Wandler WR bei Verwendung einer Abschalte einheit AB, endgültig abgeschaltet. Bei Verwendung einer Auf prüfeinheit PR, wird nach längerer Zeit der Wandler WR wieder eingeschaltet und es wird geprüft ob die Überlast noch vorhan den ist und gegebenenfalls wieder abgeschaltet. Ist die Über last nach einer Überprüfung noch vorhanden, so wird der erste Umrichter UM1 abgeschaltet.The output current IA must be limited over a longer period of time the converter WR when using a shutdown Unit AB, finally switched off. When using an on test unit PR, becomes converter WR again after a long time switched on and it is checked whether the overload still exists that is and if necessary switched off again. Is the over after a check is still available, the first UM1 converter switched off.
Bei relativ kurzen, im Sekundenbereich liegenden Schwankungen des Stromes, wirkt die Strombegrenzung vorzugsweise linear bis zum Klemmenkurzschluß, ohne daß sich der Wandler WR abschaltet.With relatively short fluctuations in the range of seconds of the current, the current limitation is preferably linear to to short-circuit the terminal without the converter WR switching off.
Damit ist sichergestellt, daß am Ausgang des Wandlers WR ange schaltete Kondensatoren, die im ersten Moment wie ein Kurz schluß wirken, mit definiertem Strom sicher aufgeladen werden, ohne daß der erste Schalttransistor T1 des ersten Umrichters UM1 abgeschaltet wird. Des weiteren wird durch die lineare Strombegrenzung sichergestellt, daß der Wandler WR durch spora dische Effekte, die beispielsweise beim Anschalten eines weite ren Verbrauchers oder Wandlers auftreten können, nicht abge schaltet wird.This ensures that WR is output at the converter switched capacitors that at first glance like a short work, be charged safely with a defined current, without the first switching transistor T1 of the first converter UM1 is switched off. Furthermore, the linear Current limitation ensures that the converter WR by spora dische effects, for example when turning on a wide consumer or converter may occur is switched.
In Fig. 3 ist eine schaltungstechnische Ausgestaltung einer Überlastschutzeinheit SE wiedergegeben. Einheiten der Überlast schutzeinheit SE sind wie zuvor bereits angegeben die Logikein heit UD, die Verzögerungseinheit ZV und eine Abschalteeinheit AB oder/und Aufprüfeinheit PR.In Fig. 3 is a circuitry configuration of an overload protection unit SE is shown. As already stated, units of the overload protection unit SE are the logic unit UD, the delay unit ZV and a shutdown unit AB and / or test unit PR.
An einen ersten Eingang der Logikeinheit UD wird die am Ausgang des ersten Umrichters UM1 anliegende Spannung UA0 angelegt, und ein zweiter Eingang der Logikeinheit UD ist mit einem Ausgang eines ersten Operationsverstärkers OP1 des Strommeßverstärkers VI verbunden. Die Logikeinheit UD setzt sich zusammen aus einer ersten und zweiten Diode D1, D2 sowie einem an der Anode der zweiten Diode D2 angeordneten Spannungsteiler, gebildet aus den Widerständen R5 und R6. Der Ausgang des ersten Operationsver stärkers OP1 des Strommeßverstärkers VI ist mit der Anode der ersten Diode D1 verbunden. Der erste Eingang des Spannungstei lers ist mit einem Ausgang des ersten Umrichters UM1 verbunden. A first input of the logic unit UD is connected to the output applied voltage UA0 of the first converter UM1, and a second input of the logic unit UD is with an output a first operational amplifier OP1 of the current measuring amplifier VI connected. The logic unit UD is composed of one first and second diodes D1, D2 and one on the anode of the second diode D2 arranged voltage divider, formed from the Resistors R5 and R6. The output of the first op amplifier OP1 of the current measuring amplifier VI is connected to the anode first diode D1 connected. The first entrance of the tension section lers is connected to an output of the first converter UM1.
Ein weiterer Anschluß des Spannungsteilers ist mit einem Be triebsbezugspotential verbunden. Die Kathoden der ersten und zweiten Diode D1, D2 sind über einen Widerstand R7 mit dem Betriebsbezugspotential verbunden. Die Kathoden der ersten und zweiten Diode D1, D2 sind über einen weiteren Widerstand R8 mit einem Eingang einer Darlingtonschaltung DT1 und mit einem Mit telabgriff eines RC-Gliedes, gebildet aus einem Widerstand R7 und einem Kondensator C1, verbunden. Zum Kondensator C1 ist eine Diode D3 parallel geschaltet. Die Spannungsversorgung der Verzögerungseinheit ZV ist zwischen der Parallelschaltung von Kondensator und Diode und dem Betriebsbezugspotential verbun den. Die Anode der Diode D3 ist mit den Kathoden der ersten und zweiten Diode D1, D2 verbunden. Ein erster Ausgang der Darling tonschaltung DT1 ist mit einem Anschluß eines ersten Spannungs teilers R9, R10 und eines zweiten Spannungsteilers R11, R12 der Abschalteeinheit AB und ein zweiter Ausgang der Darlintonschal tung DT1 ist mit einem Mittelabgriff des ersten Spannungstei lers R9, R10 der Abschalteeinheit AB sowie einem zweiten An schluß eines zweiten Operationsverstärker OP2 der Abschalteein heit AB verbunden. An dem Operationsverstärker OP2 der Abschal teeinheit AB ist mit einem ersten Eingang ein Mittelabgriff des zweiten Spannungsteiler R11, R12 der Abschalteeinheit AB ver bunden. Der weitere Anschluß des ersten und zweiten Spannungs teilers ist mit dem Betriebsbezugspotential beaufschlagt. Ein Widerstand R13 bildet eine Rückkopplung am Operationsverstärker OP2 der Abschalteeinheit AB.Another connection of the voltage divider is with a Be drive related potential connected. The cathodes of the first and second diode D1, D2 are connected via a resistor R7 Operational potential connected. The cathodes of the first and second diode D1, D2 are connected via a further resistor R8 an input of a Darlington circuit DT1 and with a Mit tapping of an RC element, formed from a resistor R7 and a capacitor C1. To capacitor C1 is a diode D3 connected in parallel. The power supply of the Delay unit ZV is between the parallel connection of Capacitor and diode and the operating reference potential verbun the. The anode of the diode D3 is with the cathodes of the first and second diode D1, D2 connected. A first exit of the darling Sound circuit DT1 is connected to a first voltage divider R9, R10 and a second voltage divider R11, R12 Switch-off unit AB and a second outlet of the Darlinton scarf device DT1 is with a center tap of the first voltage section lers R9, R10 of the shutdown unit AB and a second An include a second operational amplifier OP2 the shutdown unit AB connected. At the operational amplifier OP2 the scarf teeinheit AB is a center tap of the first input second voltage divider R11, R12 of the shutdown unit AB ver bound. The further connection of the first and second voltage divider is charged with the operational reference potential. On Resistor R13 forms a feedback on the operational amplifier OP2 of the shutdown unit AB.
Unter den Voraussetzungen, daß der Stromgrenzwert überschritten ist und die Spannung UA0 am Ausgang des ersten Umrichters UM1 unter einen vorgegebenen Wert abgefallen ist, und dieser Zu stand eine Zeit angedauert hat, wird der erste Umrichter UM1 durch Ansteuerung des ersten Schalttransistors T1 gesperrt. Dies kann gebunden, d. h. endgültig, sein oder es wird nach einer gewissen Zeit die an den Eingängen der Logikeinheit UD anliegenden Strom- und Spannungswerte überprüft, ob die Grenz werte für Strom und Spannung noch überschritten werden. Die Auswertung beider Voraussetzungen ist nötig, um eine Überlast zu erkennen und ein fehlerfreies Anlaufen des Wandlers WR zu gewährleisten. Die Zeit vom Auftreten beider Voraussetzungen bis zum Abschalten des ersten Umrichters UM1 des Wandlers WR ist so bemessen, daß eine hohe Verlustleistung in dem vierten und fünften Schaltelement G1, G2 auf der Sekundärseite des zweiten Umrichters UM2 vermieden wird.Provided that the current limit is exceeded and the voltage UA0 at the output of the first converter UM1 has dropped below a predetermined value, and this Zu the first converter UM1 blocked by driving the first switching transistor T1. This can be tied. H. final, be or it will be after a certain time at the inputs of the logic unit UD current and voltage values checked whether the limit values for current and voltage are still exceeded. The Evaluation of both conditions is necessary to avoid an overload to recognize and an error-free start of the converter WR guarantee. The time from the occurrence of both conditions until the first converter UM1 of the converter WR is switched off is dimensioned so that a high power loss in the fourth and fifth switching element G1, G2 on the secondary side of the second converter UM2 is avoided.
Bei einer maximal zulässigen statischen Absenkung der Ausgangs spannung durch die Strombegrenzung muß die Ansteuerung des vierten und fünften Schaltelementes G1, G2 auf der Sekundär seite des zweiten Umrichters UM2 noch sichergestellt sein, das heißt, daß die Spannung zwischen dem Steuereingang G und dem Sourceingang S des vierten und fünften Schaltelementes G1, G2 größer 6 V sein sollte. Aus dieser zu erreichenden Spannung kann die zulässige Absenkung der Spannung am Ausgang des ersten Umrichters UM1 bestimmt werden.With a maximum permissible static lowering of the output voltage due to the current limitation, the control of the fourth and fifth switching elements G1, G2 on the secondary side of the second converter UM2 must still be ensured, that is to say that the voltage between the control input G and the source input S of the fourth and fifth switching elements G1, G2 should be greater than 6 V. The permissible lowering of the voltage at the output of the first converter UM1 can be determined from this voltage to be achieved.
Der erste Operationsverstärker OP1 bildet den Strommeßverstär ker VI. Über die Widerstände R1 und R2 wird am nichtinvertie renden Eingang des ersten Operationsverstärkers OP1 die Höhe des Strombegrenzungseinsatzes eingestellt. Mit den Widerständen R3 und R4 wird die Verstärkung der Strombegrenzung des ersten Operationsverstärkers OP1 festgelegt. Im Normalbetrieb, das heißt ohne eine Strombegrenzung liegt am Ausgang des ersten Operationsverstärker OP1 eine hohe Spannung. Bezogen auf diese Schaltungsausgestaltung beträgt die Spannung beispielsweise 12 Volt.The first operational amplifier OP1 forms the current measuring amplifier ker VI. The resistors R1 and R2 are the most non-inverting renden input of the first operational amplifier OP1 the height of the current limiting insert set. With the resistors R3 and R4 will amplify the current limit of the first Operational amplifier OP1 set. In normal operation, the means without a current limit is at the output of the first Operational amplifier OP1 a high voltage. Related to this Circuit design, the voltage is for example 12 volts.
Die Widerstände R5 und R6 des Spannungsteilers an der Anode der zweiten Diode D2 stellen eine Aufteilung der Spannung UA0 am Ausgang des Umrichters UM1 dar. The resistors R5 and R6 of the voltage divider on the anode of the second diode D2 make a division of the voltage UA0 on Output of the UM1 converter.
Die erste und zweite Diode D1, D2 bilden mit dem Widerstand R7 an ihren Ausgängen eine logische UND-Verknüpfung. In dieser Schaltungsausgestaltung handelt es sich um eine negative Logik, das heißt, daß die Spannungen an den Anoden der ersten Diode D1 und der zweiten Diode D2 zu null werden müssen, damit die Span nung am Widerstand R7 ebenfalls zu null wird.The first and second diodes D1, D2 form with the resistor R7 a logical AND link at their outputs. In this Circuit design is a negative logic, that is, the voltages at the anodes of the first diode D1 and the second diode D2 must become zero so that the Span voltage at resistor R7 also becomes zero.
Der Kondensator C1 bildet zusammen mit dem Widerstand R7 eine Zeitkonstante, mit der ein Abschaltezeitpunkt des ersten Um richters UM1 festgelegt wird. Die Diode D3 bewirkt, daß die maximale Spannung an der Kathode der ersten und zweiten Diode D1, D2 der Spannung der Versorgungsspannung entspricht. Die Diode D3 bewirkt, daß die maximale Spannung der Versorgungs spannung entspricht. Die Diode D3 stellt auch eine schnelle Entladung von dem Kondensator C1 bei Ausfall der Versorgungs spannung sicher.The capacitor C1 forms one together with the resistor R7 Time constant with which a switch-off time of the first order richters UM1 is set. The diode D3 causes the maximum voltage at the cathode of the first and second diodes D1, D2 corresponds to the voltage of the supply voltage. The Diode D3 causes the maximum voltage of the supply voltage corresponds. The diode D3 also provides a fast one Discharge from capacitor C1 if the supply fails tension safe.
Solange die Spannung an der Kathode der ersten und zweiten Diode D1, D2 höher ist als die Referenzspannung VRef, ist die Darlingtonschaltung DT1 gesperrt.As long as the voltage on the cathode of the first and second Diode D1, D2 is higher than the reference voltage VRef, that is Darlington circuit DT1 blocked.
Der erste Eingang des zweiten Operationsverstärkers OP2 der Abschalteeinheit AB liegt über die Widerstände R11 und R12 des zweiten Spannungsteilers der Abschalteeinheit AB auf etwa der halben Referenzspannung VRef. Mit den Widerständen R9 und R10 des ersten Spannungsteilers der Abschalteeinheit AB wird die Spannung am zweiten Eingang des zweiten Operationsverstärkers OP2 eingestellt. Der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers OP2 weist im Normalbetrieb eine hohe Spannung auf. Über die Rückkopplung des zweiten Operationsverstärkers OP2 mit dem Widerstand R13 kann die Hysterese des zweiten Operationsver stärkers OP2 eingestellt werden, die ein sicheres Umschalten und Halten von Zuständen des zweiten Operationsverstärkers OP2 ermöglicht. Daß der zweite Operationsverstärker OP2 nach Anle gen der Versorgungsspannung eine bestimmungsgemäße Ausgangs spannung aufweist, wird durch weitere, der Übersichtlichkeit halber hier nicht dargestellte Bauteile sichergestellt.The first input of the second operational amplifier OP2 Switch-off unit AB lies across the resistors R11 and R12 of the second voltage divider of the shutdown unit AB to about the half reference voltage VRef. With resistors R9 and R10 of the first voltage divider of the shutdown unit AB Voltage at the second input of the second operational amplifier OP2 set. The output of the second operational amplifier OP2 has a high voltage in normal operation. About the Feedback of the second operational amplifier OP2 with the Resistor R13 can control the hysteresis of the second op amplifiers OP2 can be set, the safe switching and holding states of the second operational amplifier OP2 enables. That the second operational amplifier OP2 according to Anle an intended output against the supply voltage has tension, is further, the clarity for the sake of components not shown here ensured.
Nachfolgend noch das statische und dynamische Schaltverhalten der Entscheidereinheit SE.Below is the static and dynamic switching behavior the decision-making unit SE.
Sobald die Versorgungsspannung eingeschaltet wird, liegt am Ausgang der Kathode der ersten und zweiten Diode D1, D2 über den entladenen Kondensator C1 die Versorgungsspannung an. Die Darlingtonstufe DT1 ist gesperrt und der zweite Operationsver stärker OP2 in der Abschalteeinheit AB in Normalbetrieb. Solan ge der Normalbetrieb besteht, liegt am Ausgang des ersten Ope rationsverstärkers OP1 eine hohe Spannung von ca. 12 V. Am Mit telpunkt des Spannungsteilers R5, R6 an der Anode der zweiten Diode D2 ist ebenfalls die Spannung größer als die Referenz spannung VRef. Die Spannung an der Kathode der ersten und zwei ten Diode D1, D2 beträgt ca. 12 V, die Darlingtonstufe DT1 bleibt gesperrt.As soon as the supply voltage is switched on, Output of the cathode of the first and second diodes D1, D2 the discharged capacitor C1 to the supply voltage. The Darlington stage DT1 is locked and the second operation ver stronger OP2 in the shutdown unit AB in normal operation. Solan normal operation exists at the exit of the first ope ration amplifier OP1 a high voltage of about 12 V. At Mit telpunkt of the voltage divider R5, R6 at the anode of the second Diode D2 is also the voltage greater than the reference voltage VRef. The voltage on the cathode of the first and two The diode D1, D2 is approximately 12 V, the Darlington stage DT1 remains locked.
Sobald der Strom durch den Meßwiderstand IA0 begrenzt wird, wird die Spannung am Ausgang des ersten Operationsverstärkers OPI gegen Betriebsbezugspotential, aber die Spannung an den Kathoden der ersten und zweiten Diode D1, D2 durch die noch vorhandene Spannung am Ausgang des ersten Umrichters UM1 auf einer Spannung die größer der Referenzspannung VRef ist gehal ten. Die Darlingtonstufe DT1 bleibt gesperrt. As soon as the current is limited by the measuring resistor IA0, becomes the voltage at the output of the first operational amplifier OPI against operational reference potential, but the tension on the Cathodes of the first and second diodes D1, D2 through the still existing voltage at the output of the first converter UM1 a voltage greater than the reference voltage VRef The Darlington stage DT1 remains locked.
Erst wenn die Spannung UA0 am Ausgang des ersten Umrichters UM1 so weit abgesunken ist, daß die Spannung an der Kathode der ersten und zweiten Diode D1, D2 ca. 1 V (2.UBE) unter die Refe renzspannung VRef abgesunken ist, wird die Darlingtonstufe DT1 leitend und schließt den Widerstand R9 des ersten Spannungstei ler kurz. Damit wechselt die Spannung am Ausgang der Abschalte einheit AB und sperrt das erste Schaltelement T1 des Umrichters UM1. Die Spannung ab der die Abschalteeinheit AB abschaltet kann über die Widerstände R5 und R6 eingestellt werden, und sollte so hoch sein, daß die Ansteuerung des vierten und fünf ten Schaltelementes G1, G2 noch sichergestellt ist.Only when the voltage UA0 at the output of the first converter UM1 has dropped so far that the voltage at the cathode of the first and second diodes D1, D2 approx. 1 V (2.UBE) under the ref limit voltage VRef has dropped, the Darlington stage DT1 conductive and closes the resistor R9 of the first voltage part short. This changes the voltage at the output of the shutdown Unit AB and blocks the first switching element T1 of the converter AT 1. The voltage above which the switch-off unit AB switches off can be set via resistors R5 and R6, and should be high enough to drive the fourth and fifth th switching element G1, G2 is still ensured.
Verringert sich die Spannung am ersten Operationsverstärker OP1 und dem Spannungsteilermittelpunkt des Spannungsteilers R5, R6 an der Anode der zweiten Diode D2 nur kurz (kurzer Kurzschluß oder Überlast), so bleibt der Wandler WR in Funktion, da die Spannung an den Kathoden der ersten und zweiten Diode D1, D2 durch die Ladung des Kondensators C1 im ersten Moment auf ca. 12 V gehalten wird. Erst wenn sich der Kondensator C1 langsam über den Widerstand R7 entlädt, und die Spannung an den Katho den der ersten und zweiten Diode D1, D2 ca. 1 V unter die Refe renzspannung VRef fällt, wird die Darlingtonstufe DT1 leitend und der Wandler WR abgeschaltet. Der Kondensator C1 und Wider stand R7 bestimmen die Zeitspanne, in der eine Überlast auftre ten kann, ohne daß der Wandler WR abgeschaltet wird.The voltage at the first operational amplifier OP1 decreases and the voltage divider center of the voltage divider R5, R6 only short at the anode of the second diode D2 (short short circuit or overload), the converter WR remains functional, since the Voltage at the cathodes of the first and second diodes D1, D2 by charging capacitor C1 to approx. 12 V is held. Only when capacitor C1 is slow discharged through resistor R7, and the voltage to the Katho that of the first and second diodes D1, D2 approx. 1 V below the ref limit voltage VRef falls, the Darlington stage DT1 becomes conductive and the converter WR switched off. The capacitor C1 and Wider R7 determines the time span in which an overload occurs can without the converter WR being switched off.
Claims (8)
der zweite Umrichter (UM2) einen Transformator (Tr) mit einer auf der Sekundärseite des Transformators (Tr) angeordneten Gleichrichtereinheit (GR) zur Gleichrichtung der sekundärsei tig am Transformator (Tr) anliegenden Spannung aufweist,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine Entscheidereinheit (SE) zur Steuerung der Laststrom strecke (SD) des ersten Schalttransistors (T1) vorgesehen ist, wobei Strom- und Spannungsmeßwerte am Ausgang des ersten Umrichters (UM1) erfaßt und der Entscheidereinheit (SE) zuge führt werden und bei Überschreitung eines Stromwertes und Un terschreitung eines Spannungswertes bei dem eine sichere Durchsteuerung der in der Gleichrichtereinheit (GR) angeord neten Schaltelemente (G1, G2) nicht mehr möglich sind, der erste Schalttransistor (T1) derart ansteuert wird, daß die Laststromstrecke hochohmig wird.1. Circuit arrangement for overload protection for a converter, with a first converter (UM1) and a second converter (UM2) arranged in chain connection therewith, the first converter (UM1) for controlling the output voltage (UA0) on the first converter (UM1) a first switching transistor (T1), and
the second converter (UM2) has a transformer (Tr) with a rectifier unit (GR) arranged on the secondary side of the transformer (Tr) for rectifying the voltage applied to the transformer (Tr) on the secondary side,
characterized by
that a decision unit (SE) for controlling the load current path (SD) of the first switching transistor (T1) is provided, current and voltage measured values at the output of the first converter (UM1) being detected and fed to the decision unit (SE) and if one is exceeded Current value and undershoot of a voltage value at which it is no longer possible to reliably control the switching elements (G1, G2) arranged in the rectifier unit (GR), the first switching transistor (T1) is controlled such that the load current path becomes high-resistance.
eine Verzögerungseinheit (ZV) zur verzögerten Weitergabe des von der Logikschaltung (UD) abgegebenen Steuersignals zur Ab schaltung des ersten Schalttransistors (T1). 2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the decision unit (SE) has a logic circuit (UD) for the logical combination of the current and voltage measured values,
a delay unit (ZV) for delayed transmission of the control signal emitted by the logic circuit (UD) for switching off the first switching transistor (T1).
der erste Umrichter (UM1) zur Steuerung der Ausgangsspannung (UA0) am ersten Umrichter (UM1) einen ersten Schalttransistor (T1), und
der zweite Umrichter (UM2) einen Transformator (Tr) mit einer auf der Sekundärseite des Transformators (Tr) angeordneten Gleichrichtereinheit (GR) zur Gleichrichtung der sekundärsei tig am Transformator (Tr) anliegenden Spannung aufweist,
dadurch gekennzeichnet,
daß Strom- und Spannungsmeßwerte am Ausgang des ersten Um richters (UM1) erfaßt werden und bei Überschreitung eines Stromwertes und Unterschreitung eines Spannungswertes bei dem eine sichere Durchsteuerung der in der Gleichrichtereinheit (GR) angeordneten Schaltelemente (G1, G2) nicht mehr möglich sind der ersten Schalttransistor (T1) derart ansteuert wird, daß die Laststromstrecke hochohmig wird.8. Method for overload protection for a converter, with a first converter (UM1) and a second converter (UM2) arranged in chain connection therewith, wherein
the first converter (UM1) for controlling the output voltage (UA0) on the first converter (UM1) has a first switching transistor (T1), and
the second converter (UM2) has a transformer (Tr) with a rectifier unit (GR) arranged on the secondary side of the transformer (Tr) for rectifying the voltage applied to the transformer (Tr) on the secondary side,
characterized,
that current and voltage measured values at the output of the first converter (UM1) are detected and when a current value is exceeded and a voltage value is undershot in which a reliable control of the switching elements (G1, G2) arranged in the rectifier unit (GR) is no longer possible the first Switching transistor (T1) is controlled such that the load current path becomes high-resistance.
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